超低歪み超低ノイズの オペアンプ AD797 ピン配置 特長 業務用オーディオ・プリアンプ IR、CCD、ソナーの画像処理システム スペクトル・アナライザ 超音波プリアンプ 地震計 Σ-Δ ADC/DAC のバッファ 6 OUTPUT –VS 4 5 OFFSET NULL TOP VIEW 8 図 1.8 ピン・プラスチック・デュアルインライン・パッケージ [PDIP] および 8 ピン標準スモール・アウトライン・パッケージ [SOIC] 概要 AD797 は、ノイズと歪みが極めて小さいオペアンプであるため、 プリアンプとして最適です。AD797 は、オーディオ帯域で 0.9 nV/√Hz の低ノイズと−120 dB の低総合高調波歪みを持つため、マ イクロフォンやミキシング・コンソールでのプリアンプに必要と される広いダイナミック・レンジを提供します。 また、AD797 は広いダイナミック・レンジが必要な赤外線 (IR)や ソナーの画像処理アプリケーションでも有効です。AD797 は低歪 みであり、16 ビットのセトリング・タイムを持つため、Σ-Δ ADC 入力と高分解能 DAC 出力のバッファリングに最適です。特に、 地震計やスペクトル・アナライザのようなクリティカルなアプリ ケーション向けに最適です。AD797 は 50 mA の出力電流駆動能力 や±5 V～±15 V の電源電圧範囲のような重要な機能を持つため、 優れた汎用アンプになっています。 4 THD (dB) 3 2 –100 0.001 –110 0.0003 –120 0.0001 THD (%) –90 5 1 0 10 100 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY (Hz) –130 100 300 1k 3k 10k FREQUENCY (Hz) 30k 100k 300k 00846-003 MEASUREMENT LIMIT 00846-002 INPUT VOLTAGE NOISE (nV/√Hz) +IN 3 AD797 さらに、AD797 は 20 V/μs の優れたスルーレートと 110 MHz のゲ イン帯域幅を持つため、低周波超音波アプリケーションに適して います。 アプリケーション 図 3.THD の周波数特性 図 2.AD797 の電圧ノイズ・スペクトル密度 Rev. G –IN 2 DECOMPENSATION AND DISTORTION NEUTRALIZATION 7 +VS OFFSET NULL 1 00846-001 低ノイズ 入力電圧ノイズ: 1 kHz で 0.9 nV/√Hz typ (1.2 nV/√Hz max) 入力電圧ノイズ: 0.1 Hz～10 Hz で 50 nV p-p 低歪み 総合高調波歪み: 20 kHz で−120 dB 優れた AC 特性 セトリング・タイム: 16 ビット (10 V ステップ)で 800 ns ゲイン帯域幅: 110 MHz (G = 1000) 帯域幅: 8 MHz (G = 10) フル・パワー帯域幅: 20 V p-p で 280 kHz スルーレート： 20 V/μs 優れた DC 精度 入力オフセット電圧: 80 μV max VOS ドリフト: 1.0 μV/°C 電源電圧: ±5 V および±15 V 高出力駆動電流: 50 mA アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の利用に 関して、あるいは利用によって生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いません。また、 アナログ・デバイセズ社の特許または特許の権利の使用を明示的または暗示的に許諾するものでもありません。仕様 は、予告なく変更される場合があります。本紙記載の商標および登録商標は、各社の所有に属します。 ※日本語データシートは REVISION が古い場合があります。最新の内容については、英語版をご参照ください。 ©2008 Analog Devices, Inc. All rights reserved. 社／〒105-6891 東京都港区海岸 1-16-1 ニューピア竹芝サウスタワービル 電話 03（5402）8200 大阪営業所／〒532-0003 大阪府大阪市淀川区宮原 3-5-36 新大阪トラストタワー 電話 06（6350）6868 本 AD797 目次 特長.......................................................................................................... 1 低周波ノイズ .................................................................................... 12 アプリケーション .................................................................................. 1 広帯域ノイズ .................................................................................... 12 ピン配置.................................................................................................. 1 バイパスの考慮事項 ........................................................................ 13 概要.......................................................................................................... 1 非反転構成 ........................................................................................ 13 改訂履歴.................................................................................................. 2 インバータ構成 ................................................................................ 14 仕様.......................................................................................................... 3 絶対最大定格 .......................................................................................... 5 ESDの注意 .......................................................................................... 5 代表的な性能特性 .................................................................................. 6 動作原理................................................................................................ 11 ノイズとソース・インピーダンスについての 考慮事項............... 12 容量負荷の駆動 ................................................................................ 14 セトリング・タイム ........................................................................ 14 歪みの削減 ........................................................................................ 15 外形寸法 ................................................................................................ 18 オーダー・ガイド ............................................................................ 19 改訂履歴 9/08—Rev. F to Rev. G 10/02—Rev. C to Rev. D Changes to Input Common-Mode Voltage Range Parameter, Table 1 ..3 Deleted 8-Lead CERDIP Package (Q-8)................................. Universal Edits to Specifications ..........................................................................2 1/08—Rev. E to Rev. F Change to Equation 1 .........................................................................12 Changes to the Noninverting Configuration Section ..........................13 Updated Outline Dimensions..............................................................19 Edits to Absolute Maximum Ratings ....................................................3 Edits to Ordering Guide........................................................................3 Edits to Table I......................................................................................9 Deleted Operational Amplifiers Graphic.............................................15 Changes to Ordering Guide ................................................................20 Updated Outline Dimensions..............................................................15 Changes to Absolute Maximum Ratings...............................................5 7/05—Rev. D to Rev. E Updated Figure 1 Caption.....................................................................1 Deleted Metallization Photo .................................................................6 Changes to Equation 1........................................................................12 Updated Outline Dimensions..............................................................19 Changes to Ordering Guide ................................................................20 Rev. G － 2/19 － AD797 仕様 特に指定がない限り、TA = 25°C、VS = ±15 V dc。 表 1. Parameter INPUT OFFSET VOLTAGE Conditions Supply Voltage (V) ±5 V, ±15 V Min TMIN to TMAX AD797A Typ 25 50 0.2 Max 80 125/180 1.0 Min AD797B Typ 10 30 0.2 Max 40 60 0.6 Unit μV μV μV/°C Offset Voltage Drift ±5 V, ±15 V INPUT BIAS CURRENT ±5 V, ±15 V 0.25 0.5 1.5 3.0 0.25 0.25 0.9 2.0 μA μA ±5 V, ±15 V 100 120 400 600/700 80 120 200 300 nA nA TMIN to TMAX INPUT OFFSET CURRENT TMIN to TMAX OPEN-LOOP GAIN VOUT = ±10 V RLOAD = 2 kΩ TMIN to TMAX RLOAD = 600 Ω TMIN to TMAX @ 20 kHz1 ±15 V G = 1000 G = 10002 G = 10 VOUT = 20 V p-p, RLOAD = 1 kΩ RLOAD = 1 kΩ 10 V step ±15 V 15 V ±15 V ±15 V ±15 V ±15 V 12.5 COMMON-MODE REJECTION VCM = CMVR TMIN to TMAX ±5 V, ±15 V 114 110 130 120 120 114 130 120 dB dB POWER SUPPLY REJECTION VS = ±5 V to ±18 V TMIN to TMAX 114 110 130 120 120 130 114 120 dB dB INPUT VOLTAGE NOISE f = 0.1 Hz to 10 Hz f = 10 Hz f = 1 kHz f = 10 Hz to 1 MHz DYNAMIC PERFORMANCE Gain Bandwidth Product –3 dB Bandwidth Full Power Bandwidth1 Slew Rate Settling Time to 0.0015% INPUT CURRENT NOISE f = 1 kHz INPUT COMMON-MODE VOLTAGE RANGE OUTPUT VOLTAGE SWING ±15 V ±15 V ±15 V ±15 V 2 2 2 2 14,000 110 450 8 280 110 450 8 20 800 50 1.7 0.9 1.0 ±15 V 12.5 1200 20 10 15 7 20,000 V/μV V/μV V/μV V/μV V/V 280 MHz MHz MHz kHz 20 800 50 1.7 0.9 1.0 1.2 1.3 2.0 1200 2.5 1.2 1.2 V/μs ns nV p-p nV/√Hz nV/√Hz μV rms 2.0 pA/√Hz ±15 V ±11 ±12 ±11 ±12 V ±5 V ±2.5 ±3 ±2.5 ±3 V ±15 V ±15 V ±5 V ±5 V, ±15 V ±5 V, ±15 V ±12 ±11 ±2.5 ±13 ±13 ±3 80 50 ±12 ±11 ±2.5 ±13 ±13 ±3 80 50 V V V mA mA RLOAD = 1 kΩ, CN = 50 pF, f = 250 kHz, 3 V rms RLOAD = 1 kΩ, f = 20 kHz, 3 V rms ±15 V −98 −90 −98 −90 dB ±15 V −120 −110 −120 −110 dB INPUT CHARACTERISTICS Input Resistance Differential Common Mode Input Capacitance Differential4 Common Mode Rev. G 20 6 15 5 20,000 RLOAD = 2 kΩ RLOAD = 600 Ω RLOAD = 600 Ω Short-Circuit Current Output Current3 TOTAL HARMONIC DISTORTION 1 1 1 1 14,000 － 3/19 － 30 30 7.5 100 7.5 100 kΩ MΩ 20 5 20 5 pF pF AD797 Parameter Conditions OUTPUT RESISTANCE AV = 1, f = 1 kHz POWER SUPPLY Operating Range Quiescent Current Supply Voltage (V) AD797A Typ Max Min AD797B Typ 3 ±5 ±5 V, ±15 V 1 フル・パワー帯域幅 = スルーレート/2π VPEAK。 補償効果を弱くする外付けコンデンサを使用して規定。 |VS – VOUT|の出力電流 > 4 V、AOL > 200 kΩ。 4 差動入力容量は、1.5 pF のパッケージ容量と入力差動対からの 18.5 pF で構成されています。 2 3 Rev. G Min － 4/19 － 8.2 ±18 10.5 ±5 8.2 Max Unit 3 mΩ ±18 10.5 V mA AD797 絶対最大定格 表 2. Parameter Ratings Supply Voltage Internal Power Dissipation @ 25°C1 PDIP SOIC Input Voltage Differential Input Voltage2 Output Short-Circuit Duration ±18 V Storage Temperature Range (N, R Suffix) Operating Temperature Range Lead Temperature Range (Soldering 60 sec) 1 2 1.3 W − (TA − 25°C)/θJA 0.9 W (TA − 25°C)/θJA ±VS ±0.7 V Indefinite within maximum internal power dissipation −65°C to +125°C −40°C to +85°C 300°C 8 ピン PDIP の場合 θJA = 95°C/W、8 ピン SOIC の場合 155°C/W。 AD797 の入力は互い逆向きに接続されたダイオードにより保護されてい ます。低ノイズを実現するため、電流制限抵抗はこのアンプに内蔵されて いません。差動入力電圧が ±0.7 V を超える場合は、直列保護抵抗を接続 して入力電流を 25 mA 以下に制限してください。ただし、これによりデ バイスの低ノイズ性能が低下することに注意してください。 Rev. G － 5/19 － 上記の絶対最大定格を超えるストレスを加えるとデバイスに恒久 的な損傷を与えることがあります。この規定はストレス定格の規 定のみを目的とするものであり、この仕様の動作のセクションに 記載する規定値以上でのデバイス動作を定めたものではありませ ん。デバイスを長時間絶対最大定格状態に置くとデバイスの信頼 性に影響を与えます。 ESDの注意 ESD（静電放電）の影響を受けやすいデバイ スです。電荷を帯びたデバイスや回路ボード は、検知されないまま放電することがありま す。本製品は当社独自の特許技術である ESD 保護回路を内蔵してはいますが、デバイスが 高エネルギーの静電放電を被った場合、損傷 を生じる可能性があります。したがって、性 能劣化や機能低下を防止するため、ESD に対 する適切な予防措置を講じることをお勧めし ます。 AD797 代表的な性能特性 10 5 0 5 10 15 20 SUPPLY VOLTAGE (±V) HORIZONTAL SCALE (5sec/DIV) 図 4.電源電圧対同相モード入力範囲 図 7.0.1～10 Hz でのノイズ 15 10 +VOUT –VOUT 5 0 0 5 10 15 20 SUPPLY VOLTAGE (±V) –0.5 –1.0 –1.5 –2.0 –60 –40 40 60 80 100 120 140 140 SHORT-CIRCUIT CURRENT (mA) VS = ± 15V 20 10 VS = ±5 100 1k LOAD RESISTANCE (Ω) 120 100 SOURCE CURRENT SINK CURRENT 80 60 10k 00846-006 OUTPUT VOLTAGE SWING (V p-p) 20 図 8.入力バイアス電流の温度特性 30 図 6.負荷抵抗対出力電圧振幅 Rev. G 0 TEMPERATURE (°C) 図 5.電源電圧対出力電圧振幅 0 10 –20 00846-008 INPUT BIAS CURRENT (µA) 0 00846-005 OUTPUT VOLTAGE SWING (±V) 20 40 –60 –40 –20 0 20 40 60 80 TEMPERATURE (°C) 図 9.短絡電流の温度特性 － 6/19 － 100 120 140 00846-009 0 00846-007 VERTICAL SCALE (0.01µV/DIV) 15 00846-004 INPUT COMMON-MODE RANGE (±V) 20 AD797 +125°C 9 +25°C 8 7 –55°C 0 5 15 10 20 SUPPLY VOLTAGE (±V) 150 125 80 CMR 60 100 40 75 1 10 100 1k 10k 100k 50 1M FREQUENCY (Hz) 図 10.電源電圧対静止電源電流 図 13.電源および同相モード除去比の周波数特性 12 –60 f = 1kHz RL = 600Ω G = +10 RL = 600Ω G = +10 f = 10kHz NOISE BW = 100kHz THD + NOISE (dB) 9 6 –80 VS = ±5V –100 3 0 ±5 ±10 ±15 ±20 SUPPLY VOLTAGE (±V) –120 0.01 0.1 10 00846-014 0 10M 00846-015 VS = ±15V 00846-011 OUTPUT VOLTAGE (V rms) PSR +SUPPLY PSR –SUPPLY 100 20 00846-010 6 175 120 00846-013 10 COMMON MODE REJECTION (dB) 200 140 POWER SUPPLY REJECTION (dB) QUIESCENT SUPPLY CURRENT (mA) 11 1 OUTPUT LEVEL (V) 図 11.電源電圧対出力電圧、0.01% 歪み 図 14.出力レベル対総合高調波歪み (THD) + ノイズ 1.0 30 ±15V SUPPLIES OUTPUT VOLTAGE (V p-p) SETTLING TIME (µs) 0.8 0.0015% 0.6 0.01% 0.4 RL = 600Ω 20 10 ±5V SUPPLIES 0 0 2 4 6 8 STEP SIZE (V) 10 00846-012 0.2 図 12.ステップ・サイズ (±)対セトリング・タイム Rev. G 0 10k 100k 1M FREQUENCY (Hz) 図 15.大信号周波数応答 － 7/19 － AD797 110 3 2 SLEW RATE RISING EDGE 25 100 SLEW RATE FALLING EDGE 20 90 1 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY (Hz) 15 –60 100 40 GAIN 20 40 WITHOUT RS* *SEE FIGURE 25. 1k 60 80 100 120 80 140 140 120 0 WITH RS* 10k 100k 1M FREQUENCY (Hz) 10M 100M 00846-017 0 100 OPEN-LOOP GAIN (dB) 60 80 20 40 80 PHASE MARGIN (Degrees) WITHOUT RS* *RS = 100 20 160 PHASE MARGIN 60 0 図 19.スルーレートおよびゲイン/帯域幅積の温度特性 120 WITH RS* –20 TEMPERATURE (°C) 図 16.入力電圧ノイズ・スペクトル密度 100 –40 100 100 10k 1k LOAD RESISTANCE (Ω) 図 20.負荷抵抗対オープン・ループ・ゲイン 図 17.オープン・ループ・ゲインおよび位相マージンの周波数特性 100 MAGNITUDE OF OUTPUT IMPEDANCE (Ω) OVERCOMPENSATED 150 0 –150 UNDER COMPENSATED –40 –20 0 20 40 60 80 100 TEMPERATURE (°C) 120 140 1 WITHOUT CN* 0.1 WITH CN* *SEE FIGURE 32. 10 100 1k 10k 100k FREQUENCY (Hz) 図 21.出力インピーダンスの周波数特性 図 18.入力オフセット電流の温度特性 Rev. G 10 0.01 00846-018 INPUT OFFSET CURRENT (nA) 300 –300 –60 00846-020 100 － 8/19 － 1M 00846-021 10 00846-019 SLEW RATE (V/µs) 30 GAIN/BANDWIDTH PRODUCT (MHz (G = 1000)) GAIN/BANDWIDTH PRODUCT 4 0 OPEN-LOOP GAIN (dB) 120 35 00846-016 INPUT VOLTAGE NOISE (nV/√Hz) 5 AD797 20pF 100Ω +VS 1kΩ 2 7 AD797 3 6 VIN VOUT AD797 3 VOUT 6 600Ω 4 ** 4 –VS * *VALUE OF SOURCE RESISTANCE (SEE THE NOISE AND SOURCE IMPEDANCE CONSIDERATIONS SECTION). **SEE FIGURE 35. 00846-022 –VS *SEE FIGURE 35. 図 22.インバータ接続 図 25.フォロア接続 1µs 5V 100 100 90 90 10 0% 00846-023 10 0% 5V 図 23.インバータ大信号パルス応答 50mV 1µs 図 26.フォロア大信号パルス応答 100ns 50mV 100 100 90 90 10 0% 00846-024 10 0% 図 27.フォロア小信号パルス応答 図 24.インバータ小信号パルス応答 Rev. G RS* 00846-026 1kΩ 7 － 9/19 － 100ns 0846-027 VIN 2 * ** 00846-025 +VS AD797 500ns 50mV 100 100 90 90 10 0% 00846-028 10 0% 図 28.16 ビット正セトリング・タイムの入力パルス Rev. G 500ns 図 29.16 ビット負セトリング・タイムの入力パルス － 10/19 － 00846-029 50mV AD797 動作原理 AD797 のアーキテクチャは、従来型アンプ・デザインに固有な制 約を克服するために開発されました。従来型高精度アンプでは、 周波数補償部品を追加する犠牲を払っても、高いオープン・ルー プ・ゲインを実現するために 3 ステージ構成を採用していました( 図 30 参照)。一般に、スルーレート性能とセトリング性能には妥 協があり、オーディオ周波数より上ではダイナミック性能は不十 分でした。図 30 に示すように、最初のステージのゲインは高い周 波数で補償回路によりロール・オフされています。このため 2 番 目のステージのノイズと歪みが入力に現れて、性能が低下します。 これに対して、AD797 では超高ゲインのステージを 1 個だけ使用し てDCおよびダイナミック精度を実現しています。簡略化した回路 図 (図 31)に示すように、ノード A、ノード B、ノード C は入力電 圧に追従して、信号パス内にあるデバイスのすべての対の動作ポ イントを一致させます。同一IC チップ上に構成された一致するデ バイスを使用して、高いオープン・ループ・ゲイン、CMRR、 PSRRと低いVOS が、ベータやアーリィ電圧のような絶対パラメー タではなく、対を構成するデバイス (NPNとNPNおよびPNPとPNP) により保証されます。 荷駆動能力は、アナログ・デバイセズの最新相補バイポーラ (CB) プロセスによって実現可能になっています。 この回路のもう 1 つの独自な機能は、 1 個のコンデンサCN を追加 することにより(図 31 参照)、出力ステージで発生する歪みを相殺 させることが可能になることです。これを理解するためには、 様々な回路エレメントの理想ブロックを使って表した簡略化した AD797 (図 32)を使うことが便利です。 1 つの式でこのアンプのオープン・ループ伝達関数を表すことがで き、これをノード B について解くと、 VOUT V IN CN = CC のとき、最適 1 極オペアンプ応答が得られ、次のようにな ります。 VOUT R1 V IN RL C1 a. C2 A2 BUFFER A3 gm jC VOUT C1 RL I1 I2 CN 00846-030 R2 GAIN = gm × R1 × A2 × A3 b. B A A 図 30.AD797 のモデル対 3 ステージ・アンプのモデル +IN VCC R2 R3 R1 I5 I3 Q4 Q5 C Q6 CC Q12 VOUT Q8 Q11 I6 I7 I4 VSS 00846-031 I1 –IN 図 31.AD797 の簡略化した回路図 このマッチングにより DC 精度が向上するだけではなく、ダイナミ ック性能も向上するため、歪みとセトリング・タイムも小さくなり ます。このシングル・ステージは、電圧ゲインが 5 × 106 以上で、 かつ VOS < 80 μV であり、同時に −120 dB 以下の THD + ノイズと 800 ns 以下の真の 16 ビット・セトリングを提供します。 第 2 ステージのノイズの影響を除去すると、AD797 の低ノイズ (<0.9 nV/√Hz)が 1 MHz 以上に拡張される利点が生じます。これは、 サンプルされたデータと画像の処理システムに対する新しいレベ ルの性能を意味します。これらすべての性能と 30 mA を超える負 Rev. G C I4 図 32.AD797 ブロック図 B Q9 Q2 CC Q10 Q7 A Q1 CURRENT MIRROR Q2 1 CN Q3 +IN –IN Q1 VOUT － 11/19 － 00846-032 R1 図 32 で、出力インピーダンスや歪みなどの出力ステージの特性を含 むノード Aの項は、簡単な減算により相殺されます。このため、歪 みの相殺によりアンプの安定性または周波数応答が影響を受けるこ とはありません。500 μAの小さい出力ステージ・バイアスで、 AD797 は 60 Ωで 1 kHz の正弦波を駆動して、1 ppmと小さい歪み で 7 V rmsを出力します。 GAIN = gm × R1 × 5 × 106 gm gm C CN j C N j C j A A ここで、gm は Q1 と Q2 の相互コンダクタンス。A は出力ステージ のゲイン(約 1)。VOUT は出力電圧。VIN は差動入力電圧。 VOUT BUFFER gm AD797 ノイズとソース・インピーダンスについての 考慮事項 低周波ノイズ AD797 の極めて低い電圧ノイズ 0.9 nV/√Hz は、約 1 mA のコレク タ電流で動作する特別な入力トランジスタにより実現されています。 したがって、電圧ノイズ (eN)、電流ノイズ (iN)、抵抗ノイズ (√4 kTRS)の成分を含む総合入力換算ノイズ (eNtotal)を考慮することが重 要です。 e N total [e N 2 4 kTR S (i N R S ) 2 ]1 / 2 (1) ここで、RS は総合入力ソース抵抗です。 アナログ・デバイセズでは、低周波ノイズを 0.1 Hz～10 Hz 帯域幅 でのピーク to ピーク値として規定しています。この測定には幾つ かの技術を使うことができます。通常の技術には、予め規定され たテスト時間でのアンプ・ノイズの増幅、フィルタリング、測定 が含まれます。フィルタのノイズ帯域幅は補正され、測定時間は 低周波ロールオフの追加として機能するため、テスト時間は注意深 く制御されます。 図 7 のプロットでは、少し異なる技術を使っています。FFTを採用 した測定(図 34) を使用して、10 Hz 阻止フィルタを示現しています。 0.1 Hzの低周波極が、外付け AC 結合コンデンサにより発生され、こ のコンデンサは測定器のDC結合にも使われています。 AD797 についてこの式を 図 33 に示します。一致しているソース 抵抗を除去すると、総合 RS が 1/2 になって、総合ノイズが減少す ることが式 1 から明らかですが、最適 DC 性能はソース抵抗が一 致するときに得られるため、このケースを検討します。 最適な低周波ノイズ性能を得るためには次の注意が必要です。 非常に低いソース抵抗 (RS < 50 Ω)では、アンプの電圧ノイズが支配 的です。ソース抵抗が増加すると、 RS のジョンソン・ノイズが支 配的になり、RS > 2 kΩ の高い抵抗になるまで続きます。電流ノイ ズ成分は抵抗ノイズより大きくなります。 100 TOTAL NOISE 100k Ω RESISTOR NOISE ONLY 1 +VS * 1Ω 2 7 AD797 10 100 1000 SOURCE RESISTANCE (Ω) 10000 3 00846-033 0.1 –VS 表 3.様々なソース・インピーダンスに対して推奨されるアンプ Recommended Amplifier AD797 AD743/AD745, OP27/OP37, OP07 AD743/AD745, OP07 AD548, AD549, AD711, AD743/AD745 Rev. G VOUT *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. ソース抵抗が 1 kΩ以下に維持される場合、AD797 は低ノイズ性能 に対する最適な選択肢です。高いソース抵抗値で、ノイズのみに 関する最適性能は、アナログ・デバイセズの他のアンプで得られ ます (表 3)。 0 to <1 1 to <10 10 to <100 >100 4 HP 3465 DYNAMIC SIGNAL ANALYZER (10Hz) * 図 33.ソース抵抗対ノイズ RS (kΩ) 1.5µF 6 00846-034 NOISE (nV/√Hz) 10 RS の影響を考慮する注意が必要です。10 Ω 抵抗が 0.4 nV/√Hz のノイズを持つ場合でも (0.9 nV/√Hz と 2 乗和平均をとると 9%の誤差)。 eOS ドリフトが誤って入力ノイズ成分とならないように、テス ト・セットアップを注意深くウォームアップしておく必要が あります。 回路は空気流からシールドする必要があります。パッケー ジ・ピンからの熱流により、異なる金属の各接合で熱電位が 発生する可能性があります。ランダムな空気流によるこれらに 対する選択的な加熱と冷却は、1/f ノイズとして現れるため、 真のデバイス・ノイズと区別できなくなります この結果、誤った統計技術を使って解釈することになります。 図 34.0.1 Hz～10 Hz ノイズ測定のテスト・セットアップ 広帯域ノイズ 1 ステージ・デザインを採用しているため、AD797 のノイズは 10 Hz 以下～1 MHz 以上の周波数で平坦です。第 2 ステージのノイズ がオーディオ周波数範囲を超えて、入力換算ノイズの成分となる 大部分の高精度 DC アンプでは、この平坦性はありません。AD797 は、広帯域画像処理アプリケーションで新しいレベルの性能を提供 します。帯域外ノイズが信号帯域内に折り返される問題がある、デ ータをサンプルするシステムでは、AD797 はすべての従来型 IC オ ペアンプより優れた性能を提供します。 － 12/19 － AD797 CL バイパスの考慮事項 AD797 の非常に広い帯域幅とダイナミック・レンジ能力を利用す るためには幾つかの注意が必要です。1 つ目は、高精度アプリケー ションには複数のバイパスが推奨されます。1.0 μF～4.7 μF のバイ パス・コンデンサと 0.1 μF のセラミック・バイパス・コンデンサ の並列接続は、大部分のアプリケーションに対して十分です。重 い負荷を駆動する場合は、電源バイパスに大きな要求が課せられ ます。この場合、大きな値のタンタル・コンデンサの選択的な使 用と小さい値 (1.1 Ω～4.7 Ω) の炭素抵抗によるピン・インダクタン スの制動により性能を向上させることができます。 図 35 に、推奨 電源バイパスを示します。 OR VIN 0.1µF 3 VOUT 6 600Ω 4 * CS –VS 図 37.別の電圧フォロア接続 LOAD CURRENT 00846-035 KELVIN RETURN USE SHORT LEAD LENGTHS (<5mm) LOAD CURRENT RS 4.7µF TO 22.0µF KELVIN RETURN 7 AD797 *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. 1.1Ω TO 4.7Ω USE SHORT LEAD LENGTHS (<5mm) * 2 VS 4.7µF 0.1µF +VS 00846-037 VS 100Ω 低ノイズ・プリアンプは一般に非反転モードで動作させます (図 38)。最小ノイズのためには、帰還回路の等価抵抗をできるだけ小 さくする必要があります。AD797 では 30 mA の最小駆動電流によ り、これが容易に実現できます。帰還抵抗は、負荷駆動と消費電力 を考慮することにより、できるだけ小さくすることができます。 CL 図 35.推奨電源バイパス R2 非反転構成 +VS 超低ノイズでは、入力トランジスタに非常に低い値 (約 6 Ω)の内部 寄生抵抗 (rBB) が必要とされます。これは、入力と出力でのリアク ティブ動作の制動が非常に小さいことを意味します。AD797 では、 入力帰還への直接出力の安定性のために入力直列制動の追加が必 要です。 インバータ入力 (図 36)での 100 Ω の抵抗 (R1) で十分で す。100 Ωのバランシング抵抗 (R2) が推奨されますが安定性のた めに必須ではありません。ノイズの犠牲は小さいため (eNtotal ≈ 2.1 nV/√Hz)、通常無視できます。 * R1 7 AD797 3 6 RL 600Ω 4 VOUT –VS *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. 00846-036 * 図 36.電圧フォロア接続 100 Ω の抵抗と並列に小さいコンデンサ (CL < 33 pF)を接続する と、応答の最適平坦性が得られます(図 37 参照)。入力ソース抵抗 と容量も応答に小さい影響を与えるので、最適な結果を得るため には調べる必要があります。 Rev. G VOUT 6 RL 4 –VS *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. 00846-038 * 表 4 に、AD797 を低ノイズ・フォロワとして使用するときの代表 的な値を示します。5 V 電源動作では、100 Ω以下の帰還回路 (R1 + R2)を使うことができます。AD797 は最大定格電流付近で動作させ ても異常な動作を示すことはないので、AD600/ AD602 (図 50 参照) を駆動して低ノイズ性能を維持することに適しています。 * R2 100Ω 3 図 38.低ノイズ・プリアンプ +VS VIN 7 AD797 VIN R1 100Ω 2 2 ノイズ・ゲイン>1 で最適な平坦性と安定性を得るためには、小さい コンデンサ (CL)を帰還抵抗 ( 図 38 のR1)の両端に接続することが必 要な場合があります。 表 4 に、幾つかのゲインに対するCL の推奨 値を示します。一般に、R2 > 100 ΩかつCL > 33 pFの場合、100 Ω の 抵抗をCLと直列に接続する必要があります。ただし、ソース抵抗が 一致し、かつAD797 は 200 kΩ/Gより大きい不平衡ソース抵抗で動作 しないものとします。 表 4.ゲイン回路を持つフォロアに対する値 Gain R1 R2 CL 2 2 10 20 >35 1 kΩ 300 Ω 33.2 Ω 16.5 Ω 10 Ω 1 kΩ 300 Ω 300 Ω 316 Ω (G − 1) × 10 Ω ≈20 pF ≈10 pF ≈5 pF － 13/19 － Noise (Excluding RS) 3.0 nV/√Hz 1.8 nV/√Hz 1.2 nV/√Hz 1.0 nV/√Hz 0.98 nV/√Hz AD797 I/V コンバータは、フォロア構成の特別なケースです。AD797 を 容量負荷の駆動 I/V コンバータ内で使用する場合(例えばDAC バッファとして)、図 AD797 の容量負荷駆動能力を 図 41 に示します。ゲイン > 10 では、 39 の回路を使用する必要があります。CL の値はDACに依存し、CL 特別な注意は不要です。ただし、大きな駆動能力が必要な場合は、 > 33 pFの場合、100 Ωの直列抵抗が必要です。DC誤差を小さくする 図 42 に示す回路を使う必要があります。例えば、この回路では、 ために、バイパスされた平衡抵抗 (RS とCS)を使うことができます。 5000 pF の負荷をノイズ・ゲイン ≥2 でクリーンに駆動することが 20pF TO 120pF 100Ω できます。 100nF +VS * IIN 2 7 AD797 3 600Ω 4 * RS –VS *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. 00846-039 CS VOUT 6 図 39.I/V コンバータの接続 10nF 1nF 100pF 10pF 1pF 10 1 インバータ構成 100 1k CLOSED-LOOP GAIN インバータ構成 (図 40 参照)は、ソースに対する低入力インピーダ ンスR1 を提供します。このため、低ノイズと入力バッファ機能の 目標は奇数段で得られます。それでも、AD797 は優れたダイナミ ック性能を持つため、多くのインバータ・アプリケーションで優 れた選択肢であり、帰還抵抗を慎重に選択すると、ノイズの犠牲 を小さくすることができます。表 5 と 図 40 に例を示します。 00846-041 CAPACITIVE LOAD DRIVE CAPABILITY R1 図 41.クローズド・ループ・ゲイン対容量負荷駆動能力 20pF 1kΩ 200pF 100Ω CL +VS R2 * 1kΩ +VS 2 VIN * AD797 R1 VIN 7 AD797 3 3 –VS * *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. –VS *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. 00846-040 RS 図 42.高容量負荷の駆動に推奨される回路 セトリング・タイム 図 40.インバータ・アンプ接続 表 5.インバータ回路に対する値 Gain −1 −1 −10 Rev. G R1 1 kΩ 300 Ω 150 Ω R2 1 kΩ 300 Ω 1500 Ω CL ≈20 pF ≈10 pF ≈5 pF 4 * RL 4 VOUT C1 VOUT 6 33Ω 6 Noise (Excluding RS) 3.0 nV/√Hz 1.8 nV/√Hz 1.8 nV/√Hz 00846-042 2 7 AD797 は、800 ns以下で 16 ビット (<150 μV)にセトリングする点 で、超低ノイズ・アンプの中でも独自な存在です。この性能の測 定には、困難が伴います。このために、特別なテスト回路 (図 43) が開発されました。入力信号は、共振リード・スイッチ・パル ス・ジェネレータ(Tektronix 社からキャリブレーション治具No. 067-0608-00 として提供)から得られます。オープンのとき、スイッ チは 50 Ωでグラウンドに接続され、セトリングは純粋な受動パル ス減衰で本来平坦です。低い繰り返しレートの信号を増幅し 2 回 クランプした後に、デジタル・オシロスコープで取得します。オ シロスコープのプラグインの選択は、負荷回復が最小になるよう に行います。 － 14/19 － AD797 R1 TO TEKTRONIX 7A26 OSCILLOSCOPE 1MΩ PREAMP INPUT SECTION 20pF 50pF R2 2 4.26kΩ (VIA LESS THAN 1FT 50Ω COAXIAL CABLE) – A2 3 VERROR × 5 250Ω 6 7 + 2× HP2835 a. 2× HP2835 4 0.47µF R1 0.47µF +VS C2 –VS 1kΩ 100Ω VIN 2 1kΩ VIN 20pF – 6 0.1µF +VS 図 44.歪み相殺と帯域幅増加に対する推奨接続 51pF 4 1µF 1µF 表 6. 歪み相殺と帯域幅増加に対する推奨外付け補償 0.1µF Gain 10 100 A/B R1 R2 (Ω) (Ω) 909 100 1k 10 C1 (pF) 0 0 C2 (pF) 50 50 3 dB BW 6 MHz 1 MHz C1 (pF) 0 15 C2 (pF) 50 33 1000 10 k 0 50 110 kHz 33 15 –VS NOTES USE CIRCUIT BOARD WITH GROUND PLANE. 図 43.セトリング・タイムのテスト回路 歪みの削減 AD797 は、多くの電圧帰還アンプにはない歪み性能 (20 kHz、3 V rms、RL = 600 Ω で THD が −120 dB 以下)を持っています。 AD797 の独自なデザインにより、出力ステージの歪みが相殺され ます。このために、実効補償容量(通常 50 pF)に等しい容量を、ピ ン 8 と出力との間に接続します (図 44 のC2 参照)。この機能を使う と、クローズド・ループ・ゲインが 10 以上で、注目する周波数が 30 kHzより高い場合に、歪み性能が改善されます。 補償の無効化による帯域幅の増加は、ピン 8 とグラウンドとの間に コンデンサを接続することにより実現されます (図 44 のC1 参照)。 C1 を追加すると、内部補償容量 (50 pF)の値から減算されるため、 実効補償容量が小さくなり、帯域幅が広がります。 C1 を追加する利点は、クローズド・ループ・ゲイン ≥100 のとき 有効になります。ゲイン≥1000 では、最大値≈33 pF が推奨されま す。ゲイン = 1000 で、帯域幅は 450 kHz になります。 表 6 と 図 45 に、歪み相殺機能と補償無効化機能によるAD797 の 性能を示します。 － 15/19 － 10 A B 3 dB BW 6 MHz 1.5 MHz 450 kHz 0.01 –80 G = +1000 RL = 600Ω –90 THD (dB) 高いゲインと高い周波数では、ループ・ゲインの減少により THD が増加します。ただし、AD797 は多くの従来型電圧帰還アンプと は異なり、ゲインと周波数が高くなったときに歪みを減少させる ために、出力ステージの歪み相殺と補償作用を働かなくするゲイ ン帯域幅増加による、2 つの効果的な方法を提供しています。これ らの技術を使用することにより、ゲイン帯域幅を G = 1000 で 450 MHz まで増やし、歪みを 20 kHz、G = 100 で−100 dB に維持するこ とができます。 Rev. G C1, SEE TABLE C2 = 50pF – C1 b. 7 + VOUT 6 3 A1 AD797 3 8 AD797 1kΩ 2 C1 R2 1kΩ 00846-043 TEKTRONIX CALIBRATION FIXTURE 6 3 0.003 NOISE LIMIT, G = +1000 G = +1000 RL = 10kΩ –100 0.001 G = +100 RL = 600Ω NOISE LIMIT, G = +100 0.0003 –110 G = +10 RL = 600Ω –120 100 300 1k THD (%) AD829 AD797 VIN 3k 10k 30k 100k 0.0001 300k FREQUENCY (Hz) 図 45. 図 44bの総合高調波歪み (THD)の周波数特性、3 V rm 00846-045 2 8 00846-044 226Ω AD797 0.003 –90 図 46 の差動レシーバ回路は、オーディオからMRI 画像処理までの 多くのアプリケーションで役立ちます。 この回路を使うと、同相 モード・ノイズの中から低レベル信号を取り出すことができます。 図 47 に示すように、AD797 はわずか 9 nV/√Hz の出力ノイズでこ の機能を提供します。 図 48 に、AD797 のオーディオ帯域での 20 ビット THD 性能と 250 kHzまでの 16 ビット精度を示します。 WITHOUT OPTIONAL 50pF CN THD (dB) –100 –110 0.001 MEASUREMENT LIMIT 0.0003 THD (%) 差動ライン・レシーバ 20pF +VS –130 100 7 2 1k VOUT 6 ** 3k 10k 30k 100k 300k FREQUENCY (Hz) 図 48.差動ライン・レシーバの総合高調波歪み (THD)の周波数特性 4 3 汎用 ATE/計装 I/O ドライバ –VS AD797 の超低ノイズおよび超低歪みと、広い帯域幅、スルーレー ト、電流帰還アンプの負荷駆動とを組み合わせると、非常に広い ダイナミック・レンジの汎用ドライバが得られます。このような アプリケーションで、図 49 に示す回路によりAD797 とAD811 を 組み合わせることができます。図示の部品値を使うと、この回路 では±5 Vの 500 kHz 出力信号で−90 dB より優れたTHDが可能にな ります。したがって、この回路は自動テスト装置 (ATE) システム で出力ドライバとして高分解能 ADCを駆動するのに適しています。 100 kHz の正弦波を使う場合、この回路は 7 V rmsのレベルまで 600Ω 負荷を−109 dB 以下のTHDで、10 kΩ 負荷を−117 dB 以下の THDで、それぞれ駆動します。 1kΩ 20pF 00846-046 * OPTIONAL ** USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. 図 46.差動ライン・レシーバ 16 14 22pF R2 12 2kΩ +VS * 10 +VS 2 7 AD797 8 VIN 1kΩ 3 6 100 1k 10k 100k FREQUENCY (Hz) 1M 10M 00846-047 10 図 47.差動ライン・レシーバの出力電圧ノイズ・スペクトル密度 7 AD811 4 * 6 3 * 2 4 –VS 649Ω 6 * –VS 649Ω *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. 図 49.汎用 ATE/計装 I/O ドライバ Rev. G － 16/19 － VOUT 00846-049 OUTPUT VOLTAGE NOISE (nV/√Hz) 300 8 AD797 1kΩ WITH OPTIONAL 50pF CN ** 50pF* DIFFERENTIAL INPUT 0.0001 –120 1kΩ 00846-048 1kΩ VOUT (dB Re 1V/µA) –40 –50 60 –60 40 –70 20 100 +VS 1k 10k 100k 1M FREQUENCY (Hz) 0 100M 10M 図 52.総合電圧ノイズとアモルファス検出器プリアンプの VOUT * * 26.1Ω 業務用オーディオ信号処理—DAC バッファ 7 AD797 3 NOISE –80 26.1Ω AD600 6 VOUT 4 * * –VS 00846-050 VIN 80 VOUT VS = ±6Vdc *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. 図 50.超音波プリアンプ回路 アモルファス (フォトダイオード) 検出器 AD797 は低ノイズ低歪みであるため、業務用オーディオ信号処理 に最適です。電流出力 DACの理想I/V コンバータは、大部分の DACは出力電圧に対して直線的に動作しないとしても、単純にグ ラウンドに接続した抵抗により実現できます。 標準的な方法では、 オペアンプをI/V コンバータとして動作させて、インバータ入力で 仮想グラウンドを発生させます。通常、クロックのエネルギと電流 ステップは、オペアンプ出力ステージで吸収する必要があります が、図 53 に示す構成では、コンデンサ CFにより高周波エネルギ をグラウンドへ短絡させると同時に極めて低 いTHDとIMDを持つ 出力信号を発生させます。 大面積のフォトダイオード (CS ≥ 500 pF) や、ある種のイメージ検 出器 (アモルファス Si) は、非常に小さい電流ノイズではなく非常に 低い電圧を持つアンプと組み合わせて使用するときに最適性能で動 作します。 図 51 に、アモルファス Si (CS = 1000 pF) 検出器と組み合 わせて使用したAD797 を示します。応答はコンデンサ CLを使って 平坦になるように調節し、ノイズはAC ノイズ・ゲインにより増幅 される電圧ノイズにより支配されます。AD797 の優れた入力ノイズ 性能により、1 MHz 帯域幅 で 27 μV rms の総合ノイズが得られま す (図 52 参照)。 CL 50pF 100Ω CF 82pF 100Ω 3kΩ +VS * AD1862 DAC 2 C1 2000pF 7 AD797 3 VOUT 6 4 –VS *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. +VS * CS 1000pF AD797 3 図 53.業務用オーディオ DAC のバッファ 7 +VS 6 VOUT –IN 4 2 * *USE THE POWER SUPPLY BYPASSING SHOWN IN FIGURE 35. 00846-051 –VS 7 AD797 +IN 6 VOUT 5 3 1 4 図 51.アモルファス検出器のプリアンプ 20kΩ VOS ADJUST –VS 図 54.オフセットのゼロ調節 Rev. G － 17/19 － 00846-054 2 00846-053 * 10kΩ IS 00846-052 AD600 可変ゲイン・アンプは、非常に広いダイナミック・レンジ のソナーおよび低周波超音波アプリケーションで必要とされる時 間制御のゲイン (TCG) 機能を提供します。状況によっては、 AD600 入力をバッファして低いノイズ性能を維持することが必要 になります。ダイナミック・レンジを最適化するためには、この バッファは最大 6 dBのゲインを持つ必要があります。低ノイズと 低ゲインの組み合わせの実現は困難です。図 50 に示す入力バッフ ァ回路は、26.1 Ωの抵抗を帰還パスに使用することにより、ゲイ ン = 2 (dc～1 MHz)で 1 nV/√Hz のノイズ性能を提供します。2 V pp の出力レベルに対して歪みは 1 MHzでわずか−50 dBc で、出力レ ベル 200 mV p-pで急速に低下して−70 dBc より優れたレベルにな ります。 2 100 –30 超音波/ソナー画像処理のプリアンプ VOLTAGE NOISE (mV rms (0.1Hz FREQUENCY)) AD797 AD797 外形寸法 0.400 (10.16) 0.365 (9.27) 0.355 (9.02) 8 5 1 4 0.280 (7.11) 0.250 (6.35) 0.240 (6.10) 0.100 (2.54) BSC 0.325 (8.26) 0.310 (7.87) 0.300 (7.62) 0.060 (1.52) MAX 0.210 (5.33) MAX 0.015 (0.38) MIN 0.150 (3.81) 0.130 (3.30) 0.115 (2.92) SEATING PLANE 0.022 (0.56) 0.018 (0.46) 0.014 (0.36) 0.195 (4.95) 0.130 (3.30) 0.115 (2.92) 0.015 (0.38) GAUGE PLANE 0.430 (10.92) MAX 0.005 (0.13) MIN 0.014 (0.36) 0.010 (0.25) 0.008 (0.20) 0.070 (1.78) 0.060 (1.52) 0.045 (1.14) 070606-A COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MS-001 CONTROLLING DIMENSIONS ARE IN INCHES; MILLIMETER DIMENSIONS (IN PARENTHESES) ARE ROUNDED-OFF INCH EQUIVALENTS FOR REFERENCE ONLY AND ARE NOT APPROPRIATE FOR USE IN DESIGN. CORNER LEADS MAY BE CONFIGURED AS WHOLE OR HALF LEADS. 図 55.8 ピン・プラスチック・デュアルインライン・パッケージ [PDIP] ナロー・ボディ(N-8) 寸法表示:インチ(mm) 5.00 (0.1968) 4.80 (0.1890) 8 1 5 4 1.27 (0.0500) BSC 0.25 (0.0098) 0.10 (0.0040) COPLANARITY 0.10 SEATING PLANE 6.20 (0.2441) 5.80 (0.2284) 1.75 (0.0688) 1.35 (0.0532) 0.51 (0.0201) 0.31 (0.0122) 0.50 (0.0196) 0.25 (0.0099) 45° 8° 0° 0.25 (0.0098) 0.17 (0.0067) 1.27 (0.0500) 0.40 (0.0157) COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MS-012-A A CONTROLLING DIMENSIONS ARE IN MILLIMETERS; INCH DIMENSIONS (IN PARENTHESES) ARE ROUNDED-OFF MILLIMETER EQUIVALENTS FOR REFERENCE ONLY AND ARE NOT APPROPRIATE FOR USE IN DESIGN. 図 56.8 ピン標準スモール・アウトライン・パッケージ [SOIC_N] ナロー・ボディ (R-8) 寸法: mm (インチ) Rev. G － 18/19 － 012407-A 4.00 (0.1574) 3.80 (0.1497) AD797 オーダー・ガイド Model Temperature Range Package Description Package Option AD797AN AD797ANZ1 AD797AR AD797AR-REEL AD797AR-REEL7 AD797ARZ1 AD797ARZ-REEL1 AD797ARZ-REEL71 AD797BR AD797BR-REEL AD797BR-REEL7 AD797BRZ1 AD797BRZ-REEL1 AD797BRZ-REEL71 −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C −40°C to +85°C 8-Lead Plastic Dual In-Line Package [PDIP] 8-Lead Plastic Dual In-Line Package [PDIP] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] 8-Lead Standard Small Outline Package [SOIC_N] N-8 N-8 R-8 R-8 R-8 R-8 R-8 R-8 R-8 R-8 R-8 R-8 R-8 R-8 1 Z = RoHS 準拠製品。 Rev. G － 19/19 －