Application Note 1082 AP3772 应用指南 作者：赵晶晶 系统工程部 1. 简介 AP3772通过脉冲频率调制（PFM）的工作方式 来实现不连续导电模式（DCM）运行的反激变换器 电源。脉冲频率调制（PFM）的原理与脉冲宽度调制 （PWM）的工作原理不同，所以变压器的设计也不 同。 AP3772通过初级侧采样反馈（PSR）来实现准确 的恒压（CV）和恒流（CC）调节，通过内置的线 补偿设计从而减少了外围器件，通过固定的电流补偿 以抵消外部输出端线缆的压降从而得到良好的输出 恒压特性，以及通过特有的方式来控制开关频率以抑 制音频噪声。通过芯片本身的设计考量以及系统的参 数设计，AP3772的待机功耗可以控制在150mW以内。 AP3772应用于驱动双极型晶体管的反激变换 器。 FR1 L1 T1 BG1 RST1 VINAC C1 R2 Np RST2 DS Ns R1 + D1 CIN1 + CIN2 COUT1 + Da + COUT2 RDUMMY Ra CN1 5V/1.2A Na + CVCC L2 Q1 U1 AP3772 VCC CCPC GND RFB1 OUT CPC FB CS RFB2 RLINE RCS 图 1. 输出 5V/1.2A 的手机充电器 Vdri---初级侧功率开关管的驱动电压 Ip---原边电流 Is---副边电流 IPK---原边峰值电流 IPKS---副边峰值电流 VSEC---副边电压的瞬态波形 图 1 是 AP3772 应用的典型线路，反激变换器主 要构成是一个三绕组变压器，包括原边（NP），副边 （NS）以及辅助绕组（NA）。AP3772 供电由辅助绕 组获得并且通过辅助绕组检测反馈电压。 图 2 是 PFM 控制原理的基本波形。图中的理想 波形用以说明后文中系统设计用到的各项参数，其具 体含义如下： May 2012 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 1 Application Note 1082 VS---副边导通时的正向电压（输出电压与整流二极管 的导通压降之和） VAUX---辅助边电压的瞬态波形 VA---辅助边导通时的正向电压（输出电压与整流二极 管的导通压降之和） tSW ---开关周期 tONP---原边导通时间 tONS---副边导通时间 tOFF---原副边同时关断时间 tOFFS---副边关断时间 t SW Vdri IPK IP IPKS t OFFS IS VAUX VSEC VA VS t ONP tONS t OFF 图 2. 工作波形 t START = ( RST 1 + RST 2 ) ⋅ C vcc ⋅ VTH _ ST / V INDC _ MIN 2. 系统参数设计的六个要点 1) 待机功耗 2) 开关频率 3) 变压器和功率器件 4) 反馈电阻 5) 线补偿电阻 6) 输出线缆压降补偿 其中 VTH_ST 是芯片 VCC 电压启动时的阈值电压, VINDC_MIN 是输入交流电压经过整流后的最低直流电 压。 此外，输出假负载 RDUMMY 对待机功耗也有贡献， 同时这里需 要考虑的是 低待机功耗 和精准的 I-V Curve 之间的权衡问题。对于 5V 输出的系统而言， 假负载的推荐值一般在 4.7KΩ 到 10KΩ。 2.1 待机功耗设计 为了实现低待机功耗，AP3772 工作电压应尽量 低。同时应尽可能增大启动电阻(RST1+RST2)，但实际 上这里存在待机功耗低和短时启动之间的平衡问题。 May 2012 (1) 2.2 开关频率设计 众所周知，在不连续导电模式的反激变换器中， 当原边关断瞬间，原边的能量通过电流的形式传递到 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 2 Application Note 1082 Vcpc 2 ⋅ VDD = IO N PS ⋅ ηi ⋅ I PK 副边。设原边电流传递到副边的转换效率为 ηi , 原副 边匝数比为 NPS, 则 从能量的角度考虑，能量从变压器原边传递到副 边再到输出，设 ηT 是能量从变压器原边传递到输出的 效率, 则 (2) Ipks = Ipk ⋅ N PS ⋅ ηi 从图2可知，输出电流IO是副边电流IS的平均值, 即 Io = PO = VO ⋅ I O = t 1 Ipks ⋅ ONS 2 t SW (3) 1 2 ⋅ LP ⋅ I pk ⋅ f SW ⋅ ηT 2 f SW 2 ⋅VO = 2 IO LP ⋅ I pk ⋅ ηT t 1 Ipk ⋅ N PS ⋅ η i ⋅ ONS 2 t SW (4) (8) 当原边电流采样电阻上的电压达到 AP3772 内部 设定的参考电压后，开关关断，同时原边电流达到峰 值， 在芯片设计中，VDD 是芯片内部产生的电压基 准，而 CPC 引脚的电压等于 t Vcpc = VDD ⋅ ONS t SW (7) 这里 fSW 是开关频率。那么， 那么, Io = (6) I PK = (5) Vcs _ ref (9) Rcs 一旦芯片的参考电压 Vcs_ref 确定，原边峰值电流 也就随之确定。那么根据公式 (6) 和公式 (8) , 可以 看出 VCPC 以及 fSW 都随着输出电流 IO 而线性变化， 如图 3。 因而, VH=0.5V VCS_REF 1.4V VCPC fSW fSW 47.6kHz 20kHz IO 42%IO 图 3. 原边峰值电流恒定时 VCPC，fSW 与 IO 的变化关系 May 2012 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 3 Application Note 1082 为 了 降 低 音 频 噪 声 ， AP3772 采 用 了 分 段 的 VCS_REF，当 IO>=42%*IO_MAX 时为 0.5V, 当 IO<42%* IO_MAX 时被降低至 0.5V/1.5, 具体参考图 4。 VLOAD VCPC VH=0.5V VCS_REF VL=0.5V/1.5 0.42хIO_MAX IO_MAX fSW 55kHz 52kHz fSW 23.1kHz 8.89kHz 3.95kHz 20kHz 0.42хIO_MAX IO_MAX ISOURCE IO_MAX 图 4. 原边峰值电流阶跃时 VCPC，fSW 与 IO 的变化关系 1.5 倍，fSW 增大了 1.52 倍。因此，进入音频范围的输 出电流区域比原边电流峰值恒定时（黄色区域）缩小 并且前移至更小的电流处（蓝色区域）。 从公式 (6) 和公式 (8) 可见，在满载电流的 0.42 倍时 VCPC 和 fSW 都有一个阶跃。在这个阶跃点上，原 边峰值电流减小了 1.5 倍，从而 VCPC 比阶跃前增大了 VCS_REF VH=0.5V VL=0.5V/1.5 39%IO 42%IO IO 图 5. 大小 IPK 切换处的滞环设计 为了避免振荡，芯片在大小 IPK 切换处增加了滞 环设计。除此之外还需要考虑到磁通密度和音频特性 的关系（deltaB 最好小于 2500）。 开关频率的下限值由音频降噪设计决定，而芯片 决定的上限值可以到 120kHz。当然最终的设计值还 要取决于效率，物理尺寸以及热特性等等的综合考 量。 为了实现恒流模式，AP3772 内部用固定比例的 电流为某颗电容充放电，从而保证副边导通和关断的 时间是一个恒定值。这个固定的比例为 tONS 1 = t SW 2 (10) 如果定义 2.3 变压器和功率器件的设计 May 2012 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 4 Application Note 1082 k= 2 ⋅ t SW =4 tONS t SW = (11) 公式 (4) 有输出电流与原副边峰值电流的关系， 因而有 1 1 ⋅ I PKS = ⋅ N PS ⋅ ηi ⋅ I PK k k IO = 2.3.1 (12) 2 ⋅ VS ⋅ I O 2.3.2 (20) (21) 2 Vindc_min ⋅ ηi VS k ⋅ ( − 1.1) 2 (22) 检验原边开关管的最大电压应力以及副边和 辅助边二极管的电压应力 如果 NPS 在步骤 2.3.1 由客户确定，那么原边开 关管需要承受的最大电压应力以及副边和辅助边二 极管的电压应力可以立即计算得到，可以据此选择适 合的开关管和二极管。 原边开关管需要承受的最大电压为, Lp (15) 同样的，由副边电感的特性可知， VS = VO + Vd Lp Ls ⋅ 1.1 + I pk ⋅ Vs Vindc_min 综合以上，可得原副边匝数比 NPS 的最大值。 (14) LS ⋅ 1. 1 VS N PS N PS ≤ N PS _ MAX = 这里 LP 是变压器原边绕组的激磁电感量，Vindc 是直流母线电压。 输入电压最低时，Vindc 最小，此时 tONP 有最大值。 因此， tONS = I pks ⋅ ≥ I pks ⋅ 在满载条件下，系统处于 CV 模式和 CC 模式的 临界状态，IO 的表述可以由公式 (12) 得到。 Lp Vindc _ min 2 Lp Ls = 由原边激磁电感的特性可知， t ONP_MAX = I pk ⋅ (19) 另外变压器原副边电感量的关系如下， (13) Vindc 2 ⋅VS ⋅ I O 2 ⋅ ηi Lp ⋅ I pk 要获得原副边匝数比的最大值需要满足的条件 是，输入直流电压最低并且输出负载电流最大时系统 仍然处于 DCM 模式。即， t ONP = I pk ⋅ 2 用公式 (15) ，(16) 和 (19) 替换公式 (13) 中的 tONP，tONS 和 tSW，即 计算变压器原副边匝数比之最大值 (NPS_MAX) tSW ≥ tONP + tONS 2 L p ⋅ I pk ⋅ ηi Vce _ max = Vdc_spike + Vindc_max + (16) VS ⋅ N P NS (23) 需要注意Vdc_spike 的取值取决于snubber的电路设 计。 (17) 副边二极管的反向压降为， 这里 LS 是变压器副边等效电感量，Vd 是输出整 流二极管的导通压降。 对于公式 (16) , 在 CV 模式中，VS 是常量，所 以 tONS 为常量。 从公式 (4) 和公式 (16) 可以得到， Vdr = VS + Vindc_max ⋅ N S NP (24) 对于 Flyback converter 设计而言，原副边匝比 NPS 越高，原边开关管需要承受的电压应力越大，副边二 极管的电压应力越小，电源的转换效率越高。那么, 在变比的设计时就需要综合考量公式 (23) ，(24)。 1 1 Lp 1 Vs ⋅ Io = ⋅ Ls ⋅ Ipks 2 ⋅ fsw = ⋅ ⋅ ( Ipk ⋅ N PS ⋅ ηi ) 2 ⋅ fsw = ⋅ Lp ⋅ Ipk 2 ⋅ fsw ⋅ ηi 2 2 2 N PS 2 2 (18) 那么, May 2012 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 5 Application Note 1082 计算原边的峰值电流和电流采样电阻 (IPK & RCS) 2.3.3 原边的匝数取值应保证磁芯不饱和，即， IPK 可以由输出满载的恒流电流确定， I pk k ⋅ IO = N PS ⋅ ηi Np = (25) NA = 2 ⋅ PS 1 ⋅ 2 I ⋅ f SW ηi 检查原边的最大占空比 Dmax = (26) 2.3.7 (VO + Vd ) ⋅ N PS t ons ⋅ Vindc ⋅η i t sw (31) 检测辅助边二极管的反向电压 在步骤 2.3.5 中已经确定了 NP 和 NA，那么辅助 边二极管的反向压降由此可得，据此可确定辅助边二 极管的选型。 (27) Vdar = VA + May 2012 (30) 原副边的匝数分别确定后，由原副边的能量传递 可得最大占空比为， 这里的 fSW 由客户根据需求而定，从而可得原边 电感量为， 2 PK (29) N S ⋅ VA VS 2.3.6 根据公式 (18) , 输出功率为 LP = (28) 以及辅助边的匝数 NA, 变压器原边电感量跟变压器储存的能量有关，LP 应足够大以保证能传递最大输出功率。 1 2 2 ⋅ L p ⋅ I pk ⋅ f SW ⋅ ηi 2 NP N PS NS = 计算变压器原边电感量（LP） PS = VS ⋅ I O = LP ⋅ I PK LP ⋅ I PK ≥ Ae ⋅ ΔB Ae ⋅ B max NPS 和 NP 都确定了之后，可以得到副边匝数 NS AP3772 的电流采样的参考电压 Vcs_ref 为 0.5V。 一旦采样电阻上的电压达到 0.5V，开关关断，tONP 时 间结束。 所以，RCS 可以由公式 (9) 计算得到。RCS 需要 从实际的电阻系列中选取合适的值，一旦被选定，实 际的 IPK 也应再根据 Vcs_ref 相应微调，从而也就微调 了满载的恒流电流。因此考虑到采样精度，RCS 电阻 精度推荐用 1%或者更小。 2.3.4 计算变压器原边副边和辅助边的匝数(NP, NS, NA) 2.3.5 Rev. 1. 0 Vindc_max ⋅ N A NP (32) BCD Semiconductor Manufacturing Limited 6 Application Note 1082 2.4 反馈电阻设计 图 6. 电压反馈电路原理图 100kΩ。 由上图可知, Vo = VFB ⋅ (R FB1 + R FB 2 ) N S ⋅ − VD R FB 2 NA R FB1 Vo + VD = ⋅ NA −1 RFB 2 N S ⋅ VFB 2.5 线补偿电阻设计 (33) 图7是AP3772的内部线补偿实现方法。当原边开 关管闭合时，S1也闭合，因此线电压可以由FB引脚 检测到，这个电压在芯片内部用于补偿原边电流IPK。 可以通过调节外部的线电压补偿电阻RLINE来满足不 同的应用系统。 (34) 通过调节RFB1和RFB2的取值，可以得到精准的输 出电压。推荐电阻RFB1 和RFB2 的取值范围在5kΩ到 图 7. 线电压补偿线路原理图 May 2012 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 7 Application Note 1082 图 8. FB 引脚的波形 图 8 中 FB 引脚的负电压 VN 与线电压线性相关， VN = Vindc ⋅ NA R FB 2 ⋅ N P R FB1 + R FB 2 R LINE = ( 1 ⋅ 0.8 ⋅ RLINE 670k t delay LP (36) (37) ⋅ Rcs ⋅ Rcs ) /( NA R FB 2 0.8 ⋅ ⋅ ) N P R FB1 + R FB 2 670 k (38) 为了满足不同应用下不同输出线缆压降的补偿 需求，有三个版本的芯片可供选择。芯片内部通过在 VFB 上叠加一个增量 ΔVFB_CABLE 从而在输出电压 VOUT 上叠加了一个对应的增量 ΔVOUT_CABLE,，而这个 增量是与输出电流线性相关的。AP3772 通过 CPC 引 脚来检测输出负载电流的大小然后传递给 VFB 一个 线性相关的增量实现输出线缆的补偿。 Datasheet 上专门定义了一个相关的参数 VFB _CABLE/VFB %。例如，在 AP3772A 中，这个值是 6%， 那就意味着满载时 VFB 上叠加的增量是 6%，而如果 输出电流是满载的 10%，那么这个增量就是 0.6%。 根据不同应用的输出线缆的阻抗值可以选择合适的 芯片版本。 这个电压用于补偿原边电流上由于芯片和开关 管的延迟时间导致的增量，即 Vdelta = Vindc ⋅ Lp 2.6 输出线缆压降补偿设计 (35) 补偿电压 VCS_LINE 为， VCS _ LINE = VN ⋅ t delay 因此可以得到 RLINE 来实现不同线电压下精准的 输出电流。 CABLE COMPENSATION SECTION Cable Compensation Voltage VFB_CABLE /VFB % AP3772A AP3772B AP3772C 5 2 % % % 定。 ΔVFB _ CABLE (39) VFB 设计实例 (5V/1.2A系统): 规格: 输入电压: 85VAC - 265VAC 线缆端输出电压: VO_CABLE=5V 输出满载电流: IO=1.2A 板 端 输 出 电 压 : VO=5.13V, (AWG22 线 缆 , 长 度 =100cm) 开关频率: fSW=65kHz 那么从图 6 可得， ΔVOUT _ CABLE = ΔVFB % ⋅ VFB ⋅ RFB1 + RFB 2 N S ⋅ = I O _ MAX ⋅ RCABLE RFB 2 NA (40) 那么， ΔVFB % = I O _ MAX ⋅ RCABLE /(VFB ⋅ May 2012 7 4 计算出 ΔVFB%后，合适的芯片版本可以据此选 假设 ΔVFB % = 6 3 0 RFB1 + R FB 2 N S ⋅ ) RFB 2 NA (41) Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 8 Application Note 1082 副边二极管导通压降: Vd=0.4V 辅助边二极管导通压降: Vda=1.1V VCC电压: VCC=14V 磁芯型号: RM5 (Ae=23.7mm2), BMAX<3000GS Vdc_spike=50V (带snubber电路) Np = 1) 计算变压器原副边匝比(NPS) Vindc_min ⋅ ηi VS k ⋅ ( − 1.1) = 15.8 2 (42) NS = NP = 6T N PS (50) NA = N S ⋅ VA = 16 T VS (51) 6) 检查原边的最大占空比 (43) Vindc_min = Vinac_min ⋅ 2 − 40 (49) 可选 NP=93T 设计步骤: N PS ≤ N PS _ MAX = LP ⋅ I PK LP ⋅ I PK ≥ = 89.8 T Ae ⋅ ΔB Ae ⋅ B max D= (VO + Vd ) ⋅ N PS ⋅ 0.4 = 0.49 Vindc ⋅ η i (52) 考虑预留一些裕量，可选择 NPS=15.5 7) 检测辅助边二极管的反向压降 2) 检验原边开关管的最大压降以及副边和辅助边 二极管的反向压降 Vdar = VA + 根据公式 (23) ，(24) 和选定的 NPS 来选择适合 的功率器件。 Vce _ max = Vdc_spike + Vindc_max + Vdr = VS + Vindc_max ⋅ N S NP VS ⋅ N P = 510V < 700V NS = 29V < 40V I pks N PS ⋅ η i RCS = = RFB1 Vo + VD = ⋅ N A − 1 = 2.56 RFB 2 N S ⋅ VFB (45) RFB1=24.9kΩ, RFB2=9.85kΩ (54) 9) 线补偿电阻 k ⋅ IO = 330mA N PS ⋅ η i VCS = 1.5 Ω I pk 2 ⋅ VS ⋅ I O = 1.9 mH 2 I ⋅ f SW ⋅ ηi 2 PK RLINE = ( tdelay Lp ⋅ Rcs ) /( 0.8 NA RFB 2 ⋅ ⋅ ) = 3.4k Ω (55) N P RFB1 + RFB 2 670k 10) 输出线缆压降补偿 (46) AP3772 三个版本的 VFB 都是 4.04V。那么， (47) VFB % = I O _ MAX ⋅ RCABLE /(VFB ⋅ RFB1 + RFB 2 N S ⋅ ) = 2.4% RFB 2 NA (56) 根据 datasheet，AP3772B（3%）版本是最优的选 择。 (48) VO _ FL = VO _ NL + (VFB % ⋅VFB ⋅ R FB1 + R FB 2 N S ⋅ ) − I O _ MAX ⋅ RCABLE = 5.03V R FB 2 NA (57) 5) 计算变压器原边副边和辅助边的匝数(NP, NS, NA) May 2012 (53) = 79V (44) 4) 计算变压器原边电感量（LP） LP = NP 8) 电压反馈电阻 3) 计算原边的峰值电流和电流采样电阻 (IPK & RCS) I pk = Vindc_max ⋅ N A 这里 VO_NL=5V，满载时线缆上的输出电压比空 载时略高一些。 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 9 Application Note 1082 设计结果汇总: 1. 电流检测 IPK 330 mA RCS 1.5 Ω LP 1.90 mH NPS 15.5 NP 93 T 变压器原边匝数 NS 6 T 变压器副边匝数 NA 16 T 变压器辅助边匝数 原边的峰值电流 电流采样电阻 2. 变压器 DMAX 变压器原边电感量 变压器原副边匝数比 0.49 原边最大占空比（VINDC=80V） 3. 功率器件 Vds_switch 510 V 原边开关管的最大压降 Vdr 29 V 副边二极管的反向压降 Vdar 79 V 辅助边二极管的反向压降 RFB1 24.9k Ω 电压反馈上电阻（位于辅助边到 FB 引脚之间） RFB2 9.85k Ω 电压反馈下电阻（位于 FB 引脚到地之间） 3.4k Ω 线补偿电阻 4. 电压反馈 5. 线补偿 RLINE 6. 输出线缆压降补偿 IC version AP3772B VO_NL 5 V 线端的空载输出电压 VO_FL 5.03 V 线端的满载输出电压 3. 综述 AP3772 的应用中最为关键的几个要素包括待机 功耗设计，开关频率设计，变压器设计，电压反馈电 阻设计和线补偿电阻和输出线缆压降补偿设计。本应 May 2012 用指南给出了基于理想模型和理想波形的设计框架， 一些参数还需要根据具体的线路和应用环境进行适 当调整。 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 10 Application Note 1082 4. 带 AP4340 的 AP3772 应用设计 FR1 L1 DS T1 BG1 RST1 VINAC C1 R2 Np RST2 R1 Ns R3 AP4340 OUT VCC D1 CIN1 + CIN2 R4 + GND + COUT Da CN1 5V/1.2A Ra Na + CVCC L2 + Q1 U1 AP3772 VCC CCPC RFB1 OUT CPC GND FB CS RFB2 RLINE RCS 图 9. 带 AP4340 的 AP3772 应用设计的典型线路 AP4340 的电压快速识别能力以及与 AP3772 的密切 配合，原边控制系统可以得到更好的瞬态特性。这种 应用的另一大优势是，副边不再需要假负载从而减小 了空载的待机功耗。更多的原理细节可参阅关于 AP4340 的应用指南。(Application Note 1078_BCD) 在原边控制的 AP3772 的设计应用中，如果副边 使用电压调整芯片 AP4340，可以得到更好的动态响 应和更低的待机功耗。AP4340 检测输出电压低于某 个基准值后，会输出一些周期信号，这些信号被变压 器的辅助边耦合并接收，从而被 AP3772 识别。基于 May 2012 Rev. 1. 0 BCD Semiconductor Manufacturing Limited 11