低ノイズ、レールtoレール 差動ADCドライバ AD8139 特長 アプリケーション 完全差動 低ノイズ 18ビットまでのADCドライバ シングルエンド／差動変換器 差動フィルタ レベル・シフタ 差動PCボード・ドライバ 差動ケーブル・ドライバ 2.25nV/ Hz 2.1pA/ Hz 低高調波歪み SFDR：98dBc@1MHz SFDR：85dBc@5MHz SFDR：72dBc@20MHz 高速性能 3dB帯域幅：410MHz＠ゲイン＝1 スルーレート：800V/µs セトリング時間：45ns（0.01％に対して） 出力平衡：69dB@1MHz DC CMRR：80dB 低入力オフセット電圧：±0.5mV（max） 低入力オフセット電流：0.5µA（max） 差動入出力 差動／差動またはシングルエンド／差動変換動作 レールtoレール出力 調整可能な出力同相電圧 広い電源電圧範囲：5∼12V 小型サイズのSOICパッケージ 機能ブロック図 8 +IN V OCM 2 7 NC V+ 3 6 V– +OUT 4 5 –OUT NC = 接続なし 04679-0-001 AD8139 –IN 1 図1 AD8139は、レールtoレール出力を備えた超低ノイズ、高性能 の差動アンプです。低いノイズ、高い SFDR 、広い帯域幅に よって、分解能が18ビットまでのA/Dコンバータ（ADC）の駆 動用に最適です。AD8139は簡単に利用でき、しかも内部に同 相帰還アーキテクチャを採用しているため、1 本のピンに印加 する電圧で出力同相電圧を制御できます。さらに、内部帰還 ループによって、非常に優れた出力平衡を維持するとともに、 偶数次の高調波歪み成分も抑えます。AD8139では、完全差動 およびシングルエンド／差動変換のゲイン設定が簡単にできま す。合計 4 つの抵抗で構成されるシンプルな外部帰還ネット ワークによって、アンプのクローズド・ループ・ゲインを決定 します。 AD8139 は、ボディの下側に露出パドル（ EP ）がある 8 ピン SOICパッケージで提供しています。−40∼＋125℃の拡張工業 用温度範囲で定格性能が規定されています。 100 入力電圧ノイズ（nV/ ） 概要 10 04679-0-078 AD8139は、アナログ・デバイセズ独自の第2世代XFCBプロセ スで製造されており、わずか 2.25nV/ Hz の低入力電圧ノイズ で、低歪みを可能にします。 1 10 100 1k 10k 100k 1M 10M 100M 1G 周波数（Hz） 図2. REV. A アナログ・デバイセズ株式会社 電圧ノイズの周波数特性 アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の 利用に関して、あるいは利用によって生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いま せん。また、アナログ・デバイセズ社の特許または特許の権利の使用を明示的または暗示的に許諾するもので もありません。仕様は予告なく変更される場合があります。本紙記載の商標および登録商標は、各社の所有に 属します。 ※日本語データシートはREVISIONが古い場合があります。最新の内容については、英語版をご参照ください。 © 2004 Analog Devices, Inc. All rights reserved. 本 社／ 〒105-6891 東京都港区海岸1-16-1 ニューピア竹芝サウスタワービル 電話03（5402）8200 大阪営業所／ 〒532-0003 大阪府大阪市淀川区宮原3-5-36 新大阪MTビル2号 電話06（6350）6868 AD8139 目次 VS＝±5V、VOCM＝0V仕様 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 VS＝5V、VOCM＝2.5V仕様. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5 絶対最大定格 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 熱抵抗値. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 ESDに関する注意 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 ピン配置とピン機能の説明 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 8 代表的な性能特性 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 9 動作理論 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 代表的な接続と用語の定義. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 18 アプリケーション . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 マッチングされた帰還ネットワークによる ノイズ、ゲイン、帯域幅の概算. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 外形寸法 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 オーダー・ガイド. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 REVISION HISTORY 8/04—Data Sheet Changed from a Rev. 0 to Rev. A. Added 8-Lead LFCSP . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Universal Changes to General Description . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 Changes to Figure 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 Changes to VS = ±5V, VOCM = 0V Specifications . . . . . . . . . . . 3 Changes to VS = 5V, VOCM = 2.5V Specifications . . . . . . . . . . . 5 Changes to Table 4. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 Changes to Maximum Power Dissipation Section. . . . . . . . . . . 7 Changes to Figure 26 and Figure 29 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 Inserted Figure 39 and Figure 42 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 Changes to Figure 45 to Figure 47. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 Inserted Figure 48 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 Changes to Figure 52 and Figure 53 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 Changes to Figure 55 and Figure 56 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 Changes to Table 6. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 Changes to Voltage Gain Section . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 Changes to Driving a Capacitive Load Section . . . . . . . . . . . . 22 Changes to Ordering Guide . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 Updated Outline Dimensions . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 24 5/04—Revision 0: Initial Version ―2― REV. A AD8139 VS＝±5V、VOCM＝0V仕様 特に指定のない限り、25℃、差動ゲイン＝1、RL, dm＝1kΩ、RF＝RG＝200Ω。TMIN∼TMAX＝−40∼＋125℃。 表1 パラメータ 条件 Min Typ Max VO, dm＝0.1V p-p VO, dm＝2V p-p VO, dm＝0.1V p-p VO, dm＝2Vステップ VO, dm＝2Vステップ、CF＝2pF G＝2、VIN、dm＝12V p-p三角波 340 210 410 240 45 800 45 30 MHz MHz MHz V/µs ns ns 98 85 72 −90 2.25 2.1 dB dB dB dBc nV/ Hz pA/ Hz 単位 差動入力性能 動的性能 −3dB小信号帯域幅 −3dB大信号帯域幅 0.1dB平坦性を維持する帯域幅 スルーレート セトリング時間（0.01％に対して） オーバードライブ復帰時間 ノイズ／高調波性能 SFDR 3次IMD 入力電圧ノイズ 入力電流ノイズ VO, dm＝2V p-p、fC＝1MHz VO, dm＝2V p-p、fC＝5MHz VO, dm＝2V p-p、fC＝20MHz VO, dm＝2V p-p、fC＝10.05MHz±0.05MHz f＝100kHz f＝100kHz DC性能 入力オフセット電圧 入力オフセット電圧ドリフト 入力バイアス電流 入力オフセット電流 オープン・ループ・ゲイン 入力特性 入力同相電圧範囲 入力抵抗値 VIP＝VIN＝VOCM＝0V TMIN∼TMAX TMIN∼TMAX −500 入力容量 CMRR ∆VICM＝±1V DC、RF＝RG＝10kΩ 80 各シングルエンド出力、RF＝RG＝10kΩ 各シングルエンド出力、 RL, dm＝オープン回路、RF＝RG＝10kΩ 各シングルエンド出力 f＝1MHz −VS＋0.20 −VS＋0.15 出力電流 出力平衡誤差 ＋500 1.25 2.25 0.12 114 8.0 0.5 −4 差動 同相 同相 出力特性 出力電圧振幅 ±150 µV µV/℃ µA µA dB ＋4 V kΩ MΩ pF dB ＋VS−0.20 ＋VS−0.15 V V 600 1.5 1.2 84 100 −69 mA dB 515 250 1.000 MHz V/µs V/V VOCM∼VO, cmの電圧性能 VOCMの動的性能 −3dB帯域幅 スルーレート ゲイン VO, cm＝0.1V p-p VO, cm＝2V p-p 0.999 1.001 VOCMの入力特性 入力電圧範囲 入力抵抗値 入力オフセット電圧 入力電圧ノイズ 入力バイアス電流 CMRR REV. A −3.8 VOS, cm＝VO, cm−VOCM、VIP＝VIN＝VOCM＝0V f＝100kHz −900 ∆VOCM/∆VO, dm 、∆VOCM＝±1V 74 ―3― ＋3.8 3.5 ±300 3.5 1.3 88 ＋900 4.5 V MΩ µV nV/ Hz µA dB AD8139 パラメータ 電源 動作電圧範囲 無負荷時電源電流 ＋PSRR −PSRR Min 条件 Typ 4.5 ＋VSの変動＝±1V −VSの変動＝±1V 95 95 −40 動作温度範囲 ―4― 24.5 112 109 Max 単位 ±6 25.5 V mA dB dB ＋125 ℃ REV. A AD8139 VS＝5V、VOCM＝2.5V仕様 特に指定のない限り、25℃、差動ゲイン＝1、RL, dm＝1kΩ、RF＝RG＝200Ω。TMIN∼TMAX＝−40∼＋125℃。 表2 パラメータ 条件 Min Typ Max VO, dm＝0.1V p-p VO, dm＝2V p-p VO, dm＝0.1V p-p VO, dm＝2Vステップ VO, dm＝2Vステップ G＝2、VIN, dm＝7V p-p三角波 330 135 385 165 34 540 55 35 MHz MHz MHz V/µs ns ns 99 87 75 −87 2.25 2.1 dB dB dB dBc nV/ Hz pA/ Hz 単位 差動入力性能 動的性能 −3dB小信号帯域幅 −3dB大信号帯域幅 0.1dB平坦性を維持する帯域幅 スルーレート セトリング時間（0.01％に対して） オーバードライブ復帰時間 ノイズ／高調波性能 SFDR 3次IMD 入力電圧ノイズ 入力電流ノイズ VO, dm＝2V p-p、fC＝1MHz VO, dm＝2V p-p、fC＝5MHz、（RL＝800Ω） VO, dm＝2V p-p、fC＝20MHz、（RL＝800Ω） VO, dm＝2V p-p、fC＝10.05MHz±0.05MHz f＝100kHz f＝100kHz DC性能 入力オフセット電圧 入力オフセット電圧ドリフト 入力バイアス電流 入力オフセット電流 オープン・ループ・ゲイン 入力特性 入力同相電圧範囲 入力抵抗値 VIP＝VIN＝VOCM＝0V TMIN∼TMAX TMIN∼TMAX −500 入力容量 CMRR ∆VICM＝±1V DC、RF＝RG＝10kΩ 75 各シングルエンド出力、RF＝RG＝10kΩ 各シングルエンド出力、 RL, dm＝オープン回路、RF＝RG＝10kΩ 各シングルエンド出力 f＝1MHz −VS＋0.15 −VS＋0.10 出力電流 出力平衡誤差 ＋500 1.25 2.2 0.13 112 7.5 0.5 1 差動 同相 同相 出力特性 出力電圧振幅 ±150 µV µV/℃ µA µA dB 4 V kΩ MΩ pF dB ＋VS−0.15 ＋VS−0.10 V V 600 1.5 1.2 79 80 −70 mA dB 440 150 1.000 MHz V/µs V/V VOCM∼VO, cmの電圧性能 VOCMの動的性能 −3dB帯域幅 スルーレート ゲイン VO, cm＝0.1V p-p VO, cm＝2V p-p 0.999 1.001 VOCMの入力特性 入力電圧範囲 入力抵抗値 入力オフセット電圧 入力電圧ノイズ 入力バイアス電流 CMRR REV. A 1.0 VOS, cm ＝VO, cm −VOCM、VIP＝VIN＝VOCM＝2.5V f＝100kHz −1.0 ∆VOCM/∆VO(dm)、∆VOCM＝±1V 67 ―5― 3.8 3.5 ±0.45 3.5 1.3 79 ＋1.0 4.2 V MΩ mV nV/ Hz µA dB AD8139 パラメータ 電源 動作電圧範囲 無負荷時電源電流 ＋PSRR −PSRR Min 条件 Typ ＋4.5 ＋VSの変動＝±1V −VSの変動＝±1V 86 92 −40 動作温度範囲 ―6― 21.5 97 105 Max 単位 ±6 22.5 V mA dB dB ＋125 ℃ REV. A AD8139 絶対最大定格 表3 パラメータ 定格値 電源電圧 12V ±VS 図3を参照 ±VS −65∼＋125℃ −40∼＋125℃ 300℃ VOCM 消費電力 入力同相電圧 保存温度 動作温度範囲 リード温度範囲 （ハンダ付け、10秒） ジャンクション温度 パッケージ内部で消費される電力（PD）は、すべての出力に対 する負荷の駆動によってパッケージ内部で消費される電力と無 負荷時の消費電力を加えた合計値です。無負荷時の電力は、電 源ピン上の電圧（VS）に無負荷時電源電流（IS）を乗じた値の 範囲内にあります。負荷電流は、負荷に流れる差動電流と同相 電流、および外部の帰還ネットワークと内部の同相帰還ループ を通過して流れる電流で構成されます。同相帰還ループに使用 する内部抵抗タップにより、出力に1kΩの差動負荷がかかりま す。AC信号を扱う場合は、RMS出力電圧に配慮する必要があ ります。 150℃ θJAは気流によって低下しますが、そのほかに金属製のパターン 配線、スルーホール、グラウンド、電源プレーンがパッケージ のピンに直接接触する割合が高くなることによっても、θJAが低 下します。 絶対最大定格を超えるストレスを加えると、デバイスに恒久的 な損傷を与えることがあります。この規定はストレス定格のみ を指定するものであり、この仕様の動作セクションに記載する 規定値以上でのデバイス動作を定めたものではありません。デ バイスを長時間絶対最大定格状態に置くと、デバイスの信頼性 に影響を与えることがあります。 図3 に、周囲温度に対するパッケージの最大安全消費電力の特 性を示します。これは、JEDEC規格に適合する4層の回路基板 に露出パドル（EP）付きの8ピンSOICパッケージ（θJA＝70℃/W）、 またはLFCSP（θJA＝70℃/W）を実装した場合で、θJAは概算値 です。 熱抵抗値 θJAは、最悪時の条件、すなわち回路基板に表面実装パッケージ をハンダ付けした状態で規定しています。 4.0 表4. 熱抵抗値 3.5 パッケージのタイプ θJA 単位 EP/4層付きの8ピンSOIC LFCSP/4層 70 70 ℃/W ℃/W 最大消費電力（W） 3.0 最大消費電力 AD8139のパッケージの最大安全消費電力は、ダイ上のジャン クション温度（TJ）が電力に伴って上昇することによって制限 されます。ガラス遷移温度である約150℃で、プラスチックの 2.5 2.0 1.5 SOIC およびLFCSP 特性が変化します。この温度限界値を一時的に超過しても、 パッケージがダイに加える応力が変化し、AD8139のパラメー タ性能が恒久的に変化します。長時間にわたりジャンクション 温度が175℃を超えると、シリコン・デバイスの特性が変化し、 動作不良が生じる可能性が高くなります。 04679-0-055 1.0 0.5 0 –40 –20 0 図3. 60 80 100 120 4層の回路基板を使用した場合の最大消費電力の温度特性 ESD（静電放電）の影響を受けやすいデバイスです。人体や試験機器には4000Vもの高圧の静 電気が容易に蓄積され、検知されないまま放電されることがあります。本製品は当社独自の ESD保護回路を内蔵してはいますが、デバイスが高エネルギーの静電放電を被った場合、回復 不能の損傷を生じる可能性があります。したがって、性能劣化や機能低下を防止するため、 ESDに対する適切な予防措置を講じることをお勧めします。 ―7― 40 周囲温度（℃） 注意 REV. A 20 AD8139 ピン配置とピン機能の説明 8 +IN V OCM 2 7 NC V+ 3 6 V– +OUT 4 5 –OUT NC = 接続なし 図4. 表5. 04679-0-003 AD8139 –IN 1 ピン配置 ピン機能の説明 ピン番号 名称 説明 1 –IN 反転入力 2 VOCM アンプの動作の直線性が維持されていれば、内部帰還ループが出力同相電圧をVOCMピンに印加される電 圧に等しくなるように駆動します。 3 V+ 正の電源電圧 4 +OUT 正側の差動出力 5 –OUT 負側の差動出力 6 V– 負の電源電圧 7 NC 内部接続はありません 8 +IN 非反転入力 RF 50Ω CF RG = 200Ω 60.4Ω V TEST V OCM RL, dm = 1kΩ AD8139 RG = 200Ω テスト 信号源 – V O, dm + 04679-0-072 60.4Ω CF 50Ω RF 図5. 基本的なテスト回路 RF = 200Ω RS RG = 200Ω 60.4Ω V TEST V OCM CL, dm AD8139 60.4Ω テスト 信号源 RG = 200Ω RS 50Ω RF = 200Ω 図6. – RL, dm V O, dm + 04679-0-075 50Ω 容量性負荷のテスト回路（G＝＋1） ―8― REV. A AD8139 代表的な性能特性 特に指定のない限り、差動ゲイン＝1、RG＝RF＝200、RL, dm＝1kΩ、VS＝±5V、TA＝25℃、VOCM＝0V。各パラメータについては、 図5の「基本的なテスト回路」を参照してください。 2 2 正規化されたクローズド・ループ・ゲイン （dB） G=2 –2 –3 –4 –5 G=5 –6 –7 G = 10 –8 –9 –10 R G = 200Ω V O, dm = 0.1V p-p –13 1 10 100 G=5 –2 –3 –4 –5 –6 G = 10 –7 –8 –9 –10 –11 R G = 200Ω V O, dm = 2.0V p-p –12 –13 1 1000 10 図10. さまざまなゲインでの小信号周波数応答性 5 1 1 0 V S = ±5V –1 –2 –3 –4 –5 –6 –7 –8 V O, dm = 0.1V p-p –10 10 0 クローズド・ループ・ゲイン （dB） 2 04679-0-005 クローズド・ループ・ゲイン （dB） さまざまなゲインでの大信号周波数応答性 2 V S = +5V 3 100 –1 –2 V S = ±5V –3 –4 V S = +5V –5 –6 –7 –8 –9 –10 –11 V O, dm = 2.0V p-p –12 10 1000 100 周波数（MHz） 図8. 3 3 +85°C クローズド・ループ・ゲイン （dB） –1 –2 –3 –4 –40°C –6 –7 –8 –9 –10 V O, dm = 0.1V p-p –12 10 +25°C 100 +125°C 0 –1 –2 –3 –4 –5 –6 –7 –8 –9 –40°C –10 –11 REV. A +25°C V O, dm = 2.0V p-p –12 10 1000 周波数（MHz） 図9. +85°C 1 0 –5 さまざまな電源での大信号周波数応答性 2 04679-0-006 クローズド・ループ・ゲイン （dB） 図11. +125°C 1 1000 周波数（MHz） さまざまな電源での小信号周波数応答性 2 –11 1000 3 4 –9 100 周波数（MHz） 周波数（MHz） 図7. G=2 04679-0-008 –12 –1 100 1000 周波数（MHz） 図12. さまざまな温度での小信号周波数応答性 ―9― 04679-0-009 –11 0 04679-0-007 0 –1 G=1 1 G=1 04679-0-004 正規化されたクローズド・ループ・ゲイン （dB） 1 さまざまな温度での大信号周波数応答性 AD8139 3 RL = 200Ω 2 RL = 100Ω 0 0 –1 クローズド・ループ・ゲイン （dB） 1 –1 –2 RL = 500Ω –3 RL = 100Ω 1 –4 –5 –6 –7 –8 RL = 500Ω –2 –3 –4 –5 –6 –7 –8 RL = 1kΩ –9 –10 RL = 1kΩ 100 –11 –12 V O, dm = 2.0V p-p –13 10 1000 3 クローズド・ループ・ゲイン （dB） –2 CF = 2pF –4 –5 –6 –7 –8 04679-0-011 –9 –10 –11 V O, dm = 0.1V p-p –12 10 100 –1 –2 CF = 2pF –3 –4 –5 –6 –7 –8 –9 –10 –11 –12 V O, dm = 2.0V p-p –13 10 1000 100 周波数（MHz） さまざまなCFでの小信号周波数応答性 6 V OCM = +4.3V 5 正規化されたクローズド・ループ・ゲイン （dB） 3 V OCM = –4V 2 1 0 V OCM = 0V –1 –2 –3 –4 –5 –6 –7 –8 V O, dm = 0.1V p-p –9 10 100 RL = 100´Ω (V O, dm = 0.1V p-p) 0.4 RL = 100Ω (V O, dm = 2.0V p-p) 0.3 RL = 1kΩ (V O, dm = 2.0V p-p) 0.2 0.1 RL = 1kΩ (V O, dm = 0.1V p-p) 0 –0.1 –0.2 –0.3 –0.4 –0.5 1 1000 10 100 周波数（Hz） 周波数（MHz） 図15. さまざまなCFでの大信号周波数応答性 0.5 V OCM = +4V 04679-0-012 クローズド・ループ・ゲイン （dB） 図17. V OCM = –4.3V 4 1000 周波数（MHz） 04679-0-042 図14. CF = 1pF 0 –1 –3 CF = 0pF 1 CF = 1pF 0 さまざまな負荷での大信号周波数応答性 2 CF = 0pF 1 クローズド・ループ・ゲイン （dB） 図16. さまざまな負荷での小信号周波数応答性 2 1000 周波数（Hz） 周波数（Hz） 図13. RL = 200Ω 100 04679-0-014 –11 V O, dm = 0.1V p-p –12 10 04679-0-041 –10 –9 04679-0-040 クローズド・ループ・ゲイン （dB） 2 さまざまなVOCMでの小信号周波数応答性 図18. さまざまな負荷および出力振幅に対する 0.1dB平坦性 ― 10 ― REV. A AD8139 –30 –30 V O, dm = 2.0V p-p –40 –40 –50 –50 –60 –60 –80 V S = +5V –90 –70 V S = ±5V –80 –90 –100 –100 –110 –110 –120 –130 0.1 1 10 V S = +5V 04679-0-018 歪み（dBc） V S = ±5V –70 04679-0-015 歪み（dBc） V O, dm = 2.0V p-p –120 –130 0.1 100 1 周波数（MHz） 図19. 周波数および電源電圧 対 2次高調波歪み 図22. –30 –40 10 100 周波数（MHz） 周波数および電源電圧 対 3次高調波歪み –30 V O, dm = 2.0V p-p –40 –50 V O, dm = 2.0V p-p –50 –60 –60 G=1 –70 –80 歪み（dB） 歪み（dB） –70 G=5 –90 –100 –80 –90 –100 G=2 –120 –130 –140 0.1 1 10 G=1 G=2 –130 G=5 –140 0.1 100 1 周波数（MHz） 図20. 04679-0-019 –110 –120 04679-0-016 –110 10 100 周波数（MHz） 周波数およびゲイン 対 2次高調波歪み 図23. –30 周波数およびゲイン 対 3次高調波歪み –30 V O, dm = 2.0V p-p V O, dm = 2.0V p-p –40 –40 –50 –50 RL = 100Ω –60 RL = 100Ω –70 RL = 200Ω 歪み（dBc） 歪み（dBc） –60 RL = 200Ω –80 –90 –70 –80 –90 RL = 500Ω –100 RL = 1kΩ RL = 500Ω –110 04679-0-017 –110 –120 –130 0.1 1 10 –120 RL = 1kΩ –130 0.1 100 1 周波数（MHz） 図21. REV. A 10 周波数（MHz） 周波数および負荷 対 2次高調波歪み 図24. ― 11 ― 周波数および負荷 対 3次高調波歪み 04679-0-020 –100 100 AD8139 –30 –30 V O, dm = 2.0V p-p –40 –40 –50 –50 –60 –60 –70 歪み（dBc） RF = 200Ω –80 RF = 500Ω –90 –70 –80 –90 RF = 200Ω –100 –110 04679-0-021 –110 RF = 1kΩ –120 –130 0.1 1 10 RF = 1kΩ –120 RF = 500Ω –130 0.1 100 1 10 周波数（MHz） 図25. 周波数およびRF 対 2次高調波歪み 図28. 周波数およびRF 対 3次高調波歪み –80 FC = 2MHz FC = 2MHz V S = ±5V –90 –90 V S = +5V V S = +5V –100 –110 –120 V S = ±5V –110 –120 –130 –140 –140 04679-0-022 –130 –150 0 1 2 3 4 5 6 7 04679-0-025 歪み（dBc） –100 歪み（dBc） 100 周波数（MHz） –80 –150 0 8 1 2 3 図26. 出力振幅 対 2次高調波歪み 図29. –60 5 6 7 8 出力振幅 対 3次高調波歪み –60 V O, dm = 2V p-p FC = 2MHz V O, dm = 2V p-p FC = 2MHz –70 –80 –80 歪み（dBc） –70 –90 4 VO, dm（V p-p） VO, dm（V p-p） 2次高調波 –100 –110 –90 2次高調波 –100 –110 –120 04679-0-023 歪み（dBc） 04679-0-024 –100 3次高調波 –130 0 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 –120 3次高調波 –130 –5 5.0 –4 –3 VOCM（V） 図27. 04679-0-026 歪み（dBc） V O, dm = 2.0V p-p –2 –1 0 1 2 3 4 5 VOCM（V） VOCM 対 高調波歪み（VS＝＋5V） 図30. ― 12 ― VOCM 対 高調波歪み（VS＝±5V） REV. A AD8139 100 2.5 V O, dm = 100mV p-p CF = 0pF 4V p-p 2.0 75 CF = 2pF 1.5 CF = 0pF 25 CF = 0pF (C F = 0pF, V S = ±5V) 1.0 V O, dm (C F = 2pF, V S = ±5V) VO, dm（V） VO, dm（V） 50 0 –25 CF = 2pF 0.5 2V p-p 0 –0.5 –1.0 –50 –100 –2.0 5ns/DIV –2.5 時間（ns） 図31. 0.100 04679-0-044 5ns/DIV 04679-0-043 –1.5 –75 時間（ns） さまざまなCFに対する小信号過渡応答性 図34. さまざまなCFに対する大信号過渡応答性 1.5 RS = 31.6Ω CL, dm = 30pF RS = 63.4Ω CL, dm = 15pF 0.075 1.0 0.050 RS = 31.6Ω CL, dm = 30pF RS = 63.4Ω CL, dm = 15pF VO, dm（V） VO, dm（V） 0.5 0.025 0 0 –0.025 –0.5 5ns/DIV –1.5 時間（ns） 時間（ns） CF = 2pF V O, dm = 2.0V p-p 1.0 400 0.5 200 0 0 誤差 –0.5 –200 V O, dm –400 –1.0 35ns/DIV V IN –1.5 –600 9.95 10.05 10.15 10.25 10.35 10.45 10.55 時間（ns） 周波数（MHz） 図33. REV. A 600 図36. 相互変調歪み ― 13 ― セトリング時間（0.01％） 誤差（µV）1DIV＝0.01% 1.5 振幅（V） 5 0 V O, dm = 2V p-p –5 FC1 = 10MHz –10 FC2 = 10.1MHz –15 –20 –25 –30 –35 –40 –45 –50 –55 –60 –65 –70 –75 –80 –85 –90 –95 –100 9.55 9.65 9.75 9.85 図35. さまざまな容量性負荷に対する 大信号過渡応答性 04679-0-027 正規化された出力（dBc） 図32. さまざまな容量性負荷に対する 小信号過渡応答性 04679-0-034 5ns/DIV –0.100 –1.0 04679-0-064 –0.075 04679-0-065 –0.050 AD8139 1.5 6 ±5V 5 4 +5V VOCM（V） 0.5 0 –0.5 –1.0 10ns/DIV –1.5 04679-0-069 V O, cm = 2V p-p V IN, dm = 0V V S = +5V 3 2 1 0 V O, cm = 0.1V p-p –1 –2 V S = ±5V –3 –4 –5 –6 –7 V S = +5V –8 –9 10 時間（ns） V S = ±5V V O, cm = 2.0V p-p 04679-0-038 クローズド・ループ・ゲイン （dB） 1.0 100 1000 周波数（MHz） VOCMの大信号過渡応答性 図40. 0 0 –10 –20 –20 VOCM CMRR（dB） V IN, cm = 0.2V p-p –10 入力CMRR = ∆V O, cm /∆V IN, cm CMRR（dB） –30 –40 RF = RG = 10kΩ –50 –60 RF = RG = 200Ω –80 –90 1 10 V O, cm = 0.2V p-p V OCM CMRR = ∆V O, dm/∆V O, cm –30 –40 –50 –60 –70 04679-0-066 –70 さまざまな電源でのVOCMの周波数応答性 100 04679-0-045 図37. –80 –90 500 1 10 周波数（MHz） 図38. CMRRの周波数特性 図41. VOCM CMRRの周波数特性 100 1k 10k 100k 1M 10M 100M 10 1 10 1G 04679-0-080 VOCMノイズ（nV/ Hz） 10 04679-0-079 入力電圧ノイズ（nV/ Hz） 500 100 100 1 10 100 周波数（MHz） 100 1k 図39. 10k 100k 1M 10M 100M 1G 周波数（Hz） 周波数（Hz） 図42. 入力電圧ノイズの周波数特性 ― 14 ― VOCM電圧ノイズの周波数特性 REV. A AD8139 0 14 RL, dm = 1kΩ –10 PSRR = ∆V O, dm/ ∆V S 2 × V IN, dm G=2 12 10 –20 8 –30 6 V O, dm 電圧（V） PSRR（dB） 4 –40 –PSRR –50 +PSRR –60 2 0 –2 –4 –70 –6 04679-0-047 –10 –90 –100 1 10 100 –12 50ns/DIV –14 500 04679-0-046 –8 –80 時間（ns） 周波数（MHz） 図43. PSRRの周波数特性 図46. 100 0 V S = +5V V O, dm = 1V p-p 出力平衡 = ∆V O, cm/ ∆V O, dm –10 –20 10 V S = ±5V 出力平衡（dB） 1 –30 –40 –50 –60 04679-0-028 0.1 0.01 0.1 1 10 100 04679-0-067 –70 –80 1 1000 10 周波数（MHz） 図44. シングルエンド出力インピーダンスの 周波数特性 図47. 出力平衡の周波数特性 –50 V S = ±5V G = 1 (R F = RG = 200Ω) RL, dm = 1kΩ 250 300 電源レールからのVOP（mV） 400 V S+ – V OP 200 100 V S = ±5V V S = +5V –100 –200 V ON – V S– –300 –400 –100 V S+ – V OP 200 –150 150 –200 V ON – V S– 100 –500 –600 –700 100 1k 50 –40 10k 0 抵抗性負荷（Ω） 図45. –250 –300 –20 20 40 60 80 100 温度（℃） 図48. 出力負荷 対 出力飽和電圧 ― 15 ― 電源レールからのVON（mV） 500 REV. A 500 300 600 04679-0-068 電源レールからのシングルエンド出力振幅（mV） 700 0 100 周波数（MHz） 出力飽和電圧の温度特性 120 04679-0-077 出力インピーダンス（Ω） オーバードライブ復帰特性 AD8139 26 170 3.0 V S = ±5V IOS 25 145 2.0 120 電源電流（mA） IBIAS IOS（nA） IBIAS（µA） 2.5 24 23 V S = +5V 22 1.5 95 0 20 40 60 80 100 20 –40 120 04679-0-060 70 –20 04679-0-062 1.0 –40 21 –20 0 20 温度（℃） 図49. 入力バイアス電流と入力オフセット電流 の温度特性 図52. 80 100 120 電源電流の温度特性 600 8 V OS, cm 6 250 400 200 200 V S = +5V 2 0 –2 –4 04679-0-073 –6 –8 –10 –5 –4 –3 –2 –1 0 1 2 3 4 150 0 V OS, dm 100 –200 50 –400 0 –40 5 –600 –20 0 20 図53. 入力同相電圧 対 入力バイアス電流 5 80 100 120 オフセット電圧の温度特性 50 4 カウント = 350 45 平均 = –50µV 標準偏差 = 100µV V S = ±2.5V 3 40 2 35 V S = ±5V 1 25 20 –2 15 –3 10 04679-0-048 –1 –4 –3 –2 –1 0 1 2 3 4 5 0 5 –500 –450 –400 –350 –300 –250 –200 –150 –100 –50 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 500 –4 04679-0-071 周波数 30 0 –5 –5 60 温度（℃） VACM（V） 図50. 40 04679-0-061 4 VOS, dm（µV） V S = ±5V VOS, dm（µV） 入力バイアス電流（µA） 60 300 10 VOUT, cm（V） 40 温度（℃） VOCM（V） 図51. VOS, dm（µV） VOCM入力電圧 対 VOUT, cm 図54. ― 16 ― VOS, dmの分布 REV. A AD8139 6 1.7 1.6 4 1.5 V S = ±5V VOCM電流（µA） 1.3 1.2 1.1 0 –2 1.0 0.9 –4 04679-0-063 0.8 0.7 –40 V S = +5V 2 –20 0 20 40 60 80 100 –6 –5 120 04679-0-074 IVOCM（µA） 1.4 –4 REV. A –2 –1 0 1 2 3 4 VOCM（V） 温度（℃） 図55. –3 VOCMバイアス電流の温度特性 図56. ― 17 ― VOCM入力電圧 対 VOCMバイアス電流 5 AD8139 動作理論 AD8139 は 、 ア ナ ロ グ ・ デ バ イ セ ズ の 第 2 世 代 eXtra Fast Complementary Bipolar （XFCB：超高速相補型バイポーラ） プロセスで製造された高速、低ノイズの差動アンプです。この アンプは、差動またはシングルエンドの入力信号に応答して、 高精度に平衡した2 つの差動出力を供給するように設計されて います。従来の電圧帰還型オペアンプと同じように、外部抵抗 によって差動ゲインを設定します。出力電圧の同相レベルは VOCMピンの電圧によって設定し、入力同相電圧に依存していま せん。AD8139には、高速スルーレート、低ノイズ、低歪みの 動作のためのHブリッジ入力段と、ダイナミック出力レンジを 最大限に拡張するレールtoレール出力段があります。差動入力 を備えた最新型高分解能ADCを利用するために必要なシングル エンド／差動変換は、これらの機能によって簡単に実現できま す。 代表的な接続と用語の定義 図 57 に、マッチングした R F /R G ネットワークを外付けした AD8139の代表的な接続を示します。AD8139の差動入力端子 V A P と V A N をサミング・ジャンクションとして使用します。 VOCM端子に加えられる外部リファレンス電圧によって、出力同 相電圧を設定します。V OP とV ON の2 本の出力端子上の電圧は、 1つの入力信号に対応して平衡を保ちながらそれぞれ反対の方 向に移動します。 CF 帰還係数を互いに等しくする必要もありません。低周波数の出 力平衡は内部の分圧器のミスマッチングによって最終的に制限 されますが、このミスマッチングは最適な性能を実現するため に調整されています。 出力平衡を測定するには、マッチングの優れた抵抗分圧器を差 動電圧出力の間に接続し、この分圧器のミッドポイント信号を 差動出力の振幅と比較します。以下の式に示すように、出力平 衡は出力同相電圧の変化の大きさを出力差動電圧の変化の大き さで割った値になります。 出力平衡＝ ∆VO, cm （ 3） ∆VO, dm 図 58 の AD8139 のブロック図には、外部の差動帰還ループ （RF/RGネットワークと差動入力のトランスコンダクタンス・ア ンプGDIFF）と内部の同相帰還ループ（VOPとVONの分圧器およ び同相入力のトランスコンダクタンス・アンプGCM）を示して います。差動負帰還は、サミング・ジャンクション V AN と V AP の電圧をこの2つが基本的に等しくなるように駆動します。 VAN＝VAP （4） 同相帰還ループは、2つの500Ω抵抗のミッドポイントでサンプ リングされる出力同相電圧が、VOCM端子で設定される電圧と等 しくなるように駆動します。これによって、以下の式が成立し ます。 RF V AP V OCM V IN V ON + AD8139 RG V AN V OP – – VOP＝VOCM ＋ RL, dm V O, dm + 図57. （5） VO, dm 2 （6） および 04679-0-050 RF CF VO, dm 2 VON＝VOCM − V IN 代表的な接続 RG RF 10pF 差動出力電圧は、以下の式によって表すことができます。 VO, dm＝VOP−VON + GO V OP 500Ω （1） V AN 電源中央値 GCM GDIFF 500Ω V AP V OCM 同相電圧は、2つの電圧を平均した電圧です。出力同相電圧は、 以下の式によって表すことができます。 GO V ON + VO, cm＝ VOP＋VON 2 （2） 10pF V IP 出力平衡 出力平衡は、VOPとVONの振幅がどの程度良好にマッチングして いるか、また2つの位相がどの程度の精度で180°ずれているか を判断するための目安になります。出力同相電圧の信号成分を ゼロの方向に強制的に設定する内部同相帰還ループであるた め、振幅が同じで、位相が正確に180°異なっている、ほぼ完 全に平衡した差動出力が得られます。出力平衡性能のためにそ れほどマッチングした部品を使用しなくてもすみ、各ループの ― 18 ― RG RF 図58. 04679-0-051 V IP RG ブロック図 REV. A AD8139 アプリケーション 各RFに由来するノイズ成分は、以下の式で求めることができます。 マッチングされた帰還ネットワークによる ノイズ、ゲイン、帯域幅の概算 Vo_n4＝ 4kTRF 出力ノイズ電圧の概算 出力ノイズの合計値は、互いに依存していないいくつかの信号 源のノイズの2 乗和平方根の合計値に相当します。信号源が互 いに依存していないため、各信号源のノイズ成分を別々に2 乗 和平方根の計算に入れる必要があります。表6 に、さまざまな クローズド・ループ・ゲインに対する推奨抵抗値と、帯域幅と 出力差動電圧ノイズの概算値を示します。大部分のアプリケー ションにおいて、1％の抵抗で十分です。 電圧ゲイン シングルエンド入力差動出力構成のノード電圧の特性は、すで に説明した定義から導出できます。図 54 （ C F ＝ 0 ）を参照し、 VIN＝0に設定すると、以下の式が得られます。 表6. さまざまなクローズド・ループ・ゲインに対する 推奨抵抗値と概算合計出力ノイズ ゲイン R（ G Ω） R（ F Ω） 3dB帯域幅 （MHz） 1 200 200 400 5.8 2 200 400 160 9.3 5 200 1k 53 19.7 10 200 2k 26 37 合計出力ノイズ （nV/ Hz ） RG VAN＝VAP＝VOP R + R F G （12） （13） G （7） 入力信号をV IN に印加し、V IP ＝ 0 を設定するだけで、ゲインが 同じ反転構成になります。平衡した差動入力の場合には、VIN, dm から V O , d m までのゲインも R F /R G に等しくなります。ここで VIN, dm＝VIP−VINです。 帰還係数の使用 差動アンプを使用する場合は、帰還係数βを利用すると便利で す。これは、以下のように定義できます。 β＝ ここで、vnは入力換算の差動電圧ノイズです。この式は、従来 のオペアンプのものと同じです。 各入力の入力電流ノイズに由来する成分は、以下の式で求める ことができます。 （8） ここで、inは1つの入力の入力ノイズ電流です。2つの入力電流 は統計上独立したプロセスになるため、各入力を別々に扱う必 要があります。 各RGに由来するノイズ成分は、以下の式で求めることができます。 R Vo_n3＝ 4kTRG R F G （11） RF VOP−VON＝VO, dm＝ R Vi 入力電圧ノイズのスペクトル密度に由来するノイズ成分は、以 下の式で求めることができます。 Vo_n2＝in (RF) VIP−VAP VAP−VON RG ＝ RF この2つの式を計算し、VIPをViに設定すると、VO, dm /Viのゲイン 関係式が得られます。 差動出力電圧ノイズには、AD8139の入力電圧ノイズと入力電 流ノイズの成分のほか、外部帰還ネットワークから生じるノイ ズ成分が含まれます。 RF Vo_n1＝vn 1+ R またはvn /β G （10） （14） 帰還係数βは従来の帰還解析に矛盾することなく、特に2つの帰 還ループがマッチングしないときに用いると非常に便利です。 入力同相電圧 V AN とV AP の各端子の直線性の範囲は、正または負の電源レー ルの約1V以内まで拡張されています。基本的にVANとVAPは互 いに等しいため、ともにアンプの入力同相電圧に等しい値にな ります。その電圧範囲は、仕様の表に入力同相電圧範囲として 記載されています。図57 の接続図のV AN とV AP の電圧は、以下 の式で表すことができます。 VAN＝VAP＝VACM＝ （ 9） この結果は、各RGに差動ゲイン値を乗じた熱ノイズということ がわかります。 RG RF＋RG (V V ) RF RG × IP + IN + ×VOCM RF + RG RF + RG 2 （15） ここで、VACMはアンプの入力端子上に存在する同相電圧です。 βを用いると、式15は次のように書き表すことができます。 REV. A ― 19 ― AD8139 VACM＝β VOCM＋ （1−β）VICM （16） あるいは VACM＝VICM＋β（VOCM −VICM ） シングルエンド信号の場合には（たとえば、V IN がグラウンド に接続され、入力信号がVIPを駆動する場合）、入力インピーダ ンスは以下のようになります。 （17） RIN＝ ここで、VICMは入力信号の同相電圧です。これは、次の式で求 めることができます。 従来の反転型オペアンプ構成の場合の入力インピーダンスは単 に R G になりますが、式 19 では、差動出力電圧の一部がサミン グ・ジャンクション V AN と V AP に現れるために、入力インピー ダンスがこれより大きくなります。差動出力電圧は入力抵抗RG をまたがる電圧を部分的にブートストラップし、入力抵抗値を 増大させます。 VIP＋VIN 2 正しい動作のためには、VANとVAPの電圧をそれぞれの直線性の 範囲内に維持する必要があります。 入力インピーダンスの計算 図57に示す回路の入力インピーダンスは、シングルエンドまた 入力同相振幅に関する考慮事項 単電源電圧を使用する一部のシングルエンド／差動変換アプリ ケーションでは、入力同相電圧VACMの振幅に注意する必要があ ります。 は差動のいずれの信号源でアンプを駆動しているかによって異 なります。差動入力信号が平衡している場合、差動入力イン ピーダンス（RIN, dm）は次のような単純なものになります。 RIN, dm＝2RG （19） （18） VINの振幅がグラウンドのベースラインを基準として5Vp-pであ り、VREFがグラウンドに接続されている図59の場合を考えてみ ましょう。 5V 0.1µF 324Ω 200Ω +2.5V GND –2.5V 2.5V V OCM 2 2.7nF 5 + AVDD DVDD IN– AD8139 – 0.1µF 15Ω 3 8 1 V IN 20Ω 0.1ΩF AD7674 4 6 V REF 200Ω 324Ω 15Ω 2.7nF IN+ DGND AGND REFGND REF REFBUFIN PDBUF 47µF V ACM (V REF = 0) 図59. +1.7V +0.95V +0.2V 0.1µF ADR431 2.5V リファレンス 04679-0-052 VICM ＝ RG RF 1– 2(RG + RF ) 18ビット、800kSPSのADC、AD7674を駆動するAD8139 ― 20 ― REV. A AD8139 この回路では、差動ゲインが1.6で、β＝0.38です。VICMの振幅 は2.5Vp-pであり、グラウンドを基準にしています。式16の解 から、AD8139の入力同相電圧VACMの振幅は、0.95Vのベース ラインを基準とする 1.5Vp-p の信号になります。この場合、 VACMが負の方向に移動する最大の電位は0.2Vであり、入力同相 電圧の下限値を超えてしまいます。 この計算では、4 を超えるゲインを得るための条件として、ア ンプのループに対して最小90°の位相マージンを仮定していま す。ゲインを低くすると、位相マージンの低下に伴って発生す るピーキングによって、帯域幅は計算した予想値よりも大きく なります。 入力同相振幅の制限を超えないようにする1つの方法は、VINと VREFを電源中央値にバイアスすることです。この場合、VINの振 幅は 2.5V のベースラインを基準とする 5Vp-p の信号になり、 VREFはインピーダンスの低い2.5Vの信号源に接続します。VICM の振幅は、2.5Vを基準とする2.5Vp-pの信号になります。式17 の解を利用すると、VOCM＝VICMであるため、VACMはVICMに等し くなります。したがって、VACMの振幅は1.25∼3.75Vの範囲に なり、AD8139の入力同相電圧の制限内に十分入ります。この 例で確認できるもう1つの利点は、VOCM＝VACM＝VICMであるた め、同相電流を浪費しないという点です。図60に、インピーダ ンスの低いバイアス電圧を供給する方法を示します。高精度の リファレンスを使用する必要がない場合は、簡単な構成の分圧 器だけで、十分にバッファ入力電圧を生成できます。 AD8139で発生する主要な差動出力オフセット誤差は、主に3つ の誤差源に由来します。すなわち、入力オフセット電圧、帰還 ネットワークの抵抗値と相互作用する V AN と V AP の入力電流間 のオフセット、帰還ネットワークのマッチング誤差に関連して 発生する入力および出力同相電圧間の DC 電圧差に起因するオ フセットです。 5V 0.1µF V OCM V IN 0∼5V 2 Vo_e2＝IIO – Vo_e3＝∆enr×（VICM−VOCM） – 差動オフセット誤差全体の値は、上記3 つの誤差源を合計した 値になります。 帰還ネットワークのミスマッチングによるその他の影響 内部同相帰還ネットワークは、RF/RGの帰還ネットワークにミ 低インピーダンスの2.5Vバッファ 入力同相振幅の制限を超えないようにするもう1 つの方法とし て、AD8139にデュアル電源を使用する方法があります。この 場合は、バイアス回路は不要となります。 クローズド・ループ・ゲインと帯域幅の関係 AD8139の3dB帯域幅は、従来の電圧帰還型オペアンプと同様、 クローズド・ループ・ゲインを高くすると、それに反比例して 低下します。クローズド・ループ・ゲインが4 よりも大きい場 合、特定のゲインで得られる帯域幅は以下の式で計算できま す。 RG ƒ–3dB , VO, dm＝ R ＋R ×（300MHz） G F （23） ここで、∆enrは2個の帰還抵抗間のわずかなミスマッチ誤差です。 ADR431 2.5V リファレンス 04679-0-053 + AD8031 スマッチングが生じていても、強制的に出力電圧を平衡状態に 保ちます。しかし、この場合、帰還ネットワークのミスマッチ ングに比例してゲイン誤差が生じます。 従来のオペアンプを使用した4 つの抵抗による差動アンプの場 合とまったく同じように、外部抵抗比にマッチング誤差がある と、VANとVINの入力端子の同相信号を除去する能力が低下しま す。さらに、抵抗比のマッチング誤差にともなって、差動出力 成分（VOCM入力電圧に帰還係数（β）同士の差を乗じた値）が 生じます。1 ％の抵抗を使用する大部分のアプリケーションで は、この成分は出力の差動 DC オフセット値に相当するため、 無視できるほどの小さい値です。 （20） （300MHz）とすることもできます。 あるいは、β REV. A （22） 3番目の誤差電圧は、以下の式で求めることができます。 324Ω 0.1µF 図60. RF + RG RG RF （RF） RF + RG ＝IIO RG ここで、IIOは2つの入力バイアス電流間のオフセットです。 4 AD7674 REFBUFINへ + （21） AD8139 5V 0.1µF RF + RG RG またはVIO / β ここで、 V IO は入力オフセット電圧です。 AD8139 の入力オフ セット電圧はレーザー・トリミングされており、決して500µV を超えることはありません。 5 + 6 10µF Vo_e1＝VIO 3 8 1 200Ω 最初の出力誤差成分は、以下の式で求めることができます。 2番目の誤差は、以下の式で求めることができます。 324Ω 200Ω DC誤差の概算 ― 21 ― AD8139 容量性負荷の駆動 5 RS = 30.1Ω 4 CL = 15pF 3 2 1 0 –1 –2 RS = 60.4Ω –3 CL = 15pF –4 –5 –6 –7 RS = 60.4Ω –8 CL = 5pF –9 V S = ±5V –10 = 0.1V p-p V –11 GO,= dm 1 (R F = RG = 200Ω) –12 R L, dm = 1kΩ –13 10M 100M RS = 30.1Ω CL = 5pF ります。アナログ信号のアプリケーションでは、一般にマッチ ングのとれた終端抵抗を負荷に近接した伝送ラインの終端部に 配置します。ここでは、AD8139のシングルエンド入力を正し く終端する方法について説明します。 AD8139の入力回路による入力抵抗は終端抵抗と並列と考える ことができるため、その負荷の影響を考慮に入れる必要があり ます。さらに、ドライバのテブナン等価回路、その信号源抵抗 値、終端抵抗値もすべて計算に入れなければなりません。この 問題を的確に解決するにはいくつかの代数式を同時に解く必要 があり、本データシートの範囲を超えています。反復法による 解決も可能であり、特に標準的な抵抗値が一般に使用されると いうことを考えれば、このほうが簡単な方法といえます。 図62に、14ビット高速ADCのAD6645を駆動するAD8139のユ ニティ・ゲイン構成回路を示し、50Ωの環境で正しい終端を行う 方法について説明します。 RS = 0Ω CL, dm = 0pF AD8139回路の268Ωの入力抵抗（式19を使用して計算）と並 列に終端抵抗RTを接続することによって、信号源から見ると全 体として50Ωの入力抵抗が生じます。マッチングした帰還ルー プを得るには、各ループに同じRFを使用していれば、同じRGを 使用する必要があります。入力（上側）ループでは、RGは（＋） 入力と直列に接続される200Ω抵抗にRTと50Ωの信号源抵抗の 並列接続を合わせた抵抗値になります。したがって、上側の ループで使用されるRGの値は228Ωになります。228Ωに最も近 い1％精度をもつ標準抵抗は226Ωであるため、この値を下側の ループのRGとして使用します。228Ωに近い抵抗値を得るため に2つの抵抗を直列に使用すれば、より高い精度が得られます。 04679-0-076 クローズド・ループ・ゲイン （dB） 純粋な容量性負荷は、AD8139のボンディング・ワイヤとピン のインダクタンスと相互に作用するため、過渡応答に高周波数 のリンギングが発生し、位相マージンが失われます。この影響 を最小限に抑える1 つの方法は、値の小さい抵抗を各出力と直 列に接続し、負荷容量をバッファすることです（図6および61 を参照）。抵抗と負荷容量が1次のローパス・フィルタを形成す るため、抵抗値は可能な限り小さくしてください。場合によっ ては、ADCの入力に小さい値の直列抵抗を追加しなければなら ないことがあります。 1G 周波数（MHz） 図61. さまざまな容量性負荷および 直列抵抗に対する周波数応答性 「代表的な性能特性」に掲載する「容量性負荷に対する過渡応 答性」の特性図では、各出力に直列抵抗を接続し、差動の容量 性負荷を使用しています。 レイアウトに関する注意事項 AD8139を使用して設計する場合は、標準的な高速PCボードの レイアウト方法に従ってください。グラウンド・プレーンの使 用を推奨します。また、適切な電源のデカップリング・ネット ワークを電源ピンにできるだけ近い場所に接続する必要があり ます。 サミング・ノードの浮遊容量を最小限に抑えるために、サミン グ・ノードに接続したすべてのパターン配線とパッドの下のあ らゆる層から銅を取り除いてください。サミング・ノードに少 しでも浮遊容量が存在すると、周波数応答でピーキングが発生 し、浮遊容量が大きければ、動作が不安定になる可能性があり ます。サミング・ノードの浮遊容量がどうしてもいくらか残る 場合は、帰還抵抗と並列に容量の小さいコンデンサを接続する ことによってその影響を補償できます。 帰還抵抗の値を決定するときは、もう少し複雑です。信号源発 生器VSの振幅は、50Ωで終端するとき、出力信号の振幅の2倍 になります。したがって、VSからの4Vp-pの振幅によって2Vppの終端振幅が発生します。クローズド・ループ・ゲインを計 算するときは、信号源とRTのテブナン等価回路を使用する必要 があります。これは、上側ループのRGが信号源の方に向いてい るテブナン抵抗と200Ω抵抗との間で分割されるためです。RT は常に50Ωよりも大きくなければならないため、50Ωの終端で は信号源のテブナン電圧が信号源の出力電圧よりも高くなりま す。この場合、RTが61.9Ω、テブナン電圧と抵抗値はそれぞれ 2.2Vp-pと28Ωです。これで、上側の入力ブランチを228kΩの 抵抗と直列に接続された2.2Vp-pの信号源とみなすことができ ます。これはユニティ・ゲインのアプリケーションに相当する ため、2Vp-pの差動出力が必要になり、RFの値は228× （2/2.2）＝206Ωにしなければなりません。これに最も近い標準 値は205Ωです。 「代表的な性能特性」のデータでは、計測のキャリブレーショ ンを実施し、クローズド・ループ・ゲインに対する終端の影響 を考慮に入れています。 シングルエンド入力の終端 大部分の高速信号アプリケーションでは、インピーダンスの マッチングが考慮され、少なくとも1 つの終端抵抗が必要とな ― 22 ― REV. A AD8139 これは単電源のシングルエンド／差動変換アプリケーションで あるため、入力同相電圧の振幅をチェックする必要があります。 図62より、β＝0.52、VOCM＝2.4V、VICMはグラウンドを基準と する1.1Vp-pの振幅になります。式16を使用してVACMの振幅を 計算すると、1.25Vのベースラインを中心とする0.53Vp-pにな り、負電位に移動する最小電圧は約1Vになります。 露出パドル（EP） 8ピンSOICパッケージおよびLFCSPパッケージのボディの下側 には、露出パドルがあります。規定の熱抵抗値を得るには、PC ボード・プレーンの少なくとも1 つのレイヤとの間に良好な熱 接続が必要です。この露出パドルはボード上面のパッドにハン ダ付けする必要があり、パッドは数個のサーマル・ビアで内側 のプレーンに接続し、放熱する必要があります。 5V 3.3V 0.01µF 0.01µF 0.01µF 205Ω 2V p-p RT 61.9Ω VS 200Ω 8 V OCM 2 信号源 1 226Ω AIN AV CC DV CC 5 + AD8139 – AD6645 4 6 AIN 205Ω 25Ω GND C1 C2 0.1µF VREF 0.1oF 2.4V 図62. REV. A 14ビット、80MSPS/105MSPSのADC、AD6645を駆動するAD8139 ― 23 ― 04679-0-054 50Ω 25Ω 3 AD8139 外形寸法 5.00 (0.197) 4.90 (0.193) 4.80 (0.189) 8 5 上面図 1 4 2.29 (0.092) 2.29 (0.092) 6.20 (0.244) 6.00 (0.236) 5.80 (0.228) 1.27 (0.05) BSC 0.50 (0.020) × 45° 0.25 (0.010) 1.75 (0.069) 1.35 (0.053) 0.25 (0.0098) 0.10 (0.0039) 平坦性 0.10 0.51 (0.020) 0.31 (0.012) 実装面 D04679-0-8/04(A)-J 4.00 (0.157) 3.90 (0.154) 3.80 (0.150) 底面図 （ピンは上向き） 8° 0.25 (0.0098) 0° 1.27 (0.050) 0.40 (0.016) 0.17 (0.0068) JEDEC規格MS-012に準拠 管理寸法はミリメートルの単位で表記しています。カッコ内に示すインチ単位の寸法は ミリメートル値に基づく概数で、参考のためにのみ記載しています。設計ではこの値を 使用しないでください。 図63. 露出パッド付きの8ピン標準SOIC/EP ナロー・ボディ（RD-8-1） 寸法単位：mm（インチ） 3.00 BSC SQ 0.50 0.40 0.30 0.60（最大） 0.45 1 8 ピン1 識別マーク 上面図 2.75 BSC SQ 0.50 BSC 0.90 0.85 0.80 12°（最大） 実装面 1.50 REF 露出パッド 底面図 1.90 1.75 1.60 4 5 0.25 （最小） 0.80（最大） 0.65（代表） ピン1 識別マーク 1.60 1.45 1.30 0.05（最大） 0.02（公称） 0.30 0.23 0.18 0.20 REF 図64. 8ピンLFCSP 3mm×3mmボディ（CP-8-2） 寸法単位：mm オーダー・ガイド 1 製品 温度範囲 パッケージの説明 パッケージ・オプション マーキング AD8139ARD AD8139ARD-REEL AD8139ARD-REEL7 AD8139ARDZ1 AD8139ARDZ-REEL1 AD8139ARDZ-REEL71 AD8139ACP-R2 AD8139ACP-REEL AD8139ACP-REEL7 AD8139ACPZ-R21 AD8139ACPZ-REEL1 AD8139ACPZ-REEL71 −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ −40℃∼＋125℃ 8ピンSOIC 8ピンSOIC 8ピンSOIC 8ピンSOIC 8ピンSOIC 8ピンSOIC 8ピンLFCSP 8ピンLFCSP 8ピンLFCSP 8ピンLFCSP 8ピンLFCSP 8ピンLFCSP RD-8-1 RD-8-1 RD-8-1 RD-8-1 RD-8-1 RD-8-1 CP-8-2 CP-8-2 CP-8-2 CP-8-2 CP-8-2 CP-8-2 HEB HEB HEB HEB HEB HEB Z＝鉛フリー製品 ― 24 ― REV. A