IGBT

目录
各种功率半导体器件和IGBT
IGBT模块电路构成
IGBT模块的额定值和特性
IGBT模块的损耗和散热设计
IGBT模块的门极驱动
上桥臂的驱动
3相供电VVVF变频器系统框图
IGBT元件的短路和过电压保护
IGBT元件的过电压保护缓冲电路
IGBT元件的并联注意事项
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1
2
4
6
10
20
24
26
30
33
36
July, 2005 橋詰伸一 / S.Hashizume Rev. 1.01
各种功率半导体器件和IGBT
二极管是最简单的功率器件。以下各图以二极管为基础，说明晶闸管、晶体管、MOSFET
以及IGBT的开关特性。
二极管
i
i
E
v
vF
阳极
i
i
阴极
E
-E
v
vF
-E
晶闸管（SCR）
i
阳极
i
E
v
门极
E
阴极
iG
vT
晶闸管导通必须具备在阳极加正向偏置电压E和向
门极提供控制脉冲信号电压v与擎住电流iG。晶闸
管 不 能 靠 控 制 门 极 脉 冲 信 号 来 关 断 元 件，
要靠反向偏置电压来关断元件。
iG
晶体管 （ N PN ）
集电极
E
基极
iC
iC
vCE
E
iB
vCE(sat)
发射极
iB
晶体管导通是靠控制基极电流iB来达到对元件
的控制目的。
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2
各种功率半导体器件和IGBT
MOSFET (Nch)
iD
iD
E
漏极
E
vDS(on)
vGS
vDS
iG
vGS
门极
源极
iG
iD
-E
iD (=-IS)
iS
MOSFET导通是靠在门极施加正向偏置脉冲电压VGS来控制元件的，仅在导通和关断
的瞬间有门极电流iG流动。该元件在漏极-源极之间的芯片中，有内置寄生与漏极电
流相反方向的续流二极管。
IGBT
集电极
iC
iC
E
门极
发射极
vGE
vCE
E
vCE(sat)
iG
vGE
１５V
等效电路
iG
IGBT导通是靠在门极施加正向偏置脉冲电压 VGE 来达到对
元件的控制目的，该元件仅在导通和关断瞬间有门极电流iG
流动。在某些IGBT模块中，另外增加了超快恢复二极管芯
片，以达到反向续流的目的。
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3
IGBT模块电路构成
PHMB
例如 : PHMB400B12
一单元模块
PDMB
例如 : PDMB100B12C
单桥臂二单元模块
PBMB
例如 : PBMB100B12C
双桥臂四单元模块
PTMB
例如 : PTMB100B12C
三相桥六单元模块
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4
IGBT模块电路构成
PCHMB
Suffix –A
例如 : PCHMB100B12
PRHMB(
PRHMB(--A), PRFMB
Suffix –A *1
例如 : PRHMB400B12
*1：600V E系列中为PRFMB
PVD
例如 : PVD150-12
例如 : PVD30-8
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5
IGBT模块的额定值和特性
以PDMB100B12为例说明IGBT的额定值和特性。
最大额定值 Tc=25℃
Item
集电极-发射极间电压
门极-发射极间电压
Symbol
VCES
Rated Value
1200
Unit
V
VGES
±20
V
如果施加超过额定值的负载。会立即损坏元件或降低元件的可靠性。请务
必遵照下述额定值进行设计。
C
门极-发射极间处于短路状态时集电极-发射极之间的电压
G
E
C
集电极-发射极间处于短路状态时门极-发射极之间的电压
G
E
集电极电流
DC
IC
100
A
1ms
ICP
200
A
PC
500
W
集电极损耗
集电极上容许的最大直流或脉冲电流
一个IGBT构成单元的最大集电极损耗。此模块由两个IGBT构成，该数值为各个IGBT的额定值。
结温
Tj
－40～ ＋150
℃
保存温度
Tstg
－40～ ＋125
℃
IGBT芯片可连续工作的温度范围
在没有施加电负荷状态下，可存放或运送的温度范围
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6
IGBT模块的额定值和特性
绝缘强度（端子与基板间，交流，一分钟)
模块基板至散热器
安装扭矩
VISO
2,500
V
Ftor
3 (30.6)
N・m
(kgf ・
cm)
2 (20.4)
母线至端子
所有电极全部处于短路状态时，可在电极-基板间施加的最大电压
使用指定螺丝时的最大安装扭矩
电特性（一个IGBT构成单元） Tc=25℃
Characteristics
Symbol
Test Condition
Min.
Typ.
Max.
Unit
集电极-发射极间漏电流
ICES
VCE=1200V, VGS=0V
2.0
mA
门极-发射极间漏电电流
IGES
VGS=±20V, VCE=0V
1.0
µA
C
门极-发射极间处于短路状态时集电极-发射极之间的漏电电流
G
E
C
集电极-发射极间处于短路状态时门极-发射极之间的漏电电流
G
E
集电极-发射极间饱和压降
VCE(sat)
IC=100A, VGS=15V
门极-发射极间开启电压
VGE(th)
VCE=5V, IC=100mA
1.9
4.0
2.4
V
8.0
V
C
G
100A
IGBT 通 态 损 耗 的 尺 度，与 二 极 管 的 正 向 压 降、
SCR的导通压降、MOSFET的导通阻抗相对应。
15V
E
C
G
100mA
5V
IGBT开始导通时的门极电压
E
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IGBT模块的额定值和特性
Cies
VCE=10V, VGE=0V, f=1MHz
8,300
上升时间
tr
VCE=600V, RL=6Ω, RG=10Ω
VGE=±15V
0.25
0.45
开通时间
ton
0.40
0.70
下降时间
tf
0.25
0.35
关断时间
toff
0.80
1.10
输入电容
pF
门极-发射极之间的电容
开关时间
µs
开关时间的定义
6Ω
C
+15V
－15V
G
600V
E
PDMB100B12 最大开关时间解析
td(on)
tr
ton
td(off)
tf
toff
(0.25µs)
0.45µs
0.70µs
(0.75µs)
0.35µs
1.1µs
超快恢复整流二极管的最大额定值和电特性（以一个二极管为单位） Tc=25℃
正向电流
DC
IF
100
A
1ms
IFM
200
A
内置超快恢复整流二极管上容许的最大直流或脉
冲电流
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IGBT模块的额定值和特性
Characteristics
Symbol
Test Condition
Min.
Typ.
Max.
Unit
正向电压
VF
IF=100A, VGE=0V
1.9
2.4
V
反向恢复时间
trr
IF=100A, VGE=－10V
－di/dt = 200A/µs
0.2
0.3
µs
有指定正向电流流动时的内置二极管的正向压降
直至内置二极管恢复反向截止状态所需要的时间
Reverse Current
反向恢复时间的定义
热特性
Characteristics
Symbol
IGBT
热阻
Min.
Condition
Typ.
Rth(j-c) 连接至外壳
Max.
Unit
0.24
℃/W
0.42
二极管
内置的各IGBT或二极管的热阻
外壳温度测量点
IGBT
二极管
结温
0.24℃/W
0.24℃/W
0.42℃/W
外壳温度
接触热阻
在铜基板较长方向的中心打
开直径1毫米、深5毫米的孔
穴，用热电偶进行测量
散热器温度
芯片正下方的金属基极的
温度为规格数值。
周围温度
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散热器热阻
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0.42℃/W
IGBT模块的损耗和散热设计
IGBT元件的损耗总和分为：通态损耗与开关损耗。开关损耗分别为开通损耗(EON)和关断损耗
(EOFF)之和。另外，内置续流二极管的损耗为导通损耗与关断（反向恢复）损耗(ERR)之和。EON、
EOFF、ERR与开关频率的乘积为平均损耗。
IGBT的损耗
集电极电流
IC
集电极-发射极间电压
VCE(sat)
通态损耗
开通损耗 EON
集电极损耗
IC×VCE(sat)
续流二极管的反向恢复损耗
电流
电压
反向恢复损耗 ERR
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关断损耗 EOFF
IGBT模块的损耗和散热设计
开关特性的测试
RG
－15V
iC
VCC
iC
RG
+15V
－15V
时间
900
30
2
250
750
20
1
200
600
10
0
150
VGE (V)
300
VCE (V)
3
IC (A)
IG (A)
PDMB100B12开通损耗EON测量范例
450
Turn-On / 100A/1.2kV/SPT
at VCC=600V, IC=100A, RG=10Ω, VGE=±15V, TC=125℃
VGE
-IG
0
-1
100
300
-10
-2
50
150
-20
-3
0
0
-30
IC
VCE
5.4x10
-5
5.6x10
-5
5.8x10
t : 2 . 0 μ s/ D I V
-5
6x10
-5
6.2x10
-5
0.02
1.0x10
5
0.015
7.5x10
4
5.0x10
4
2.5x10
4
0.0x10
0
P (W)
ESW (J)
Time (s)
0.01
0.005
0
P
EON
t : 2 . 0 μ s/ D I V
5.4x10
-5
5.6x10
-5
5.8x10
-5
6x10
-5
6.2x10
-5
Time (s)
900
30
2
250
750
20
1
200
600
10
0
150
450
VGE (V)
300
VCE (V)
3
IC (A)
IG (A)
PDMB100B12关断损耗EOFF测量范例
Turn-Off / 100A /1.2kV /SPT
at VCC=600V, IC=100A, RG=10Ω, VGE=±15V, TC=125℃
VCE
-IG
0
-1
100
300
-10
-2
50
150
-20
-3
0
0
-30
-2x10
VGE
IC
-6
-1x10
-6
0x10
-6
t : 1 . 0μ s/ DIV
-6
1x10
2x10
-6
3x10
-6
4x10
-6
5x10
-6
0.02
1.0x10
5
0.015
7.5x10
4
5.0x10
4
2.5x10
4
0.01
0.005
0
P (W)
ESW (J)
Time (s)
P
EOFF
t : 1 . 0μ s/ DIV
0.0
-2x10
-6
-1x10
-6
0x10
-6
1x10
-6
2x10
Time (s)
日本英达株式会社
11
-6
3x10
-6
4x10
-6
5x10
-6
IGBT模块的损耗和散热设计
1200V B系列开通损耗 EON （Tj= 125℃）
有关门极系列阻抗RG请参阅技术规格。
VCC=600V
Tj=125℃
VGE=±15V
Half Bridge
1200V B系列关断损耗 Eoff (Tj=125C)
有关门极系列阻抗RG请参阅技术规格。
VCC=600V
Tj=125℃
VGE=±15V
Half Bridge
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IGBT模块的损耗和散热设计
1200V B系列 EON 对门极串联电阻RG的依存性（Tj= 125℃）
VCC=600V
IC=Rated IC
Tj=125℃
VGE=±15V
Half Bridge
1200V B系列EOFF对门极串联电阻RG依存性（Tj= 125℃）
VCC=600V
IC=Rated IC
Tj=125℃
VGE=±15V
Half Bridge
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IGBT模块的损耗和散热设计
1200V B系列续流二极管反向恢复损耗 ERR（Tj= 125℃）
有关门极系列阻抗RG请参阅技术规格。
VCC=600V
Tj=125℃
VGE=±15V
Half Bridge
1200V B系列ERR对门极串联电阻RG依存性（Tj= 125℃）
VCC=600V
IC=Rated IC
Tj=125℃
VGE=±15V
Half Bridge
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IGBT模块的损耗和散热设计
IGBT模块损耗
IGBT
IGBT
FWD
通态损耗
开关损耗（开通损耗EON、关断损耗EOFF）
FWD
通态损耗
开关（反向恢复）损耗 ERR
斩波电路平均损耗的计算
IGBT
IGBT
Vcc
RG
3:
FWD
FWD
1:
平均损耗计算范例
PRHMB100B12, Vcc=600V, Ic=100A, RG=10Ω,VGE=±15V, f=10kHz, 导通比 :3:1
IGBT 通态损耗 : 100(A)×2.2*1(V)×3/4＝160(W)
开通损耗 : 9.5(mJ)×10(kHz)＝95(W)
关断损耗 : 9.5(mJ)×10(kHz)＝95(W)
IGBT 损耗合计 : 350(W)
FWD 通态损耗 : 100(A)×1.9*2(V)×1/4＝47.5(W)
开关（反向恢复）损耗 : 8.5(mJ)×10(kHz)＝85(W)
FWD 损耗合计 : 132.5(W)
模块损耗合计 482.5(W)
*1 Ic=100A, TJ=125℃时的集电极-发射极之间的饱和压降
*2 IF=100A, TJ=125℃ 时的FWD正向电压
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IGBT模块的损耗和散热设计
相对于外壳温度的结温上升
上一页计算PRHMB100B12斩波电路工作损耗时的条件下
FWD
IGBT
Rth(j-c)=0.42℃/W
外壳温度Tc和结温Tj的差
Rth(j-c)=0.24℃/W
IGBT
FWD
84℃
(350×0.24)
55.65℃
(132.5×0.42)
外壳温度 Tc
相对于环境温度、散热片温度的外壳温度上升
接触热阻 Rth(c-f)
散热片热阻 Rth(f-a)
外壳温度 Tc
5mm
散热片温度 Tf
周围温度 Ta
外壳温度和散热片/周围温度的差距
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Tc－Tf
Rth(c-f)×482.5
Tf－Ta
Rth(f-a)×482.5
IGBT模块的损耗和散热设计
3相变频器的损耗和温度上升
在诸如PWM控制等发生复杂损耗的情况下，计算IGBT和FWD的损耗较困难。建议使用带
有 演 算 功 能 的 DSO（数 字 存 储 示 波 器）等 对 实 际 工 作 的 电 路 进 行 测 量。（例 如 ：
Tektronix的产品中备有动力解析软件TDSPWR3）选择散热器时需要知道大概的损耗，在
此举例介绍一下计算损耗的方法。
范例
PTMB75B12C, 变频器输出电流 (IOP) 75A, 控制率 (m) 1, 开关频率 (f) 15kHz, 功率因数
cosφ 0.85
IGBT
FWD
IGBT
FWD
IGBT
FWD
IGBT
FWD
IGBT
FWD
IGBT
FWD
在此重新说明一次，IGBT的损耗为通态损耗Psat、开通损耗PON、关断损耗POFF
之和，而FWD的损耗为通态损耗PF、反向恢复损耗PRR 之和。 .
1
π
∫＝
2π
Psat
0
｛IOP sinθ×VCE(sat) sinθ×(1－m sin(θ + φ)/2｝ dθ
＝IOP VCE(sat)
1
（
8
＋
m
3π
cosφ
）
由于 IOP＝75A, VCE(sat) ＝2.2V (125℃), m＝1, cosφ＝0.85,
Psat＝35.5(W)
1
2π
∫ ｛(-IOP sinθ)×(VF sinθ)×(1－m sin(θ + φ)/2｝ dθ
2π
PF=
0
1
= IOP VF
（
8
－
m
3π
cosφ
）
VF在75A、125℃条件下的 FWD 正向电压为1.8V。
PF=4.7W
从图表上可以获知，75A时1脉冲单位的开通、关断、反向恢复能量分别为7.5mJ、7mJ、
6mJ。与频率（15kHz）、还有1/π*1相乘后，即可得出平均损耗。
EON＝35.8(W)、EOFF＝33.4(W)、ERR＝28.6(W)
*1
1
π
∫ sinθ dθ
2π
0
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IGBT模块的损耗和散热设计
3相变频器的损耗和温度上升（续）
单个IGBT、FWD的损耗
单个IGBT的
平均损耗范例
单个FWD的
平均损耗范例
104.7W
(Psat+PON+POFF)
33.3W
(PF+PRR)
各个IGBT、FWD的损耗
模块整体的损耗
828W
各个IGBT、FWD的温度上升
IGBT
Rth(j-c)=0.3℃/W
∆T(j-c)＝31.4℃
FWD
Rth(j-c)=0.6℃/W
∆T(j-c)＝20.0℃
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IGBT模块的损耗和散热设计
相对于外壳温度的过渡结温上升
上一页所计算的温度上升是平均或稳态的数值。根据需要，可以使用过渡热阻计算温度
上升的最高值。
P
t1
t2
t3
∆T(j-c) = P×(t1/t3)×{Rth(j-c)－rth(t3+t1)}＋P×(rth(t3+t1)－rth(t3)＋rth(t1)}
rth(t)是时间t的过渡热阻
对于内置有多个IGBT的模块，选取损耗最大（温度上升最高）的IGBT，另加上
上述的温度脉动部分。
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IGBT模块的门极驱动
额定门极驱动电压
门极
n+
发射极
p
门极驱动电压在±20V范围内
SiO2
n+
施加超过此范围的电压时，门极-发射极间的氧化膜
（SiO2）有可能发生绝缘破坏或导致可靠性下降。
n
n+
p+
保护用齐纳二极管
(18V左右)
集电极
开通-门极驱动电压
IC=100A (VCE=600V)时
VGE
8V
10V
12V
15V
VCE(on)
(600V)
2.25V
2.05V
1.95V
PC
(60,000W)
225W
205W
195W
诸如12V、10V的低门极驱动电压会造成集电极损
耗增加。6V时IGBT基本上不开通，此时集电极发射极上施加电源电压。施加这样的低门极电压
时，有可能由于过大的损耗导致元件损坏。
开通-门极驱动电压标准为+15V。
关断时门极反向偏置电压（－VGE）
＋VGE
为避免由于噪声干扰造成的误动作，关
断时请在IGBT门极施加(-5V)-(-15V)的
反向偏置电压。
RG
－VGE
(-5V) ～ -15V
标准 : －15V
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IGBT模块的门极驱动
开通门极电压、关断时门极反向偏置电压与开关速度-噪声干扰的关系
＋VGE
如果提高开通门极电压+VGE，开通速度会上升，
开通损耗会下降。相反，开通时的噪声干扰会增
加。同样，如果提高关断门极电压-VGE，关断速
度会上升，关断损耗会下降。相反，关断时的浪
涌电压及噪声干扰会增加。+VGE、-VGE和下一项
的RG都是影响开关速度的主要因素。
RG
－VGE
门极阻抗RG和开关特性
RG
门极电容
门极
集电极
发射极
CGC
CCE
门极
CGE
CGE
CGC
发射极
CCE
输入电容
Reverse Transfer 电容
输出电容
集电极
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21
Cies = Cge + Cgc
Cres = Cgc
Coes = Cce + Cgc
IGBT模块的门极驱动
发射极门极反向偏置电压和门极-发射极之间的阻抗RGE
RG
－15V
位移电流
+15V
RG
由于高dv/dt而导致位移电流
流动，并且门极电位上升。
高dv/dt
－15V
旁路阻抗RGE
10kΩ 左右
由于FWD反向恢复电流和
高dv/dt而导致的冲击电流
IC
门极反向偏置电压和旁路电阻对降低冲击电流（IGBT损耗）有效
门极配线
为了避免有害的振荡，请注意以下事项。
绞合
使环路面积最小
●
●
●
●
尽量让门极配线远离主电路配线，并避免使两者平行。
交叉时，请以正交交叉。
不要将多根门极配线捆扎在一起。
追加共模扼流圈和铁氧体磁环也可达到一定的效果。
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22
IGBT模块的门极驱动
门极充电和驱动电流-功率
RL
＋VGE
15V
CGC
CGE+CGC
RG
VCE
CGC
iG
－VGE
CGE
CGE
门极驱动损耗PG、最高门极驱动电流iGP的
计算范例
（+VGE=15V、-VGE=－15V、f=10kHz）
690nC
假设在500ns时开通 ;
PG=｛（+VGE）-（-VGE)｝×Qg×f
＝30×690×10-9×104
＝0.207 (W)
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iGP = Qg / ton
＝690×10-9 / 500×10-9
＝1.4 (A)
23
上桥臂的驱动
上桥臂和下桥臂
V+
IGBT以发射极电压为基准电位驱动。开关动
作时，上桥臂IGBT的发射极电位VE在0伏和
母线电压V+之间变化。在AC200V电路中，
要 开 通 上 桥 臂 IGBT 时，需 要 对 门 极 施 加
300V加15V，合计315V的母线电压。因此，
需要不受开关噪声干扰影响的上桥臂驱动
电路。
上桥臂
VE
LOAD
下桥臂
上桥臂
V+
发射极电压 VE
下桥臂
门极电压
V+ 加 15V
上桥臂驱动可以使用了光耦合器和高压驱动集成电路。
使用光耦合器的上桥臂驱动
+VGE
在大容量电路中，使用光耦合
器进行绝缘，此外还添加离散
缓冲器的输出端。在中容量以
下的电路中，使用将上述功能
集成为一体的混合集成电路。
图示为后者的例子。
IN
-VGE
●
●
●
●
使用去除高共模电压的类型
为了尽量缩短空载时间以减少损耗，使用传递延迟时间tPLH和tPHL小的类型。tPLH和tPHL是相
对于输入信号，输出从L变为H、或从H变为L的延迟时间差。
主要的供应厂商是东芝、Agilent Technologies、夏普、NEC等
根据Agilent Technologies的资料，AC200V系列（使用600V的IGBT）到30kW为止，AC400V
系列（使用1200V的IGBT）到15kW为止备有集成电路型光耦合器。
（超过此容量时请使用光
耦合器附加缓冲器的驱动）
日本英达株式会社
24
上桥臂的驱动
使用驱动集成电路的上桥臂的驱动
自举二极管
自举电容器
驱动集成电路中有
上桥臂用
半桥路用
上、下桥臂用
3相桥路用
等产品。大多数是600V耐压产品，也有
1200V耐压产品。
Vcc
IN
COM
●
●
●
自举二极管应该使用高速类型，耐压应该与IGBT相同。
自举电容器应该使用高频特性良好的类型，或如薄膜电容器和陶瓷
电容器进行并联连接。
尽量降低电源（Vcc）的电阻抗。
光耦合器和驱动集成电路的比较
两者的一般特点如下。
光耦合器
驱动集成电路
应用技巧
比较容易
比较困难
构成
混合
单片
AC400V电路
难度大
消耗电流范例
10mA
2mA以下
空载时间范例
2µs以上
可在1µs以下
装配面积
大
小
保护功能
有内置类型
有内置、与电流传感集成电路
连动的类型
尤其对3相2.23.7KW的变频器有利
关于设备容量
性能的提高
日本英达株式会社
驱动能力提高、内置保护功能、抗噪声干扰性提高、特性不均衡的
减少、与电流传感集成电路连动等
25
3相供电VVVF变频器系统框图
3相感应电动机驱动电路的构成和输出时序图
冲击电流抑制
TrV
TrU
R
S
T
TrW
U
V M
TrX
TrY
W
TrZ
过电流检测
DC-DC
转换器
U
V
W
X,Y,Z
门极驱动电路
保护电路
CPU和逻辑电路
TrU
TrV
TrW
TrX
TrY
TrZ
0
120
日本英达株式会社
240
0
120
240
26
0
120
240
0
120
240
0
3相供电VVVF变频器系统框图
交流电源电压和IGBT额定电压VCES
交流电源电压
200
～240V
200～
400
～480V
400～
575, 690V
IGBT额定电压VCES
600V
1200V
1700V
电动机输出和IGBT额定集电极电流IC（3相桥路）
IAC=P / (√3×VAC×cosθ×η)
IAC : 驱动电流 (ARMS)
P ： 3相电动机输出 (W)
VAC ： 额定电压 (VRMS)
cosθ ：功率因数
η : 效率
假设功率因数为0.8、效率为70%
IAC=P / (0.970VAC)
IC = √2×IAC×1.1×1.1×Kg×1.3
温度降额
考虑到短时间超负荷状态的降额系数1.2
考虑到输出电流失真的降额系数
考虑到电源电压变动的降额系数
AC200V 时
AC400V 时
IC = 0.0138P
IC = 0.00688P
AC200V
AC400V
600V耐压IGBT的集成电路
1,200V耐压IGBT的集成电路
3.7kW
50A (51.0A)
25A (25.5A)
5.5kW
75A (75.9A)
7.5kW
100A (103.5A)
50A (51.0A)
15kW
200A (207A)
100A (103.5A)
30kW
400A (414A)
200A (207A)
45kW
600A (621A)
300A (309.6A)
3相电动机输出
55kW
400A (379.5A)
（）是计算值
日本英达株式会社
27
3相供电VVVF变频器系统框图
AC200V 3相2.2kW变频器参考电路
在 此 介 绍 一 个 帮 助 理 解 设 计 思 考 方 法 的 电 路 范 例，此 电 路 不 是 为 了 实 际 应 用。此 处 引 用 的 是
“晶体管技术”杂志1999年3月刊所登载的文章，并已征求了作者丁子谷一先生的同意。原电路的输出为
0.75kW，为使输出变为2.2kW，改变了一部分内容。
+5V
91Ω
0.022µF
74HC14
4
至CPU
100p
3
910Ω
91Ω
PGH508
TLP620
1
2
PTMB50E6(C)
0.1µF
0.1Ω 10W
3并联
20Ω
TrU
20Ω
TrV
1ZB18
15kΩ
15kΩ
C*
C*
560µF×2 (3)
400WV
20Ω
TrW
1ZB18
1ZB18
R
S
T
20Ω
TrX
20Ω
TrY
1ZB18
15kΩ
C*
20Ω
TrZ
1ZB18
1ZB18
15kΩ
15kΩ
15kΩ
U
V
W
C* : 0.1～0.22µF 630V
+15V
绝缘型DCDC转换器
+15V
+15V
+15V
10µ 0.1µ
47kΩ×6
100µ
0.1µ
U
CPU
360
74HC04
74HC06
日本英达株式会社
28
1
2
3
4
TLP250
360
1
2
3
4
TLP250
360
1
2
3
4
TLP250
X
Y
Z
1
2
3
4
TLP250
360
V
W
1
2
3
4
TLP250
360
1
2
3
4
TLP250
360
+5V
8
7
6
5
8
7
6
5
8
7
6
5
8
7
6
5
8
7
6
5
8
7
6
5
0.1µ
门极
发射极
TrU
0.1µ
门极
发射极
TrV
0.1µ
门极
发射极
TrW
0.1µ
门极
发射极
TrX
0.1µ
门极
发射极
TrY
0.1µ
门极
发射极
TrZ
3相供电VVVF变频器系统框图
使用门极驱动集成电路的3相变频器设计范例
有关设计使用600V耐压3相门极驱动集成电路 IR2137和电流检测集成电路IR2171的2.2kW变
频器时的设计要点和思考方法在用高耐压单片集成电路实现的最新电动机-变频器的电路设
计 （IR— International Rectifier公司）.
http://www.irf-japan.com/technical-info/designtp/jpmotorinv.pdf
中进行了解说。并且，根据该资料总结了设计套件IRMDAC4。 .
http://www.irf.com/technical-info/designtp/irmdac4.pdf
使用驱动集成电路时可以作为参考。
稳定电压用电
解电容器
噪声干扰滤波器
IR2137
IGBT 模块
IR2171
使用门极驱动集成电路IR2137和电流检测集成电路
IR2171的设计套件（IR公司）
日本英达株式会社
29
IGBT元件的短路和过电压保护
有关短路和过电压保护的流程图
发生了异常
为何发生异常？
有超过设计值的电流流动
监视电流
（在哪里、用什么测量？）
测量C-E间的电压
超过设计值了吗？
在10µs以内关断IGBT
（如果不关断会损坏IGBT）
由于关断比通常电流大的电流，因此C-E间
电压和关断损耗大
需要能够进行软关断等关断动作的适当的
缓冲电路
Short Circuit　1.2kV/ 100A /SPT　VCC=900V, t=10μs, TC=125℃, RG=24Ω, Lσ=50nH
30
4x10 6
1250
1250
20
3.2x10
6
1000
1000
10
2.4x10
6
1.6x10
6
500
500
-10
8x10 5
250
250
-20
0x10 0
0
0
-30
P (W)
750
750
VGE (V)
1500
VCE (V)
1500
IC (A)
6
4.8x10
VCE
0
IC
VGE
-5x10 -6
PC
0x10 -6
5x10 -6
10x10 -6
Time (s)
没有附加保护装置的 10µs 短路 SOA 操作。
日本英达株式会社
30
15x10 -6
20x10 -6
IGBT元件的短路和过电压保护
短路（超负荷）原因和电流检测
原因
电流传感器
变频器侧
元件破坏、控制电路异常、外壳接地
负载侧
负荷异常、相间短路、接地
电流互感器CT
（分为AC、DC、高频用）
分流电阻
电流测量集成电路
由于元件破坏、控制电路异常（空载时间不足）而引起的桥臂短路电流范例
①
TrU
R
S
T
TrV
TrW
U
④
TrX
V M
TrY
TrZ
W
③
②
由于相间短路引起的短路电流范例
①
TrU
R
S
T
TrV
TrW
U
④
TrX
V M
TrY
TrZ
W
③
②
由于接地引起的短路电流范例（①或②的某一个有电流流动）
①
TrU
R
S
T
TrW
U
④
TrX
②
日本英达株式会社
TrV
31
TrY
V M
TrZ
W
③
IGBT元件的短路和过电压保护
短路电流关断时的C-E间过电压
RG
残留电感Ls
10～
15kΩ
18V ZD
相间（负载）短路时，会流动非常大的电流，其电流值由电源电容器的ESR和IGBT的增益
而决定。发生功率大幅度剧增，如果不在10µs以内关断，就会损坏IGBT。此时还会发生浪
涌电压，其电压值为集电极及发射极分布电感Ls与-di/dt之积。即使Ls为0.1µH，如果-di/dt
为2,000A/µs，此电压为200V。为了降低-di/dt，需要缓慢地关断IGBT（软关断）。当然，
配线时应注意尽可能让残留电感最小。
另外，IGBT从饱和状态向不饱和状态移动时，集电极的电位上升。因此，门极也由于反向
传输电容而导致门极电位上升。这有进一步增强集电极电流的作用，还有导致门极破坏的
危险，因此建议在门极-发射极之间加入稳压二极管和电阻。
集电极电流集成电路 IC
-dic/dt
IC
∆V＝Ls×-dic/dt
超过此电压额定值
就会损坏IGBT。
集电极-发射极间电压 VCE
日本英达株式会社
32
IGBT元件的短路和过电压保护
缓冲电路
关断IGBT时由于电感中储存有能量，集电极-发射极间会发生浪涌电压。缓冲电
路可以抑制施加在IGBT上的过电压和关断损耗的增加。这是由于缓冲电容器可
以分担关断时的一部分能量。务必妥当处理电容器所吸收的能量。
RCD 缓冲电路
关断开关时
储存的能量能量 : 1/2・LiC2
L
E
e+＝ L・diC/dt
iC
e
IGBT
－ L +
diC/dt
iC
E
iS
∆e
iC
E
IGBT
Cs e
1/2・L・iC2＝1/2・Cs・∆e2
iC
E
iS
－ L +
E
IGBT
iton
放电电流
限制电阻
Cs的放电电流
iC
iC
Cs
Cs充电（IGBT关断）时
Cs放电（IGBT开通）时
日本英达株式会社
如果Cs能够完全吸收L的能
量
33
即成立，因此
∆e＝ i0×√L/Cs
IGBT元件的短路和过电压保护
RCD缓冲电路的损耗
L
vs
∆e
iC
vCE
Ds
Rs
diC/dt
Cs
把缓冲电路安装在每个IGBT上比安装在直流母线和地线之间更有效。但是，存在Rs上损耗
较大的问题。Rs上的损耗是LiC2 与开关频率的乘积，L为0.2µH、iC 为100A、开关频率为
10kHz时损耗为20W。此时，在3相桥路电路中，仅缓冲电路的损耗就有120W。可以通过控
降低频率或向电源再生能量来减少损耗。
为了降低∆e，首先减小L（主电路的分布电感）尤为重要。Cs随电感变小而变小。
Vs是（配线电感）×-dic/dt、Ds的正向恢复电压以及（Cs的分布电感）×-dic/dt的总和。
下述要点可以使缓冲电路更有效。
●
以更低的-dic/dt为驱动条件驱动IGBT。（降低IGBT的关断速度）
●
减小主电路配线的电感。为此设法将电源（电解）电容器放在尽可能靠近IGBT模块的
位置，使用铜板配线，实施分层布置等。
●
缓冲电路也应放在模块的附近，Cs应采用薄膜电容器等频率特性好的元件。
●
Ds使用正向导通压降小，反向软恢复型超快速二极管。
实际缓冲电路
各相缓冲电路范例
缓冲电路 1
日本英达株式会社
缓冲电路 2
34
缓冲电路 3
IGBT元件的短路和过电压保护
缓冲电容器容量的指标
上一页的缓冲电路1由于省略了阻尼电阻，电源电线容易受振动噪声干扰，因
此适用于较小容量的应用。将缓冲电路1至3按用途分类的话，各相的缓冲电容
器容量的标准分别如下。每个IGBT的缓冲电路的容量是该数值的1/2。
IGBT IC
10A
50A
100A
200A
300A
400A
0.47µF
3.3～4.7µF
1.5～2µF
使用范例
缓冲电路1或2
缓冲电路3或2
缓冲电路3和1
应用于大电力时，如果不使用铜板分层布线降低布线电感的
话，可能无法避免缓冲电路中的元件损坏或噪声干扰引起的
误动作。
阻止放电型缓冲电路（缓冲电路3）
L
Cs
Rs
Cs
Rs
如果Cs能够吸收L的所有能量
1/2・L・iC2＝1/2・Cs・∆e2
因此
Cs＝L×(iC/∆e)2
到下一次关断为止Cs的电荷需要进行放电，对此（Cs×Rs）的时间常数有
效。为了放电90%
Rs≦1/(2.3・Cs ・f) f : 开关频率
于是可以确定Rs的最小值。但是，Rs过小会引起开通时的有害震荡，因此，
采用稍高一些的值为好。
Rs 上的损耗 P(Rs) 与 Rs 的值无关，为
P(Rs)＝1/2・L・iC2
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35
IGBT元件的并联注意事项
并联连接时的电流平衡
我们提供600V系列到1,200A为止，1,200V系列到800A为止的高电流IGBT产品。在3相变
频器输出时，这些产品可满足近100kW的需要。因此，IGBT模块的并联连接可能并不十
分重要，但是有关并联连接的信息可以作为3相大功率变频器设计的参考之用。在此将其
要点总结如下。
Ic1
Ic2
Lc2
Lc1
门极电路
RG
IGBT-1
RG
IGBT-2
L E2
L E1
由于门极-发射极连线电感LG、RG、还有Cies之间的关系，如果在门极驱动环路内发
生震荡，有可能因为误动作和不饱和动作而导致元件损坏。不发生震荡的RG的最小
值与√LG成正比增大。因此，应在尽可能减小电感的同时，令RG在推荐值以上。
Ic2
Ic1
(Lc1＋LE1)＞
(Lc2＋LE2)
开通期间
●
●
●
VCE(sat)1＞VCE(sat)2
稳态期间
关断期间
分布电感的差距与开通和关断时的过渡电流的不均衡有关。请尽可能使IGBT之间集电
极和发射极的连接线相同，并且尽可能短。
请对每个IGBT元件附加门极电阻，并使各门极连线电感相同且尽可能短的使用门极连
接线。连接至发射极的门极配线不要连接在主端子上，请连接在专用（辅助）端子上。
IGBT的饱和电压VCE(sat)等受温度的影响。请尽可能缩小模块间温度上升之差。
日本英达株式会社
36
IGBT元件的并联注意事项
并联工作用VCE(sat)等级分类
并联工作时，为了解决IGBT元件的均流问题，因此，每个IGBT元件的实际工作电流只
能是它的额定值的80%左右。例如，四个300A模块并联时，预计总电流约为300×0.8×
4＝960A左右。
如果您有需要使用600V时超过1,200A、1200V时超过800A的元件，我们可以提供满足
您需要的VCE(sat)等级分类的产品。有关详细内容，请与我们联系。
有关设备故障时的维修品，我们将为您提供属于某一相同等级的一组模块，但有可能
不是原等级的产品。
日本英达株式会社
37