Application Note 1064 AP3765 系统设计方案及应用注释 作者：孙俊杰 系统工程部 1. 概述 2. 工作状态描述 AP3765 使用频率调制方式(PFM)实现断续导 通模式（DCM）的反激式开关电源的设计。频率 调制的原理不同于脉宽调制(PWM)，所以变压器设 计也有所不同。AP3765 通过使用原边调节(PSR) 可以提供比较精确的恒压，恒流(CV/CC) 控制。 1.1 原边恒定峰值电流 如图 1 所示，原边电流 IP(t)通过电流检测电 阻 RS 来检测。电流以如下速率线性上升： dip ( t ) vg( t ) = dt LM AP3765还可以通过PFM工作模式和全新的超 低启动电流技术实现超低的待机功耗。AP3765 的 系统方案能够满足待机功耗低于30mW 的5星级 充电器标准。 (1) 图1是AP3765 典型应用电路图。 D2 T1 VO+ + C1 R1 + R5 D1 C2 V D3 R2 VCC OUT R3 CS Ns C4 + VO- N FB V Q1 AP3765 R4 C3 NP R6 FB GND R7 RS 图 1. AP3765 典型应用图 如图 2 所示,当电流 IP(t)上升到 IPK 时，开关管 Q1 关断，恒定峰值电流如下： Ipk = 图 2. 原边电流波形 Jun. 2011 Rev. 1. 1 VCS RS (2) BCD Semiconductor Manufacturing Limited 1 Application Note 1064 每个周期贮存在磁化电感 LM 中的能量为： 1 Eg = ⋅ L M ⋅ Ipk 2 2 在恒流操作时，AP3765的恒流控制功能将D2 的导通时间和关断时间保持固定的比例，这种功能 是通过对内置的电容充放电来实现的。固定比例 是： (3) 因此, 从输入到输出转换的功耗为： 1 P = ⋅ L M ⋅ Ipk 2 ⋅ f SW 2 t ONS 4 = t OFFS 3 (4) (6) 输出恒流和副边峰值电流的关系如下： fSW 是开关频率，当峰值电流 IPK 恒定时，输出 功率取决于开关频率 fSW。 t ONS 1 Iout = × Ipks × t ONS + t OFFS 2 2.2 恒压控制 D2开通的一瞬间，原边电流传递到副边的电 流峰值为： AP3765用FB引脚检测辅助绕组电压，并工作 在恒压模式（CV）调整输出电压。假设在D2导通 期间，副边绕组是主绕组，辅助绕组是从绕组，辅 助绕组电压为： VAUX = N AUX (Vo + Vd ) NS Ipks = (7) Np × Ipk Ns (8) 因此输出恒流电流如下： (5) Iout = t ONS 1 Np 2 Np × × Ipk × = × × Ipk t ONS + t OFFS 7 Ns 2 Ns (9) 2.4 前沿消隐（LEB） Vd 是二极管的正向压降电压，NAUX 是辅助 绕组匝数，NS 是副边绕组匝数。 当开关管开通时，在检测电阻上会产生一个开 通尖峰，为了避免开关脉冲的误终止，一个750ns 的LEB内置于IC中，在这期间，电流检测比较器被 禁止，门驱动不能被关断。 2.5 电流连续模式（CCM）保护 无论是CV还是CC模式，AP3765都设计成工作 在电流断续模式（DCM）。为避免工作在连续模 式，AP3765在每个周期检测FB输入电压的下降沿， 如果在tONS 结束时没有检测到FB引脚有0.075V下 降沿，AP3765将停止工作。 图 3. 辅助绕组电压波形 2.6 过压保护（OVP）和开路保护（OCkP） 输出电压与副边电压相差一个二极管正向压 降而不同，二极管正向压降取决于流过的电流，如 果副边电压总是在固定的副边电流检测，输出电压 和副边电压的差值固定于Vd。对于AP3765，电压 检测点在D2导通时间的3.2µs处，这意味着在固定 的副边电流点检测副边电压。AP3765的恒压回路 控制功能产生一个D2的关断时间去调节输出电 压。 如图5，AP3765包含了过压和开路保护电路。 如果FB电压超过8V（正常检测电压的100%）, AP3765会进入过压保护模式。 但是, 如果在tONP 结束时未在FB输入端检测到0.075V上升沿或在 tSAMPLE 结 束 后 未 检 测 到 大 于 0.075V 的 高 电 压 ， AP3765将进入开路保护模式。当AP3765进入过压 保护或开路保护模式后会每隔18ms发出一个错误 检测脉冲直到故障消除。 2.3 恒流控制 OVP 8V S Q COMP pro R OCkP 0.075V COMP Timer_18ms 图4. 副边电流波形 Jun. 2011 图5. OVP和OCkP功能块 Rev. 1. 1 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 2 Application Note 1064 由VCC脚引入电源。图6给出了设计过程中各参数 的相对理想状态下的工作波形。参数术语的命名如 下： 3. 设计规范 3.1 低待机功耗设计 为了兼顾低待机功耗和空载输出电压过冲，需 要仔细选择假负载电阻 R8。为了实现待机功耗低 于 30mW 时具有可以接受的空载输出过冲电压， R8 的推荐值为 5.1kΩ 到 10kΩ。启动电阻(R1+R2) 在空载或轻载时的损耗也需要仔细考虑。考虑到待 机功耗低于 30mW 和小于 3 秒的启动延迟时间， R1 和 R2 的总阻值推荐为 10MΩ 到 13MΩ。相应地 推荐使用 1µF 到 1.5µF 偏置电容 C2。 Vdri---简化的原边开关管的驱动信号 IP---原边电流 IS ---副边电流 VS---副边电压 tsw---开关周期 fsw---开关频率 tonp---原边导通时间 tons----副边导通时间 toff---关断时间 Ipk---原边峰值电流 Ipks---副边峰值电流 Vds---输出电压 VO 与输出整流管正向导通压降之 和 3.2 变压器设计 图1显示的是一个由AP3765 控制的带有3个绕 组的反激变换器。3个绕组分别为原边(NP), 副边 (NS)和用于偏置电源和输出电压检测的辅助绕组 (NA)。AP3765从FB脚检测辅助绕组的反馈电压, tonp Vdri tsw Ipk Ip Ipks Is tons Vds Vs toff 图6. 工作波形图 4. 设计步骤: t ONP = I pk 第一步. 为AP3765反激变换器选择适当的IPK 1-1. 计算变压器的最大匝比 计算变压器的最大匝比应该是设计的第一 步，这保证在任何条件下，特别是在最小输入电 压和满载时系统都工作在断续状态。 (11) Vindc 其中Lp是原边绕组电感量，Vindc是整流后的直 流输入电压。 当Vindc为最小值时，可以得到最大的tONP。因 此 如果在最小输入电压和满载时系统能满足公 式(10)，则在任何条件下系统都工作在断续状态。 t SW ≥ t ONP + t ONS Lp t ONP _ MAX = I pk Lp Vindc _ min (12) (10) 对副边电流而言， 对原边电流而言， Jun. 2011 Rev. 1. 1 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 3 Application Note 1064 t ONS = I pks LS VS 在最大负载时，系统会工作在 CV 和 CC 状态 的边界。IO 可以表示为 (13) 在公式（13）中，Ls 是副边绕组电感量。 1 t ONS × I pks 2 t SW IO = VS = VO + Vd , Vd是副边整流二极管的正向导通 (21) 则Ipks定义为 压降。 (22) I pks = kI O 对于公式（13），在恒压（CV）模式，Vs 是恒 定的电压，所以 tONS 在不同输入电压下是恒定的。 在AP3765的设计中， 在反激变换器中，当原边开关三极管导通时， 能量被存贮在励磁电感 Lp 中，因此，存贮的能量 可以表示为： 1 Pin = L p I 2pk f SW 2 k= 4：3） (23) (14) 因此，可得到 则, t SW = 2t SW = 3.5（在恒流模式，tONS 和 tOFFS 的比值是 t ONS n ps ≤ Vindc_min ( L p I 2pk (15) 2Pin k×η 1 − ) 2VO VS (24) 所以，最大的原副边匝比 N 为 k×η 1 ) − 2VO VO + Vd 用公式(15)，(12) 和(13)替换公式(10)中的 tSW, tONP 和 tONS， N ≤ Vindc_min ( L p I 2pk 由于以上计算都是基于忽略系统精度的理想 情况，所以 k 由经验值 3.85 来替代理论值 3.5。 2Pin ≥ I pks Lp Ls + I pk Vs Vindc_min (16) 1-2. 计算原边峰值电流和电流采样电阻 因为峰值电流与原边电感量及副边电感量有 如下关系： I pks = n ps × I pk 根据输出电流计算出 Ipk： (17) I pk = Ls = Lp n ps (18) 2 I pks n ps = k × IO n ps (26) 这里，k=3.85，nPS 是 nMAX 的计算值。 其中nPS是原边绕组与副边绕组的匝比。 在AP3765中，内部参考电压为0.5V。如果检 测电压VCS 达到0.5V，功率管会被关断，tONP结束。 合并公式(16)，(17)，(18)，则 I pk 1 1 ≥ + 2Pin VS n ps Vin R CS = (19) VO I O η 0.5V I pk (27) 所以 RCS 可由公式(27)得出，并从标准系列电 阻中选出实际值。在 RCS 确定后，Ipk 可以根据选定 的 RCS 进行修正。 因为， Pin = (25) (20) 至此，Ipk 和RCS已经设计好了。 这里 η 是系统的效率。 Jun. 2011 Rev. 1. 1 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 4 Application Note 1064 3-1. 选择副边和辅助绕组的整流二极管 副边最高反向电压： 第二步. 设计变压器 2-1. 计算原边电感量 LP 原边电感量LP与存储能量相关。LP应该足够大 以存储足够的能量，因此可以从系统中得到Po_Max。 Vdr = VO + Vindc_max N S 由公式(20)，可给出最大功率为： 1 PO = L p I 2pk f SW η 2 辅助绕组最高反向电压： ( η : 系统效率) (28) Vdar = VA + Vindc_max N A 2PO 2 I PK f SW η 在公式(34)和(35)中，应该使用最大直流输入 电压。 (29) 3-2. 选择原边开关管 这里，为得到最好的系统综合性能，推荐的满 载最佳开关频率fSW为50kHz到60kHz。 Vdc_max = Vdc_spike + Vindc_max + 2-2. 重新计算原副边匝比---nPS k ⋅ IO (k = 3.85) I pk 5. 设计举例 (30) 规格： 输入电压：85VAC-265VAC 输出电压：VO=5V 输出电流：IO=0.7A 系统效率：75% 开关频率：fSW=60kHz 副边绕组整流管正向导通电压：Vd=0.4V 辅助绕组整流管正向导通电压：Vda=1V 辅助绕组反馈电压：Va=20V 磁芯：EE16 (Ae=19.2mm2) ∆B : ∆B =2450GS Vdc_spike=100V (包含吸收电路) 输出导线：28AWG, 1.5m 长, 0.214Ω/m 副边整流管占空比： D ons = 4/7 反馈电阻：R6=36.5k, R7=9.1k 首先，要确定合理的磁芯类型和 ∆B，然后分 别计算出 3 个绕组的匝数。 原边绕组匝数： L P I PK 10 4 (L :mH,I :mA,Ae:mm2, ∆B :GS) p pk Ae × ∆B (31) 副边绕组匝数： NS = NP n PS (36) . 2-3. 计算原边，副边和辅助绕组的匝数 Np = VS N P NS 注意不同的吸收电路，Vdc_spike 也是不一样的。 由公式(26)，原副边匝比可以重新计算 n ps = (35) NP 则，LP 可从下面公式中得出 LP = (34) NP (32) 设计步骤: 第一步. 设计合理的 AP3765 反激电路的 Ipk 1-1. 计算变压器最大匝比 辅助绕组匝数： N V NA = S A VS N MAX = Vindc_min ( (33) (37) Vindc_min = Vinac_min × 2 − 40 (当 IO=0.7A, 设置：Vindc 下 这里，VA取典型值20V，VS等于Vo+Vd。 磁芯选定后，Ae可自动得到。 第三步. 选择整流二极管和原边开关管 Jun. 2011 k×η 1 − )(k ≈ 3.85) 2VO VO + Vd Rev. 1. 1 降到大约 40V ) (38) N MAX = 8.3 (39) BCD Semiconductor Manufacturing Limited 5 Application Note 1064 1-2. 计算原边峰值电流和电流采样电阻 I pk = I pks N = k × IO N (40) (41) I pk_max = 325mA 副边绕组匝数， N NS = P N (51) N S = 12T (52) 辅助绕组匝数， 电流采样电阻， R CS = 0.5V I pk R CS ≈ 1.538Ω (Set: R CS = 1.54Ω ) (43) N A = 44T (44) 第三步. 选择整流管和原边开关管 3-1. 选择副边和辅助绕组的整流管 (54) 副边最大反向电压， 第二步. 设计变压器 2-1. 计算原边电感量---Lp 2P LP = 2 O I PK f SW η Vdr = VO + (45) (55) NP (56) 辅助绕组最大反向电压， Vdar = VA + 2-2. 重新计算原副边匝比---N k ⋅ IO (k ≈ 3.85) I pk Vindc_max N S Vdr = 49.1V (46) L p = 1.47mH N= (53) NA = 重新计算原边峰值电流， I pk_max = 325mA N S VA VS (42) Vindc_max N A (57) NP (58) Vdar = 181.8V (47) 3-2. 选择原边开关管 N = 8 .3 (48) Vdc_max = Vdc_spike + Vindc_max + 2-3. 计算原边，副边和辅助绕组的匝数 VS N P NS (60) Vdc_max = 520.9V 原边绕组匝数， (59) 第四步. 选择合理的反馈电阻 R6 和 R7 L I 10 4 N p = P PK Ae × ∆B (49) NP =102 N (50) VFB = 4V = Va × R 7 (设:R7=9.1kΩ,R6=36.5kΩ) R6 + R7 (61) 设计结论 1. 计算最大原边峰值电流和 RCS IPK= 325 RCS= 1.54 2. 设计变压器 LP= 1.47 N= 8.3 NP= 102 NS= 12 NA= 44 3. 选择整流管和原边开关管 Vdr= 49.1 Vdar= 181.8 Vdc_max= 520.9 4. 选择反馈电阻 R6= 36.5 R7= 9.1 Jun. 2011 mA Ω mH(±8%) 原副边匝比 T T T 原边峰值电流 电流采样电阻 原边电感 原边绕组匝数 副边绕组匝数 辅助绕组匝数 V V V 副边最大反向电压 辅助绕组最大反向电压 原边开关管电压 kΩ kΩ 反馈电阻 反馈电阻 Rev. 1. 1 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 6