AN-826 アプリケーション・ノート 2.xGHzのWiMAXダイレクト・コンバージョン・トランスミッタ 著者：Cecile Masse、Qui Luu 特長 AD9860-62 MxFE ダイレクト・コンバージョン送信チェーン 5個のチップを使用して構成する送信無線 フルスケール電流の設定が可能な128MSPS、12/14ビットの デュアルD/Aコンバータ（DAC）を内蔵する ADC IQ 変調器 AD8349 DAC ADL5330 0° 90° RF VGA 域幅に対応 QPSK、16QAM、64QAM OFDMに対応 トランスミッタの出力パワー：13dBm（max）、CW 64QAM OFDMのEVM：1.7％＠−1dBm 20MHzオフセット時のトランスミッタ・ノイズ： −142.5dBm/Hz＠−1dBm 高精度の出力RMSパワー制御 両電源動作：5V＠360mA、3.3V＠165mA AD8362 RMSパワー・ ディテクタ ADC DAC デュアルDAC フラクショナルN シンセサイザ ADF4153 05790-001 AD9860/AD9862 MxFE 2.7GHzの直交変調器AD8349 パワー制御範囲 50dB の 2.7GHz 可変ゲイン・アンプ（ VGA ） ADL5330 4GHzのフラクショナルNシンセサイザADF4153 1024サブキャリアOFDMで使用される20MHzのチャンネル帯 図1 アプリケーション WiBro/WiMAX 5V CPEおよび基地局 REV. A アナログ・デバイセズ株式会社 アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の 利用に関して、あるいは利用によって生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いま せん。また、アナログ・デバイセズ社の特許または特許の権利の使用を明示的または暗示的に許諾するもので もありません。仕様は、予告なく変更される場合があります。本紙記載の商標および登録商標は、各社の所有 に属します。 ※日本語データシートはREVISIONが古い場合があります。最新の内容については、英語版をご参照ください。 © 2006 Analog Devices, Inc. All rights reserved. 本 社／ 〒105-6891 東京都港区海岸1-16-1 ニューピア竹芝サウスタワービル 電話03（5402）8200 大阪営業所／ 〒532-0003 大阪府大阪市淀川区宮原3-5-36 新大阪MTビル2号 電話06（6350）6868 ―1― AN-826 目次 特長 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 アプリケーション . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1 改訂履歴 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 はじめに . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 アーキテクチャ. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3 アナログ・ベースバンド信号の生成. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 IQ変調器. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 LOシンセサイザ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 7 VGA、およびそのIQ変調器とのインターフェース . . . . . . . 9 RMSパワー検出 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 10 システム全体の性能. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 測定性能の要約 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 主要デバイスの部品表（BOM）. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 代表的な性能特性 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 改訂履歴 7/06―Rev. 0 to Rev. A Changes to Baseband Filtering Section . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 5 Added the Temperature Compensation Section. . . . . . . . . . . . . . . . . 11 Changes to Table 5. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 14 Changes to Figure 25 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 15 12/05―Revision 0: Initial Version ―2― REV. A AN-826 はじめに AD9860-62 MxFE このアプリケーション・ノートは、帯域幅 2.7GHz までの無線 アプリケーションに対応するアナログ・デバイセズのWiMAX 5V送信シグナル・チェーンの性能を実証することを目的として います。 ADC DAC ADL5330 0° 90° RF VGA このような課題に対処するために、ダイレクト・コンバージョ ン・アーキテクチャが選ばれました。この特殊な解析では、 ベースバンド信号の生成から始まって、電圧可変利得制御アン プおよびパワー・ディテクタの各機能（ただし、パワー・アン プを除く）までを含む完全な送信シグナル・チェーンの評価を 実施しました。重点的に対象としたのは2.3∼2.4GHzのWiBro 周波数帯域で、この周波数帯域は、 802.16d （固定）および 802.16e（モバイル）規格に準拠するネットワーク配備用とし て韓国で利用されています。ただし、このシグナル・チェーン は 2.7GHz までの周波数帯域で利用できます（各デバイスの性 能に関する詳細は、それぞれの製品のデータシートを参照）。 RMSパワー・ ディテクタ 図2. DAC デュアルDAC フラクショナルN シンセサイザ ADF4153 05790-001 AD8362 WiMAX固定無線規格は、256キャリアのOFDM変調方式を基 本としています。QPSK、16QAM、64QAMのいずれかのデー タ・シーケンスを使用して、200のサブキャリアをそれぞれ変 調できます。この規格は、1.25MHzから20MHzまでの種々の 信号帯域幅もサポートするため、可変データレートにも対応し ます。OFDM複合信号エンベロープの正負間振幅値がきわめて 大きくなり、このときに変調深度が100％に近づき、ピーク値 対平均値の比が約10dBに達することがあります。そのために、 送信系の直線性に対して厳しい条件が適用されます。 ダイレクト・コンバージョン送信チェーン このアーキテクチャは、送信 DAC 、固定ゲインの IQ 変調器、 LOフラクショナルNシンセサイザ、RF VGA、RMSパワー・ ディテクタなどから構成されます。さらに、サンプリング周波 数の倍数の周波数で存在するイメージをフィルタリングするた めに、オフチップのローパス・フィルタをDACの出力に接続す る必要があります。DAC とシンセサイザには3.3V の電源が必 要ですが、その他のデバイスはすべて5Vの単電源で動作します。 送信シグナル・チェーンとして使用する具体的なデバイスは、 以下のとおりです。 • AD9860またはAD9862：12/14ビット、128MSPSサンプリ ングDAC、SNR≧70dB • AD8349：2.7GHzのIQ変調器 • ADF4153：4GHzのLOフラクショナルNシンセサイザ • ADL5330：2.7GHzの電圧制御アンプ／減衰器VGA • AD8362：2.7GHzのRMSパワー・ディテクタ OFDM信号の特性、および超高速のデータレートによって変調 精度 EVM （エラー・ベクター・マグニチュード）に対して課 せられる厳しい条件を前提とした上で、 2.7GHz までの周波数 帯域に対する優れた直線性とノイズ性能を考慮して、上記のデ バイスを選択しました。 アーキテクチャ 無線アーキテクチャはダイレクト・アップコンバージョン方式 であり、これには部品点数の削減、ミキシング製品のスプリア ス低減、使用するフィルタ数の削減、消費電流の低減などの利 点があります。 このアーキテクチャではさらに、アップコンバージョン動作が 1回のみなので、使用するシンセサイザは1個のみです。 WiMAX OFDM信号またはOFDMA（直交周波数分割多元接続） 信号は、内部に存在するN個のサブキャリアがそれぞれLO（局 部発振器）の位相ノイズによって変調されるため、 LO の位相 ノイズの影響を受けやすくなります。このため、変調時に加わ る位相誤差の量を最小限に抑えることが重要です。 REV. A ADC IQ 変調器 AD8349 無線通信業界が、変調周波数の広帯域幅化によるデータレート の高速化とより高いRF周波数に移行する状況のなかで、高性能 のリニア送信チェーンが求められています。 WiMAX 無線ブ ロードバンド・ネットワークは、このような傾向を反映したも のです。ポイントtoポイントおよびポイントtoマルチポイント の固定アプリケーションでは、2.5GHzと3.5GHzの帯域から配 備が始まっています。ワイドバンドのOFDM（直交周波数分割 多重）変調を利用して、最大80Mbpsのデータレートを達成し ています。 ―3― 以下の各項では、システム設計の理論的な説明、機能実装、イ ンターフェースに重点を置いた上で、この送信シグナル・ チェーン内部の主要な機能を個別に解説します。 AN-826 0 アナログ・ベースバンド信号の生成 送信DACは、アップコンバージョンと増幅が行われる理想的な アナログ信号に最も近い出力を供給する必要があるため、この シグナル・チェーンの中で最も重要度の高いデバイスの1 つで す。この DAC の信号対ノイズ比（ SNR ）とサンプル・レート に基づいて、IQ変調器を駆動する変調信号のスペクトル純度と 信号品質が決定されます。 このアプリケーションに適用される SNR の推奨値は、最大パ ワー・レベル時のスペクトル・マスク仕様および最小パワー・ レベル時の EVM 性能を満たす数値である 60dB 以上とします （たとえば、アンテナの出力パワーが最小のレベルであっても、 64QAM スリークォーター OFDM では、 31.4dB ＋マージンの SNRが要求されます）。AD9860（12ビット）とAD9862（14 ビット）はともに、70dBを超えるSNR性能を備えています。 これに加えて、信号周波数が1MHzであるか6MHzであるかに 関係なく、最初のナイキスト・ゾーン内のスプリアスフリー・ ダイナミック・レンジ（SFDR）が−76dBcの一定値に維持さ れ ま す 。 こ の 特 長 は 、 DC を 中 心 と す る OFDM 10MHz WiMAX信号のように大きい信号帯域幅の周波数を処理する場 合などに重要となります。 –40 –60 –80 –100 05790-002 このアプリケーション用として選択した送信DACは、AD9860 （12ビット）／AD9862（14ビット）ミックスド・シグナル・フ ロントエンド・ファミリー（MxFE）の一部を構成します。各 DAC の最大サンプル・レートは 128MHz です。これらの送信 DACの出力は電流源であり、ピーク電流を2∼20mAの範囲で 設定できます。フルスケール電流をレジスタの書込み動作に よって設定できるため、12/14ビットの分解能を維持しながら、 I/Q変調器のピークtoピーク入力電圧を調整できる柔軟性が得ら れます。 –120 0 20 40 60 80 周波数（MHz） 100 120 140 図3. 1倍のインターポレーションでOFDM信号を生成する AD9860/AD9862の送信DAC（fSAMPLE＝32MSPS、 1倍のインターポレーション） 0 –20 信号レベル（dBm） SNRとSFDR 信号レベル（dBm） –20 –40 –60 –80 05790-003 –100 –120 サンプリング周波数 0 最大変調帯域幅に応じて、適切なサンプリング周波数を選択す ることができます。一例として、10MHzの複合OFDM信号で は最低20MHz（4×5MHz）のサンプリング周波数が必要です。 しかし、サンプリング・エイリアスはすべてn×20MHzで発生 し、この周波数は20MHzよりも高いRF周波数帯域幅の範囲に 入ります。このようなイメージをフィルタリングできるのは、 DAC出力に外付けするオフチップの再構成フィルタを使用する 場合のみです。 サンプリング周波数の倍数に相当するDACのイメージ周波数成 分を良好にフィルタリングするには、より高次のフィルタが必 要ですが、 DAC アーキテクチャの内部にあるインターポレー ション・フィルタを使用すればその必要はなくなります。DAC の入力データレートは同じ速度に維持されますが、インターポ レーション・フィルタによって、DACのサンプリング周波数が 増加します。その結果、メインの入力信号からさらに離れた場 所にイメージが現れます。図3と図4に、AD9860/AD9862に内 蔵された4 倍のインターポレーション・フィルタをイネーブル にしたときの効果をそれぞれ示します。 20 40 60 80 周波数（MHz） 100 120 140 図4. 4倍のインターポレーションでOFDM信号を生成する AD9860/AD9862の送信DAC（fSAMPLE＝32MSPS、 4倍のインターポレーション） したがって、送信デジタル・データは 20MHz のレートのみで 更新されますが、サンプル・レート全体は 4 倍のインターポ レーション・フィルタによって実質的に 80MHz まで増加しま す。このような効果により、構成の簡単な 3 次のベッセル LPF をDACの出力に接続できます（「IQ変調器」を参照）。 IQ変調器 変調器のAC駆動レベル 変調器のIとQの各入力は差動で駆動します。ピーク値と平均値 の比が10dB以上のWiMAX OFDMなどの信号を変調する場合 は、歪みを最小限に抑えるために、圧縮点から少なくとも 10dBのマージンを得るようにピーク駆動レベルを設定します。 十分なSNRを保ちながら変調器出力のスペクトル歪みを最小限 に抑えることによって、実際に最適なレベルが決まります。 ―4― REV. A AN-826 ベースバンドのフィルタリング 80MHz（20MHzの4倍のインターポレーション）で信号をサン AD9862 R1 RL DAC1 プリングする条件を適用して、イメージ除去の条件を規定でき ます。DACのサンプル＆ホールド動作は、周波数領域でsin(x) よってサンプリングされた信号波形の畳込みに相当します。 I入力 R2 AD8349 DAC2 VOUT ( f ) ＝Vsampled ( f ) × 05790-004 Q入力 図5. sin ( πf T) πf T （2） 図3 は、このサンプリング・イメージ成形の効果を示す適例で す。結果として、最高のイメージ周波数は1×fsのサンプリング 周波数、つまりこの場合80MHzで発生します。 DACとIQ変調器とのインターフェース AD9860/AD9862 DACとAD8349変調器とのインターフェース sin(x)/xを使用し、これらのサンプリング・イメージのレベル を図5に示します。 を計算できます。 R1とR2の各抵抗でDCバイアス・レベルを設定し、抵抗RLでI およびQのベースバンド電圧のレベルを設定します。 80MHzのサンプリング周波数で、1×fsおよび2×fsで計算され たレベルは、それぞれ−31.6dBc と−37.6dBc です。これらの 変調器の差動入力電圧は式1から計算できます。これは抵抗RL とDACのフルスケール電流IDAC両方の関数として変化します。 イメージについて実際に測定されたレベルは、計算値と大きく 異なることはなく、−33dBcと−40dBcでした。 2×IDAC×RDC×RL ＝f(IDAC)＝g(RL) （1） 2×RDC＋RL RDC＝R1＝R2 AD8349の電圧ゲインは固定です。適切な値の入力負荷抵抗を 選択することによって、この変調器の出力レベルを設定できま す。これに代わる方法として、もっと大きい値の抵抗を選択し、 DACのフルスケール出力電流を所望の駆動レベルにスケーリン グすることもできます。 WiMAXなどのOFDM変調に最適なIQ変調器AD8349の駆動レ ベルは、0.725Vp-p±10％です（詳細については、「IQ変調器 アップコンバージョンによって生じたRF帯域に入るイメージを 取り除き、クリーンなベースバンド信号を変調器に供給するた めに、DAC変調器のインターフェースにフィルタを接続します。 ローパス・ベッセル構造のフィルタは、帯域内の群遅延が平坦 であるため、このアプリケーションに最適です（図7 を参照）。 3dBカットオフ周波数が8MHzの3次フィルタは、80MHzにお いて 50dB のイメージ除去性能を備え、サンプリング・イメー ジのSNRを80dBcまで低減します。 このフィルタの詳細な性能特性を図6∼図8に掲載します。 ポート IまたはQ の最適な動作ポイントを見つける方法」を参照）。このレベル で、変調器の出力レベルとスペクトル品質とのトレードオフの 問題を解消する妥協点を見出すことができます。 A 駆動する方法によって、この電圧を得ることができます。 ポート IBまたはQB NUM = 2 この最適なACレベルは、最大のピーク電圧が得られるRLの値 を選択し（たとえば、1.2Vp-pの場合には240Ω）、DACの出力 電流を約12mAに調整する方法によっても設定できます。その 後で、R1とR2の接続ポイントにDCオフセットを加えて、DC バイアス・レベルを400mVに維持します。なお、このようにフ ルスケール電流を低くする場合は、DACのダイナミック性能が 約2dB低下します。 C8 C = 68pF L7 L = 680nH C9 C = 470pF R5 R = 240Ω ポート IB_OUT またはQ B_OUT 図6. 信号源抵抗と終端抵抗を含むベースバンド・フィルタの 回路図 DCバイアス・レベル R1とR2の各抵抗を使用して、DCバイアス・レベルを設定しま す。同相電圧の推奨レベルは400mVです。 40Ωの値を選択すると、20mAのDACフルスケール電流に必要 な400mVのDCバイアス・レベルが、RLの値とは無関係に生成 されます。 REV. A R3 R = 40.2Ω R4 R = 40.2Ω 68ΩのRL抵抗を使用し、20mAのフルスケール電流で変調器を ポート IOUTまたはQ OUT L6 L = 680nH 05790-005 Vdiff（差動入力電圧）＝ ―5― AN-826 0 IとQの振幅のミスマッチ補正は電流スケーリングによって行わ れます。各送信チャンネルのフルスケール出力電流を個別に調 整する手法として、微調整と粗調整のゲイン制御方法（レジス タ14とレジスタ15を使用）があります。電流スケーリングを行 わない場合、あるいはフルスケール電流の 1/2 または 1/11 だけ スケーリングできる場合は、粗調整のゲイン制御をバイパスで きます。このスケーリングは、−6dBまたは−20dBの電流変化 に相当します。もっと微細な分解能が必要な場合は、微調整の ゲイン制御を適用して、フルスケール電流を各レッグ上で個別 に±4％スケーリングします。 –10 dB（H(f)） –20 –30 –40 正または負のオフセットをIチャンネルとQチャンネルのいずれ かに加えて、LO のリークを抑制することもできます。10 ビッ ト精度（レジスタ10∼13）の場合には最大±12％、20mAのフ ルスケールなら±2.4mAまでのオフセット電流をいずれかの差 動チャンネルに加えることが可能です。これは、 LO のリーク を抑制するために通常必要とされる方法よりはるかに効果的な 手法です。 –60 10k 図7. 05790-006 –50 100k 1M 周波数（Hz） 10M 100M ベースバンド・フィルタのゲイン応答性（単位：dB） 40 ゲインとオフセットのミスマッチは、アナログ変換の後で補正 されるため、信号の分解能が維持されます。 LO のリークを変 調器の出力側で 75dBc まで抑制し、不要なサイドバンドを −55dBcに低減できます。 遅延 （H （f） （ns） ） 30 WiMAX OFDM 信号には DC のサブキャリアが存在しません が、WiMAXバーストのオン時間とオフ時間を復調器が容易に 区別できるように、良好な DC オフセット補正を行うことが重 要です。ただし、バーストのオフ時間中に変調器をディスエー ブルにするときは、 LO リーク・キャンセルの条件を緩和して ください。 20 0 10k 05790-007 10 100k 1M 10M 図9に、DCオフセットとゲインのキャリブレーションを適用し た後 VGA 出力で観測された単一のサイドバンド・スペクトル 特性を示します。 100M 周波数（Hz） 図8. ベースバンド・フィルタの群遅延応答性（単位：秒） I と Q の各信号パス間のミスマッチを最小限に抑えるために、 フィルタには許容誤差範囲ができるだけ小さい部品を使用して ください。 REF 12dBm # SAMP LOG 10dB/ #ATTEN 22dB ΔMKR1 4.00MHz –52.158dB LOのフィードスルーとサイドバンドの抑制 変調器の出力で発生する LO のリークは、さまざまな原因に よって発生します。 LG AV 100 W1 S2 S3 F3 • IとQ間のDCオフセット _ __ • IとI、およびQとQの差動信号間の不平衡を引き起こすDCオ £(F): F TUN SWP 05790-008 フセット • LOとRF間の不完全なアイソレーション 一般に、 LO リークの最も重大な原因は、信号が生成されてか ら変調器のミキサに入力されるまでにベースバンド信号に蓄積 される不要なDCオフセットです。 CENTER 2.350 00 GHz RES BW 300kHz 一方、IとQの各信号間の振幅と位相にミスマッチがあり、90° の LO 位相シフトが不正確であれば、これが原因で上側サイド バンドに不要なイメージが発生します。複合出力を供給するよ うに送信DACを設定する場合は、変調器の出力で良好なイメー ジ除去が行われることがきわめて重要です。このようなスプリ アスがチャンネルに入り込んでしまうとフィルタリングできな いためです。位相のミスマッチを補償することは不可能ですが、 振幅のマッチングはDACレベルで個別にゲインを補正する方法 によって実行できます。これと同様に、 AD9860/AD9862 の DACはDCオフセット補正電圧により、LOのリークを抑制でき ます。 ―6― VBW 300kHz SPAN 20MHz SWEEP 1ms (601 PTS) 図9. DCオフセット／ゲインのキャリブレーションの後で 観測された2.35GHzでの単一サイドバンド・スペクトル （送信シグナル・チェーン出力） REV. A AN-826 IQ変調器の最適な動作ポイントを見つける方法 –40 アップコンバージョンされた信号の歪みを周波数領域で測定す ることによって、変調器の最適な出力レベルを確定することが できます。出力パワー・レベルが−10dBm から−20dBm の範 囲で変化するように、変調器に入力される電圧を掃引します。 –45 16QAM OFDMのACPR（dB） ACP1 802.16-2004規格ではスペクトル品質に特定の条件の規定がな いため、通常は各国内の条例によって規定されます。国内の条 例でも規定がない場合は、802.16d規格で規定されるIEEEマス クを適用することができます（図10を参照）。しかし、韓国の WiBro規格には具体的なスペクトル・マスク仕様も規定されて おり、これはオフセット周波数f3時の条件が緩和されたIEEEマ スクに相当します。固定無線システム向けにその他のマスクも 規定されていますが、これらは固定WiMAXシステムにも適用 できます。 –50 –55 –60 ACP2 –65 ACP3 –70 –80 –20 05790-010 –75 –19 –18 –17 –16 –15 –14 –13 –12 –11 IQ変調器の出力パワー（dBm） 図11. IEEEマスクの特性を図10に示します。この特性は、このトッ プ・レベルの特性評価全体にわたって利用されています。 16QAM OFDM変調時の変調器出力のACPR性能、 IおよびQ入力電圧（またはIQ変調器の出力パワー）の 関数として変化（2,350MHz時） dB WiMAX OFDM信号波形に対するIQ変調器自体のEVM性能も 同様に、−16dBmの出力時にきわめて良好であり、その数値は 1.2％ rmsです。主な理由は、上側サイドバンドのキャンセル量 –25 が制限されることに加えて、メイン・チャンネルの範囲に収ま る各サブキャリアの2次および3次相互変調が優れているためで す。 –50 f1 図10. f2 f3 05790-009 –32 LOシンセサイザ このダイレクト・コンバージョン・アーキテクチャでは、1 個 の局部発振器が必要です。DCから所望のRF周波数へのアップ コンバージョンは、IQ変調器によって直接実行されます。位相 ノイズや周波数分解能、セトリング時間などの性能は、 LO の 生成に使用するフラクショナルNシンセサイザによって左右さ れます。 802.16d規格のスペクトル・マスク 基本的に、各ACPR測定の周波数オフセットは信号帯域幅に応 じて変化します。 10MHz の信号の場合は、周波数オフセット が以下のように変化します。 • f1＝1.09×BW/2＝5.45MHzでは、ACP1≦−25dB 位相ノイズ アップコンバージョンでは、局部発振器へのミックス時に WiMAX OFDM信号のN個のサブキャリアそれぞれに位相ノイ ズが重畳されます。 • f2＝1.95×BW/2＝9.75MHzでは、ACP2≦−32dB • f3＝2.95×BW/2＝14.75MHzでは、ACP3≦−50dB 図11に、16QAM 256 OFDM信号を処理する場合の変調器のス ペクトル性能を示します。この図では、IQ変調器の出力パワー が−20dBm から−11dBm までの範囲になるように、入力駆動 レベルを変化させています。最適な動作ポイントは、−16dBm の出力時に得られます。 局部発振器の位相ノイズは、次の2つの悪影響をもたらします。 • すべてのサブキャリアに対するランダムな位相回転 • 特定のサブキャリアがN-1のノイズの多い隣接サブキャリア の悪影響を受けることによって発生するキャリア間の干渉 最初の2 つの周波数オフセットの場合、パワー・レベルが低下 するに従って圧縮点からのマージンが大きくなり、 3 次イン ターセプト・ポイントが信号歪みの低減とACPR性能の改善に 役立っています。出力パワーがさらに低下すると、これに伴っ てSNRが低下し（変調器のノイズ・フロアと比較して信号エネ ルギーが小さくなるため）、これが原因で各dB単位のACPR性 能が劣化します。ACP3と表記している3番目の周波数オフセッ トでは、スペクトルの再生がまったく見られず、SNRの低下に 伴ってACPR性能も同様に低下します。 EVM 低下の大きな要因となるこれらの位相誤差を効果的に補 正するために、トレーニング・シーケンスのデータで変調され る8個のサブキャリアがOFDMシンボルに含まれています。こ れらのサブキャリアはパイロット・トーンと呼ばれ、 LO から 発生した隣接する位相ノイズの大部分をレシーバがトラッキン グおよび除去する上で役立ちます。ただし、この方法で除去さ れるのはシンボル長 よりも低速に変化する位相のノイズのみで あり、シンボル長よりも高速に変化する位相はトラッキングさ れず、EVMに悪影響を及ぼします。 後で実施するシステムの特性評価のために、 VGA の最適な駆 動レベルを−16dBmに設定しています。 64QAM 変調方式の OFDM の場合は、トランスミッタ出力の EVM要求仕様が2.7％ rmsときわめて厳しく規定されます。こ のような理由により、PLLのループ帯域幅に加えて、トータル の積分位相誤差がこの PLL の設計できわめて重要となります。 シンセサイザを選択するための基準として、1°rmsよりも低い トータル位相誤差を適用しています。 REV. A ―7― AN-826 インテジヤーNシンセサイザを利用する場合、2.3GHzを超える RF周波数の合成にN分周器が十分に対応し、しかも微細な分解 能を維持できます。ただし、PLLのループ帯域幅の範囲で、基 準周波数および位相周波数検出器（PFD）のノイズ・レベルが ともに20×log(N)増加します。これが直接的な原因となって、 PLLのトータル位相誤差が劣化し、場合によっては1°rmsより も高くなることがあります。 フラクショナルNシンセサイザは、位相ノイズ性能が優れてい るため、よく用いられます。より高い比較周波数を使用して、 きわめて微細な周波数分解能を達成できるため、トータル位相 ノイズの低減に効果的です。これらのフラクショナルNシンセ サイザの位相ノイズ誤差は、0.5°rms未満（typ）に抑えられる ため、このアプリケーションに適しています。 ADF4153 は低ノイズ・モード、低ノイズ／低スプリアス・ モード、低スプリアス・モードの 3 つのモード選択が可能な 4GHz のフラクショナル N シンセサイザです。ナローバンドの ループ・フィルタの場合は、ループ・フィルタの応答によって スプリアスがすでに減衰されているため、低ノイズ・モードを 推奨します。高速のロッキング・ループが必要とされない WiMAXの双方向通信モードにも低ノイズ・モードを推奨しま す。 シンセサイザの周波数分解能 IQ変調器のLOに対して要求される最小周波数分解能は、 802.16規格で要求されるチャンネル・ラスターに基づいて規定 されます。まだ最終的に承認されていませんが、チャンネル・ ラスターの要求周波数は250kHz に規定され、一部の特定プロ ファイルでは 125kHz に規定されるはずです。したがって、 PLLから生成されるキャリア周波数はチャンネル周波数ステッ プの条件に応じて、少なくとも250kHzまたは125kHzの倍数と することが必要になります。 基準周波数 条件 スプリアス・インターバル MODが3では割り切れず、 2で割り切れる場合 チャンネル・ステップの1/2 MODが2では割り切れず、 3で割り切れる場合 チャンネル・ステップの1/3 MODが6で割り切れる場合 チャンネル・ステップの1/6 上記以外の場合 チャンネル・ステップ さらに、整数の INT 分周比を小さくすることができるように、 十分に高い基準周波数を選択しなければなりません（式3 を参 照）。基準周波数を10MHzよりも高くすると、インテジヤーN シンセサイザで達成できないようなPLL位相ノイズの改善が可 能になります。 ロック時間 PLLのロック時間は、以下のような場合、きわめて重要となる ことがあります。 • 周波数と時間両方のデュプレックスが使用されるHFDDシス テムにおいて • 信号品質の改善、データ・セキュリティの強化、マルチパ ス・フェーディングの回避、周波数干渉の回避を目的とする 周波数ホッピングの実行中 基準周波数または比較周波数を高くするか、必要に応じてルー プ帯域幅を増加させることによって、PLLのロック時間を最適 化できます。 以下に記載する式に基づいて、フラクショナルNシンセサイザ の設定を行います。 FREF MOD ＝ FRES 表1 式4より、係数値のMODはPFD周波数とチャンネル間隔に応じ て変化します。チャンネル間隔は固定されているため、可能で あれば、係数の値によってサブフラクショナル・スプリアスが 発生することのないようなPFD周波数を選択してください。 高速ループの場合は、スプリアスがループ帯域幅内に入るため、 スプリアスの減衰量が少なくなります。低スプリアス・モード では、ディザがイネーブルになります。これはフラクショナル 量子化ノイズをランダム化するため、このノイズはスプリア ス・ノイズではなく、ホワイト・ノイズのように見えます。 RFout＝[INT＋K/MOD]×[FREF] フラクショナル N シンセサイザでは、チャンネル間隔のイン ターバルでスプリアスが現れ（フラクショナル・スプリアス）、 さらにチャンネル間隔のフラクションでスプリアスが発生する 可能性もあります（サブフラクショナル・スプリアス）。係数 の値がサブフラクショナル・スプリアスの場所にどのように作 用するかを表1に示します。 （3） （4） ADF4153では、32MHzまでの基準周波数またはPFD周波数を 選択することが可能であり、またオンチップの周波数ダブラー を利用して、低い周波数の基準クロックを使用しながら、PFD 周波数を高くすることができます。 PLLのループ帯域幅を規定する際は、要求されるセトリング時 ここで、 RFoutはPLLによって合成された周波数。 FREFは基準周波数であり、この場合、PFDの比較周波数と等し くなります。 MODは係数。 INTは整数の分周比。 Kは合成された周波数の分割値を設定。 FRESはPLLの周波数分解能。 間、受け入れ可能な位相誤差、スプリアス・レベルのどれを優 先するかというトレードオフの問題が伴います。ループ帯域幅 を高くすると、これに応じてロック時間が高速化されますが、 位相誤差とスプリアス・レベルが高くなってしまいます。しか し、ロック時間が重要でない場合は、「位相ノイズ」で説明し た理由により、ナローバンドのループ帯域幅の使用を推奨しま す。 ―8― REV. A AN-826 –80 性能 2.35GHzでの位相ノイズ この特殊な特性評価では、約20kHzのクローズド・ループ帯域 幅に対してPLLを設計しています。10MHzの256-OFDM信号 を使用する場合のシンボル持続時間は 25.6µs であり、これは 39kHz のサブキャリア間隔に相当します。したがって、 PLL ループの位相ノイズの大部分がパイロット・トラッキング・ア ルゴリズムによってトラッキングおよび除去できるように、意 図的にPLLループがシンボル持続時間よりも低速化するよう設 計されています。ループ・フィルタを含むPLLの回路図を図12 に示します。 位相ノイズ（dBc/Hz） –90 –100 –110 –120 16 AV DD DV DD V P 6 5 R2 1.50kΩ –140 100 CPO 2 RF IN C1 4.70nF RF IN RSET 1 電源電圧 R1 750Ω C3 2.20nF VCO 35.0MHz/V 図13. C2 56.0nF RSET 5.10kΩ ADF4153 8 GND MUXOUT 14 11 CLOCK 10 SD V DD GND GND GND 3 4 図12. 9 注 1. TSSOPパッケージのピン番号 2. AVDDはアナログ電源 3. DVDDはデジタル電源 4. VPはチャージ・ポンプ電源 5. AVDD＝DVDD、VP＞＝DVDD、AVDD 6. 詳細については製造元の データシートを参照 クローズド・ループ位相ノイズのシミュレーション （2.35GHz） このVGAのゲイン制御には、0.5∼1.4Vの正の制御電圧が必要 です。ゲイン電圧を1.4Vに設定すると、15dBに近い最大ゲイ ンが得られます。 PLLループ回路図 IQ変調器のAD8349とADL5330とのインターフェースの基本 接続を図14に示します。 図13は、このPLLのクローズド・ループ位相ノイズ性能を示し ます。 VCOはSirenza社製のVCO190-2350Tで、同調感度は35MHz/V （ typ ）です。 PLL のクローズド・ループ帯域内位相ノイズは −95dBc/Hzです。 この設計の等価 RMS 位相誤差はわずか 0.35°rms で、 0.6 ％の EVM性能の寄与に相当します。システム全体のEVM性能に対 するこのフラクショナルN PLLの寄与度については、「システ ム全体の性能」の項で説明しています。 REV. A 1M ADL5330 は高性能の VGA （ 50Ω I/O ）です。この VGA は 2.3GHzで50dBに近いゲイン制御を行い、そのゲイン制御勾配 はおよそ60dB/Vです。 05790-011 基準クロック TCXO10 100k WiMAXシステムは見通し外アプリケーションに利用できるた め、チャンネルの品質によっては、トランスミッタをゲイン制 御して送信出力レベルを調整する必要があります。 ロック検出 出力 12 DATA 10k VGA、およびそのIQ変調器との インターフェース REF IN 13 LE 1k 周波数（Hz） V+ FOUT 05790-012 –130 15 7 ―9― AN-826 +5V +5V VPOS IBBP DAC 差動I/Qベースバンド入力 120nH +5V VPOS COMM AD8349 IBBN IQ 変調器 V OUT QBBP COMM ADL5330 100pF RF VGA INLO INHI DAC QBBN 120nH 100pF RF出力 OPHI OPLO 100pF 100pF ETC1-1-13 100pF 200Ω ゲイン制御 100pF 05790-013 LO出力 200Ω ETC1-1-13 図14. IQ変調器とRF VGAとのインターフェース +5V AD8349は50Ωの負荷を駆動し、VGAと容易にインターフェー スするように設計されています。 120nH このシグナル・チェーンは−3dBmの出力パワーを供給すると 同時に、15dB を上回るマージンで802.16 スペクトル・マスク 仕様を満たし、 64QAM OFDM 変調方式で 1.5 ％のトータル EVM性能を発揮します。 OPHI 120nH 100pF POUT = –1dBm MAX ADL5330 OPLO VGA から要求されるパワーが比較的小さい場合は、変調器と VGA との間にパッドを追加することを推奨します。この方法 10dB 100pF T2 ETC1-1-13 1nF AD8362 INHI 100Ω 1nF V OUT V SET INLO CLPF VTGT V REF 2GHzから3GHz帯域における動作の場合は、この帯域に対応す るように特別にマッチングされた差動／シングルエンド変換用 のバランを使用することも推奨します。 ADL5330 の入出力は 差動です。シングルエンド・インターフェースの場合は、村田 製のSP-LDZ-49_LDB182G5005Gバランを使用すると、RFゲ インが1dB以上改善されます。 RMSパワー検出 高精度で高速のパワー制御を行うために、パワー・アンプの出 力にRMSパワー・ディテクタAD8362を接続することができま す。AD8362は高精度でワイドバンドのRMS/DC 2乗ディテク タです。この2乗検波機能 の出力は、オンチップのコンデンサ と外付けコンデンサCLPFの両方によって結合される正の電流 です。これによって生成される電圧は DC 結合アンプによって バッファされ、計測および制御目的に利用可能な出力がこのア ンプから供給されます。 図15. V OUT 47nF 05790-014 を利用すると、直線性の性能が最適化され、さらに出力ノイ ズ・フロアが改善されます。 AD8362を用いたパワー検出 AD8362は、ベストな検出範囲が確保される差動で駆動するか、 シングルエンドで駆動します。カプラの結合ポートが不平衡で あるため、802.16規格ですべての変調に利用できることが規定 されているシングルエンドの駆動を適用して、AD8362の特性 評価を実施しました。 信号エンベロープの残留成分を除去するために、2 乗ディテク タの出力側にフィルタリング用のシャント・コンデンサを外付 けします。WiMAX 信号の場合には0.1µF のコンデンサを使用 すれば、検出精度とセトリング時間に関するトレードオフが適 切に解消できます。ただし、高速の応答が必要な場合は、容量 の小さいコンデンサを選択してください。 表2 図 15 に、ディレクショナル・カプラを用いた RMS パワー測定 技法の回路を示します。ディレクショナル・カプラは、実用上 の理由により VGA の出力側に配置してありますが、パワー・ アンプ（PA）の出力側に配置してもまったく問題なくパ ワー・レベルを検出できます。 CLPF 40dB以内の精度 セトリング時間 0.1µF ＋0.3dB/−0.5dB 160µs 47nF ＋0.3dB/−0.75dB 78µs パワー・ディテクタ性能の測定結果は、図28と図29に記載して います。 図16と図17に、CLPF＝47nFを使用する場合のパワー・ディテ クタの検波範囲、精度、セトリング時間の特性を示します。 ― 10 ― REV. A AN-826 3 2.5 16QAM、レート1/2 64QAM、レート2/3 QPSK、レート3/4 16QAM、レート3/4 64QAM、レート3/4 P OUT = –1dBm MAX 10dB 2.7nH 0.5 –1 0 –2 –40 –30 –20 –10 0 –3 誤差（dB） INLO 1nF VTGT V SET CLPF VREF R1 R2 4.99kΩ 33.2kΩ TMP36F 47nF VOUT_Comp 図18. 2.35GHz時のAD8362のパワー検出と温度補償 補正済みの VOUT_comp 電圧が全温度範囲で一定になるよう に、R1とR2の抵抗比を計算します。 2.35GHz時のAD8362の温度ドリフトは、−0.03dB/℃です。こ れは、−15dBmの検出器入力パワーで測定した値です。 POUT (dBm) 図16. 0.1µF AD8362 4.7nH 05790-015 0 1.0 1nF INHI VDET_OUT 1 –0.5 –50 5V 4dB 2 1.5 VOUT (V ) RF入力 05790-028 2.0 QPSK、レート1/2 以下の式は、抵抗比の計算方法を示しています。 CLPF＝47nFを使用する場合のRMSパワー・ ΔVTMP − 10mV/°C R2 ΔT ＝ ＝ ΔVDET AD8362 ドリフト (mV/°C) R1 ΔT ディテクタの検波範囲と精度 このディテクタは、適用されるOFDM変調のタイプにまったく 左右されない点に注目してください。したがって、 QPSK 、 64QAMいずれの方式でOFDMのサブキャリアを変調する場合 でも、キャリブレーションが必要ありません。 dB/ ℃単位の AD8362 の温度ドリフトは、検出器の対数勾配 （2.35GHz時で49.79mV/dB）を乗算することによりmV/℃の単 位に換算します。このアプリケーションでは、−0.03dB/℃の ドリフトが−1.51mV/℃に相当します。 2.35GHz時の補償済み回路についてさまざまな温度での測定性 能を図19に示します。なお、0∼85℃の範囲では、温度ドリフ CH1の立ち 上がり時間 77.93µs トを最適化するために補償係数を選択しています。これは、低 温時の性能が比較的重要ではない最終装置に適しています。 4 3.5 3 05790-016 3.0 図17. M1.00ms A CH1 T 2.97200ms 2.5 VOUT (V ) CH1 500mV 1.33V WiMAXダウンリンク・バーストに対するパワー・ ディテクタの時間応答性（TSYMB＝25.6µs）、 CLPF＝47nF 2 +85°C +85°C 1 +25°C +25°C 2.0 0 1.5 –1 –40°C 1.0 誤差（dB） 1 4.0 –2 温度補償 2.35GHz時に全温度範囲にわたってAD8362の測定精度を改善 するには、簡単な温度補償の方法を利用できます。これは基本 的に、 V DET ＝ f （ピン）特性の検出器インターセプト・ポイン トのドリフト補正になります。伝達関数全体は温度の上昇に 伴って降下する傾向がありますが、その勾配はきわめて安定し ています。したがって、特定の入力レベル（−15dBmなど）で のドリフト補償がダイナミック・レンジ全体で良好に維持され ます（図21を参照）。 補償は簡単で、高精度温度センサTMP36 を利用します。25 ℃ での TMP36 の出力電圧は 750mV 、温度係数は 10mV/ ℃です。 TMP36 の正の温度係数によって検出器の負の温度係数を直接 補償できます。この構成回路を図18に示します。 REV. A ― 11 ― –3 0.5 0 –60 –55 –50 –45 –40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5 0 –4 05790-029 –40°C ピン測定値（dBm） 図19. AD8362の2.35GHz時の出力電圧および温度ドリフト （外部温度補償による） AN-826 システム全体の性能 送信チェーン全体の性能を表3 にまとめて記載しています。以 下のシステム性能の特性評価を実施しました。 図21では、IQ変調器の2つの出力パワー・レベルを比較してい ます。 A: Ch1 OFDM Meas 1.5 TRIAL LICENSE 7 DAYS LEFT • パワー制御範囲 Range: 6dB m • 最大のリニア出力パワー Const • ゲイン平坦性 • ノイズ・フロア 300m/div • OP1dBとOIP3 05790-017 • パワー・ディテクタの精度と検波範囲 –1.5 • WiMAX OFDM信号を処理する場合のEVM性能 –2.473 RBW: 31.25kHz • WiMAX OFDM信号を処理する場合のスペクトル品質 Agilent社のシステム／回路シミュレーション・ソフトウェアで あるADSを使用して、OFDM信号を生成しています。さらに、 256-OFDM信号の生成能力および復調能力を評価のときに限り 利用できるようにしました。 EVM 性能の測定には、 Agilent 89600復調ソフトウェア（チャンネル評価シーケンスのみのイ コライゼーション）を使用しました。 RCE(EVM) RCEPk PilotRCE Freq Err Quad Err Sync Corr 図20. OFDM信号の場合、EVM性能の低下を引き起こす大部分の原 因は、IQ変調器の不完全性、およびローカル発振器の位相ノイ ズまたは位相誤差によるものです。アップコンバージョンの後 でサブキャリアを変調する隣接位相ノイズの一部は、レシーバ または復調器に内蔵される位相トラッキング・アルゴリズムに よって除去できます。 2.473 TimeLen: 8 Sym RCE(EVM) dB = –36.198 % pk at sym 2 = 4.8109 dB = –36.515 CPE IQ Offset kHz = –28.427 Gain Imb = –803.82 mdeg SymClkErr = 0.96309 %rms = 1.5491 m%rms = 276.76 dB = –44.147 dB = 0.002 ppm = –0.07795 送信シグナル・チェーンのコンスタレーションと −3dBmの出力パワー時のEVM性能、64QAM OFDM 2.6 2.4 E V M ( % r ms ) 2.2 この送信チェーンの各ビルディング・ブロックが−3dBmの出 力パワー時に EVM 性能に対して寄与する度合を示す数値は、 以下のとおりです。 2.0 1.8 • DAC＋IQMODおよび理想的なLO：EVM＝1.18％ 1.6 • DAC＋IQMOD＋VGAおよび理想的なLO：EVM＝1.34％ 1.4 • DAC ＋ IQMOD ＋ VGA および理想的なフラクショナル N PLL：EVM＝1.55％ 1.2 –45 EVM_m15dBm 図 20 に示すように、出力パワーが− 17dBm のときに VGA は 約− 3dBm を出力することが可能であり、そのときの EVM は 1.5％です。 変調器から−15dBmのパワーが出力される場合は、EVM性能 が1.7％に多少低下しますが、VGAの最大出力パワー・レベル は−1dBmに増加します。 –40 –35 –30 –25 –20 –15 –10 –5 0 トータル・パワー・レベル（dBm） このリファレンス設計に使用したフラクショナルN PLLには、 0.35° の位相ノイズによる位相誤差があるため、システム全体 のEVM性能が0.2％低下します。 EVMのトータル性能を観察することにより、IQ変調器の出力 パワーまたは VGA の入力レベルの影響度についても検討を加 えています。すでに確認されている−16dBmの最適なパワー・ レベルの周辺で、2つの異なるVGA入力パワー・レベルと等価 な2つの異なる変調器入力駆動レベルについて考察しました。 05790-018 EVM_m17dBm 図21. EVM性能に対するIQ変調器の可変出力パワー・レベル の影響度 ミッドパワーの範囲では、EVM性能は基本的にIQ変調器とLO シンセサイザによって決定されます。出力パワーがダイナミッ ク・レンジの下限に到達するときに、信号対ノイズ比の低下に 伴って、EVM性能が低下し始めます。 出力パワー・レベルが最大0dBmまでのときは、スペクトル品 質もきわめて良好です。参考情報として、− 3dBm のときに ＋ 15dB を上回るマージンで 802.16d マスク仕様を満たします （ 図 2 5 を 参 照 ）。 さ ら に 、 ト ー タ ル 出 力 パ ワ ー ・ レ ベ ル が − 1dBm のときに、＋ 17dB を上回るマージンで ETSI EN 301 021タイプGマスク仕様に適合します。 これらの性能とトップ・レベルの完全なシグナル・チェーン条 件に基づき、このシグナル・チェーンから適切な最大パワー・ レベルを選択できます。 ― 12 ― REV. A AN-826 測定性能の要約 VPS1＝5V（AD8349、ADL5330、AD8362）、VPS2＝3.3V（ADF4153、AD9860/AD9862のDAC）、無線周波数帯域：2.3∼2.4GHz、 信号帯域幅：10MHz、QPSK、16QAM、64QAM、256サブキャリアのOFDM変調 表3 条件 typ 単位 最大リニア出力パワー・レベル 64 QAM OFDM、EVM＝1.7% −1 dBm 出力パワー制御範囲 ＠2.35GHz、±3dBのゲイン法則適合性、VGAの入力パワー＜−10dBm 51 dB 周波数 対 ゲイン平坦性 2.3∼2.4GHzの周波数帯域 0.025 dB/MHz 任意の周波数帯域幅が20MHz時の最悪時性能 0.5 dB パラメータ 1 GAIN ＝ OIP3 @2.35GHz、V OP 1 dB @2.35GHz、VGAIN＝1.4V スペクトル・マスク／ACP RBW＝100kHz、VBW＝30kHz、 16QAM OFDM―POUT＝−3dBm、10MHz信号 ゲイン制御 対 EVM性能 1.4V 19.4 dBm 11.0 dBm FOFFSET＝1.09×BW/2 −40.5 dB FOFFSET＝1.95×BW/2 −54 dB FOFFSET＝2.95×BW/2 −72.5 dB 64 QAM OFDM、2.35GHz POUT＝−1dBm、VGAIN＝ハイ POUT＝−40dBm、VGAIN＝ロー 1 −35.4 dB ＋1.7 % −34.9 dB ＋1.8 % 広帯域ノイズ・フロア オフセット周波数＝20MHz、POUT＝−1dBmまたはVGAIN＝1.4V −142.5 dBm/Hz オフセット周波数＝20MHz、POUT≦−20dBmまたはVGAIN≦1V −155 dBm/Hz RMSパワー検出範囲 すべての変調方式、誤差＜±0.8dB 40 dB 条件 typ 単位 VGAINはADL5330のゲイン制御電圧です。 表4. 電源 パラメータ 正電源電圧1 無負荷時静止電流 AD8349、ADL5330、AD8362の総消費電流 正電源電圧2 無負荷時静止電流 REV. A ADF4153、80MSPS動作時のAD9860またはAD9862送信パスの総消費電流 ― 13 ― 5 V 360 mA 3.3 V 165 mA AN-826 主要デバイスの部品表（BOM） 表5. デバイスの品名（受動部品を除く） デバイス AD9860/AD9862 機能 ミックスド・シグナル・フロントエンド （ADCおよびDAC） メーカ名 評価用ボードの製品番号 アナログ・デバイセズ AD9860-EB、AD9862-EB AD8349 ダイレクト・コンバージョンIQ変調器 アナログ・デバイセズ EVAL-AD8349EB ADL5330 電圧制御アンプ／減衰器 アナログ・デバイセズ ADL5330-EVAL ADF4153 フラクショナルN PLL アナログ・デバイセズ EVAL-ADF4153EB1 AD8362 RMS応答パワー・ディテクタ アナログ・デバイセズ EVAL-AD8362EB ― 14 ― REV. A AN-826 代表的な性能特性 10 –5 5 –15 0 –25 –5 LG AV 100 W1 S2 S3 F3 £(F): F TUN SWP –10 –45 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 –15 1.4 05790-022 –35 CENTER 2.350 00 GHz # RES BW 100kHz V GAIN (V) 図22. 図25. AD8349変調器の出力パワーが−10dBmのときの パワー・ゲイン範囲、ゲイン法則適合性、および VGAINの関連特性（2350MHz時） 17 16 VBW 30kHz SPAN 40MHz SWEEP 34.88ms (601 PTS) トランスミッタの出力スペクトル（64QAM WiMAX OFDM、BW＝7MHz）、−3dBmの出力パワー時、 802.16dスペクトル・マスクと比較 3.0 –28 2.8 –29 2.6 –30 –31 2.4 14 EVM ( % r ms ) 基本レベル（dBm） 15 13 12 –32 2.2 –33 2.0 –34 1.8 –35 1.6 –36 1.4 –37 1.2 –38 11 9 2.28 05790-020 10 2.30 2.32 2.34 2.36 2.38 2.40 1.0 –45 2.42 –39 –40 –35 RF周波数 対 トランスミッタのゲイン平坦性 （1.2Vp-pのCW信号が変調器入力に印加される場合） 図26. –10 ノイズ・フロア（dBm/Hz） –15 –10 –5 0 802.16 64QAM OFDM信号に対するトランスミッタ のトータルEVM性能、10MHzの信号帯域幅 5.45MHz –50 9.75MHz –60 14.75MHz 05790-021 –40 –30 –145 –150 –155 –70 –50 –140 –20 –10 –160 –60 0 05790-024 ACPR ( dB) –40 –50 –40 –30 –20 –10 0 トータル出力パワー・レベル（dBm） トータル出力パワー（dBm） REV. A –20 –135 –30 図24. –25 –130 –20 –80 –60 –30 トータル出力パワー（dBm） RF周波数（GHz） 図23. コンスタレーション誤差（dB） 5 #ATTEN 8dB REF –2dBm # SAMP LOG 10dB/ 802.16dマスクに準拠するトランスミッタのACPR （64QAM WiMAX OFDM、10MHzの帯域幅）、 出力パワーまたはVGAIN電圧の関数 図27. ― 15 ― トランスミッタの出力パワー 対 出力ノイズ・フロア （QPSK、16QAM、64QAM OFDM変調信号） 05790-023 15 ゲイン法則適合性（dB） 15 05790-019 ゲイン（dB） VPS1＝5V（AD8349、ADL5330、AD8362）、VPS2＝3.3V（AD9860/AD9862、ADF4153）、無線周波数帯域：2.3∼2.4GHz AN-826 3 QPSK、レート3/4 16QAM、レート3/4 64QAM、レート 3/4 2 1.5 1 1.0 0 0.5 –1 0 –2 –0.5 –50 –40 –30 –20 –10 0 –3 2 1 CH1 500mV VGA出力パワー・レベル（dBm） 図28. RMSパワー・ディテクタの応答性と検出誤差、および 図29. 送信シグナル・チェーンの出力パワー・レベルの関連特性、 QPSK、16QAM、64QAM OFDM変調 （VGA出力に10dBのカプラを使用） ― 16 ― CH2 20.0mV? M1.00ms A CH4 T 3.15200ms 174mV WiMAXダウンリンク・バーストに対するパワー・ ディテクタの時間応答性（長いプリアンブル、 FCH、64QAM OFDMデータ・シーケンス）、 シンボル時間＝25.6µs REV. A AN05790-0-7/06(A)-J 64QAM、レート2/3 誤差（dB） 16QAM、レート1/2 05790-025 VOUT (V ) 2.0 QPSK、レート1/2 05790-026 2.5