エネルギーマネジメン 特集 トに貢献するパワー半 導体 マルチレベル電力変換器用 1,700 V RB-IGBT 1,700 V Reverse-Blocking IGBTs for Multi-Level Power Converters 魯 鴻飛 LU Hongfei 荻野 正明 OGINO Masaaki 中澤 治雄 NAKAZAWA Haruo 変換効率の高い電力変換器の適用が広がっている。無停電電源装置や太陽光発電用パワーコンディショナなどでも，従 来の 2 レベル変換方式から，より高効率なマルチレベル方式へ移行しつつある。富士電機では，マルチレベル変換回路に 双方向スイッチとして使用される 1,700 V RB-IGBT を他社に先駆けて開発した。熱拡散と V 溝のエッチングを組み合わ せるハイブリッド分離層方式を採用し，1,700 V デバイスへ適用した。高圧インバータの代表的なスイッチング周波数（〜 特集 エネルギーマネジメントに貢献するパワー半導体 500 Hz）で中間素子が RB-IGBT の場合，導通損失の低減により，3 レベルインバータの電力損失は 18 % 減少した。 In a general trend to use highly efficient power converters, we are also observing a shift from conventional two-level converters toward multilevel converters of higher efficiency, in such applications as uninterruptible power supply (UPS) units and power conditioning system (PCS) units for solar power generation. Ahead of any other company, Fuji Electric has developed 1,700 V reverse-blocking insulated gate bipolar transistors (RB-IGBTs), used as bidirectional switches in multilevel converter circuits. For the 1,700 V device, we employed a hybrid isolation process that combines thermal diffusion and V-groove etching. When RB-IGBTs were used as neutral point clamping devices at a typical switching frequency for high-power inverters (up to 500 Hz), the decrease in conduction loss resulted in a reduction of energy loss by 18 % in three-level inverters. まえがき 近年，低炭素社会の実現に向けた意識が高まり，パワー V DC /2 メイン IGBT V DC /2 メイン RB-IGBT エレクトロニクス分野において，変換効率の高い電力変 換器の適用が広がっている。無停電電源装置（UPS）や 太陽光発電用パワーコンディショナ（PCS）などのアプ V DC /2 リケーションでも，従来の 2 レベル変換方式から，より V DC /2 FWD 高効率なマルチレベル方式に移行し，3 レベル中間点クラ （b）RB-IGBT の逆並列接続 （a）IGBT とダイオードの ペアの逆並列接続 ン プ（NPC：Neutral-Point-Clamped） ま た は ア ド バ ン スト NPC（A-NPC）方式のコンバータへの置き換えが進 ⑴ ん で い る。RB-IGBT（Reverse-Blocking Insulated Gate Bipolar Transistor：逆阻止 IGBT）を A-NPC 図 A-NPC 3 レベルインバータの回路構成 回路へ適用 することにより，さらなる高効率化が可能である。 ⑸，⑹ し ，製品化したものである。これをベースに，A-NPC 3 本稿では，風力発電や車両分野などの大容量分野のマル レベル方式コンバータへ適用するために，チップを貫通す チレベル電力変換器に適用するために開発した 1,700 V 耐 る分離層形成技術の完成度を高め，1,200 V 耐圧クラスま デバイスと，そのプロセス技術について での RB-IGBT を開発してきた。さらに，風力発電や車両 述べる。さらに，A-NPC 3 レベル回路を例に，RB-IGBT 分野などの大容量分野に適用していくためには，より高い 圧の RB-IGBT ⑺ ⑻ ⑵ 耐圧のデバイスが必要である。 を適用することによるメリットを説明する。 開発の背景 素子構造とプロセス NPC 方式では，使用する半導体素子の数が多く，制御 図 が複雑になるなどの課題がある。また，A-NPC3 レベル 方 式 で は， 中 間 素 子 を IGBT と FWD（Free Wheeling ⒜に素子の終端構造の模式図を，図 ⒝に分離層の 断面の走査型電子顕微鏡（SEM）像を示す。チップ表面は， フィールドリミットリングの終端構造とプレーナゲートの Diode）との直列接続（以下，逆直素子という）で構成し， セルで構成されている。コレクタ接合で逆阻止能力を持た パワーコンバータの入出力を容量結合の中間点と接続する せるために，その接合は外周部でチップを貫通する p＋分 ⒜） 。そして，そ 離層で終端し，活性部の縦方向も電圧印加された際の空乏 の中間素子を RB-IGBT で置き換えることにより，さらな 層が素子の表面に到達しないノンパンチスルー構造として る部品点数削減によるオン抵抗の低減によって変換効率が いる。 方式で変換効率を向上させている（図 ⑶，⑷ 向上する（図 ⒝） 。 当初，RB-IGBT はマトリックスコンバータ向けに開発 富士電機技報 2012 vol.85 no.6 398（10） 1,700 V RB-IGBT の チ ッ プ 厚 さ は 300 µm に 近 く， こ ⑹ れまで報告された熱拡散による接合の最大深さ（200 µm ） マルチレベル電力変換器用 1,700V RB-IGBT 層構造が形成される。最後に，裏面電極を形成する（図 活性領域 p+ 分離層 ⒞） 。 p+ 素子の電気特性 n− コレクタ . （a）終端構造の模式図 静特性 に，50 A 定格電流 I0 チップの電圧阻止状態の I-V 図 特性を示す。回路の動作モードに合わせ， 順方向 （VCE>0 V） ダイシング ライン の曲線は IGBT モードの特性，逆方向（VCE<0 V）の曲線 p+ はダイオードモードの特性を示した。いずれも十分な耐圧 マージンを持っている。 n− に，RB-IGBT， 従 来 の「U シ リ ー ズ 」IGBT 図 （U-IGBT）と FWD からなる逆直素子のオン状態の I-V コレクタ Von は 1.9 V 低くなっている。 （b）分離層の断面 SEM 像 . 図 素子の終端構造と分離層 スイッチング特性 ⑴ スイッチング損失 RB-IGBT の タ ー ン オ フ， タ ー ン オ ン， 逆 回 復 損 失 を超え，熱拡散だけでの分離層形成は困難である。また， に示す。バス電圧 VDC は （Eoff，Eon，Err）と Von の関係を図 横拡散による分離層表面積が増大してしまう。これらの問 題を解決するため，熱拡散と V 溝エッチングを組み合わ せるハイブリッド分離方式を採用した。図 にその概略プ 定格電流：I o ＝50 A 15 ⑺ ロセスフローを示す。 10 まず，表面セル構造を形成する前に，p＋分離層をウェー ハの表面側から形成する（図 ⒜） 。表面構造を形成した 5 裏面からの V 溝エッチングを行う（図 I CE（mA） 後，ウェーハを薄くする工程において分離層形成領域に ⒝） 。次に，裏面 側から，p 形イオンを注入して V 溝の表面とコレクタの T j ＝室温 0 T j ＝125 ℃ −5. p 層を形成する。この p 層が表面の拡散層と接続し，分離 −10 −15 −3,000 IGBT（活性領域） 0 V CE（V） p+ 3,000 n− Si-Sub 図 オフ状態の双方向 I-V 特性 （a）表面 p+ 分離層の形成 定格電流：I o ＝50 A，V GE =15 V 80 125 ℃ 室温 ＲＢ-Ｉ ＧＢＴ V 溝形成マスク 60 I CE（A） （ｂ）裏面からの Si の異方性エッチング 40 20 p+ コレクタ 逆直素子 （U-Ｉ ＧＢＴ＋FWD） RB-IGBT チップ 0 （c）表面 p+ 分離層と連結するコレクタの形成 0 1 2 3 4 5 6 V CE（V） 図 ハイブリッド分離層を持った RB-IGBT の概略プロセスフ ロー 図 RB-IGBT と逆直素子のオン I-V 特性 富士電機技報 2012 vol.85 no.6 399（11） 特集 エネルギーマネジメントに貢献するパワー半導体 特性を示す。125 ℃，定格電流で，RB-IGBT の導通電圧 マルチレベル電力変換器用 1,700V RB-IGBT 80 1,400 V AKP 30 25 RB-IGBT E on 逆直素子 20 40 IF 1,000 0 600 −40 E rr 15 d i /dt =440 A/µs 200 E off 10 I AK（A） 35 V AK（V） E off ，E on ，E rr（mJ/pulse） I F =5 A，V DC =950 V，L S =0.8 µH，T j =125 ℃ 定格電流 , T j =125 ℃ 40 −80 d i /dt =710 A/µs −200 5 2 3 4 5 0 6 0.5 V on（V） RB-IGBT と逆直素子のスイッチング損失とオン電圧 図 二つの条件のメイン IGBT ターンオン di /dt 850 V にした。逆直素子に比べ，RB-IGBT の Eon，Err は 形に電圧の跳ね上がりはほとんど見られない。小電流では， わずかに増加するが，Eoff は同等なレベルにある。代表的 跳ね上がりが顕著となる。 なターンオフ波形を図 に，特性一覧を表 に示す。強い 耐量を保ちながら低 Von を達成している。 RB-IGBT に，二つの条件のメイン IGBT のターンオン di/dt 図 （710 A/µs および 440 A/µs）に対応する逆回復波形を示す。 電流のスルーレート di/dt が 440 A/µs 以下であれば，ダ ⑵ ダイオードの逆回復特性 は逆阻止耐圧を担うだけでなく，メイン素子 イオードの跳ね上がり電圧は生じなくなる。 。特に，EMI の転流ダイオードとしても動作する（図 ） ノイズの発生を抑えるため逆回復する際のソフトネス が求められている。定格電流では，メイン素子の 3.3 kV . スイッチング耐量 ⑴ IGBT の耐量 U-IGBT のターンオン di/dt が 1.2 kA/µs までは逆回復波 図 に，代表的な逆バイアス安全動作領域（RBSOA） の波形を示す。定格の 7 倍まで電流を流しても安全に遮断 できる。図 0 に代表的な短絡安全動作領域（SCSOA）波 T j =125 ℃ 1,500 形を示す。素子は非破壊である。図 0 のゲート信号のオ 75 ン期間から分かる短絡耐量は，17 µs 以上にもなる。開発 50 1,000 I CE（A） した RB-IGBT は，アプリケーション側が求める耐性を十 V CE（V） 分に備えている。 ⑵ ダイオード逆回復耐量 図 1 に，2 倍の定格電流条件での非破壊大電流逆回復波 RB-IGBT 500 逆直素子 25 形を示す。この図から求めたエネルギー密度は，197 kW/ cm2 になる。ダイオードは，これを超えるエネルギー耐量 を持つことが分かる。 0 1.5 3.5 0 7.5 5.5 時間（µs） I CE =350 A， V DC =1,200 V，L S =0.3 µH，R goff =20Ω， T j =125 ℃ 2,600 500 RB-IGBT と逆直素子のターンオフ波形 表 RB-IGBT と逆直素子の特性（T j＝125 ℃） 項 目 RB-IGBT 逆直素子 V ON（V） 3.2 5.1 E off（mJ/pulse）F 14.3 14.5 E on（mJ/pulse） 22.0 20.1 E rr（mJ/pulse） 16.8 14.5 RBSOA 7×I 0 SCSOA（µs） 逆回復耐量（kW/cm ） 400（12） 200 >197 1,400 7×I 0 50 V GE 200 −100 0 0.5 1.0 1.5 時間（µs） 17.3 2 富士電機技報 2012 vol.85 no.6 V CE 800 基本特性 耐 量 2,000 I CE 350 図 代表的な RBSOA 波形 2.0 −400 2.5 ，V GE（V） ×10 V CE（V） 図 I CE（A） 特集 エネルギーマネジメントに貢献するパワー半導体 図 −120 1.5 1.0 時間（µs） マルチレベル電力変換器用 1,700V RB-IGBT T j ＝125 ℃，V CE＝1,200 V，V GE＝±15V，R gext ＝23Ω V GE I CE V CE 100 A/div 500 V/div 5 µs/div 図 代表的な SCSOA 波形 1,700 V 1,200 A RB-IGBT モジュール I F =100 A，V DC =1,200 V，L S =0.8 µH，T j =125 ℃ 1,800 400 T j ＝125℃，I o ＝400 A（実効値） ，60 Hz V AKP 100 200 IF 0 600 発生損失（%） 1,000 −200 200 80 −400 0 0.5 1.0 1.5 時間（µs） メイン 素子 P sat P sat P rr PF 84% P off P on P sat P rr 中間 素子 20 2.0 P off P on 60 40 −200 P off P on 82% I AK（A） V AK（V） 1,400 100% P sat P rr P sat P sat 0 図 逆直素子 非破壊大電流逆回復波形 RB-IGBT（A） RB-IGBT（B） （a）キャリア周波数 f C＝500 Hz コレクタ接合深さは，従来の FWD のアノード深さに比 T j ＝125℃，I o ＝400 A（実効値） ，60 Hz べて相対的に薄く，耐量の低下につながりやすいが，ノン 100 パンチスルードリフト領域の採用とコレクタ注入効率を最 P off 86% P on 発生損失（%） 適化することにより，高い耐量を維持できた。V 溝でコレ クタの形状が非平面的になるが，コレクタ形状の最適化に より，逆回復の耐量にマイナスの影響を及ぼしていないこ とが分かる。 80 60 メイン 素子 P sat P rr 中間 素子 P rr P sat P sat のチップを 24 個並列して 1,200 A 中間素子モジュールを P off P on P rr 20 構成した（図 2 ） 。メイン素子との関わりを調べるために， P on 82% P sat PF レベル A-NPC インバータ回路におけるパワー損失 既存のハイパワーモジュールのパッケージ中に，50 A P off P sat 40 . 100% P sat 0 逆直素子 Von が 3.1 V（低定常損失）と Von が 3.9 V（低スイッチン RB-IGBT（A） RB-IGBT（B） （b）キャリア周波数 f C＝1,000 Hz グ損失）のチップで 2 種類のモジュールを作製した。おの おの RB-IGBT（A）と RB-IGBT（B）とし， 図 レベル A-NPC ⒝の 3 インバータの各動作モードにおけるスイッ 図 RB-IGBT，逆直素子を中間素子とする場合の３レベル A-NPC インバータの電力損失 チング損失を測定した。メイン素子には，3.3 kV U-IGBT と FWD を使用した。測定時，Tj を 125 ℃，バス電圧を 900 V（図 の VDC/2） ，全ての IGBT の外付けのゲート抵 抗は 3.3Ωにした。 図 3 に，キャリア周波数 fc が 500 Hz と 1,000 Hz におけ るインバータの電力損失の計算結果を示す。ただし，出力 電流を 400 A（実効値） ，出力周波数を 60 Hz，力率を 0.8， 変調比を 0.8 にした。RB-IGBT の逆回復損失 Prr は，メ イン IGBT のターンオン損失 Pon と一緒に最適化する必要 がある。fc が 1,000 Hz の場合，RB-IGBT の Von を犠牲に して Prr を低くすれば，メイン IGBT の Pon も低減できる。 富士電機技報 2012 vol.85 no.6 401（13） 特集 エネルギーマネジメントに貢献するパワー半導体 図 マルチレベル電力変換器用 1,700V RB-IGBT その結果，総電力損失を低減できる。fc が 500 Hz で，中 Advanced Three-level Topology” , Proc.PCIM Europe 2010, 間素子デバイスとして，RB-IGBT（A）と RB-IGBT（B） p.550-555. のモジュールを使用する場合，逆直素子に比べて，総電力 損失はそれぞれ 18 % と 16 % 削減できる。 ⑷ Komatsu, K. et al.“New IGBT Modules for Advanced , Proc. Neutral-Point-Clamped 3-Level Power Converters” Int Pow. Ele. Conf. 2010, p.523-527. あとがき ⑸ Takei, M. et al.“The Reverse Blocking IGBT for Matrix Converter with Ultra Thin Wafer Technology” , Proc. Int. マルチレベルコンバータのアプリケーションにおける双 Sym. on Power Semiconductor Dev. & IC's 2003, p.156-159. 方向スイッチとして使用される 1,700 V RB-IGBT を，他 ⑹ Naito, T. et al.“1,200 V Reverse Blocking IGBT with Low 社に先駆けて開発した。シリコンを貫通する分離層を形成 Loss for Matrix Converter” , Proc. Int. Sym. on Power するために，1,200 V RB-IGBT に応用した熱拡散と V 溝 Semiconductor Dev. & IC's 2004, p.125-128. 特集 エネルギーマネジメントに貢献するパワー半導体 のエッチングを組み合わせる分離層形成工程を高度化し， ⑺ Nakazawa, H. et al.“Hybrid Isolation Process with Deep 1,700 V RB-IGBT に対しても安定した分離層の形成を可 Diffusion and V-Groove for Reverse Blocking IGBTs” , Proc. 能にした。開発した素子を用いて，十分な耐圧特性とス Int. Sym. on Power Semiconductor Dev. & IC's 2011, p.116- イッチング耐性を実証した。 119. 50 A 定格プレーナゲート RB-IGBT のオン電圧は，同 定格の U-IGBT と FWD 逆直素子のオン電圧と比べ，同 ⑻ Wu, B.,“High- power converters and AC drives” , IEEE Press 2006, ISBN-100-471-74171-4. じターンオフスイッチング損失で，1.9 V 低くなっている。 ハイパワー，中電圧アプリケーション（高圧インバータ） 魯 鴻飛 の代表的なスイッチング周波数（〜 500 Hz）で，A-NPC パワー半導体デバイスの研究 ･ 開発に従事。現 3 レ ベ ル 回 路 を 用 い て 検 討 し た 結 果， 中 間 素 子 が RBIGBT の場合，IGBT と FWD の逆直素子の場合に比べ， 在，富士電機株式会社技術開発本部電子デバイス 研究所次世代モジュール開発センター。工学博士。 IEEE 会員。 インバータのエネルギー損失は 18% 減少した。 今後は，開発した 1,700 V RB-IGBT をマルチレベルイ ンバータ向けに適用し，より高周波アプリケーションへ適 用するために最適化していく所存である。 荻野 正明 パワーデバイスのプロセス開発に従事。現在，富 士電機株式会社技術開発本部電子デバイス研究所 次世代モジュール開発センター。 参考文献 ⑴ Nabae, A. et al.“A New Neutral-Point-Clamped PWM Inverter” , IEEE Trans. on Industrial Applications. 1981, vol.1 A-17, no.5, p.518-523. ⑵ Lu, H. et al. “1700 V Reverse - Blocking IGBTs with V- Groove Isolation Layer for Multi- Level Power Converters” , Proc. PCIM Europe 2012, p.815-821. ⑶ Yatsu, M. et al.“A Study of High Efficiency UPS Using 富士電機技報 2012 vol.85 no.6 402（14） 中澤 治雄 マイクロマシンの研究，パワーデバイスの開発に 従事。現在，富士電機株式会社技術開発本部製品 技術研究所パワエレ技術開発センター次世代パワ エレプロジェクト部。電気学会会員，応用物理学 会会員。 ＊本誌に記載されている会社名および製品名は，それぞれの会社が所有する 商標または登録商標である場合があります。