LT1371 500kHz高効率 3Aスイッチング・レギュレータ 特長 概要 ■ LT®1371はモノリシックの高周波電流モード・スイッチ ング・レギュレータです。ブースト、バック、フライ バック、フォワード、インバーティング、および“Cuk” を含むすべての標準スイッチング構成で動作可能です。 発振器、コントール回路、および保護回路とともに、 3Aの高効率スイッチを内蔵しています。 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 高効率、高速スイッチング 小型インダクタを使用：4.7µH すべて表面実装型部品を使用可能 低い最小電源電圧：2.7 V 静止電流：4mA(TYP) 電流制限付きパワー・スイッチ：3A 安定化された正または負出力 シャットダウン時の消費電流：12µA（TYP） 外部同期が容易 LT1371の標準静止電流はわずか4mAで、従来のデバイス よりも効率が高くなっています。高周波数でスイッチン グを行うため、非常に小さなインダクタが使用できます。 最新設計技術の採用により、高い柔軟性と使いやすさを 実現しました。スイッチングを外部ロジック・レベルの ソースに簡単に同期させることができます。シャットダ ウン・ピンに論理“L”を印加すれば、電源電流は12µAに 減少します。ユニークな誤差アンプ回路によって、シン プルな周波数補償テクニックを利用しながら、正または 負の出力電圧を安定化させることができます。誤差アン プのトランスコンダクタンスが非線形であるため、起動 時または過負荷回復時の出力オーバシュートが低減され ます。また、発振器周波数をシフトして、過負荷状態時 に外付け部品を保護します。 アプリケーション ■ ■ ■ ■ ブースト・レギュレータ ラップトップ・コンピュータ電源 複数出力フライバック電源 極性反転電源 、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。 U TYPICAL APPLICATION 5V to 12V Boost Converter L1* 4.7µH D1 MBRS330T3 VIN OFF ON LT1371 + C1** 22µF 25V + FB GND C2 0.047µF R3 2k VC R2 6.19k 1% C4** 22µF 25V ×2 *COILCRAFT DO3316P-472 (4.7µH), DO3316P-103 (10µH) OR SUMIDA CD104-100MC (10µH) **AVX TPSD226M025R0200 †MAX I OUT L1 IOUT 4.7µH 0.7A 10µH 0.8A C3 0.0047µF LT1371 • TA01 VIN = 5V 90 R1 53.6k 1% VSW S/S 100 VOUT† 12V EFFICIENCY (%) 5V 12V Output Efficiency 80 70 60 50 0.01 0.1 OUTPUT CURRENT (A) 1 LT1371 • TA02 4-181 LT1371 W W W AXI U U ABSOLUTE RATI GS Supply Voltage ....................................................... 30V Switch Voltage LT1371 ............................................................... 35V LT1371HV .......................................................... 42V S/S, SHDN, SYNC Pin Voltage ................................ 30V Feedback Pin Voltage (Transient, 10ms) .............. ±10V Feedback Pin Current ........................................... 10mA Negative Feedback Pin Voltage (Transient, 10ms) ............................................. ±10V Operating Ambient Temperature Range ...... 0°C to 70°C Operating Junction Temperature Range Commercial .......................................... 0°C to 125°C Industrial ......................................... – 40°C to 125°C Short Circuit ......................................... 0°C to 150°C Storage Temperature Range ................ – 65°C to 150°C Lead Temperature (Soldering, 10 sec)................. 300°C U W U PACKAGE/ORDER I FOR ATIO ORDER PART NUMBER FRONT VIEW 7 6 5 4 3 2 1 TAB IS GND VIN S/S VSW GND NFB FB VC LT1371CR LT1371HVCR LT1371IR LT1371HVIR R PACKAGE 7-LEAD PLASTIC DD TJMAX = 125°C, θJA = 30°C/W WITH PACKAGE SOLDERED TO 0.5 INCH2 COPPER AREA OVER BACKSIDE GROUND PLANE OR INTERNAL POWER PLANE. θJA CAN VARY FROM 20°C/W TO > 40°C/W DEPENDING ON MOUNTING TECHNIQUE FRONT VIEW 7 6 5 4 3 2 1 TAB IS GND T7 PACKAGE 7-LEAD TO-220 VIN S/S VSW GND NFB FB VC ORDER PART NUMBER LT1371CT7 LT1371HVCT7 LT1371IT7 LT1371HVIT7 ORDER PART NUMBER TOP VIEW VC 1 20 VSW FB 2 19 NC NFB 3 18 VSW GND 4 17 GND GND 5 16 GND GND 6 15 GND GND 7 14 GND SHDN 8 13 NC SYNC 9 12 NC VIN 10 LT1371CSW LT1371HVCSW LT1371ISW LT1371HVISW 11 GND SW PACKAGE 20-LEAD PLASTIC SO WIDE TJMAX = 125°C, θJA = 50°C/W θJA WILL VARY FROM APPROXIMATELY 40°C/W WITH 0.75 INCH2 OF 1 OZ COPPER TO 50°C/W WITH 0.33 INCH2 OF 1 OZ COPPER ON A DOUBLE-SIDED BOARD TJMAX = 125°C, θJA = 50°C/W, θJC = 4°C/W Consult factory for Military grade parts. ELECTRICAL CHARACTERISTICS VIN = 5V, VC = 0.6V, VFB = VREF, VSW, S/S, SHDN, SYNC and NFB pins open, unless otherwise noted. SYMBOL PARAMETER CONDITIONS VREF Reference Voltage Measured at Feedback Pin VC = 0.8V IFB Feedback Input Current ● VFB = VREF MIN TYP MAX UNITS 1.230 1.225 1.245 1.245 1.260 1.265 V V 250 550 900 nA nA 0.01 0.03 %/V ● Reference Voltage Line Regulation 4-182 2.7V ≤ VIN ≤ 25V, VC = 0.8V ● LT1371 ELECTRICAL CHARACTERISTICS VIN = 5V, VC = 0.6V, VFB = VREF, VSW, S/S, SHDN, SYNC and NFB pins open, unless otherwise noted. SYMBOL PARAMETER CONDITIONS VNFB Negative Feedback Reference Voltage Measured at Negative Feedback Pin Feedback Pin Open, VC = 0.8V – 2.540 ● – 2.570 INFB Negative Feedback Input Current VNFB = VNFR ● Negative Feedback Reference Voltage Line Regulation 2.7V ≤ VIN ≤ 25V, VC = 0.8V ● Error Amplifier Transconductance ∆IC = ±25µA gm AV f MIN – 45 UNITS V V – 30 – 15 µA 0.01 0.05 %/V 1100 700 1500 ● 1900 2300 µmho µmho 120 200 350 µA 1400 2400 µA 1.95 0.40 2.30 0.52 V V VFB = VREF – 150mV, VC = 1.5V ● Error Amplifier Sink Current VFB = VREF + 150mV, VC = 1.5V ● Error Amplifier Clamp Voltage High Clamp, VFB = 1V Low Clamp, VFB = 1.5V 1.70 0.25 VC Pin Threshold Duty Cycle = 0% 0.8 1 1.25 V Switching Frequency 2.7V ≤ VIN ≤ 25V 0°C ≤ TJ ≤ 125°C – 40°C ≤ TJ ≤ 0°C (I Grade) ● 450 430 400 500 500 550 580 580 kHz kHz kHz ● 85 95 Error Amplifier Voltage Gain 500 Switch Current Limit Blanking Time Output Switch Breakdown Voltage 130 V/ V % 260 ns LT1371 LT1371HV 0° C ≤ TJ ≤ 125°C – 40°C ≤ TJ ≤ 0°C (I Grade) ● 35 47 V ● 42 40 47 V V 0.25 0.45 Ω 3.8 3.4 5.4 5.0 A A Supply Current Increase During Switch ON Time 15 25 mA/A Control Voltage to Switch Current Transconductance 4 VSAT Output Switch ON Resistance ISW = 2A ● ILIM Switch Current Limit Duty Cycle = 50% Duty Cycle = 80% (Note 1) ● ● ∆IIN ∆ISW Minimum Input Voltage IQ MAX – 2.440 – 2.410 Error Amplifier Source Current Maximum Switch Duty Cycle BV TYP – 2.490 – 2.490 3.0 2.6 A/V ● 2.4 2.7 V Supply Current 2.7V ≤ VIN ≤ 25V ● 4 5.5 mA Shutdown Supply Current 2.7V ≤ VIN ≤ 25V, VS/S ≤ 0.6V 0° C ≤ TJ ≤ 125°C – 40°C ≤ TJ ≤ 0°C (I Grade) ● 12 30 50 µA µA 2.7V ≤ VIN ≤ 25V ● 0.6 1.3 2 V ● 5 12 25 µs ● – 10 15 µA ● 600 800 kHz Shutdown Threshold Shutdown Delay S/S or SHDN Pin Input Current Synchronization Frequency Range The ● denotes specifications which apply over the full operating temperature range. 0V ≤ VS/S or VSHDN ≤ 5V Note 1: For duty cycles (DC) between 50% and 90%, minimum guaranteed switch current is given by ILIM = 1.33 (2.75 – DC). 4-183 LT1371 U W TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS Switch Saturation Voltage vs Switch Current Switch Current Limit vs Duty Cycle 25°C 0.8 0.7 0.6 0.5 –55°C 0.4 0.3 0.2 6 3.0 5 2.8 25°C AND 125°C 4 –55°C 3 2 2.4 2.2 2.0 1 0 2.0 18 1.8 14 1.4 12 1.2 10 1.0 SHUTDOWN DELAY 0.8 6 0.6 4 0.4 2 0.2 0 –50 –25 0 SHUTDOWN THRESHOLD (V) 1.6 MINIMUM SYNCHRONIZATION VOLTAGE (VP-P) 20 8 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3.0 400 2.5 2.0 1.5 1.0 0.5 0 –50 –25 2 1 0 –1 –2 –3 –4 –1 0 1 2 3 4 5 6 VOLTAGE (V) 7 8 9 LT1371 • G07 4-184 125°C 100 0 –100 –200 –300 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) –0.3 VREF –0.2 –0.1 FEEDBACK PIN VOLTAGE (V) Error Amplifier Transconductance vs Temperature 110 2000 100 1800 90 80 70 60 50 40 30 gm = ∆I (VC) ∆V (FB) 1600 1400 1200 1000 800 600 400 200 20 10 0.1 LT1371 • G06 TRANSCONDUCTANCE (µmho) SWITCHING FREQUENCY (% OF TYPICAL) VIN = 5V 25°C –55°C 200 Switching Frequency vs Feedback Pin Voltage 3 –5 300 LT1371 • G05 S/S or SHDN Pin Input Current vs Voltage 4 Error Amplifier Output Current vs Feedback Pin Voltage fSYNC = 700kHz LT1371 • G04 5 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) LT1371 • G03 Minimum Synchronization Voltage vs Temperature SHUTDOWN THRESHOLD 0 LT1371 • G02 Shutdown Delay and Threshold vs Temperature 16 1.8 –50 –25 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 DUTY CYCLE (%) 0 0.4 0.8 1.2 1.6 2.0 2.4 2.8 3.2 3.6 4.0 SWITCH CURRENT (A) ERROR AMPLIFIER OUTPUT CURRENT (µA) 0 LT1371 • G01 SHUTDOWN DELAY (µs) 2.6 0.1 0 INPUT CURRENT (µA) INPUT VOLTAGE (V) 150°C 100°C 0.9 SWITCH CURRENT LIMIT (A) SWITCH SATURATION VOLTAGE (V) 1.0 Minimum Input Voltage vs Temperature 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 FEEDBACK PIN VOLTAGE (V) LT1371 • G08 0 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) LT1371 • G09 LT1371 U W TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS VC Pin Threshold and High Clamp Voltage vs Temperature Feedback Input Current vs Temperature 2.4 1.8 1.6 1.4 1.2 VC THRESHOLD 1.0 0.8 700 NEGATIVE FEEDBACK INPUT CURRENT (µA) FEEDBACK INPUT CURRENT (nA) VC HIGH CLAMP 2.0 VC PIN VOLTAGE (V) 0 800 2.2 VFB =VREF 600 500 400 300 200 100 0.6 0.4 –50 –25 Negative Feedback Input Current vs Temperature 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 0 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) LT1371 • G10 LT1371 • G11 VNFB =VNFR –10 –20 –30 –40 –50 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) LT1371 • G12 ピン機能 VC：補償ピンは、周波数補償、電流制限、およびソフ トスタートに使用されます。これは誤差アンプ出力と電 流コンパレータ入力の兼用ピンです。ループ周波数補償 は、VCピンからグランドに接続したRCネットワークで 実行できます。 FB：フィードバック・ピンを使用して、正の出力電圧 の感知と発振器周波数のシフトを行います。これは誤差 アンプの反転入力です。このアンプの非反転入力は、内 部で1.245Vリファレンスに接続されています。NFBピン を使用するときには、FBピンの負荷は250µA以下でなけ ればなりません。 NFB：負のフィードバック・ピンは、 負の出力電圧の感知に 使用されます。 このピンは100kΩのソース抵抗を通して、 負 のフィードバック・アンプの反転入力に接続されます。 S/S（RおよびT7パッケージのみ）：シャットダウンおよ び同期ピン。S/Sピンはロジック・レベル・コンパチブ ルです。シャットダウンはアクティブ“L”で、シャット ダウン・スレッショルドは標準で1.3Vです。通常動作時 には、S/Sピンを“H”にプルアップするか、VINに接続す るか、あるいはフロートさせておきます。スイッチング を同期させるときは、S/Sピンを600kHz∼800kHzでドラ イブしてください。 SHDN：（SWパッケージのみ）：このシャットダウン・ ピンはアクティブ“L”で、シャットダウン・スレッショ ルドは標準で1.3Vです。通常動作時には、SHDNピンを “H”にプルアップするか、VINに接続するか、あるいは フロートさせておきます。 SYNC（SWパッケージのみ）：スイッチングを同期させ るときは、SYNCピンを600kHz∼800kHzでドライブして ください。使用しない場合、SYNCピンは“H”または“L” に接続するか、フロートさせておくことができます。 VIN：入力電源ピンを10µF以上の低ESRコンデンサでバ イパスします。VINが2.5V以下に低下すると、レギュ レータは低電圧ロックアウトに入ります。低電圧ロック アウトは、スイッチングを停止しVCピンを“L”にプルダ ウンします。 VSW：スイッチ・ピンはパワー・スイッチのコレクタ で、大きな電流が流れます。放射と電圧スパイクを最小 限に抑えるために、スイッチング部品へのトレースはで きる限り短くしてください。 GND：すべてのグランド・ピンを良質のグランド・プ レーンに接続してください。 4-185 LT1371 W BLOCK DIAGRAM VIN SHUTDOWN DELAY AND RESET SHDN SW LOW DROPOUT 2.3V REG ANTI-SAT S/S* SYNC SYNC LOGIC OSC DRIVER SWITCH 5:1 FREQUENCY SHIFT + 100k NFB NFBA – COMP 50k – FB + 1.245V REF GND SENSE + EA IA VC AV ≈ 6 *R AND T7 PACKAGES ONLY 0.04Ω – GND LT1371 • BD 動作 LT1371は電流モード・スイッチャです。したがって、 スイッチのデューティ・サイクルは出力電圧ではなく、 スイッチ電流で直接制御されます。ブロック図を参照す ると、スイッチは発振サイクルが開始するたびにターン “オン”し、電流があらかじめ設定されたレベルに達する とターン“オフ”します。出力電圧は出力電圧感知用誤差 アンプを使用して、電流のトリップ・レベルを設定する と制御できます。この手法にはいくつかの利点がありま す。まず、ライン過渡応答が非常に遅い従来のスイッチ とは異なり、入力電圧の変動に即時に応答します。次に エネルギー蓄積インダクタでの中域周波数における90° の位相シフトが減少します。このため入力電圧または出 力負荷が大きく変動する状況では、閉ループ周波数補償 が大幅に簡素化されます。最後に、パルス単位の電流制 限が容易なため出力過負荷または短絡状態で最大限ス イッチの保護が可能です。低ドロップアウトの内部レ ギュレータは、すべての内部回路に2.3Vの電源を供給し ています。ドロップアウトが低く設計されているため、 入力電圧を2.7Vから25Vまで変化させても、デバイス性 能が変ることはありません。500kHz発振器はすべての 4-186 内部タイミングの基本クロックです。ロジックおよびド ライバ回路を介して出力スイッチをターンオンします。 特別なアダプティブ・アンチSAT回路がパワー・スイッ チの飽和を検出し、瞬時にドライバ電流を調整して、ス イッチの飽和状態を制限します。したがって、ドライバ の消費電力が抑えられ、スイッチは非常に高速でターン オフします。 1.245Vバンドキャップ・リファレンスは、誤差アンプの 非反転入力をバイアスします。アンプの負入力は正出力 電圧を感知するために、ピンに出ています。誤差アンプ のトランスコンダクタンスが非線形であるため、起動時 または過負荷回復時の出力オーバシュートが低減されま す。帰還電圧が40mVだけ基準電圧を超えると、誤差ア ンプのトランスコンダクタンスが10倍に増加し、出力 オーバシュートが低減されます。帰還入力は発振器周波 数もシフトさせ、過負荷状態で部品を保護するのに役立 ちます。帰還電圧が0.6V以下に低下すると、発振器周波 数は5:1に低減されます。スイッチング周波数が低下す れば、最小スイッチ・デューティ・サイクルを低減する ことにより、スイッチ電流制限を完全に制御できます。 LT1371 アプリケーション情報 ユニークな誤差アンプ回路により、LT1371は直接負の 出力電圧を安定化させることができます。負のフィード バック・アンプの100kΩソース抵抗がピンに出ており、 負の出力電圧を感知できます。NFBピンは−2.49Vでレ ギュレートされ、アンプ出力は内部でFBピンを1.245V にドライブします。このアーキテクチャは、同じメイン 誤差アンプを使用し、機能の重複を避けながら使いやす さを維持しています。−1.25Vまでレギュレート可能な 製品については、弊社にお問い合わせください。 アンプ出力に現れる誤差信号が外部に出ています。この ピン（VC）には3種類の機能があり、周波数補償、電流制 限調整、およびソフトスタートに使用されます。このピ ンは通常のレギュレータ動作中は、1V（低出力電流）と 1.9V（高出力電流）の間の値をとります。この誤差アンプ は電流出力（gm）タイプであるため、この電圧を外部で クランプして制限電流を低くすることができます。同様 に、コンデンサ結合された外部クランプはソフトスター トを実行します。VCピンをコントロール・ピン・ス レッショルド以下にプルダウンすると、スイッチの デューティ・サイクルがゼロになり、LT1371は待機 モードになります。 アプリケーション情報 正出力電圧の設定 LT1371は、FBピンとグランドの間に1.245Vの基準電圧 （VREF）を発生します。出力電圧は、FBピンを出力抵抗 分圧回路（図1）に接続して設定されます。FBピンのバイ アス電流は誤差が小さく、通常、R2の値が7kΩまでは 無視できます。R2の推奨値は6.19kΩです。NFBピン は、正電圧出力アプリケーションでは、通常開放してお きます。正の固定電圧バージョンもあります（弊社にお 問い合わせください）。 負出力電圧の設定 LT1371は、NFBピンとグランドの間に−2.49Vの基準電圧 （VNFR）を発生します。出力電圧は、NFBピンを出力抵抗分 圧回路（図2）に接続して設定されます。−30µAのNFBピ ン・バイアス電流（INFB）によって、出力電圧誤差が発生す るためこれを無視してはなりません。これについては図2 の公式で説明しました。 R2の推奨値は2.49kΩです。 FBピン は、通常、負電圧出力アプリケーションでは開放しておき ます。NFBピン使用時のFBピンに対する負荷制限につい ては、 「両極出力電圧の感知」 を参照してください。 両極出力電圧の感知 アプリケーションによっては、 正および負両方の出力電圧 を感知して制御に利用しています。その一例が、代表的な アプリケーションのセクションに示す「過電圧保護付き デュアル出力フライバック・コンバータ」 回路です。 各出力 電圧抵抗分圧回路は、前述のように個々に設定されます。 FBピンとNFBピンの両方を使用する場合、LT1371はいず VOUT R1 FB PIN R2 ( ) ( ) VOUT = VREF 1 + R1 R2 R1 = R2 VOUT –1 1.245 VREF LT1371 • F01 Figure 1. Positive Output Resistor Divider –VOUT INFB ( ) R1 –VOUT = VNFB 1 + R1 + INFB (R1) R2 R2 R1 = NFB PIN VNFR VOUT– 2.49 ( )( 2.49 + 30 • 10– 6 R2 ) LT1371 • F02 Figure 2. Negative Output Resistor Divider れかの出力が設定された出力電圧を超えないようにしま す。 たとえば、 このアプリケーションで、 正の出力が負の出 力よりも負荷が重い場合は、 負の出力電圧のほうが高くな り、希望の設定点電圧で安定化動作を行います。正の出力 は設定点電圧よりわずかに低くなります。 このテクニック は、 いずれの出力も無負荷時にレギュレートされない高い 電圧が出力されるのを防止します。NFBピン使用時は、 FB ピンの負荷が250µA以下でなければならないことに注意 してください。これは、FBとNFBの両方に抵抗分圧回路を 使用した場合に発生します。 正出力がグランドに短絡しな い限り、抵抗分圧回路を流れる全電流がFBの真の負荷に なることはありません。 「デュアル出力フライバック・コン バータ」 アプリケーションを参照してください。 4-187 LT1371 アプリケーション情報 シャットダウンと同期 7ピンRおよびT7パッケージ・デバイスには、シャットダ ウンと同期の両方に使用する2つの機能をもつS/Sピンが あります。SWパッケージ・デバイスには、シャットダウン （SHDN）ピンと同期（SYNC）ピンの両方があり、これらは 別々にあるいは連結して使用できます。これらのピンは ロジック・レベル・コンパチブルであり、通常動作を実行 させるときは“H”にプルアップするか、VINに接続する か、あるいはフロートさせます。S/SピンまたはSHDNピン に論理“L”があると、シャットダウンが起動され、デバイ スの電源電流が12µAに低減されます。標準同期範囲は、 デバイスの自然スイッチング周波数の1.05∼1.8倍です が、保証範囲は600kHz∼800kHzです。12µsのリセット可 能なシャットダウン遅延ネットワークは、複数の機能を 同時に実行する際には、同期信号を受信している間は シャットダウンに入らないことを保証します。 700kHz以上で同期させるときには、 同期周波数が高くなる ほど、 低調波スイッチングを防止するのに使用した内部ス ロープ補償の振幅が小さくなるため、 注意が必要です。 この タイプの低調波スイッチングは、 スイッチのデューティ・サ イクルが50%以上のときにしか発生しません。 インダクタ 値が高いほど、 問題が解消される傾向があります。 熱に関する考察 ワーストケースの入力電圧および負荷電流条件によっ て、ダイの定格温度を超えないように注意してくださ い。標準熱抵抗は、Rパッケージで30℃/W、SWおよび T7パッケージで50℃/Wですが、これらの値は実装条件 （銅の面積、空気流など）によって変化します。熱は、R およびT7パッケージからはタブを通して、SWパッケー ジからはピン4∼7と14∼17を通して伝達されます。 平均電源電流（ドライバ電流を含む）は次のとおりです。 IIN＝4mA＋DC [ISW/60＋ISW (0.004)] ISW＝スイッチ電流 DC＝スイッチ・デューティ・サイクル スイッチ消費電力は次式から得られます。 PSW＝(ISW)2 (RSW)(DC) RSW＝出力スイッチのオン抵抗 4-188 ダイの全消費電力は、合計電源電流×電源電圧にスイッ チ消費電力を加えた値になります。 PD(TOTAL)＝(IIN)(VIN)＋PSW 表面実装型ヒートシンクも入手可能になり、パッケージ 熱 抵 抗 を 1/2∼ 1/3に 低 減 で き る よ う に な り ま し た 。 Wakefield Engineering社（電話番号：(617) 245-5900）は、R パッケージ（DD）およびSWパッケージ（SW20）用の表面 実装型ヒートシンクを提供しています。 インダクタの選択 ほとんどのアプリケーションで、インダクタは2.2µH∼ 22µHの範囲になります。インダクタンス値が低いほど、 インダクタの物理的サイズも小さくなります。インダク タンス値が高いと、パワー・スイッチに印加されるピーク 電流が減少するため、より高い出力電流（制限値は3A）を 流すことができます。インダクタンス値が高いと入力 リップル電圧も低下し、コア損失が低減されます。 インダクタを選択する際は、最大負荷電流、コア損失お よび銅損失、許容される部品の高さ、電圧リップル、 EMI、インダクタの故障電流、飽和、そしていうまでも なくコストを検討しなければなりません。多少複雑で矛 盾するこれらの要求条件に対処する方法として、以下の 手順が推奨されます。 1. ブースト・コンバータの平均インダクタ電流が、負 荷電流×VOUT/VINと等しいと仮定して、インダクタ が連続過負荷条件に耐えなければならないかどうか を判断してください。たとえば、最大負荷電流での 平均インダクタ電流が1Aの場合、1Aのインダクタで は、連続3Aの過負荷条件に耐えられない可能性があ ります。また、ブースト・コンバータは短絡保護さ れておらず、出力短絡状態では、インダクタ電流は 入力電源の有効電流まで制限がないことも忘れない でください。 2. インダクタが飽和しないよう保証するために、全負 荷電流でのピーク・インダクタ電流を計算してくだ さい。ピーク電流は、特にインダクタが小さく負荷 が軽いときには、出力電流より大幅に高くなる可能 性があるため、この手順を省略してはなりません。 鉄粉コアはソフトに飽和するため許容されます。他 方、フェライト・コアは急激に飽和し、その他のコ LT1371 アプリケーション情報 ア材の飽和はこれらの中間になります。以下の公式 は連続モード動作を想定したものですが、不連続 モードの場合に、ハイサイドでわずかに誤差が生じ るだけなので、あらゆる条件に使用できます。 ) ) V V (V –V ) IPEAK = (IOUT) OUT + IN OUT IN VIN 2(f)(L)(VOUT) VIN＝最小入力電圧 f＝500kHzスイッチング周波数 3. 設計が、高い磁界を放射するロッドやバレルなどの 「オープン」コア形状に耐えられるかどうか、あるい はトロイドのようにEMI問題を防止するためにク ローズドコアが必要かどうか判断してください。た とえば、磁気記憶媒体の隣にオープンコアを置きた くはありません！ ロッドやバレルは、安価で小形 なため魅力的ですが、磁界放射が問題となる状況で の計算方法のガイドラインがなく、判断に迷いま す。 力コンデンサは、0.2Ω以下の保証ESRを持つAVXタイ プTPS、22µF@25V（2個ずつ）です。これは「D」サイズの 表面実装型固形タンタル・コンデンサです。TPSコンデ ンサは、低ESRを実現するために特別に製造され試験さ れており、単位体積当たり最低のESRを実現していま す。さらにESRを低減するには、複数の出力コンデンサ を並列に使用することができます。容量値（µF）はそれ ほど重要ではなく、22µFから500µF以上の容量でも十分 に動作しますが、ESRの特質は顕著に現れます。小形の 22µF固形タンタル・コンデンサの場合は、ESRが高く、 大きな出力リップル電圧が現れます。表1に代表的な固 形タンタル表面実装型コンデンサを示します。 Table 1. Surface Mount Solid Tantalum Capacitor ESR and Ripple Current E CASE SIZE AVX TPS, Sprague 593D AVX TAJ ESR (MAX Ω) RIPPLE CURRENT (A) 0.1 to 0.3 0.7 to 0.9 0.7 to 1.1 0.4 0.1 to 0.3 0.9 to 2.0 0.7 to 1.1 0.36 to 0.24 0.2 (Typ) 1.8 to 3.0 0.5 (Typ)A V X 0.22 to 0.17 2.5 to 10 0.16 to 0.08 D CASE SIZE 4. コア形状、ピーク電流（飽和を回避するため）、平均 電流（加熱を制限するため）、およびフォールト電流 の要件を満足するインダクタを購入してください。 インダクタが熱くなりすぎた場合は、ワイヤの絶縁 が溶けて、巻線間で短絡が発生します。高効率、 ロープロフィール、高温動作などの優れた特質は、 場合によっては大幅なコスト増になることを忘れな いでください。 5. 最初の選択を行った後、出力電圧リップル、セカン ド・ソースなど、第二の事項を検討してください。 もしも最終的な選択に不安があるときは、LTCのApplications Departmentの エ ン ジ ニ ア に ご 相 談 く だ さ い。広範なインダクタ・タイプを扱った経験のある エンジニアが、ロープロフィール、表面実装部品な どの最新の開発状況をご説明します。 出力コンデンサ 出力リップル電圧は、出力コンデンサの等価直列抵抗 （ESR）によって決まるため、出力コンデンサは通常、 ESRに基づいて選択されます。500kHzでは、有極性コン デンサは本質的に抵抗性です。ESRを低くすると体積が 大きくなるため、物理的に小形のコンデンサはESRが高 くなっています。標準的なLT1371アプリケーションで 必要なESRの範囲は、0.025Ω∼0.2Ωです。代表的な出 AVX TPS, Sprague 593D AVX TAJ C CASE SIZE AVX TPS TAJ B CASE SIZE AVX TAJ エンジニアが、固形タンタル・コンデンサは高いサージ 電流が加わると故障しやすいということを聞いたことが あるでしょう。これは歴史的な事実です。AVXタイプ TPSコンデンサはサージ能力が特別に試験されています が、サージ耐久性は出力コンデンサでは重大な問題では ありません。固形タンタル・コンデンサは、ターンオ ン・サージが高すぎると故障しますが、レギュレータ出 力ではこのようなサージは発生しません。レギュレータ 出力が完全に短絡するような高い放電サージがあって も、コンデンサには影響はありません。 インダクタが1個のブースト・レギュレータでは、出力 コンデンサのRMSリップルが大きくなるため、この電 流を扱うための定格を定める必要があります。これを計 算する公式は次のとおりです。 4-189 LT1371 アプリケーション情報 出力コンデンサ・リップル電流（RMS） DC IRIPPLE (RMS) = IOUT 1 – DC = IOUT VOUT – VIN VIN DC＝スイッチ・デューティ・サイクル 入力コンデンサ ブースト・コンバータの入力コンデンサは、入力電流波 形が三角波で出力コンデンサのように高い方形波電流が 含まれないため、それほど重要ではありません。ESRが 0.2Ω以下の10µFから100µFの範囲のコンデンサは、最大 3Aのスイッチ電流まで十分動作します。スイッチ電流 が低い場合は、これよりESRが高いコンデンサでもかま いません。ブースト・コンバータの入力コンデンサ・ リップル電流は、次のとおりです。 IRIPPLE = 0.3(VIN)(VOUT – VIN) (f)(L)(VOUT) f＝500kHzスイッチング周波数 入力コンデンサでは、バッテリや大容量のキャパシタン ス・ソースが「そのまま」接続されると、非常に高いサー ジ電流が発生し、固形タンタル・コンデンサは故障する 可能性があります。一部のメーカがサージ能力を特別に 試験したタンタル・コンデンサ・ライン（AVX TPSシ リーズなど）を開発しましたが、これらのユニットでも 入力電圧サージがコンデンサの最大電圧定格に接近した 場合は、故障する可能性があります。AVXは、高サー ジ・アプリケーションの場合はコンデンサ電圧を2:1に ディレーティングすることを推奨しています。セラミッ クOS-CONやアルミニウム電解コンデンサを使用するこ ともでき、これらはターンオン・サージの耐久性が高く なっています。 セラミック・コンデンサ 容量値が高く低コストのセラミック・コンデンサが、より 小形のケース・サイズで供給されるようになりました。こ れらはESRが非常に低いため、スイッチング・レギュレー タ用としては魅力的です。残念ながら、ESRが低すぎて ループ安定性の問題が生じる可能性があります。固形タ ンタル・コンデンサのESRは、5kHzから50kHzでループ 4-190 「ゼロ」を生成するため、ループ位相マージンを許容範囲 に 収 め る の に 有 効 で す 。セ ラ ミ ッ ク・コ ン デ ン サ は 300kHz以下の周波数では容量性で、通常、ESRが効果を発 揮する前に、ESLとの間で共振します。これらはリップル 電流定格が高く、ターンオン・サージ耐久性に優れている ため、入力のバイパスに適しています。 出力ダイオード 推奨される出力ダイオード（D1）は、1N5821ショット キ、またはそれと同等なモトローラ製MBR330です。こ のダイオードの定格は、平均順方向電流が3Aで逆電圧 が30Vです。また、標準順方向電圧は3Aで0.6Vです。こ のダイオードはスイッチOFF時間中にのみ電流を流しま す。ブースト・コンバータのピーク逆電圧は、レギュ レータの出力電圧と等しくなります。また、通常動作時 の平均順方向電流は、出力電流と等しくなります。 周波数補償 ループ周波数補償は、 直列RCネットワークが接続された誤 差アンプ （VCピン） の出力で行われます。 直列コンデンサと 誤差アンプの出力インピーダンス （約500kΩ） によってメイ ン・ポールが形成されます。 メイン・ポールは2Hz∼20Hzまで の範囲になります。 直列抵抗は、 1kHz∼5kHzで 「ゼロ」 を形成 し、 ループ安定度と過渡応答を改善します。 VCピンのスイッ チング周波数リップルを低減するために、 標準容量がメイ ン補償コンデンサ容量の1/10の第二コンデンサを使用する こともあります。 VCピンのリップルは、 出力電圧リップルが 原因で発生し、 出力分圧器で減衰され、 誤差アンプによって 増幅されます。 第二コンデンサがない場合、 VCピンのリップ ルは次のようになります： 1.245(VRIPPLE)(gm)(RC) VCピンのリップル＝ (VOUT) VRIPPLE＝出力リップル（VP-P） gm ＝ 誤差アンプのトランスコンダクタンス （約1500µmho） RC ＝ VCピンでの直列抵抗 VOUT＝DC出力電圧 不規則なスイッチングを防止するために、VCピンの リップルは50mVP-P以下に抑えなければなりません。 LT1371 アプリケーション情報 ワーストケースのVCピンのリップルは、最大出力負荷 電流で発生し、低品質（ESRが高い）出力コンデンサを使 用した場合にも増加します。0.0047µFのコンデンサを VCピンに追加すると、スイッチング周波数リップルは わずか数mVに低減されます。また、RCの値が小さい場 合もVCピンのリップルは低減されますが、ループ位相 マージンが不十分になる可能性があります。 FB VC レイアウトの考慮事項 最大効率を得るには、 LT1371スイッチの立上りおよび立下 り時間をできる限り短くしなければなりません。 放射と高 周波共振問題を防止するために、 スイッチ・ノードに接続さ れる部品のレイアウトを適切に行うことが不可欠です。B フィールド （磁気） 放射は、 出力ダイオード、 スイッチ・ピン、 および出力バイパス・コンデンサのリードをできる限り短 くして最小限に抑えます。 図3と図4に、 これらの部品の推奨 位置を示します。 Eフィールド放射は、 スイッチ・ピンに接続 されるすべてのトレースの面積と長さを小さくすれば、 低 く抑えられます。 スイッチング回路の下にグランド・プレー ンを使用して、 インタプレーン・カップリングを防止する必 要があります。 GND S/S NFB VSW VIN C CONNECT GROUND PIN AND TAB DIRECTLY TO GROUND PLANE. TAB MAY BE SOLDERED OR BOLTED TO GROUND PLANE* D C KEEP PATH FROM VSW, OUTPUT DIODE, OUTPUT CAPACITORS AND GROUND RETURN AS SHORT AS POSSIBLE *SEE T7 PACKAGE LAYOUT CONSIDERATIONS FOR VERTICAL MOUNTING OF THE T7 PACKAGE LT1371 • F04 Figure 4. Layout Considerations— T7 Package 図6に高速スイッチング電流経路を図解します。クリーン なスイッチングと低EMIを保証するために、この経路の リード長はできる限り短くする必要があります。スイッ チ、出力ダイオード、および出力コンデンサが含まれる経 路が、ナノ秒単位の立上りおよび立下り時間が生じる唯 一の経路です。この経路はできる限り短くしてください。 VC VSW FB NC NFB VSW GND GND GND GND GND GND GND GND D C KEEP PATH FROM VSW, OUTPUT DIODE, OUTPUT CAPACITORS AND GROUND RETURN AS SHORT AS POSSIBLE C NC SHDN NC SYNC GND VIN LT1371 • F05 CONNECT ALL GROUND PINS TO GROUND PLANE Figure 5. Layout Considerations— SW Package FB VC GND S/S NFB VSW VIN C CONNECT GROUND PIN AND TAB DIRECTLY TO GROUND PLANE L1 C SWITCH NODE VOUT D KEEP PATH FROM VSW, OUTPUT DIODE, OUTPUT CAPACITORS AND GROUND RETURN AS SHORT AS POSSIBLE VIN HIGH FREQUENCY CIRCULATING PATH LOAD LT1371 • F03 Figure 3. Layout Considerations— R Package LT1371 • F06 Figure 6 4-191 LT1371 アプリケーション情報 VIN T7パッケージのレイアウトの考慮事項 VOUT デバイスを正しく動作させるには、T7パッケージのタ ブに電気的な接続が必要です。タブが直接グランド・プ レーンに接続されている場合（図4）には、その他の対策 は不要です。垂直実装型アプリケーションのように、タ ブが直接グランド・プレーンに接続されていない場合に は、タブから「フローティング・ノード」へ個別に電気的 な接続が必要になります。このフローティング・ノード に、VINコンデンサ、VC部品、および出力帰還抵抗分圧 回路のグランド・リターンを接続します。これを図7に 示します。その他のシステム・グランド配線はすべてピ ン4に接続してください。 T7パッケージのタブからフローティング・ノードへの 電気的接続は、低抵抗（0.1Ω以下）、低インダクタンス （20nH以下）の経路でなければならず、これはジャンパ 線または導電性ヒートシンクを使って実現できます。 抵抗が低くなるように、半田テイルを使用してジャン パ・ワイヤを直接タブにボルト締めします。ジャンパ・ ワイヤの長さは、インダクタンスを抑えるために、24 AWG以上のゲージ・ワイヤで3/4インチ以下にしてくだ さい。 多数のヒートシンク・メーカから垂直実装型の導電性 ヒートシンクが販売されています。これらのヒートシン クにも、ボードに直接半田付けして、フローティング・ ノードへの低抵抗、低インダクタンスの経路を形成する ためのタブがあります。インダクタンスを抑えるため 4-192 7 VIN VSW 1 LT1371T7 VC FB GND TAB FLOATING NODE (TAB TIES INTERNALLY TO PIN 4 GROUND) 5 2 GND 4 LT1371 • F07 SYSTEM GROUND Figure 7. Tab Connections for Vertically Mounted T7 Package に、タブはヒートシンクに直接ボルト締めするか半田付 けしてください。チップ・オン・スタイルのヒートシン クもありますが、製品の有効寿命期間を通して、タブと ヒートシンク間の接触抵抗を0.1Ω以下に維持できる場 合にしか使用できません。 サポート スイッチング・レギュレータ回路に関するさらに詳しい 情報は、アプリケーション・ノート19を参照してくださ い。リニアテクノロジーでは、スイッチング・コンバータ の設計を支援するために、コンピュータ・ソフトウェア・ プログラムSwitcherCADを提供しています。また、アプリ ケーション部ではいつでも質問をお受けしています。 LT1371 U TYPICAL APPLICATIONS N Positive-to-Negative Converter with Direct Feedback VIN 2.7V TO 13V + 2 D2 P6KE-15A D3 1N4148 1 • VIN OFF VSW S/S R2 6.19k 1% T1* C1 100µF ON 4 + • R2 2.49k 1% NFB + –VOUT† –5V C1 22µF ON 1N4148 VIN VSW FB OFF MBRS360T3 T1* 2, 3 7 + P6KE-20A • S/S 8, 9 •4 10 • LT1371 NFB C2 0.047µF R1 2k C3 0.0047µF VIN 2.7V TO 10V R3 2.49k 1% GND R1 68.1k 1% C4 100µF ×2 3 D1 MBRS330T3 LT1371 VC Dual Output Flyback Converter with Overvoltage Protection *COILTRONICS CTX10-4 †MAX I OUT IOUT VIN 0.6A 3V 1.0A 5V 1.5A 9V VC 1 C3 0.0047µF C5 47µF –VOUT –15V R4 12.1k 1% R5 2.49k 1% C2 0.047µF R3 2k LT1371 • TA03 C4 47µF + MBRS360T3 GND VOUT 15V *DALE LPE-5047-100MB Single Li-Ion Cell to 5V 2 Li-Ion Cells to 5V SEPIC Converter** VIN 4V TO 9V L1* L1A* 10µH VIN OFF ON VSW S/S • LT1371 + C1 33µF 20V FB GND LT1371 • TA04 R2 18.7k 1% • + L1B* 10µH R1 2k C4 0.047µF R3 6.19k 1% C5 0.0047µF R1 18.7k 1% FB + LT1371 + C3 100µF 10V ×2 S/S SINGLE Li-Ion CELL + C1** 100µF 10V GND VC R2 6.19k 1% C2 0.047µF R3 2k C4** 100µF 10V ×2 C3 0.0047µF LT1371 • TA06 LT1371 • TA05 C1 = AVX TPSD 336M020R0200 C2 = TOKIN 1E475ZY5U-C304 C3 = AVX TPSD107M010R0100 * SINGLE INDUCTOR WITH TWO WINDINGS COILTRONICS CTX10-4 ** INPUT VOLTAGE MAY BE GREATER OR LESS THAN OUTPUT VOLTAGE OFF VOUT† 5V ON VOUT† 5V VSW VIN MBRS330T3 C2 4.7µF VC D1 MBRS320T3 †MAX I OUT IOUT 0.85A 1A 1.3A 1.5A VIN 4V 5V 7V 9V *COILCRAFT DO3316P-103 **AVX TPSD107M010R0100 †MAX I IOUT 1.2A 1.6A 1.8A OUT VIN 2.7V 3.3V 3.6V 4-193 LT1371 U TYPICAL APPLICATIONS N 20W CCFL Supply 47pF LAMP 1N4148 11 L1 5 8 1 4 3 2 + 0.47µF 22µF Q2 Q1 150Ω INTENSITY CONTROL L2 15µH MUR405 1N4148 1N4148 VIN 9V TO 15V 22k VSW VIN + 10k FB LT1371 140Ω 1µF 2.2µF GND VC L1 L2 Q1, Q2 0.47µF = = = = COILTRONICS CTX02-11128 COILCRAFT DO3316P-153 ZETEX ZTX849, ZDT1048 OR ROHM 2SC5001 WIMA 3X 0.15µF TYPE MKP-20 COILTRONICS (407) 241-7876 + LT1371 • TA07 2.2µF Laser Power Supply 1800pF 10kV 0.01µF 5kV 47k 5W 1800pF 10kV 8 11 L1 1 4 5 HV DIODES 3 2 0.47µF LASER + 2.2µF Q2 Q1 150Ω L2 82µH MUR405 VIN 12V TO 25V VSW 10k VIN + 10k FB LT1371 2.2µF VC GND 0.1µF VIN 1N4002 (ALL) 190Ω 1% + 10µF LT1371 • TA08 4-194 L1 = COILTRONICS CTX02-11128 L2 = GOWANDA GA40-822K Q1, Q2 = ZETEX ZTX849 0.47µF = WIMA 3X 0.15µF TYPE MKP-20 HV DIODES = SEMTECH-FM-50 LASER = HUGHES 3121H-P COILTRONICS (407) 241-7876 LT1371 RELATED PARTS PART NUMBER DESCRIPTION COMMENTS LT1171 100kHz 2.5A Boost Switching Regulator Good for Up to VIN = 40V LTC 1265 12V 1.2A Monolithic Buck Converter Converts 5V to 3.3V at 1A with 90% Efficiency LT1302 Micropower 2A Boost Converter Converts 2V to 5V at 600mA in SO-8 Packages LT1372 500kHz 1.5A Boost Switching Regulator Also Regulates Negative Flyback Outputs LT1373 Low Supply Current 250kHz 1.5A Boost Switching Regulator 90% Efficient Boost Converter with Constant Frequency LT1376 500kHz 1.5A Buck Switching Regulator Steps Down from Up to 25V Using 4.7µH Inductors LT1512 500kHz 1.5A SEPIC Battery Charger Input Voltage May Be Greater or Less Than Battery Voltage LT1513 500kHz 3A SEPIC Battery Charger Input Voltage May Be Greater or Less Than Battery Voltage ® 4-195