str-w625xseries an jp

STR-W6200D シリーズ アプリケーションノート
STR-W6200D シリーズ
アプリケーションノート
Rev.2.0
サンケン電気株式会社
SANKEN ELECTRIC CO., LTD.
http://www.sanken-ele.co.jp
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Rev.2.0
STR-W6200D シリーズ アプリケーションノート
Rev.2.0
目次
概要------------------------------------------------------------------------------------------------ 3
1. 絶対最大定格 ------------------------------------------------------------------------------- 4
2. 電気的特性 ---------------------------------------------------------------------------------- 5
3. ブロックダイアグラム ------------------------------------------------------------------------ 7
4. 各端子機能 ---------------------------------------------------------------------------------- 7
5. 応用回路例 ---------------------------------------------------------------------------------- 8
6. 外形図 ---------------------------------------------------------------------------------------- 9
7. 捺印仕様 ------------------------------------------------------------------------------------- 9
8. 動作説明 ------------------------------------------------------------------------------------10
8.1 起動動作 ------------------------------------------------------------------------------10
8.2 定電圧制御回路動作 ---------------------------------------------------------------13
8.3 オートスタンバイ機能 ----------------------------------------------------------------14
8.4 PWM+周波数変調機能-----------------------------------------------------------14
8.5 ラッチ回路 -----------------------------------------------------------------------------15
8.6 自動入力補正付き過電流保護機能(OCP) ------------------------------------15
8.7
8.8
8.9
8.10
過電圧保護機能(OVP) ------------------------------------------------------------16
過負荷保護機能(OLP) ------------------------------------------------------------16
外部ラッチ保護機能(ELP) --------------------------------------------------------17
過熱保護回路(TSD) ---------------------------------------------------------------17
9. 設計上の注意点 ---------------------------------------------------------------------------18
9.1 外付け部品 ----------------------------------------------------------------------------18
9.2 位相補償 ------------------------------------------------------------------------------18
9.3 FM/ELP 端子の外付けコンデンサ容量 -----------------------------------------19
9.4 2 次側ダイオードのノイズ対策方法の注意点 -----------------------------------19
9.5 パターン設計 -------------------------------------------------------------------------19
注意書き -----------------------------------------------------------------------------------------21
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STR-W6200D シリーズ アプリケーションノート
概要
Rev.2.0
パッケージ
STR-W6200D シリーズは、パワーMOSFET と電流モード
型 PWM 制御 IC を 1 パッケージにした PWM 型スイッ
チング電源用パワーIC です。
低消費電力および低スタンバイ電力に対応するため、起
動回路とスタンバイ機能を内蔵しており、通常動作時は
PWM 動作、軽負荷時はバースト発振動作へ自動的に
切り替わります。充実した保護機能により、構成部品が
尐なく、コストパフォーマンスの高い電源システムを容易
に構成できます。
TO-220F-6L
特長と利点
アプリケーション
 小型 6 ピンフルモールドパッケージ(TO-220F-6L)
 電流モード型 PWM 制御
 PWM+周波数変調機能(EMI ノイズを低減、EMI
対策用フィルタの簡素化、コストダウンが可能)
 スロープ補正機能搭載(サブハーモニック発振の防止)
 オートスタンバイ機能内蔵(低消費電力対応)
無負荷時入力電力 PIN < 40mW
▫ 通常動作時は PWM モード
▫ スタンバイ時(軽負荷時)はスタンバイモード
(バースト発振動作)
 スタンバイ動作時のトランス音鳴り抑制機能内蔵
 起動回路内蔵(待機時の消費電力低減と、外付け部
品削減が可能)
 バイアスアシスト機能内蔵(起動性の向上、動作時の
VCC 電圧低下を抑制、VCC コンデンサの低容量化が可
能)
 リーティング・エッジ・ブランキング機能内蔵
 保護機能
▫ 入力補正機能付き過電流保護(OCP)
--------- パルス・バイ・パルス
▫ タイマ内蔵型過負荷保護(OLP) -------------- 自動復帰
▫ 外部ラッチ保護(ELP) ----------- 外部信号を加えると、
強制的にラッチ
▫ 過電圧保護(OVP)----------------------------------- ラッチ
▫ 過熱保護(TSD) -------------------------------------- ラッチ
 白物家電用
 デジタル家電用
 OA 機器用
 産業機器用
 通信機器用
などの各種電子機器用スイッチング電源
シリーズラインアップ
製品名
fOSC
STR-W6251D
STR-W6252D
67kHz
MOSFET
RDS(ON)
VDSS(MIN)
(MAX)
3.95Ω
650V
STR-W6253D
POUT*
AC230V / AC85~AC265V
45W / 30W
2.8Ω
60W / 40W
1.9Ω
90W / 60W
* 出力電力 POUT は熱定格に基づいています。最大出力電力は熱定格の 120%~140%程度です。
ただし、出力電圧が低い場合やトランス設計時の ON Duty の設定により、出力電力の制限を受けることがあ
ります。
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1. 絶対最大定格
 詳細内容は、製品ごとの仕様書を参照願います
 電流値の極性は、IC を基準としてシンクが“+”、ソースが“-”と規定します
 特記がない場合の条件 Ta= 25°C
項
目
記 号
備 考
端子
STR-W6251D
ド
レ
イ
ン
電
流
最大スイッチング電流
IDPEAK
IDMAX
STR-W6252D シングルパルス
1−3
EAS
3.2
STR-W6253D
10
STR-W6251D
2.6
STR-W6252D Ta=−20~125°C
STR-W6251D ILPEAK=2A
単位
2.6
1−3
STR-W6253D
アバランシェ・エネルギ耐量
規 格 値
3.2
A
A
10
47
シングルパルス
STR-W6252D ILPEAK=2.3A VDD=99V、
L=20mH
STR-W6253D ILPEAK=2.7A
1−3
62
mJ
86
S / O C P 端 子 電 圧
VOCP
3−5
−6~+6
V
FM/ELP 端子電圧
VFM
7−5
−0.3~+12
V
FM/ELP 端子流入電流
IFM
7−5
3
mA
6−5
−0.3~+9
V
4−5
0~32
V
圧
VFB
制 御 部 電 源 電 圧
VCC
F
B
端
子
電
FB 端子オープン
STR-W6251D
パワーMOSFET 部許容損失
PD1
STR-W6252D 無限大放熱器にて
STR-W6253D
25
1−3
放熱器なし
制 御 部 許 容 損 失
PD2
動作時内部フレーム温度
TF
動 作 周 囲 温 度
保
チ
存
ャ
ネ
温
ル
温
26
27.5
W
1.3
4−5
0.8
W
―
−20~+115
℃
Top
―
−20~+115
℃
度
Tstg
―
−40~+125
℃
度
Tch
―
+150
℃
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推奨内部フレーム温度 TF=105℃(MAX)
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2. 電気的特性
 詳細内容は、製品ごとの仕様書を参照願います
 電流値の極性は、IC を基準としてシンクが“+”、ソースが“-”と規定します
2.1 制御部電気的特性
特記がない場合の条件 Ta= 25°C、VCC=18V
項目
記号
端子
MIN
電源起動動作
VCC (ON)
4−5
13.9
動 作 開 始 電 源 電 圧
VCC (OFF)
4−5
8.0
動 作 停 止 電 源 電 圧
ICC (ON)
4−5
―
動 作 時 回 路 電 流
ICC (STOP)
4−5
―
発 振 停 止 時 回 路 電 流
ICC (OFF)
4−5
―
非 動 作 時 回 路 電 流
ISTARTUP
4−5
−0.9
起
動
電
流
VCC(BIAS)
4−5
13.6
バ イ ア ス ア シ ス ト 電 圧
通常動作
VFM(H)
7−5
4.0
FM/ELP 端子 High しきい電圧
VFM(L)
7−5
2.4
FM/ELP 端子 Low しきい電圧
ΔVFM
7−5
1.4
F M / E L P 端 子 電 圧 差
IFM(SRC)
7−5
−17.4
FM/ELP 端子流出電流
IFM(SNK)
7−5
8.6
FM/ELP 端子流入電流
fOSC(AVG)
1−5
60
平 均 発 振 周 波 数
Δf
1−5
4.8
発 振 周 波 数 変 動 幅
DMAX
1−5
71
最 大 O N
d u t y 幅
IFB(MAX)
6−5
−220
最大フィードバック電流
VSTBY
6−5
0.99
スタンバイ動作開始しきい電圧
DSLP
6−5
―
スロープ補正開始 Duty
SLP
6−5
−22
ス ロ ー プ 補 正 値
保護動作
VOCP1
3−5
0.71
ゼロ On Duty 時 OCP しきい電圧
DPC
―
1.5
ドレインピーク電流補正係数
VOCP2
3−5
0.82
補正後 OCP しきい電圧
t
1−5
280
リーディンク・゙エッジ・ブランキング時間
BW
tDLY
1−5
―
O L P
遅 延 時 間 *
ICC (OLP)
4−5
―
O L P 動 作 時 回 路 電 流
V
4−5
27
O V P 動 作 電 源 電 圧
CC(OVP)
ICC(La.H)
4−5
―
ラ ッ チ 回 路 保 持 電 流
VCC(La.OFF)
4−5
6.4
ラ ッ チ 回 路 解 除 電 圧
V
7−5
6.4
外部ラッチ保護しきい電圧
ELP
IELP
7−5
―
外部ラッチ保護動作時流入電流
―
135
熱 保 護 動 作 温 度
Tj(TSD)
* FM/ELP 端子と GND 端子との間に、47nF を適用したときの参考値
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規格値
TYP
MAX
15.5
8.9
1.4
0.8
5
−1.6
15.2
17.1
9.8
2.8
1.3
20
−2.3
16.8
V
V
mA
mA
µA
mA
V
4.5
2.8
1.7
−13
13
67
6.9
75
−160
1.10
27
−17
5.0
3.2
1.8
−8.6
17.4
74
9
79
−100
1.21
―
−12
V
V
V
µA
µA
kHz
kHz
%
µA
V
%
mV/µs
0.78
1.9
0.93
400
200
410
28.5
140
7.1
7.1
55
―
0.86
2.3
1.04
520
―
700
30
220
7.8
7.8
100
―
V
mV/D%
V
ns
ms
µA
V
µA
V
V
µA
単位
℃
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2.2 MOSFET 部電気的特性
特記がない場合の条件
項
目
Ta= 25°C
記 号
備 考
規 格 値
端子
単位
MIN
TYP
MAX
ドレイン・ソース間電圧
VDSS
1−3
650
―
―
V
ド レ イ ン 漏 れ 電 流
IDSS
1−3
―
―
300
µA
―
―
3.95
―
―
2.8
―
―
1.9
―
―
400
―
―
2.23
―
―
2.04
―
―
1.75
STR-W6251D
O
抵
N
抗
RDS(ON)
STR-W6252D
1−3
STR-W6253D
スイッチング・タイム
tf
1−3
STR-W6251D
熱
抵
抗
θch−F
チャネルと内
STR-W6252D 部フレーム間
の熱抵抗
STR-W6253D
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―
Ω
ns
℃/W
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3. ブロックダイアグラム
VCC
4
STARTUP
7.1V
UVLO
REG
VREG
28.5V OVP
RST
R
SQ
15.5V/8.9V
7.1V
ELP
TSD
DRV
SQ
R
S2
Frequency
Modulation
FM//ELP
7
1
ISTARTUP
=1.6mA
RQ
S
DMAX 75%
PWM OSC
D/ST
OLP
Q
CK
S1
tDLY=
tFM×16 R
Drain Peak current
Compensation
OCP
7.8V
160µA
Feedback
Control
FB
6
LEB
Slope
Compensation
S/OCP
3
GND
5
4. 各端子機能
端子番号
記号
1
D/ST
2
―
3
S/OCP
5 GND
4
VCC
6 FB
5
GND
6
FB
7
FM/ELP
1 D/ST
3 S/OCP
4 VCC
(LF2003)
7 FM/ELP
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機能
MOSFET ドレイン/起動電流入力
(ピン抜き)
MOSFET ソース/過電流検出信号入力
定電圧制御信号入力/過負荷保護信号入力
グランド
定電圧制御信号入力
周波数変調/外部ラッチ保護制御入力
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5. 応用回路例
 VDS サージ電圧が大きくなる電源仕様の場合は、P 巻線間に CRD クランプスナバ回路や、ドレイン・ソース間に
C または CR ダンパースナバ回路を追加します
CRD クランプスナバ
L2
T1 D3
VAC
C10
R9
D4
C1
R3
P
S
R4
C5
PC1
R7
D/ST
S/OCP
Vcc
GND
FB
FM/ELP
3 4 5 6 7
Cv
ROCP
オプション
外部ラッチ(ELP)外付け回路
C3
C8
ダンパースナバ
図 5 応用回路例
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R8
C2 D
PC1
C4
C7
GND
D1 R2
1
R6
C6 R5
U2
U1
STR-W6200D
VOUT
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6. 外形図
TO-220F-6L パッケージ
10.0±0.2
gate burr
ゲートバリ
4.2±0.2
16.9±0.3
φ3.2±0.2
7.9±0.2
4±0.2
0.5
2.8±0.2
2.6±0.1
6-0.74±0.15
+0.2
R-end
6×P1.27±0.15=7.62±0.15
1)
-R
(5.4)
(2
6-0.65 -0.1
10.4±0.5
5.0±0.5
2.8
(根元寸法)Dimensions
from root
0.45 +0.2
-0.1
(根元寸法)
Dimensions between roots
5.08±0.6
(先端寸法)
Dimensions between tips
0.5
0.5
平面状態図
Plan
1 2 3 4 5 6 7
0.5
0.5
側面状態図
Side view
NOTES:
1) 単位:mm
2)
部は高さ 0.3mm(MAX)のゲートバリ発生箇所を示す
3) 標準リードフォーミング(No.LF2003)
4) 2 番端子は、高圧端子(1 番ピン)と低圧端子(3 番ピン)の沿面距離および空間距離を確保するため、抜きピン
5) 端子部 Pb フリー品(RoHS 対応)
7. 捺印仕様
STR
W62××
Part Number
2
YMDDR
1
7
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Lot Number
Y = Last Digit of Year (0-9)
M = Month (1-9,O,N or D)
DD = Day (01-31)
R = Sanken Registration Number
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8. 動作説明
 特記なき場合の特性数値は、TYP 値を表記します。
 電流値の極性は、IC を基準として、シンクを“+”、ソースを“-”と規定します。
8.1 起動動作
8.1.1 起動時間
VCC 端子周辺回路を図 8-1 に示します。
本 IC は起動回路を内蔵し、起動回路は D/ST 端子に接続しています。
IC 内部で定電流化した起動電流 ISTARTUP= −1.6mA は、VCC 端子に
接続した電解コンデンサ C2 を充電し、VCC 端子電圧が動作開始しきい
電圧 VCC(ON)= 15.5V まで上昇すると、制御回路が動作を開始します。
電源起動後、起動回路は自動的に IC 内部で遮断するため、起動回路
による電力消費はなくなります。
T1
VAC
起動時間は、C2 のコンデンサ容量で決まり、一般的な電源仕様の場合、
10μF~47μF 程度になります。
なお、起動時間の概算値は次式で算出できます。
tSTART
1
D/ST
VCC
4
U1
VCC(ON )-VCC( INT )
 C2 
ISTARTUP
ここで、
tSTART
VCC(INT)
C1 P
---------(1)
GND
: 起動時間 (s)
: VCC 端子の初期電圧 (V)
図 8-1
D1
C2
R2
VD D
5
VCC 端子周辺回路
8.1.2 低入力動作禁止回路(UVLO:Undervoltage Lockout)
VCC 端子電圧と回路電流 ICC の関係を図 8-2 に示します。
VCC 端子電圧が動作開始しきい電圧 VCC(ON)= 15.5V に達すると、制御回路が動作を開始し、回路電流が増加し
ます。制御回路動作後、VCC 端子電圧が動作停止しきい電圧 VCC(OFF)= 8.9V に低下すると、低入力時動作禁止
(UVLO:Undervoltage Lockout)回路により、制御回路は動作を停止し、再び起動前の状態に戻ります。
制御回路が動作すると、VCC 端子への印加電圧は、図 8-1 の補助巻線電圧 VD を整流平滑した電圧になります。
補助巻線 D の巻数は、電源仕様の入出力変動範囲内で、VCC 端子電圧が次式の範囲になるように、調整します。
補助巻線電圧の目安は 15~20V 程度になります。
9.8V VCC(OFF) MAX   VCC  27.0V VCC(OVP) MIN 
---------(2)
回路電流 ICC
起動
停止
ICC(ON)=1.4mA
5µA
8.9V
VCC(OFF)
VCC端子電圧
13.8V
15.5V
VCC(ON)
図 8-2 VCC 端子電圧と回路電流 ICC
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8.1.3 バイアスアシスト機能
電源起動時の VCC 端子電圧波形例を図 8-3 に示します。VCC 端子電圧が VCC(ON)= 15.5V に達すると、IC が動作
開始して回路電流が増加するため、VCC 端子電圧が低下します。それと同時に補助巻線電圧 VD は出力電圧の立
ち上がり電圧に比例して上昇します。これら電圧のバランスが VCC 端子電圧を作ります。
パワーMOSFET がターンオフした瞬間に発生するサージ電圧は、出力巻線に誘起します。起動時の出力負荷が
軽負荷の場合、この誘起した電圧が原因でフィードバック制御がかかり、出力へ送る電力を抑制する場合がありま
す。出力電力が低下すると、VCC 端子電圧も低下し、VCC(OFF)= 8.9V に達すると、制御回路が停止して起動不良が
生じる場合があります。
これを防ぐため、スイッチング動作開始後、VCC 端子電圧がバイアスアシスト電圧 VCC(BIAS)= 15.2V に低下すると、
FM/ELP 端子電圧が FM/ELP 端子 High しきい電圧 VFM(H)= 4.5V に達するまでバイアスアシスト機能が動作し、
VFMH)以上になると停止します。バイアスアシスト機能が動作している間は、起動回路から起動電流を供給し、VCC
端子電圧の低下を抑えます。バイアスアシスト機能により、C2 は低い容量が使用できるため、電源投入時の起動時
間を短くできます。また、出力過電圧時に VCC 端子電圧の上昇が早くなるため、過電圧保護機能の応答時間も短
縮できます。
VCC端子電圧
起動成功
IC動作開始
設定電圧
出力電圧立ち上がりによる上昇
VCC(ON)= 15.5V
VCC(BIAS)= 15.2V
バイアスアシスト期間
VCC(OFF)= 8.9V
起動不良時
時間
図 8-3 起動時の VCC 端子電圧
8.1.4 補助巻線
実際の電源回路は、図 8-4 のように 2 次側出力電流 IOUT により VCC 端子電圧が増加し、過電圧保護動作(OVP)
になる場合があります。これは、パワーMOSFET がターンオフした瞬間に発生するサージ電圧が補助巻線にも誘起
し、C2 をピーク充電するためです。これを防止するには、図 8-5 のように、整流ダイオード D1 と直列に、抵抗 R2
(数 Ω~数十 Ω)の追加が有効です。
ただし、出力電流に対する VCC 端子電圧の変化は、使用するトランスの構造により異なるため、実際に使用する
トランスに合わせて R2 の最適値を調整する必要があります。
D1
VCC端子電圧
R2
R2がない場合
4
VCC
D
C2
U1
R2がある場合
追加
GND
5
図 8-4
出力電流IOUT
R2 による出力電流 IOUT-VCC 端子電圧
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図 8-5 出力電流 IOUT の影響を
受けにくい VCC 端子周辺回路
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次の場合、出力電流 IOUT に対する VCC 端子電圧の変化率が悪化するため、トランス設計時は補助巻線 D の巻き
位置に注意が必要です。
 トランスの 1 次と 2 次間の結合が悪く、サージ電圧が高くなる場合(低出力電圧、大電流負荷仕様など)
 補助巻線 D と 2 次側安定化出力巻線(定電圧制御をしている出力ラインの巻線)の結合が悪く、サージ電圧の
変動を受けやすい場合
VCC 端子のサージ電圧の影響を低減するため、補助巻線 D の巻き位置を考慮したトランス参考例を図 8-6 に示し
ます。
 巻線構造例①
補助巻線 D を 1 次側巻線 P1 と P2 から離す構造
P1、P2 は 1 次側巻線を 2 分割した巻線
 巻線構造例②
2 次側安定化出力巻線 S1 と補助巻線 D の結合を良くする構造
2 出力巻線 S1、S2 中、S1 は安定化出力巻線(定電圧制御をしている出力ラインの巻線)
コア ボビン
コア ボビン
バリアテープ
バリアテープ
P1 S1 P2 S2
D
P1 S1
D
S2
バリアテープ
バリアテープ
ピン側
ピン側
巻線構造例②
巻線構造例①
図 8-6 巻線構造例
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Page.12
S1 P2
P1、P2 1 次側巻線
S1
2 次側制御巻線
S2
2 次側出力巻線
D
VCC 用補助巻線
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8.2 定電圧制御回路動作
出力電圧の定電圧制御は、過渡応答および安定性に優
れた電流モード制御(ピーク電流モード制御)を使用して
います。
本 IC は、電流検出抵抗の電圧(VROCP)と目標電圧(VSC)を
内部の FB コンパレータで比較し、VROCP のピーク値が VSC に
近づくように制御します。
VSC は、FB 端子の電圧を Feedback Control 回路 (“3.ブ
ロックダイアグラム”項参照)に入力し、スロープ補正を加えて
作ります(図 8-7、図 8-8 参照)。
U1
S/OCP
GND
3
5
FB
6
PC1
ROCP
VROCP
C4
IFB
 軽負荷の場合
負荷が軽くなると、出力電圧の上昇に伴い 2 次側エラー
アンプのフィードバック電流が増加します。この電流がフォ
トカプラを介して流れる IFB を FB 端子から引き抜くことによ
り、FB 端子電圧は低下します。これにより、目標電圧 VSC
が下がるため、VROCP のピーク値が低下するように制御を
行います。その結果、ドレイン電流のピーク値が減尐し、出
力電圧の上昇を抑えます。
図 8-7
スロープ補正を
加えた目標電圧
 重負荷の場合
負荷が重くなると、軽負荷時の逆の動作になり、FB コンパ
レータの目標電圧が高くなるため、ドレイン電流のピーク値
が増加し、出力電圧の低下を抑えます。
ピーク電流モード制御の PWM 方式が連続モードで動作
すると、ドレイン電流波形が台形波状になります。
このモードは、制御量(目標電圧)で決まるドレインピーク
電流値が一定でも、オン期間がドレイン電流の初期値により
変化するため、図 8-9 のようにオン期間がスイッチング周期の
整数倍で変動するサブハーモニック発振が生じます。
これを防ぐため、FB 端子電圧信号にダウンスローブ補正
(ON Duty が広くなるほどドレインピーク電流値を下げる)信
号を加えて目標電圧 VSC を作り、サブハーモニック発振を抑
える制御を行います。なお、フィードバック制御が外れる電源
過渡状態(電源起動時、負荷短絡時など)では、サブハーモ
ニック発振が発生する場合がありますが、動作上の問題はあ
りません。
ピーク電流モード制御方式は、パワーMOSFET がターン
オンしたときに発生する急峻なサージ電流により、FB コンパ
レータや過電流保護回路(OCP)が応答し、パワーMOSFET
がオフする場合があります。
この現象を防ぐため、パワーMOSFET がターンオンした瞬
間からブランキング時間 tBW= 400ns を設け、ターンオン時の
ドレイン電流サージに応答しないようにしています(リーディン
グ・エッジ・ブランキング機能)。
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FB 端子周辺回路
-
VSC
+
VROCP
S/OCP端子電圧
(ROCPの両端電圧)
FBコンパレータ
ドレイン電流
ID
図 8-8
定常時の ID と FB コンパレータ動作
FBコンパレータによる目標電圧
(スロープ補正がない場合)
tON1
t
tON2
t
t
図 8-9 サブハーモニック発振時の
ドレイン電流波形例
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8.3 オートスタンバイ機能
オートスタンバイ機能とは、スタンバイ負荷時のドレイン電流 ID が、最大ドレイン電流(過電流状態)の約 15%以下
に減尐すると、自動的にスタンバイモードに切り替わり、バースト発振動作を行います(図 8-10)。
バースト発振動作は、スイッチング動作を停止する期間があるため、スイッチング損失を低減し、軽負荷時の効率
改善ができます。
一般的に、軽負荷時の効率をより改善するため、バースト発振周波数は数 kHz 以下になります。この際、バースト
発振周波数が人間の可聴領域(20Hz~20kHz)に入ると、トランスから音鳴りが生じる場合がありますが、本 IC は、
バースト発振動作時のドレイン電流ピーク値を十分に低く抑え、トランスの音鳴りを抑えます。
バースト発振動作
出力電流 IOUT
数kHz以下
ドレイン電流 ID
通常負荷
スタンバイ負荷
通常負荷
図 8-10 オートスタンバイのタイミング波形
8.4 PWM+周波数変調機能
本 IC は、PWM 平均発振周波数 fOSC(AVG)= 67kHz に周波数変動を重畳する機能を搭載しています。
この機能がない製品と比較し、雑音端子電圧(コンダクションノイズ)が低減するため、入力部のノイズフィルタな
どを簡略化できます。
図 8-11 に、パワーMOSFET の VDS、ID 動作波形例(エンベロープ波形)を示します。
Δf= 6.9kHz
周波数変調信号
FM/ELP
端子電圧
VFM(H)
= 4.5V
VFM(L)
= 2.8V
ドレイン
電流, ID
fMIN ≒ 63.55kHz
fMAX ≒ 70.45kHz
tFM (s) = (2×C3×1.7) / 13(µA)
図 8-11 周波数変調動作時の VDS、ID 波形
図 8-12 FM/ELP 端子電圧と周波数変調周期
図 8-12 に、FM/ELP 端子電圧と周波数変調周期の関係を示します。
スイッチング動作中は、fOSC(AVG)= 67kHz に対し、IC 内部で固定した発振周波数変動幅Δf= 6.9kHz で、常時、
変動します。
FM/ELP 端子に接続したコンデンサ C3 を FM/ELP 端子流出電流 IFM(SRC)= −13μA で定電流充電し、FM/ELP 端
子電圧が VFM(H)= 4.5V に達すると FM/ELP 端子流入電流 IFM(SNK)= 13μA で定電流放電します。C3 を放電し、
FM/ELP 端子電圧が VFM(L)= 2.8V に下がると、再び IFM(SRC)の定電流充電モードに切り替わります。
以後は、この充放電を繰り返し、FM/ELP 端子で作った三角波の周波数変調信号を、PWM 発振回路に入力して、
周波数変調が行われます。
この周波数変調周期 tFM は、FM/ELP 端子と GND 端子間に接続したコンデンサ C3 の容量で決まり、概算値は、
次式になります。
C3 (μF) ΔVFM (V)
tFM (s)  2 
--------(3)
13 (μA )
ここで、ΔVFM は FM/ELP 端子電圧差で、1.7V になります。
一般的に、コンデンサ C3 の容量は 0.01μF~0.047μF 程度が目安になり、最終的に実働動作を確認して決定します。
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8.5 ラッチ回路
VCC 端子電圧
過電圧保護(OVP)、外部ラッチ保護(ELP)、過熱保護(TSD)
の各動作時は、ラッチ回路が動作し、ラッチモードでスイッチング
動作を停止します。
ラッチ回路が動作しスイッチング動作が停止した後は、VCC 端子
電圧が下降し始め、動作停止しきい電圧 VCC(OFF)= 8.9V 以下にな
ると、起動回路が動作し、VCC 端子電圧は上昇を始めます。その
後、動作開始しきい電圧 VCC(ON)= 15.5V に達すると、回路電流が
増加するため、VCC 端子電圧は低下して、図 8-13 のように、ラッチ
回路動作時の VCC 端子電圧波形は、8.9V と 15.5V 間を上下する
動作になり、VCC 端子電圧の異常な上昇を防止します。
ラ ッ チ 回 路 の 解 除 は 、 AC 入 力 を オ フ し 、 VCC 端 子 電 圧 が
VCC(La.OFF)= 7.1V 以下に下がると解除します。
VCC(ON)
=15.5V
VCC(OFF)
=8.9V
回路電流小
回路電流大
時間
図 8-13 ラッチ回路動作時の VCC 端子電圧
8.6 自動入力補正付き過電流保護機能(OCP)
過電流保護機能(OCP)は、パワーMOSFET のドレインピーク電
流値を、S/OCP 端子と GND 端子間の電流検出抵抗 ROCP で検出し、
ROCP の電圧降下が OCP しきい電圧に達すると、パワーMOSFET を
ターンオフして電力を制限します(パルス・バイ・パルス方式)。
出力電圧 VOUT(V)
伝播遅延時間によるバラツキ
一般的な PWM 制御 IC は、制御系を含めた回路に伝播遅延時
間があります。そのため、電源入力電圧が高く、ドレイン電流傾斜が
急峻なほど、実際に流れるドレインピーク電流は、IC 内部の過電流
しきい電圧よりも大きくなります。このため、図 8-14 の出力過負荷特
性のように、電源入力電圧の変化に対し、OCP 動作時の出力電流
にバラツキが生じる傾向があります。
この OCP 動作時の出力電流バラツキを低減するため、本 IC は入
力補正機能を内蔵しています。入力補正機能とは、電源入力電圧
に対し、図 8-15、図 8-16 に示す一定の傾斜を持つ補正信号を
S/OCP 端子の検出信号に重畳して、過電流しきい電圧を変える機
能です。
この機能により、外付け部品を追加せずに、過電流保護機能の
電源入力電圧依存性を抑制できます。電源入力電圧が低い(ON
Duty が広い)ときは、補正後の過電流しきい電圧が高くなります。そ
のため、電源入力電圧が高い(ON Duty が狭い)ときの出力電流
ピークの差は、小さくなります。
AC入力電圧低い
AC入力電圧高い
出力電流 IOUT(A)
図 8-14 過電流入力補正がない場合の
出力過負荷特性
VOCP(D%) (V)
VOCP(D%) (V)
1.00
約0.923
約0.875
約0.809
例 AC85V
0.50
0
0%
15.5%
50%
75%
100%
ON Duty (%)
ON Duty (%)
図 8-15 ON Duty と補正後の VOCP(D%)
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例 AC264V
図 8-16 ON Duty と補正後の VOCP(D%) (TYP)
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補正信号量はオン時間に依存し、ON Duty に対する補正後の OCP しきい電圧 VOCP(D%)は次式になります。
VOCP(D%) (V)  VOCP1 (V)  DPC (mV / D%)  D(%)
ここで、
VOCP1 : ゼロ ON duty 時 OCP しきい電圧(V)、0.78V
DPC : ドレインピーク電流補正係数(mV/D%)、1.9mV/D%
D
: ON Duty(%)
-------- (4)
例えば、AC 入力電圧下限値が AC85V、このときの最大負荷時の ON Duty が 50%になるトランス設計の場合、
補正後の OCP しきい電圧は、VOCP(50%)= 0.875V(TYP)になります。
8.7 過電圧保護機能(OVP)
VCC 端子と GND 端子間に、OVP しきい電圧 VCC(OVP)= 28.5V 以上の電圧を印加すると、過電圧保護機能(OVP)
が動作し、ラッチモードでスイッチング動作を停止します。
VCC 端子電圧をトランスの補助巻線から供給する場合は、VCC 端子電圧が出力電圧に比例するため、出力電圧
検出回路オープン時などの 2 次側の過電圧を検出できます。
この場合、過電圧保護動作時の 2 次側出力電圧の概算値は、次式になります。
VOUT(OVP) 
通常動作時出力電圧 VOUT
× 28.5V 
通常動作時 VCC 端子電圧
-------- (5)
8.8 過負荷保護機能(OLP)
過負荷保護機能動作時の各部の波形を図 8-17 に示します。
過負荷状態(過電流動作によりドレインピーク電流値を制限している状態)になると、出力電圧が低下して、2 次
側のエラーアンプがカットオフし、フィードバック電流 IFB が流れなくなります。この状態が遅延時間 tDLY 継続すると、
過負荷保護回路が動作して、スイッチング動作を停止します。
VCC 端子電圧が動作停止しきい電圧 VCC(OFF)= 8.9V に低下すると、低入力時動作禁止 UVLO(Undervoltage
Lockout)回路により制御回路は動作を停止し、IC は起動前の状態に戻ります。その後、起動回路が動作し、動作
開始しきい電圧 VCC(ON)= 15.5V に達すると再起動する ULVO による間欠発振動作になります。OLP 動作時の各部
の波形を図 8-17 に示します。
この間欠発振動作は、パワーMOSFET や 2 次側整流ダイオードなどの部品ストレスを軽減します。また本 IC は、
OLP 動作中、発振停止期間の回路電流を ICC(OLP)= 410μA に下げるため、発振停止期間の VCC 端子電圧の降下時
間が長くなります。このため間欠発振動作周波数が低く、および発振期間の時比率が小さくなるため、間欠発振動
作中の消費電力を低減します。
過負荷の要因を取り除くと、通常の動作に自動復帰します。
スイッチング動作停止
VCC 端子
電圧
FM/ELP
端子電圧
ドレイン電流
ID
V CC
U1
VCC(OFF)= 8.9V
発振停止期間
FM/ELP GND FB
7
OLP 遅延時間 tDLY
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5
C3 C4
図 8-17 OLP 動作時の各部波形と周辺回路
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4
6
IFB PC1
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OLP 遅延時間 tDLY は、FM/ELP 端子に接続したコンデンサ C3 を充放電するサイクル tFM の 16 回分の期間に相当し、
概算値は、次式になります。
t DLY (s)  t FM 16 
2  C3 (μF) 1.7 (V)
16
13 (μA )
-------- (6)
遅延時間 tDLY は、図 8-18 に示す出力電圧立ち上がり時
間 tVOUT(RISE)よりも長く設定する必要があります。短い場合
は出力が定電圧制御する前に OLP 動作し、起動不良が
生じます。
一般的に、コンデンサ C3 の容量は、0.01μF~0.047μF
程度が目安になり、最終的に実働動作を確認して決定し
ます。
tVOUT(RISE)
定電圧制御開始点
出力電圧
VOUT
IC 動作開始
VCC 端子
電圧
ドレイン電流
ID
時間
VIN ON
図 8-18 起動時の定電圧制御開始時間
8.9 外部ラッチ保護機能(ELP)
FM/ELP 端子と GND 端子間に、外部ラッチ保護しきい電圧 VELP= 7.1V 以上の電圧が印加すると、外部ラッチ保
護機能が動作し、ラッチモードでスイッチング動作を停止します。
印加する電圧は FM/ELP 端子の絶対最大定格 VFM= −0.3 V~12V 以内、または“5. 応用回路例”項は、VCC 端
子と FM/ELP 端子間に、電流制限用抵抗とラッチトリガー用スイッチ(例 フォトカプラ)を追加した参考例では、
FM/ELP 端子は内部にツェナーダイオードを内蔵しているので、電流制限用抵抗は FM/ELP 端子に流し込む電流
が IFM= 3mA 未満になる抵抗値にします。
8.10 過熱保護回路(TSD)
IC の制御回路部の温度が、熱保護動作温度 Tj(TSD)= 135°C(MIN)以上に達すると、過熱保護機能(TSD)が動作し、
ラッチモードでスイッチング動作を停止します。
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9. 設計上の注意点
9.1 外付け部品
各部品は使用条件に適合したものを使用します。
 入力、出力の平滑用電解コンデンサ
リップル電流・電圧・温度上昇に対し、適宜マージンを設けます。
スイッチング電源用の許容リップル電流が高い、低インピーダンスタイプを使用します。
 トランス類
銅損・鉄損による温度上昇に対し、適宜マージンを設けます。
スイッチング電流は高周波成分を含むため、表皮効果が影響する場合があります。
このためトランスに使用する巻線の線径は、動作電流の実効値を考慮し、電流密度が 3~4A/mm2 前後を目安
に選定します。表皮効果の影響などで、さらに温度対策が必要な場合は、巻線表面積を増加させるため、次
を検討します。
▫ 巻線の本数を増やす
▫ リッツ線を使用する
▫ 線径を太くする
 電流検出用抵抗 ROCP
高周波スイッチング電流が流れるので、内部インダクタンスの大きなものを使用すると、誤動作の原因になりま
す。内部インダクタンスが小さく、かつサージ耐量の大きいタイプを使用します。
9.2 位相補償
一般的なシャントレギュレータ(U2)を使用した 2 次側エラーアンプ周辺部の回路構成を図 9-1 に示します。
位相補償用コンデンサ C6 の容量は、0.047μF~0.47μF 程度が目安になり、最終的に実働で確認および調整を
行います。
図 9-2 に示す FB 端子と GND 端子間のコンデンサ C4 は、高周波ノイズ除去および位相補償用です。
C4 は FB 端子と GND 端子近くに接続、容量は 2200pF~0.01μF 程度が目安になり、最終的に実働で確認およ
び調整を行います。
U1
R3
C5
S
PC1
R4
R6
R7
C6
D/ST
D3
STR-W6200D
VOUT
R5
1
S/OCP
Vcc
GND
FB
FM/ELP
L2
T1
C2
C7
ROCP
U2
D1 R2
3 4 5 6 7
C4
PC1
C3
R8
GND
図 9-1
2 次側シャントレギュレータ(U2)の周辺回路
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図 9-2
FB 端子周辺回路
D
T1
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9.3 FM/ELP 端子の外付けコンデンサ容量
周波数変調値
fFM (kHz)
OLP 遅延時間
tDLY (ms)
FM/ELP 端子と GND 端子間に接続するコンデンサ C3 の容量値に対する周波数変調値 fFM および OLP 動作の
遅延時間 tDLY の関係を、図 9-3、図 9-4 に示します。
一般的に、コンデンサ C3 の容量は 0.01μF ~0.047μF 程度が目安になり、最終的に実働動作を確認して決定し
ます。
FM/ELP 端子容量 C3 (μF)
FM/ELP 端子容量 C3 (μF)
図 9-3 C3 の容量と周波数変調値
図 9-4 C3 の容量と OLP 遅延時間
9.4 2 次側ダイオードのノイズ対策方法の注意点
2 次側ダイオードのノイズ低減を行う場合、図 9-5 のように 2 次側ダイオードと並列にセラミックコンデンサ CDI を挿
入する場合があります。このときドレイン電流波形を観測して、ドレイン電流に異常なリンギング振動がある場合は、
図 9-6 のようにダンパー抵抗 RDI を直列に挿入してドレイン電流の振動を改善し、電源動作を安定させることを推奨
します。
なお、ノイズ対策用に挿入した RDI、CDI の部品温度上昇は十分な検討、評価が必要です。
RDI CDI
CDI
ドレイン電流
ID
P
S
D3
ドレイン電流 P
ID
C5
D
図 9-5
D3
C5
D1 R2
D1 R2
C2
S
C2
T1
ノイズ対策例
D
T1
図 9-6 ダンパー抵抗挿入例
9.5 パターン設計
パターン配線および実装条件によって、誤動作や、ノイズ、損失などに
大きな影響が現れます。このため配線の引き回し、部品配置には十分な
注意が必要です。
図 9-7 のように高周波電流がループを作る部分は、ラインパターンを
“太く”、部品間の配線を“短く”、ループ内面積が極力“小さく”なるよう
にして、ラインインピーダンスを下げたパターン設計を行います。
アースラインは輻射ノイズに大きな影響を与えるため、極力“太く”、
“短く”配線します。
スイッチング電源は、高周波かつ高電圧の電流経路が存在するため、
安全規格面を考慮した部品配置およびパターン距離が必要です。
パワーMOSFET の ON 抵抗 RDS(ON)は、正の温度係数のため、熱設
計に注意します。
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図 9-7 高周波ループ(斜線部分)
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IC 周辺回路および 2 次側整流平滑回路の接続例を図 9-8 に示します。
 IC 周辺回路
(1) S/OCP 端子周り(S/OCP 端子~ROCP~C1~T1(P 巻線)~D/ST 端子)
このパターンは、スイッチング電流が流れる主回路パターンのため、極力“太く”、“短く”配線します。
IC と入力電解コンデンサ C1 の距離が離れている場合は、高周波電流ループのインピーダンスを下げるため、
トランスもしくは IC の近くに、電解コンデンサやフィルムコンデンサ(0.1μF 程度/印加電圧に適した耐圧品)
などを追加します。
(2) GND 端子周り(GND 端子~C2(-側)~T1(D巻線)~R2~D1~C2(+側)~VCC 端子)
このパターンは、IC の電源供給用パターンのため、極力“太く”、“短く”配線します。
IC と電解コンデンサ C2 の距離が離れている場合は、VCC 端子と GND 端子の近くにフィルムコンデンサ Cf
(0.1μF~1.0μF 程度)などを追加します。
(3) 電流検出用抵抗 ROCP 周り
ROCP は、S/OCP 端子の近くに配置します。
パターンの共通インピーダンスやスイッチング電流が、制御回路へ影響を与えないようにするため、主回路
系と制御系のグランドは ROCP 近傍に接続します(図 9-8 の A 点)。
 2 側整流平滑回路(T1(S 巻線)~D3~C5)
このパターンは、スイッチング電流が流れる 2 次側主回路パターンのため、極力“太く”、“短く”配線します。
整流パターンが細く、長い場合は、パターンに寄生するインダクタンス成分が増加するため、パワー
MOSFET がターンオフ時に生じるサージ電圧が増加します。
2 次側整流パターンの引き回しを考慮したパターン設計は、パワーMOSFET の耐圧マージンを広く取れ、ク
ランプスナバ回路のストレスおよび損失を低減できます。
T1
C10
D3
R9
P
D4
C1
S
C5
D1 R2
U1
C2
D/ST
S/OCP
Vcc
GND
FB
FM/ELP
STR-W6200D
1
3 4 5 6 7
Cv
R OCP
C4
D
主回路パターン
制御系 GND パターン
PC1
C3
A
C8
図 9-8 電源 IC 周辺回路の接続例
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