lc554xldseries an jp

LC5540LD シリーズ アプリケーションノート
Rev. 1.8
LC5540LD シリーズ
アプリケーションノート
Rev.1.8
サンケン電気株式会社
SANKEN ELECTRIC CO., LTD.
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LC5540LD シリーズ アプリケーションノート
目次
概要------------------------------------------------------------------------------------------------ 3
1. 絶対最大定格 ------------------------------------------------------------------------------- 4
2. 電気的特性 ---------------------------------------------------------------------------------- 5
3. ブロックダイアグラム ------------------------------------------------------------------ 6
4. 各端子機能 ---------------------------------------------------------------------------------- 6
5. 応用回路例 ---------------------------------------------------------------------------------- 7
6. 外形寸法 ------------------------------------------------------------------------------------- 8
7. 捺印仕様 ------------------------------------------------------------------------------------- 8
8. 動作説明 ------------------------------------------------------------------------------------- 9
8.1 起動動作 ------------------------------------------------------------------------------- 9
8.2 オン幅制御動作 ----------------------------------------------------------------------13
8.3 擬似共振動作とボトムオンタイミング----------------------------------------------14
8.4 過電圧保護機能（OVP） ------------------------------------------------------------19
8.5 過負荷保護機能（OLP） ------------------------------------------------------------21
8.6 過電流保護機能（OCP） ------------------------------------------------------------22
8.7 過熱保護機能（TSD） ---------------------------------------------------------------28
8.8 最大オン時間制限機能 -------------------------------------------------------------28
9. 設計上の注意点 ---------------------------------------------------------------------------29
9.1 外付け部品 ----------------------------------------------------------------------------29
9.2 トランス設計 ---------------------------------------------------------------------------29
9.3 パターン設計 -------------------------------------------------------------------------31
注意書き-----------------------------------------------------------------------------------------33
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概要
パッケージ
LC5540LD シリーズは、パワーMOSFET と制御 IC を
1 パッケージに内蔵した、LED ドライバ IC です。
入力に電解コンデンサを使用しない 1 コンバータ方
式で、軽負荷動作時でも高調波規制(IEC61000-3-2
class C)が対応可能です。
制御は、平均電流制御により高力率、かつ擬似共振
動作により高効率・低ノイズを実現できます。
充実した保護機能により構成部品の尐ない、コストパ
フォーマンスの高い電源システムを容易に構成できま
す。
DIP8
特長
アプリケーション
 オン幅制御回路内蔵
（平均電流制御により高力率が可能）
 起動回路内蔵
（外付け部品削減が可能）
 ソフトスタート機能内蔵
（電源起動時のパワーMOSFET、2 次側整流ダイ
オードのストレス低減）
 バイアスアシスト機能内蔵
（起動性の向上、動作時の Vcc 電圧低下を抑制、
Vcc コンデンサの低容量化、制御回路電源をセラ
ミックコンデンサでバックアップが可能）
 リーディング・エッジ・ブランキング機能内蔵
 最大オン時間制限回路内蔵
 保護機能
過電流保護(OCP) ------------ パルス･バイ･パルス
過電圧保護(OVP) ------------------------------ ラッチ
過負荷保護(OLP) ------------------------------ ラッチ
過熱保護(TSD) --------------------------------- ラッチ
 LED 照明機器
 LED 電球
シリーズラインアップ
MOSFET
製品名
VDSS (MIN)
LC5545LD
LC5546LD
LC5548LD
PWM 動作周波数 最大 ON 時間
fOSC (TYP)
tON(MAX) (TYP)
RDS(ON) (MAX)
650V
800V
POUT*
AC230V / AC85～265V
3.95Ω
72kHz
9.3µs
13W / 10W
1.9Ω
60kHz
11.2µs
20W / 16W
3.5Ω
72kHz
9.3µs
13W / 10W
* 上記出力電力は熱定格にもとづいています。最大出力電力は、熱定格の 120％～140％程度まで出力可能です。
ただし、出力電圧が低い場合やトランス設計時の ON Duty の設定により出力電力の制限を受けることがあります
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1. 絶対最大定格
 詳細内容は、製品ごとの仕様書を参照願います
 電流値の極性は、IC を基準としてシンクを“+”、ソースを“−”と規定します
 特記のない場合の条件 Ta=25°C
項 目
ド
レ
イ
端子
ン
電
流
アバランシェ・エネルギ耐量
制
御
O
C
F
B
O
V
部
P
動
作
保
チ
周
ネ
単位
備 考
シングルパルス
2.5
A
LC5545LD
シングルパルス
4.0
A
LC5546LD
シングルパルス
2.6
A
LC5548LD
47
mJ
LC5545LD
86
mJ
LC5546LD
56
mJ
LC5548LD
シングルパルス
VDD=99V､L=20mH
ILPEAK= 2.0A
シングルパルス
VDD=99V､L=20mH
ILPEAK= 2.7A
シングルパルス
VDD=99V､L=20mH
ILPEAK= 2.3A
電
圧
2–1
VCC
35
V
端
子
電
圧
3–1
VOCP
−2.0～+5.0
V
圧
4–1
VFB
−0.3～+7.0
V
圧
6–1
VOVP
−0.3～+5.0
V
部 許 容 損 失
8–1
PD1
0.97
W
度
―
TOP
−55～+125
°C
度
―
Tstg
−55～+125
°C
度
―
Tch
+150
°C
子
電
子
囲
存
ャ
EAS
規格値
源
端
M O S F E T
8–1
IDPEAK
測定条件
電
端
P
8–1
記 号
電
温
温
ル
温
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基板実装時
基板サイズ
15mm×15mm
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2. 電気的特性
 詳細内容は、製品ごとの仕様書を参照願います
 電流値の極性は、IC を基準としてシンクを“+”、ソースを“−”と規定します
2.1 制御部電気的特性
特記のない場合の条件 Ta=25°C、VCC=20V
項 目
電源起動動作
動 作 開 始 電 源 電
動 作 停 止 電 源 電
動 作 時 回 路 電
起 動 回 路 動 作 電
起
動
電
起 動 電 流 供 給 し き い 電
通常動作
P W M
圧
圧 *
流
圧
流
圧 *
動 作 周 波 数
端子
記 号
2–1
2–1
2–1
8–1
2–1
2–1
VCC(ON)
VCC(OFF)
ICC(ON)
VSTARTUP
8–1
ICC(STARTUP)
VCC(BIAS)
fOSC
MIN
規 格 値
TYP
MAX
単位
13.8
8.4
―
18
−8.5
9.5
15.1
9.4
―
21
−4.0
11.0
17.3
10.7
4.7
24
−1.5
12.5
V
V
mA
V
mA
V
60
72
84
kHz
50
60
70
kHz
8.0
9.3
11.2
µs
8–1
tON(MAX)
4–1
4–1
3–1
3–1
3–1
VFB(MIN)
IFB(MAX)
tON(LEB)
VBD(TH1)
VBD(TH2)
9.0
0.50
−40
―
0.14
0.11
11.2
0.85
−25
600
0.24
0.16
13.4
1.20
−10
―
0.34
0.21
µs
V
µA
ns
V
V
3–1
3–1
3–1
4–1
6–1
2–1
―
VOCP
IOCP
VBD(OVP)
VFB(OLP)
VOVP(OVP)
VCC(OVP)
Tj(TSD)
−0.66
−120
2.2
4.1
1.6
28.5
135
−0.60
−40
2.6
4.5
2.0
31.5
―
−0.54
−10
3.0
4.9
2.4
34.0
―
V
μA
V
V
V
V
°C
項 目
端子
記 号
ド レ イ ン ・ ソ ー ス 間 電 圧
8–1
VDSS
最
大
O
時
N
間
F B 端 子 制 御 下 限 電 圧
最 大 フ ィ ー ド バ ッ ク 電 流
リーディング・エッジ・ブランキング時間
擬似共振動作しきい電圧 1
擬似共振動作しきい電圧 2
保護動作
過 電 流 検 出 し き い 電 圧
O C P 端 子 流 出 電 流
OCP 端子 OVP しきい電圧
O L P
し き い 電 圧
OVP 端子 OVP しきい電圧
VCC 端子 OVP しきい電圧
熱 保 護 動 作 温 度
* VCC(BIAS) > VCC(OFF)の関係が成り立つ
備 考
VCC= 13V
LC5545LD
LC5548LD
LC5546LD
LC5545LD
LC5548LD
LC5546LD
2.2 MOSFET 部電気的特性
特記のない場合の条件 Ta=25°C
流
8–1
IDSS
抗
8–1
RDS(ON)
ス イ ッ チ ン グ ・ タ イ ム
8–1
tf
ド
O
レ
イ
ン
漏
れ
抵
N
電
MIN
規 格 値
TYP
MAX
650
―
―
V
800
―
―
―
―
―
―
―
―
―
―
―
―
300
3.95
1.9
3.5
250
V
μA
Ω
Ω
Ω
ns
―
―
400
ns
―
―
42
―
―
35.5
―
―
40
* MOSFET のチャネルとケース間の熱抵抗。ケース温度 TC は捺印面中央部温度で規定
熱
抵
抗 *
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―
θch-c
Page.5
単位
°C/W
°C/W
°C/W
備 考
LC5545LD
LC5546LD
LC5548LD
LC5545LD
LC5546LD
LC5548LD
LC5545LD
LC5546LD
LC5548LD
LC5545LD
LC5546LD
LC5548LD
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3. ブロックダイアグラム
Vcc
②
⑧ D/ST
STARTUP
TSD
UVLO
Reg
DRV
Bias
OVP ⑥
OVP
① S/GND
S
R Q
OCP ③
Bottom
Detection
NF
⑤
OLP
OSC
LEB
OCP
Feedback
Control
④ FB
Reg
4. 各端子機能
S/GND
1
8
VCC
2
7
OCP
3
FB
4
6
5
D/ST
端子番号
記号
1
S/GND
2
VCC
制御回路電源入力／過電圧保護信号入力
3
OCP
過電流保護／擬似共振信号入力
／過電圧保護信号入力
4
FB
フィードバック信号入力／過負荷保護信号入力
5
NF
（機能なし*）
6
OVP
7
―
8
D/ST
OVP
NF
機能
MOSFET ソース／制御部 GND
過電圧保護信号入力
（抜きピン）
MOSFET ドレイン／起動電流入力
* NF（5 番端子）は、動作安定のため安定電位である S/GND パターン
（1 番端子電位）へ最短距離で接続
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VAC
C3
C1
F1
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ROCP
1
S/GND
D/ST
8
R3
C5
2
Vcc
LC554xLD
U1
L1
OVP
3
C6
OCP
Cont．
Block
6
D3
D1
D7
4
FB
R7
L2
PC1
S/GND
NF
5
D4
D2
C4
C7
R21 C18 DZ3
R6
PC2
C2
D5
C8
R4
D6
D9
R1
R5
C17
T1
C10
PC2
図 5 応用回路例
C9
D8
C11
DZ2
R9
R8
DZ1
R10
C12
R12
PC1
Q1
U2
C14
+
-
C13 R17
R11
R13
R16
R15
R14
C15
R19 R20 C16
R18
LED
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5. 応用回路例
LED 照明用電源回路例
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6. 外形寸法
DIP8
9.4±0.3
8
6.5±0.2
5
1.0
+0.3
-0.05
4
+0.3
1.52 -0.05
1
3.3±0.2
4.2±0.3
3.4±0.1
7.5±0.5
(7.6TYP)
0.2 +0
5 .1
-0.
05
2.54TYP
０～１５°
0.89TYP
0.5±0.1
NOTES:
1) 単位：mm
2) Pb フリー品(RoHS 対応)
7. 捺印仕様
8
LC554×
Part Number
SKYMDL
Lot Number
Y = Last digit of year (0 to 9)
1
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M = Month (1 to 9,O,N or D)
D = Period of days (1 to 3)
1 : 1st to 10th
2 : 11th to 20th
3 : 21st to 31st
Sanken Control Number
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０～１５°
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8. 動作説明
 電流値の極性は、IC を基準としてシンクを“+”、ソースを“−”と規定します。
 特記なき場合の特性数値は、LC5545LD の仕様に準じ、TYP 値を表記します。
8.1 起動動作
8.1.1 起動時間
図 8-1 に VCC 端子周辺回路を示します。
IC は起動回路を内蔵し、起動回路は D/ST 端子に接続して
い ま す 。 D/ST 端 子 の 電 圧 が 、 起 動 回 路 動 作 電 圧
VSTARTUP= 21V になると起動回路が動作します。
IC 内部で定電流化した起動電流 ICC(STARTUP)= −4.0mA は、
VCC 端子に接続したコンデンサ C4 を充電し、VCC 端子電圧が
動作開始電圧 VCC(ON)= 15.1V まで上昇すると、IC は動作を開
始します。電源起動後、IC 内部で自動的に起動回路が遮断し、
起動回路による電力消費はなくなります。
起動時間は、C4 のコンデンサ容量で決まります。C4 は、セ
ラミックコンデンサもしくはフィルムコンデンサを使用し、一般的
な電源仕様の場合、0.22μF～22μF 程度になります。
起動時間の概算値は、次式で算出できます。
VCC(ON)  VCC( INT )
t START ≒ C4 
I CC(STARTUP )
L2
T1
VAC
C2
8
D/ST
VCC
S/GND
--------- (1)
2
P
D5
R1
C4
VD
1
D
LC554×LD
図 8-1 VCC 端子周辺回路
ここで、 tSTART ： 起動時間 （s）
VCC(INT) ： VCC 端子の初期電圧 （V）
8.1.2 低入力動作禁止回路（UVLO：Undervoltage Lockout）
図 8-2 に VCC 端子電圧と回路電流 ICC の関係を示します。VCC 端子電圧が VCC(ON)= 15.1V に達すると、制御回路
動作を開始し、回路電流が増加します。制御回路動作後、VCC 端子電圧が動作停止電圧 VCC(OFF)= 9.4V に低下す
ると、低入力時動作禁止（UVLO：Undervoltage Lockout）回路により制御回路動作を停止し、再び起動前の状態に
戻ります。
定常動作時の VCC 端子電圧は、図 8-1 の補助巻線電圧 VD を整流平滑した電圧になります。補助巻線 D の巻数
は、電源仕様の入出力変動範囲内で、VCC 端子電圧が次式の範囲になるように、調整します。補助巻線電圧 VD の
目安は、20V 程度になります。
12.5(V)VCC(BIAS)MAX   VCC  28.5(V)VCC(OVP)MIN 
--------- (2)
回路電流 ICC
起動
停止
ICC（ON）= 4.7mA
（MAX）
9.4V
VCC（OFF）
15.1V
VCC（ON）
VCC端子電圧
図 8-2 VCC 端子電圧と回路電流 ICC
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8.1.3 バイアスアシスト機能
VCC 端 子 電 圧 が 低 下 し た と き は 、 動 作 停 止 電 圧 VCC(OFF)= 9.4V に な る 前 に 起 動 電 流 供 給 し き い 電 圧
VCC(BIAS) = 11.0V になると、バイアスアシスト機能が動作します。
バイアスアシスト機能は、VCC 端子電圧が VCC(BIAS) になると起動回路が起動電流を供給して、VCC 端子電圧の低
下を抑え、VCC 端子電圧がほぼ一定電圧になるように動作します。
出力電圧が立ち上がるときの VCC 端子電圧は、IC の回路電流の増加による電圧低下と、出力電圧に比例した補
助巻線電圧 VD のバランスで設定電圧まで上昇します。
図 8-3 に電源起動時の VCC 端子電圧波形例を示します。
VCC端子電圧
IC動作開始
起動成功
設定電圧
出力電圧立ち上がり
VCC(ON)= 15.1V
VCC(BIAS)= 11.0V
バイアスアシスト期間
VCC(OFF)= 9.4V
起動不良時
時間
図 8-3 起動時の VCC 端子電圧
バイアスアシスト機能により、C4 は低い容量を使用できます。また出力過電圧時に VCC 端子電圧の上昇が早くな
るため、過電圧保護機能の応答時間も短縮できます。
なお、起動不良が起きないよう、最終的に実働動作で確認および調整が必要です。
8.1.4 補助巻線
実際の電源回路では、パワーMOSFET がターンオフした瞬間に発生するサージ電圧が、補助巻線 D に誘起し、
C4 をピーク充電します。IOUT の増加により、このサージ電圧が高くなるため、図 8-4 のように 2 次側出力電流 IOUT が
増加すると、VCC 端子電圧は高くなります。
このとき、VCC 端子電圧が OVP しきい電圧 VCC(OVP)= 31.5V 以上になると、VCC 端子の過電圧保護機能が動作し
ます。これを防止するには、図 8-5 のように、整流用ダイオード D5 と直列に抵抗 R1（数 Ω～数十 Ω）の追加が有効
です。出力電流に対する VCC 端子電圧の変化は、使用するトランスの構造により異なるため、実際に使用するトラン
スに合わせて R1 の最適値を調整する必要があります。
D5
R1
R1がない場合
VCC端子電圧
2
VCC
D
C4
LC554×LD
R1を追加した場合
追加
S/GND
1
出力電流 IOUT
図 8-4 R1 による出力電流 IOUT と VCC 端子電圧
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図 8-5 出力電流 IOUT の影響を
受けにくい VCC 端子周辺回路
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次の場合、出力電流 IOUT に対する VCC 端子電圧の変化率が悪化するため、トランス設計時は、補助巻線 D の巻
き位置に注意が必要です。
 トランスの 1 次側と 2 次側の結合が悪く、サージ電圧が高くなる場合（低出力電圧、大電流負荷仕様など）
 補助巻線 D と 2 次側出力巻線の結合が悪く、サージ電圧の変動を受けやすい場合
VCC 端子のサージ電圧の影響を低減するため、補助巻線 D の巻き位置を考慮したトランス参考例を、図 8-6 に示
します（1 次側巻線、もしくは 2 次側巻線に 3 重絶縁電線を使用し、バリアテープがない場合）。
 巻線構造例①
▫ 補助巻線 D を 1 次側巻線 P1 と P2 から離す構造
▫ P1、P2 は 1 次側巻線を 2 分割した巻線
 巻線構造例②
2 次側安定化出力巻線 S1 と補助巻線 D の結合を良くする構造
P1、P2 1 次側巻線
S1
2 次側巻線
D
VCC 用補助巻線
P1 S1 P2 S1
P1 S1
D
巻線構造例①
S1 P2
巻線構造例②
図 8-6 巻線構造例
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D
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8.1.5 ソフトスタート機能
図 8-7 に起動時の動作波形を示します。
ソフトスタート機能は、電源起動時のパワーMOSFET、および 2 次側整流ダイオードの電圧・電流ストレスを低減
します。図 8-7 のように、ソフトスタートの動作期間は、FB 端子電圧の制御下限電圧 VFB(MIN)= 0.85V に達してから、
出力電流を定電流制御するまでの期間で、徐々に出力電力が増加します。
電源起動時は、次の確認、およびその調整が必要です。
 VCC 端子電圧が、動作停止電圧 VCC(OFF)まで低下していないこと
 過負荷保護機能（OLP）が動作する前に、出力電流が設定電流まで立ち上がっていること
（このとき、FB 端子電圧が OLP しきい電圧 VFB(OLP) = 4.5V 未満であること）
8.1.6 起動時の動作モード
図 8-7 に起動時の動作モードを示します。
IC 起動開始後、FB 端子電圧が VFB(MIN)= 0.85V になると PWM 動作でスイッチング動作を開始します。PWM 動
作周波数 fOSC は、72kHz（LC5546LD は 60kHz）です。
出力電圧が立ち上がるとともに、補助巻線電圧が上昇して OCP 端子のプラス側電圧が増加し、擬似共振動作し
きい電圧 1 VBD(TH1)= 0.24V に達すると擬似共振動作（QR）に切り替わります。図 8-8 に、PWM 動作から擬似共振
動作（QR）モードに切り替わるときの OCP 端子電圧拡大波形を示します（図 8-7 の A 点）。
ソフトスタート期間
FB端子電圧
IC起動開始
VFB(MIN)= 0.85V
S/GND
VCC端子電圧
VCC(BIAS)= 11.0V
S/GND
定電流制御
出力電流IOUT
(LED負荷電流）
設定電流
GND(IOUT)
擬似共振動作（QR）
PWM動作
ドレイン電流ID
S/GND
時間
A
図 8-7 電源起動時の動作モード
PWM動作
擬似共振信号VBD
擬似共振動作（QR）
VBD(TH1)
S/GND
ドレイン電流ID
GND（ID）
時間
図 8-8 OCP 端子電圧拡大波形(A 点拡大)
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8.2 オン幅制御動作
図 8-9 に FB 端子周辺回路、図 8-10 にオン幅制御を
示します。
出力負荷に応じてオン幅を制御する電圧制御と平均
電流制御により出力制御を行います。
LC554×LD
S/GND OCP
R7
D7
R3
PC1
C6
ROCP
図 8-9 FB 端子周辺回路
LC554×LD
出力電流の定電流制御は、負荷に応じて次のように
制御します。
-
 LED 負荷電流が設定電流より減尐した場合
負荷電流が設定電流より減尐すると、2 次側定電流
検出抵抗の電圧降下が小さくなります。これにより、
フォトカプラに流れる電流が減尐するため、フォトカプ
ラを介した 1 次側フィードバック電流が減尐します。こ
の結果、平均化した FB 端子電圧が高くなり、オン幅
が広がるため、出力電流は増加します。
 LED 負荷電流が設定電流より増加した場合
負荷電流が設定電流より増加すると､上記と逆の動作
になり、2 次側定電流検出抵抗の電圧降下が大きくな
ります。これにより、フォトカプラに流れる電流が増加
するため、1 次側フィードバック電流が増加します。こ
の結果、平均化した FB 端子電圧が低くなり、オン幅
が狭くなるため、出力電流は減尐します。
4
3
1
図 8-10 に示すように、本 IC の平均電流制御は、2 次
側定電流検出抵抗の電圧降下をオペアンプで比較し、
フォトカプラ PC1 を介して、FB 端子で平均化した電圧を
作ります。
この平均化した FB 端子電圧と IC 内部発振器（OSC）
出力を FB コンパレータで比較し、オン幅を制御します。
この IC 内部発振器（OSC）とは、PWM 動作周波数、擬
似共振発振、最大オン時間制限などを行う発振回路で
す。
FB 端子に接続する C6 容量の推奨値は 2.2μF 程度で
す。
FB
FB端子電圧
OSC
+
4
FB
S/GND
C6
PC1
LED
1
+
定電流検出抵抗
-
FB
OSC
+
FB端子
電圧
ゲートON幅
ドレイン電流
図 8-10 オン幅制御
図 8-11 に、平均入力電流波形を示します。
平均化した FB 端子電圧は一定になり、EIN 電圧（図 5 の C2 電圧）に合わせて Duty を制御するため、平均入力
電流が正弦波になります。これにより、高力率を実現できます。
FB端子電圧
S/GND
ドレイン電流波形拡大
EIN波形
平均入力電流
図 8-11 平均入力電流波形
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8.3 擬似共振動作とボトムオンタイミング
8.3.1 擬似共振動作
図 8-12 にフライバック方式の回路を示します。フライバック方式とは、パワーMOSFET がターンオフしたときに、ト
ランスに蓄えたエネルギを 2 次側へ供給する方式です。フライバック方式では、2 次側にエネルギを放出した後も、
パワーMOSFET がオフを継続します。このとき、ドレインとソース間の電圧 VDS は、トランスの 1 次側インダクタンス
LP とドレインとソース間のコンデンサ CV で決まる周波数で自由振動します。
擬似共振動作とは、この自由振動の期間に、VDS 電圧波形のボトム点でパワーMOSFET をターンオンする動作
です（ボトムオン動作）。図 8-13 に、理想的なボトムオン動作時の VDS 電圧波形を示します。
ボトムオン動作により、スイッチング損失、およびスイッチングノイズが低減し、高効率、低ノイズが実現できます。
EIN
VF
NP T1
EFLY
EIN
ID
NS
D4
LP
P
S
IOFF
VOUT
EFLY ： フライバック電圧 E FLY 
NP
NS
VOUT
VF
ID
IOFF
C9
C2
CV
CV
LP
図 8-12 フライバック方式
： 入力電圧
：
：
：
：
：
：
1 次側巻数
2 次側巻数
出力電圧
2 次側整流ダイオードの順方向電圧降下
パワーMOSFET のドレイン電流
パワーMOSFET がオフのとき、2 次側整流ダイオードに
流れる電流
： 電圧共振コンデンサ
： 1 次側インダクタンス
自由振動の半周期　tONDLY
t ONDLY ≒  L P  C V
EFLY
EIN
VDS 0
ボトム点
IOFF 0
ID 0
tON
図 8-13 理想的なボトムオン動作
（VDS 電圧波形のボトム点でターンオン）
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NP
 VOUT  VF 
NS
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8.3.2 ボトムオンタイミング（遅延時間）の設定
図 8-14 に OCP 端子周辺回路と補助巻線電圧を示します。
VDS 電圧波形の自由振動開始から、パワーMOSFET をターンオンさせるまでの遅延時間 tONDLY は、VDS 波形に
同期した補助巻線電圧から作ります。
フライバック期間（パワーMOSFET がオフの期間）は、補助巻線電圧が遅延回路（図 8-14 の D6、R4、C7、D7）を
経由して、OCP 端子電圧にプラス電圧を供給します（擬似共振信号 VBD）。
パワーMOSFET のターンオフ時に、VBD が擬似共振動作しきい電圧 1 VBD(TH1)= 0.24V 以上になると、パ
ワーMOSFET はオフ期間を継続します。その後、VBD が低下し、VBD が擬似共振動作しきい電圧 2 VBD(TH2)= 0.16V
になると、パワーMOSFET がターンオンします。VBD が VBD(TH2)に達すると、IC 内部で自動的に、擬似共振動作しき
い電圧を VBD(TH1)に上げるため、OCP 端子のノイズによる誤動作を防止できます。
クランプスナバ
T1
EIN
P
C2
EIN EFLY
補助巻線電圧
VD
D5
R1
D
Erev1
Erev1
C4
C3
8
D/ST
Efw1
0
D6
2
Efw1
VCC
フォワード電圧
R4
LC554×LD
フライバック電圧
ｔON
D7
OCP
3
S/GND
C7
1
擬似共振信号
VBD
VBD(TH1)
R3
VBD(TH2)
VBD
C5
0
ROCP
図 8-14 OCP 端子周辺回路と補助巻線電圧
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図 8-15 に擬似共振電圧波形を示します。
遅延時間 tONDLY は、遅延回路の定数で決まるため、VDS 電圧波形のボトムでターンオンするように、定数を調整し
ます。擬似共振信号のピーク電圧 VBD(PK)と有効期間 tQR は、電源仕様の入出力変動範囲内において、R3、R4 のバ
ラツキを考慮し、擬似共振信号のピーク電圧 VBD(PK)= 1.5～2.0V、擬似共振信号有効期間 tQR ≥ 1.2µs となるように
調整します。
 R3 の推奨値：100～330Ω
 C5 の推奨値：100pF～470pF
 R4 の設定
R4 は、電源仕様の入出力変動範囲における VCC 端子電圧が最も下限になる条件で、VBD(PK) ≥ VBD(TH1)となる
よ う に 調 整 し ま す 。 通 常 動 作 時 は 、 VCC 端 子 電 圧 が 最 大 に な る 条 件 で 、 VBD(PK) < OVP 動 作 電 圧
VBD(OVP)= 2.6V 未満となるよう、確認および調整が必要です。
R4 を求める算出式は、ROCP << R3 より ROCP の影響がないとした場合、次式になります。
R4 
 VCC－VBD(PK) －2  VF  R3
VBD(PK)
-------- (3)
例として電源仕様範囲の VCC 端子電圧下限値を 16V、R3= 220Ω、VBD(PK)= 1.5V、D6 と D7 の順方向電圧降
下 VF= 0.8V とした場合、R4≒1.89kΩ となります。したがって、E12 系列の抵抗では 1.8kΩ になります。
有効期間 tQR が確保できない場合は、以下の調整を行います。
▫ R3 の値を大きくして、VBD(PK)を高くする
▫ R4 の値を小さくして、VBD(PK)を高くする
▫ 電圧共振コンデンサ C3 の容量を増やして、自由振動周期を長くする
（C3 の容量を増やす場合、パワーMOSFET のターンオン時のスイッチング損失が増加するため、IC の発熱
の確認が必要です）
擬似共振電圧
VBD
VBD(PK)= 1.5～2.0V推奨
（2.6V以下）
VBD(TH1)= 0.34V(MAX)
VBD(TH2)= 0.21V(MAX)
tQR ≥ 1.2µs
図 8-15 擬似共振信号の有効期間
 C7 の設定
パワーMOSFET をボトムオンにさせる遅延時間 tONDLY の調整は、C7 で行います。C7 は、電源入力電圧上限、
出力負荷最大の条件で、MOSFET のドレインとソース間の電圧 VDS、擬似共振信号 VBD、ドレイン電流 ID の実
働波形を観測し、理想的なボトムオン（図 8-13 参照）になるよう、次のように調整します。
このとき、VDS 波形の振幅が最大になる部分（VDS(PEAK)）の波形を観測します。
▫ VDS(PEAK)部のターンオンが、ボトム点より早い場合（図 8-16）
初期定数時の C7 容量のボトム点を確認し、ターンオンが VDS のボトム点と一致するように、C7 の容量を
尐しずつ増やしながら調整します。
▫ VDS(PEAK)部のターンオンが、ボトム点より遅い場合（図 8-17）
初期定数時のボトム点を確認し、ターンオンが VDS のボトム点と一致するように、C7 の容量を尐しずつ減
らしながら調整します。
C7 の初期定数は、1000pF 程度が目安になります。
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商用周波数(50Hz/60Hz)
2×商用周波数
VDS(PEAK)
EIN
自由振動周波数 fR
ターンオンがボトム点より早い
ターンオンがボトム点より遅い
自由振動周波数 fR
fR ≒
VDS 0
1
1
2 L P  C V
2 L P  C V
VDS 0
ボトム点
IOFF 0
fR ≒
ボトム点
IOFF 0
ID 0
ｔON
VBD(TH1)
OCP端子 0
電圧
ID 0
ｔON
VBD(TH1)
VBD(TH2) OCP端子 0
電圧
補助巻線電圧
VD
補助巻線電圧
VD
図 8-16 ターンオンが VDS 波形のボトム点
図 8-17 ターンオンが VDS 波形のボトム点
より遅い場合
より早い場合
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VBD(TH2)
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8.3.3 BD ブランキング時間
図 8-18 に OCP 端子電圧の正常波形と、トランスの 1 次側と 2 次側巻線の結合が悪いときの波形を示します。
出力負荷が小さい仕様など、1 次側巻線と 2 次側出力巻線の巻数比（NP/NS）が、極端に大きい場合は、トランス
の結合が悪くなります。また、リーケージインダクタンスが大きい場合は、パワーMOSFET がターンオフする際に、補
助巻線を介して OCP 端子電圧にもサージ電圧が発生する場合があります。
OCP 端子は、BD ブランキング時間 250ns（MAX）を設けているので、この期間に擬似共振信号を検出しません。
しかし、サージ電圧の発生時間が BD ブランキング時間より長くなると、IC は擬似共振信号の入力と認識し、パ
ワーMOSFET が高周波でスイッチングする場合があります。この高周波動作により、パワーMOSFET の損失が過大
になり、チャネル温度を超えると、パワーMOSFET はダメージを受けます。
このような高周波動作が生じた場合は、次の調整が必要です。
▫ 図 8-14 の C5 を OCP 端子と S/GND 端子の近くに接続する
▫ OCP 端子と S/GND 端子間のパターンループを大電流パターンと離す
▫ 1 次側巻線と補助巻線の結合が低くなる巻き方にする
▫ クランプスナバの定数調整を行う
なお、OCP 端子の動作波形を確認するプローブは、正確にサージ電圧を測定するため、OCP 端子と S/GND 端子
の近くに接続します。
正常なOCP端子波形
(トランスの結合が良い)
VBD(TH1)= 0.24V
好ましくないOCP端子波形
(トランスの結合が悪い)
VBD(TH1)= 0.24V
VBD(TH2)= 0.16V
0
VBD(TH2)= 0.16V
0
BDブランキング時間250ns（MAX）
図 8-18 トランスの結合具合による OCP 端子電圧波形
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8.4 過電圧保護機能（OVP）
過電圧保護機能（OVP）は、VCC 端子、OCP 端子、OVP 端子の 3 種類あります。
OVP が動作すると、ラッチモードでスイッチング動作を停止します。スイッチング動作が停止すると、VCC 端子電圧
は下降し始め、VCC(BIAS)= 11.0V まで低下すると、バイアスアシスト機能が動作します。バイアスアシスト機能が動作
すると、起動電流を VCC 端子に供給して、動作停止電源電圧 VCC(OFF)= 9.4V まで低下することを防ぎ、ラッチ状態を
保持します。
ラッチ状態の解除は、電源電圧をオフし、VCC 端子電圧を VCC(OFF)以下に下げることで行います。
8.4.1 VCC 端子過電圧保護機能（VCC_OVP）
図 8-19 に VCC_OVP 機能動作時の動作波形を示します。
VCC 端子に、VCC 端子 OVP しきい電圧 VCC(OVP)= 31.5V 以上の電圧を印加すると、VCC_OVP 機能が動作し、ラッ
チモードでスイッチング動作を停止します。
VCC 端子電圧は出力電圧に比例するため、LED 負荷オープン時などの 2 次側過電圧を検出できます。なお、
VCC_OVP 機能動作時の 2 次側出力電圧 VOUT(OVP)は、次式で概算できます。
VOUT(OVP) 
通常動作時出力電圧VOUT
 31.5(V)
通常動作時VCC端子電圧
VCC端子電圧
--------- (4)
ラッチ
VCC(OVP)= 31.5V
電源オフ
VCC(BIAS)= 11.0V
ラッチ解除
VCC(OFF)= 9.4V
FB端子電圧
VFB(MIN)= 0.85V
ドレイン電流　ID
図 8-19 VCC_OVP 機能動作時の波形
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8.4.2 OCP 端子過電圧保護機能（OCP_OVP）
図 8-20 に OCP_OVP 機能動作時の波形を示します。
OCP 端子と S/GND 端子間に、OCP 端子 OVP しきい電圧 VBD(OVP)= 2.6V 以上、絶対最大定格 5V 未満の電圧
を印加すると、OCP_OVP 機能が動作し、ラッチモードでスイッチングを停止します。
この機能は、擬似共振信号 VBD の設定が不適切な場合や、1 次側と 2 次側のトランスの結合が悪く、2 次側の
LED 負荷電流が増えた場合などに動作します。
VCC端子電圧
電源オフ
ラッチ解除
VCC(BIAS)= 11.0V
VCC(OFF)= 9.4V
ラッチ
OCP端子電圧
VBD(OVP)= 2.6V
ドレイン電流　ID
図 8-20 OCP_OVP 機能動作時の波形
8.4.3 OVP 端子過電圧保護機能（OVP_OVP）
図 8-21 に OVP_OVP 機能動作時の波形を示します。
OVP 端子に、OVP 端子 OVP しきい電圧 VOVP(OVP)= 2.0V 以上、絶対最大定格 5V 未満の電圧を印加すると、
OVP_OVP 機能が動作し、ラッチモードでスイッチングを停止します。
この機能は、直列接続した LED 負荷オープンなどのアブノーマル時に、2 次側過電圧を、図 5 のフォトカプラ PC2
を介して検出し、動作します。
VCC端子電圧
電源オフ
ラッチ解除
VCC(BIAS)= 11.0V
OVP端子電圧
VCC(OFF)= 9.4V
ラッチ
VOVP(OVP)= 2.0V
ドレイン電流　ID
図 8-21 OVP_OVP 機能動作時の波形
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8.5 過負荷保護機能（OLP）
過負荷保護（OLP）状態とは、負過電流が増大し、OCP 動作によりドレイン電流のピーク値を制限している状態です。
FB 端子周辺回路図を図 8-22 に、過負荷保護機能（OLP）が動作したときの各部の波形を図 8-23 に示します。
過負荷状態になると、出力電圧が低下するため、VCC 端子電圧が低下します。VCC 端子電圧が起動電流供給しきい
電圧 VCC(BIAS)= 11.0V になると、バイアスアシスト機能が動作し、VCC 端子電圧の低下を抑えます。
また、同時に、出力電圧の低下により 2 次側のエラーアンプの出力がなくなり、エラーアンプ PC1 がカットオフします。
これにより、フィードバック電流は、FB 端子に接続している C6 を充電するため、FB 端子電圧が上昇します。FB 端子電
圧が OLP しきい電圧 VFB(OLP)= 4.5V に達すると、8.4 項の過電圧保護機能（OVP）同様、ラッチモードでスイッチング動
作を停止します。
ラッチ状態の解除は、電源電圧をオフし、VCC 端子電圧を VCC(OFF)以下に下げることで行います。
一般的に、FB 端子のコンデンサ C6 の容量は、1μF～4.7μF 程度が目安になります。C6 の容量が小さすぎると、入力
電源を停止して再起動する際に OLP が動作する場合があります。最終的に実働動作で確認し、C6 の容量を調整しま
す。
LC554×LD
7V Reg
R7
FB 4
S/GND
1
C6
PC1
図 8-22 FB 端子周辺回路図
VCC端子電圧
電源オフ
ラッチ解除
VCC(BIAS)= 11.0V
FB端子電圧
VCC(OFF)= 9.4V
ラッチ
VFB(OLP)= 4.5V
ドレイン電流　ID
図 8-23 OLP 動作時の波形
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8.6 過電流保護機能（OCP）
過電流保護機能（OCP）は、パワーMOSFET のドレイン電流ピーク値を、パルス・バイ・パルス方式で検出し、電
力制限します。
8.6.1 OCP の検出方法と、リーディング・エッジ・ブランキング機能
パワーMOSFET のドレイン電流は、図 8-24 のように
OCP 端子と S/GND 端子間の電流検出抵抗 ROCP で検
出します。この検出電圧 VROCP を、R3 を介して、OCP
端子に入力します。
VROCP が次式に達すると、パワーMOSFET がターン
オフします。
VROCP    VOCP  R3  I OCP

-------- (5)
P
D/ST 8
LC554xLD
LOGIC
C3
DRIVE
1
ここで、 VOCP ： 過電流検出しきい電圧（−0.6V）
R3 ： R3 の抵抗値
IOCP ： OCP 端子流出電流（−40μA）
S/GND
OCP Comp.
+
-0.6V
3
C5
OCP
VROCP
ROCP
R3
Reg
フィルタ
図 8-24 マイナス検出 OCP 回路
OCP 端子には、誤動作を防止するため、フィルタを挿入します。
 R3 の設定
内部抵抗のバラツキの影響を小さくするために、100～330Ω 程度に設定します。
 C5 の設定
C5 は、温度による容量変化の尐ないものを使用し、100pF～470pF 程度を目安に設定します。この容量が大き
すぎると、OCP の応答が遅くなるため、電源起動時などの過渡状態時に、ドレイン電流ピークが増える場合が
あります。
OCP 端子の過電流検出は、電流ピーク検出のため、パワーMOSFET がターンオンする際に生じるサージ電圧に
OCP が応答し、パワーMOSFET がオフする場合があります。
この現象を防ぐため、リーディング・エッジ・ブランキング機能を内蔵しています。ターンオン時のサージ電圧に応
答しないよう、パワーMOSFET がオンした瞬間からリーディング・エッジ・ブランキング時間 tON(LEB)= 600ns を設けて
います。
ここで、図 8-25 のように、OCP 端子電圧に生じるターンオン
時のサージ電圧幅は、tON(LEB)より短くなるように調整します。
このサージ電圧幅が tON(LEB)以上になった場合は、次の検討
を実施し、サージ電圧値やサージ幅を下げる必要があります。
 ターンオンタイミングが、ボトム点に合っていない場合は、
VDS 電圧波形のボトム点へ合わせる
 電圧共振コンデンサ CV(C3)容量や 2 次側整流ダイオード
のスナバのコンデンサ容量を下げる
tON(LEB)
OCP検出期間
S/GND
VROCP
ターンオン時のサージ電圧幅
図 8-25 OCP 端子電圧（ドレイン電流を ROCP
で電圧変換した波形）
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8.6.2 過電流（OCP）入力補正機能
過電流入力補正機能により、電源入力電圧に応じて過電流検出しきい電圧 VOCP を補正できます。擬似共振型
コンバータをユニバーサル入力（AC85V～AC265V）で使用する場合、出力電力を一定とすると、電源入力電圧が
高いほど動作周波数が上がるため、ドレイン電流のピーク値が低くなります。ここで、過電流検出しきい電圧を一定
とし、最大負荷を考慮して調整した場合、図 8-26 の“OCP 入力補正なし”のように、過電流保護動作点における出
力電流 IOUT(OCP)は、電源入力電圧が高いほど増加します。
電源入力電圧範囲の上限において、IOUT(OCP)を抑える場合は、OCP 入力電圧補正回路（DX1、DZX1、RX1）を追
加します（図 8-27 参照）。
過電流保護動作点における
出力電流　IOUT(OCP) （A）
入力補正なし
適切な入力補正
IOUT
出力電流仕様
過度な入力補正
→IOUTが取得できない
265V 電源入力電圧（V）
85V
図 8-26 OCP 入力補正機能あり／なしの場合の
入力電圧と過電流保護動作時出力電流特性
T1
EIN
P
C2
D5
R1
D
C4
C3
8
D/ST
2
D6
DX1
VCC
R4
C7
LC554×LD
D7
DZX1
RX1
OCP 3
S/GND
R3
1
OCP入力電圧補正回路
C5
ROCP
図 8-27 外付け OCP 入力電圧補正回路
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図 8-28 に OCP 入力電圧補正回路、図 8-29 に電源入力電圧に対する Efw1、Efw2 電圧を示します。過電流検出し
きい電圧の入力補正量は、入力補正電流 I と抵抗（RX1、R3、ROCP）の定数で決まります。入力補正電流 I は、次式
になります。
I
E fw1  VZX1  VFX1
R X1  R3  R OCP
ここで、
I
Efw1
VFX1
VZX1
：
：
：
：
--------- (6)
入力補正電流
入力電圧に比例した補助巻線 D のフォワード電圧
整流ダイオード DX1 の順方向電圧
ツェナーダイオード DZX1 のツェナー電圧
OCP 入力電圧補正後の過電流検出しきい電圧 VROCP' は、次式になります。
VROCP '    VOCP  R3  I OCP  R3  I 
ここで、
I
R3
VOCP
IOCP
：
：
：
：
--------- (7)
入力補正電流
R3 の抵抗値
過電流検出しきい電圧（−0.60V）
OCP 端子流出電流（−40μA）
入力電圧（EIN）が高くなると、入力補正電流 I による電圧降下（R3×I）が大きくなるので、入力補正量も大きくなり、
VROCP' の絶対値は小さくなります。
OCP 入力電圧の補正開始電圧は、ツェナーダイオード DZX1 のツェナー電圧 VZX1 で設定します。VZX1 は、OCP
入力電圧の補正開始時の Efw1 と同じ電圧に設定します。
VROCP' は、電源入力電圧範囲の上限と下限で IOUT(OCP)の差を尐なくし、電源入力電圧の上限における IOUT(OCP)
が、図 8-26 の“適切な入力補正”のように、設定電流 IOUT 以上に調整します。
OCP 端子の電圧は、絶対最大定格（−2.0V～+5.0V）以内になるよう、電源入力電圧の上限において、サージ電
圧も含めた確認および調整が必要です。
T1
EIN
P
C2
D5
R1
フライバック電圧
Erev1
D
C4
C3
8
D/ST
フォワード電圧
Efw1
2
VCC
D6
LC554×LD
IDP(OCP)
230V
0
R4
DZX1
D7
RX1
C7
S/GND
1
100V
DX1
IOCP
入力補正電流I
OCP 3
AC
VZX1
Efw1
0
R3
AC
OCP入力電圧
Efw2
C5
ROCP
Efw2
図 8-28 OCP 入力電圧補正回路
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入力補正開始点
Efw1≒VZX1
図 8-29 電源入力電圧に対する Efw1、Efw2 電圧
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8.6.3 OCP しきい電圧の計算（入力補正回路あり／なしの場合）
OCP 入力電圧補正回路を接続しない場合の過電流検出しきい電圧 VROCP は、次式になります。
図 8-30 のように、S/GND 端子電圧に対する VROCP の電圧降下が、VOCP と R3 の電圧降下 R3×IOCP の加算値に
なると、OCP 動作をします。
VROCP  － R OCP  I DP (OCP)  －  VOCP  R3 I OCP
ここで、
VROCP
IDP(OCP)
VOCP
IOCP

-------- (8)
： OCP 入力補正回路を接続しない場合の、過電流検出しきい電圧
： OCP 動作時のドレイン電流ピーク
： 過電流検出しきい電圧（−0.6V）
： OCP 端子流出電流（−40μA）
OCP 入力電圧補正回路を接続した場合の過電流検出しきい電圧 VROCP' は、次式になります。
図 8-31 のように、S/GND 端子電圧に対する VROCP' の電圧降下が、VOCP と、R3 の電圧降下 R3×IOCP と、R3×I
の加算値になると、OCP 動作をします。
VROCP '   R OCP  I DP(OCP) '    VOCP  R3  I OCP  R3  I
ここで、
VROCP'
IDP(OCP)'
VOCP
IOCP
I

-------- (9)
： OCP 入力補正回路を接続した場合の過電流検出しきい電圧
： OCP 入力補正回路を接続した場合の OCP 動作時のドレイン電流ピーク
： 過電流検出しきい電圧（−0.6V）
： OCP 端子流出電流（−40μA）
： 入力補正電流
このように、OCP 入力電圧補正回路の追加で過電流検出しきい電圧を変えて、出力電力を抑えます。
OCP 3
R3×IOCP
VOCP
VOCP
S/GND
IDP
VOCP
ROCP×IDP
1
ROCP
ROCP×IDP
ROCP
IDP
R3×IOCP
R3
R3
ドレイン電流
増加
IOCP
図 8-30 OCP 入力補正なし
R3×IOCP
OCP 3
R3×I
VOCP
S/GND
IDP'
ROCP×IDP'
VOCP
VOCP
R3×IOCP
1
ROCP
ROCP×IDP'
R3
RX1
ROCP
R3
IDP'
R3×I
ドレイン電流
IOCP
I
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図 8-31 OCP 入力補正あり
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減尐
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8.6.4 OCP 入力補正回路の定数の計算式
IDP
： パワーMOSFET のドレイン電流ピーク
VFX1 ： 整流ダイオード DX1 の順方向電圧
VZX1 ： ツェナーダイオード DZX1 のツェナー電圧
VOCP ： 過電流検出しきい電圧 VOCP= −0.6V
IOCP ： OCP 端子流出電流 IOCP= −40µA
I
： 入力補正電流
その他、抵抗値などの定数記号は、図 8-28 参照。
OCP 入力電圧の補正をしない場合、OCP 動作時のドレイン電流ピーク IDP(OCP)は、図 8-30 より、次式になります。
このとき、IDP(OCP)は、電源入力電圧の下限における、OCP 入力補正なし時の過電流検出しきい電圧で制限する、ド
レイン電流と同じになります。
R OCP  I DP(OCP)  VOCP  R3 I OCP
∴ I DP (OCP) 
VOCP  R3 I OCP
--------- (10)
R OCP
OCP 入力電圧の補正をした場合、OCP 動作時のドレイン電流ピーク IDP(OCP)' は、図 8-31 より、次式になります。
R OCP  I DP(OCP) '  VOCP  R3 I OCP  R3 I
∴ I DP (OCP) ' 
VOCP  R3  I OCP  I 
--------- (11)
R OCP
電源入力電圧の上限における IDP(OCP)' は、図 8-26 の“適切な入力補正”の出力電流になるときのドレイン電流値
に設定します。
入力補正電流 I は、式（10）、式（11）より、次式になります。
I
 I DP(OCP)
 I DP(OCP) ' 
R OCP
R3
--------- (12)
また、電源入力電圧上限の C2 ピーク電圧 EIN(PK)MAX によるフォワード電圧 Efw1 は、次式になります。
E fw1 
N D  E IN ( PK ) MAX
NP
--------- (13)
ここで、電源入力電圧上限時に入力補正電流 I を流せるような設定とすると、入力補正電流 I は、次式になります。
I
E fw1  VZX1  VFX1
R X1  R3  R OCP
--------- (14)
ここで、R3 << RX1、ROCP << RX1 なので、RX1 は次式になります。
R X1 
E fw1  VZX1  VFX1
I
--------- (15)
これに式（13）を代入した RX1 を求める式は、次式になります。
N D  E IN(PK)MAX
 VZX1  VFX1 
NP
R X1 
I
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--------- (16)
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8.6.5 ユニバーサル入力電圧仕様の OCP 入力補正定数設定例（参考）
入力電圧がユニバーサル仕様（AC85V～AC265V）の場合、OCP 入力電圧補正回路（DZX1、RX1）の定数は、実
働動作で確認しながら、以下のように設定します。
① OCP 入力電圧の補正開始電圧を仮設定します。
補正開始電圧 VIN(OCP_ST)は、電源入力電圧 AC100V～AC130V 程度で仮設定します。
今回は、VIN(OCP_ST)= AC120V に仮設定します。
② 回路の部品定数（参考）は以下のように設定します。
項目
EIN
POUT
NP
ND
ROCP
R3
VFX1
定数
AC85V～AC265V
40W
40T
6T
0.2Ω
220Ω
0.8V
備考
電源入力電圧
出力電力
トランスの巻数（1 次側）
トランスの巻数（補助巻線）
OCP 検出抵抗値
OCP 端子フィルタ抵抗値
DX1 の順方向電圧降下
③ 電源入力電圧下限（AC85V）で、OCP 動作時のドレイン電流 IDP(OCP)を測定します。
④ 電源入力電圧上限（AC265V）のドレイン電流 IDP(OCP)' は、電源入力電圧上限（AC265V）時に、出力電流
IOUT(OCP)が図 8-26 の“適切な入力補正”の出力電流になるときのドレイン電流を測定します。
⑤ ②の回路定数（参考）および③、④の結果より、OCP 入力電圧補正回路の部品定数を算出します。
 DZX1 の設定
VIN(OCP_ST)= AC120V と設定すると、補助巻線のフォワード電圧 Efw1 は、式（13）より、
E fw1 
6(T)
ND
ND
 E IN ( PK) MAX 
 VIN (OCP _ ST)  2 
120(VAC)  2  25.5V
NP
NP
40(T)
本設定例では、ツェナーダイオード DZX1 のツェナー電圧 VZX1 は、27V を選定します。
 入力補正電流 I の計算
③、④の結果が、それぞれ IDP(OCP)= 3.0A、IDP(OCP)'= 1.9A とすると、式（12）より、
I  ( I DP(OCP) － I DP(OCP) ' ) 
R OCP
0.2()
  3.0(A)  1.9(A) 
 1mA
R3
220()
 RX1 の設定
式（16）より、
R X1
6(T)  265(VAC)  2
N D  E IN(PK)MAX
 27(V)  0.8(V) 
 D ZX1  VFX1 
40(T)
NP


 28.4kΩ
I
1(mA)
よって、RX1 は、E12 系列より 27kΩ になります。
⑥ ⑤で設定した定数で実働動作確認を行い、電源入力電圧範囲すべてにおいて、OCP 動作時の出力電流
IOUT(OCP)が図 8-26 の“適切な入力補正”のようになることを確認します。必要に応じて OCP 入力電圧の補正開始
電圧 VIN(OCP_ST)を変更し、DZX1、RX1 の定数を再調整します。
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8.7 過熱保護機能（TSD）
IC の制御回路部の温度が、熱保護動作温度 Tj(TSD)= 135°C(MIN)に達すると、8.4 項の過電圧保護機能（OVP）
同様、ラッチモードでスイッチング動作を停止します。
ラッチ状態の解除は、電源入力電圧をオフし、VCC 端子電圧を VCC(OFF)以下に下げることで行います。
8.8 最大オン時間制限機能
電源入力電圧が低い状態や、電源入力電圧オン／オフ時などの過渡状態では、パワーMOSFET のオン時間を、
最大 ON 時間 tON(MAX)= 9.3μs（LC5546LD は 11.2μs）に制限します（図 8-32 参照）。これにより、トランスの音鳴りを
抑制し、パワーMOSFET および 2 次側整流ダイオードなどの部品ストレスを低減します。
電源設計時に、電源入力電圧下限、負荷最大の条件で、パワーMOSFET のオン時間が tON(MAX)未満である確認
が必要です。
電源入力電圧下限、負荷最大の条件で、tON(MAX)以上になるトランスを使用した場合、電源入力電圧下限で、
パワーMOSFET のオン時間が tON(MAX)以上にならないため、出力電力が低くなります。この場合、以下を考慮して
トランスを再設計します。
 トランスのインダクタンス LP を下げてスイッチング周波数を上げオン時間を短くする
 1 次側と 2 次側の巻数比 NP/NS を小さくして ON Duty を小さくする
ID
最大オン時間
時間
VDS
時間
図 8-32 最大オン時間の確認
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9. 設計上の注意点
9.1 外付け部品
各部品は使用条件に適合したものを使用します。
 出力の平滑用電解コンデンサ
出力の平滑用電解コンデンサは、リップル電流・電圧・温度上昇に対し、適宜設計マージンを設定します。
電解コンデンサは、スイッチング電源用の許容リップル電流が高い、低インピーダンスタイプのものを使用します。
 トランス類
トランス類は銅損・鉄損による温度上昇に対し、適宜設計マージンを設定します。
スイッチング電流は高周波成分を含むため、表皮効果が影響する場合があります。このためトランスに使用す
る巻線の線径は、動作電流の実効値を考慮し、電流密度が 3～4A/mm2 前後を目安に選定します。表皮効果
の影響などで、さらに温度対策が必要な場合は、巻線表面積を増加させるため、次を検討します。
▫ 巻線の本数を増やす
▫ リッツ線を使用する
▫ 線径を太くする
 電流検出用抵抗 ROCP
ROCP には高周波スイッチング電流が流れるので、内部インダクタンスの大きなものを使用すると、誤動作の原
因になります。ROCP は、内部インダクタンスが小さく、かつ、サージ耐量の大きなものを使用します。
9.2 トランス設計
平均電流制御において、電源入力電圧が正弦波の場合の理想的な波形を図 9-1 に示します。
平均電流制御は、商用周波数の正弦波電源入力電圧 VIN に対し、FB 端子電圧を一定電圧に制御します。そのため、
ドレイン電流ピーク IDP の包絡線（IDP をつなぐ曲線）、および IDP を平均した入力電流 IIN は、電源入力電圧と相似な正
弦波の波形になります。
なお、FB 端子電圧が一定になるように、この端子に接続する C6 容量や 2 次側電流検出抵抗の定数を調整します。
√2×VINRMS
VINRMS
VINRMS
IIN
IINP
ID
IDP
IS
ISP
ISP
IS
IDP
ID
IIN
IINP
tON tOFF
図 9-1 理想的な電流波形
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：
：
：
：
：
：
：
正弦波電源入力電圧の実効値
入力電流
入力電流のピーク
パワーMOSFET ドレイン電流
パワーMOSFET ドレイン電流のピーク
2 次側整流ダイオードの順方向電流
2 次側整流ダイオードの順方向電流の
ピーク
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トランスの設計は、RCC 方式（Ringing Choke Converter：自励式フライバックコンバータ）の基本式をベースに用
います。ただし、擬似共振動作により、ターンオンのタイミングを遅延するため、Duty が変化します。また、入力コン
デンサレスのため、トランスの印加電圧は商用周波数の正弦波電源入力電圧 VIN になります。
そこで、RCC 方式の基本式に、擬似共振遅延時間分の Duty 補正を加え、これを正弦波電源入力電圧 VIN に変
換した計算式を用います。
擬似共振遅延時間を考慮し、正弦波電源入力電圧を印加した場合の 1 次側インダクタンス LP' は、次式になります。
LP ' 
VINRMS(MIN )  D ON 2
 2  POUT  f S(MIN)


 VINRMS( MIN )  D ON  f S(MIN)  π C V 


η


ここで、
VINRMS(MIN)
POUT
fS(MIN)
η
2
-------- (17)
： 正弦波電源入力電圧下限時の実効値
： 最大出力電力 POUT  VOUT  I OUT
ここで、VOUT：出力電圧、IOUT：最大出力負荷電流
： 正弦波電源入力電圧の波高値部の周波数（最低動作周波数）
： 電源効率   80 ~ 90%
CV
DON
： 電圧共振コンデンサ（C3）。一般的に 47pF～470pF が目安
： 正弦波電源入力電圧下限時の擬似共振遅延時間分を補正していない最大オン
Duty
E FLY
D ON 
2  VINRMS( MIN )  E FLY
EFLY
： フライバック電圧
E FLY 
NP
 VOUT  VF 
NS
ここで、 NP ： 1 次側巻数
NS ： 2 次側巻数
VF ： 2 次側整流ダイオード（D8）の順方向電圧降下 VF ≒ 0.7V
EFLY は、パワーMOSFET の耐圧、サージ電圧を考慮して決定。
本 IC のパワーMOSFET の耐圧は 650V なので、ユニバーサル入力仕様で使用
した場合、一般的に EFLY= 100～150V 程度が目安。
また、
擬似共振遅延時間 tONDLY は、次式になります。
t ONDLY π L P '  C V
-------- (18)
擬似共振遅延時間 tONDLY を考慮し、Duty 補正後の最大オン Duty を DON' とすると、次式になります。
DON '  1  fS(MIN )  t ONDLY  DON
-------- (19)
正弦波電源入力電圧下限時の入力電流実効値 IINRSM(MAX)は、次式になります。
I INRMS( MAX ) 
POUT
  VINRMS( MIN )
-------- (20)
擬似共振遅延時間 tONDLY を考慮したドレイン電流ピーク IDP(DLY)は、次式になります。
I DP(DLY) 
2 2  POUT
  D ON ' VINRMS( MIN )
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-------- (21)
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トランスに使用するフェライトコアの AL-value 値は、1 次側巻線 NP とドレイン電流ピーク IDP(DLY) から求まる
NI-Limit（AT）（  N P  I DP( DLY ) ）の値を考慮し、磁気飽和を生じない AL-value 値を選定します。
NI-Limit と AL‐value の関係を満足するフェライトコアを選ぶときは、温度などのバラツキに対する設計マージンを
考慮し、算出した NI-Limit 値がコアデータの NI-Limit に対し、磁気飽和マージン 30%程度低い、図 9-2 の NI-Limit
vs. AL-value 特性曲線内（斜線）設定を推奨します。
NI-Limit (AT)
NI - Limit  N P  I DP(DLY) 130%
-------- (22)
磁気飽和点
磁気飽和マージン= 30%程度（推奨）
NI-Limit選定ポイント例
Al-value (nH/T2)
図 9-2 コアの NI-Limit vs. AL-value 特性例
1 次側巻線 NP、2 次側巻線 NS、VCC 補助巻線 ND は、次式より求めます。
NP 
LP '
AL - value
-------- (23)
NS 
VOUT  VF
 NP
E FLY
-------- (24)
ND 
VCC
 NS
VOUT  VF
-------- (25)
9.3 パターン設計
パターン配線および実装条件によって、誤動作・ノイズ・損失
などに大きな影響が現れます、このため配線の引回し、部品配
置には十分な注意が必要です。
図 9-3 のように高周波電流がループを作る部分は、ラインパ
ターンを“太く”、部品間の配線を“短く”、ループ内面積が極力
小さくなるようにして、ラインインピーダンスを下げたパターン設
計を行います。
また、アースラインは輻射ノイズに大きな影響を与えるため、
極力“太く”、“短く”配線します。
スイッチング電源は、高周波、高電圧の電流経路が存在する
図 9-3 高周波ループ（斜線部分）
ので、安全規格面を考慮した部品配置、パターン距離が必要で
す。
パワーMOSFET の ON 抵抗 RDS(ON)は、正の温度係数のため、熱設計に注意します。
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IC 周辺回路の接続例を図 9-4 に示します。
 IC 周辺回路
(1) S/GND 端子回り 1 （S/GND 端子～ROCP～C2～T1（P 巻線）～D/ST 端子）
このパターンは、スイッチング電流が流れる主回路パターンのため、極力“太く”、“短く”配線します。
入力コンデンサ C2 は、高周波電流ループのインピーダンスを下げるため、トランスもしくは IC の近くに接続
します。
(2) S/GND 端子回り 2 （S/GND 端子～C4（−側）～T1（D 巻線）～R1～D5～C4（+側）～VCC 端子）
このパターンは、IC の電源供給用パターンのため、極力“太く”、“短く”配線します。
IC とコンデンサ C4 の距離が離れている場合は、VCC 端子と S/GND 端子の近くに、セラミックコンデンサま
たはフィルムコンデンサ（0.1μF～1.0μF 程度）を追加します。
(3) 電流検出用抵抗 ROCP 周り
ROCP は、S/GND 端子の近くに配置します。
パターンの共通インピーダンスやスイッチング電流が、制御回路へ影響を与えないようにするため、R3 の
パターンは ROCP の根元近傍に接続します（図 9-4 の A 点）。
 2 側整流平滑回路（T1（S 巻線）～D8～C9）
このパターンは、スイッチング電流が流れる 2 次側主回路パターンのため、極力“太く”、“短く”配線します。
整流パターンが細く、長い場合は、パターンに寄生するリーケージインダクタンス成分が増加するため、パ
ワーMOSFET がターンオフ時に生じるサージ電圧が高くなります。
2 次側整流パターンを考慮したパターン設計は、パワーMOSFET の耐圧マージンを広くとれ、クランプスナバ
回路のストレスおよび損失を低減できます。
クランプスナバ
C8
D8
T1
P
R5
C2
C9
D9
S
8
6
D/ST
OVP
NC
C3
D5
5
NF
R1
PC2
D
C4
U1
LC554×D
R6
S/GND VCC
OCP
1
3
2
C5
FB
制御GNDパターン
D6
2次側整流パターン
4
R7
R4
PC1 R21
C6
ROCP
D7
A
主回路パターン
C7
C18 DZ3
R3
C17
図 9-4 周辺回路の接続例
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ディレーティングとは信頼性を確保または向上するため、各定格値から負荷を軽減した動作範囲を設
定したり、サージやノイズなどについて考慮したりすることです。ディレーティングを行う要素には、一般
的に電圧、電流、電力などの電気的ストレス、周囲温度、湿度などの環境ストレス、半導体製品の自己
発熱による熱ストレスがあります。これらのストレスは、瞬間的数値、あるいは最大値、最小値について
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