LT1371 - 500kHz 高効率3A スイッチング

LT1371
500kHz高効率
3Aスイッチング・レギュレータ
特長
概要
■
LT®1371はモノリシックの高周波電流モード・スイッチ
ング・レギュレータです。ブースト、バック、フライ
バック、フォワード、インバーティング、および“Cuk”
を含むすべての標準スイッチング構成で動作可能です。
発振器、コントール回路、および保護回路とともに、
3Aの高効率スイッチを内蔵しています。
■
■
■
■
■
■
■
■
高効率、高速スイッチング
小型インダクタを使用:4.7µH
すべて表面実装型部品を使用可能
低い最小電源電圧:2.7 V
静止電流:4mA(TYP)
電流制限付きパワー・スイッチ:3A
安定化された正または負出力
シャットダウン時の消費電流:12µA(TYP)
外部同期が容易
LT1371の標準静止電流はわずか4mAで、従来のデバイス
よりも効率が高くなっています。高周波数でスイッチン
グを行うため、非常に小さなインダクタが使用できます。
最新設計技術の採用により、高い柔軟性と使いやすさを
実現しました。スイッチングを外部ロジック・レベルの
ソースに簡単に同期させることができます。シャットダ
ウン・ピンに論理“L”を印加すれば、電源電流は12µAに
減少します。ユニークな誤差アンプ回路によって、シン
プルな周波数補償テクニックを利用しながら、正または
負の出力電圧を安定化させることができます。誤差アン
プのトランスコンダクタンスが非線形であるため、起動
時または過負荷回復時の出力オーバシュートが低減され
ます。また、発振器周波数をシフトして、過負荷状態時
に外付け部品を保護します。
アプリケーション
■
■
■
■
ブースト・レギュレータ
ラップトップ・コンピュータ電源
複数出力フライバック電源
極性反転電源
、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。
U
TYPICAL APPLICATION
5V to 12V Boost Converter
L1*
4.7µH
D1
MBRS330T3
VIN
OFF
ON
LT1371
+
C1**
22µF
25V
+
FB
GND
C2
0.047µF
R3
2k
VC
R2
6.19k
1%
C4**
22µF
25V
×2
*COILCRAFT DO3316P-472 (4.7µH),
DO3316P-103 (10µH) OR
SUMIDA CD104-100MC (10µH)
**AVX TPSD226M025R0200
†MAX I
OUT
L1
IOUT
4.7µH 0.7A
10µH 0.8A
C3
0.0047µF
LT1371 • TA01
VIN = 5V
90
R1
53.6k
1%
VSW
S/S
100
VOUT†
12V
EFFICIENCY (%)
5V
12V Output Efficiency
80
70
60
50
0.01
0.1
OUTPUT CURRENT (A)
1
LT1371 • TA02
4-181
LT1371
W W
W
AXI U
U
ABSOLUTE
RATI GS
Supply Voltage ....................................................... 30V
Switch Voltage
LT1371 ............................................................... 35V
LT1371HV .......................................................... 42V
S/S, SHDN, SYNC Pin Voltage ................................ 30V
Feedback Pin Voltage (Transient, 10ms) .............. ±10V
Feedback Pin Current ........................................... 10mA
Negative Feedback Pin Voltage
(Transient, 10ms) ............................................. ±10V
Operating Ambient Temperature Range ...... 0°C to 70°C
Operating Junction Temperature Range
Commercial .......................................... 0°C to 125°C
Industrial ......................................... – 40°C to 125°C
Short Circuit ......................................... 0°C to 150°C
Storage Temperature Range ................ – 65°C to 150°C
Lead Temperature (Soldering, 10 sec)................. 300°C
U
W
U
PACKAGE/ORDER I FOR ATIO
ORDER PART
NUMBER
FRONT VIEW
7
6
5
4
3
2
1
TAB
IS
GND
VIN
S/S
VSW
GND
NFB
FB
VC
LT1371CR
LT1371HVCR
LT1371IR
LT1371HVIR
R PACKAGE
7-LEAD PLASTIC DD
TJMAX = 125°C, θJA = 30°C/W
WITH PACKAGE SOLDERED TO 0.5 INCH2 COPPER
AREA OVER BACKSIDE GROUND PLANE OR INTERNAL
POWER PLANE. θJA CAN VARY FROM 20°C/W TO
> 40°C/W DEPENDING ON MOUNTING TECHNIQUE
FRONT VIEW
7
6
5
4
3
2
1
TAB
IS
GND
T7 PACKAGE
7-LEAD TO-220
VIN
S/S
VSW
GND
NFB
FB
VC
ORDER PART
NUMBER
LT1371CT7
LT1371HVCT7
LT1371IT7
LT1371HVIT7
ORDER PART
NUMBER
TOP VIEW
VC 1
20 VSW
FB 2
19 NC
NFB 3
18 VSW
GND 4
17 GND
GND 5
16 GND
GND 6
15 GND
GND 7
14 GND
SHDN 8
13 NC
SYNC 9
12 NC
VIN 10
LT1371CSW
LT1371HVCSW
LT1371ISW
LT1371HVISW
11 GND
SW PACKAGE
20-LEAD PLASTIC SO WIDE
TJMAX = 125°C, θJA = 50°C/W
θJA WILL VARY FROM APPROXIMATELY 40°C/W WITH
0.75 INCH2 OF 1 OZ COPPER TO 50°C/W WITH 0.33 INCH2
OF 1 OZ COPPER ON A DOUBLE-SIDED BOARD
TJMAX = 125°C, θJA = 50°C/W, θJC = 4°C/W
Consult factory for Military grade parts.
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
VIN = 5V, VC = 0.6V, VFB = VREF, VSW, S/S, SHDN, SYNC and NFB pins open, unless otherwise noted.
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
VREF
Reference Voltage
Measured at Feedback Pin
VC = 0.8V
IFB
Feedback Input Current
●
VFB = VREF
MIN
TYP
MAX
UNITS
1.230
1.225
1.245
1.245
1.260
1.265
V
V
250
550
900
nA
nA
0.01
0.03
%/V
●
Reference Voltage Line Regulation
4-182
2.7V ≤ VIN ≤ 25V, VC = 0.8V
●
LT1371
ELECTRICAL CHARACTERISTICS
VIN = 5V, VC = 0.6V, VFB = VREF, VSW, S/S, SHDN, SYNC and NFB pins open, unless otherwise noted.
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
VNFB
Negative Feedback Reference Voltage
Measured at Negative Feedback Pin
Feedback Pin Open, VC = 0.8V
– 2.540
● – 2.570
INFB
Negative Feedback Input Current
VNFB = VNFR
●
Negative Feedback Reference Voltage
Line Regulation
2.7V ≤ VIN ≤ 25V, VC = 0.8V
●
Error Amplifier Transconductance
∆IC = ±25µA
gm
AV
f
MIN
– 45
UNITS
V
V
– 30
– 15
µA
0.01
0.05
%/V
1100
700
1500
●
1900
2300
µmho
µmho
120
200
350
µA
1400
2400
µA
1.95
0.40
2.30
0.52
V
V
VFB = VREF – 150mV, VC = 1.5V
●
Error Amplifier Sink Current
VFB = VREF + 150mV, VC = 1.5V
●
Error Amplifier Clamp Voltage
High Clamp, VFB = 1V
Low Clamp, VFB = 1.5V
1.70
0.25
VC Pin Threshold
Duty Cycle = 0%
0.8
1
1.25
V
Switching Frequency
2.7V ≤ VIN ≤ 25V
0°C ≤ TJ ≤ 125°C
– 40°C ≤ TJ ≤ 0°C (I Grade)
●
450
430
400
500
500
550
580
580
kHz
kHz
kHz
●
85
95
Error Amplifier Voltage Gain
500
Switch Current Limit Blanking Time
Output Switch Breakdown Voltage
130
V/ V
%
260
ns
LT1371
LT1371HV
0° C ≤ TJ ≤ 125°C
– 40°C ≤ TJ ≤ 0°C (I Grade)
●
35
47
V
●
42
40
47
V
V
0.25
0.45
Ω
3.8
3.4
5.4
5.0
A
A
Supply Current Increase During Switch ON Time
15
25
mA/A
Control Voltage to Switch Current
Transconductance
4
VSAT
Output Switch ON Resistance
ISW = 2A
●
ILIM
Switch Current Limit
Duty Cycle = 50%
Duty Cycle = 80% (Note 1)
●
●
∆IIN
∆ISW
Minimum Input Voltage
IQ
MAX
– 2.440
– 2.410
Error Amplifier Source Current
Maximum Switch Duty Cycle
BV
TYP
– 2.490
– 2.490
3.0
2.6
A/V
●
2.4
2.7
V
Supply Current
2.7V ≤ VIN ≤ 25V
●
4
5.5
mA
Shutdown Supply Current
2.7V ≤ VIN ≤ 25V, VS/S ≤ 0.6V
0° C ≤ TJ ≤ 125°C
– 40°C ≤ TJ ≤ 0°C (I Grade)
●
12
30
50
µA
µA
2.7V ≤ VIN ≤ 25V
●
0.6
1.3
2
V
●
5
12
25
µs
●
– 10
15
µA
●
600
800
kHz
Shutdown Threshold
Shutdown Delay
S/S or SHDN Pin Input Current
Synchronization Frequency Range
The ● denotes specifications which apply over the full operating
temperature range.
0V ≤ VS/S or VSHDN ≤ 5V
Note 1: For duty cycles (DC) between 50% and 90%, minimum
guaranteed switch current is given by ILIM = 1.33 (2.75 – DC).
4-183
LT1371
U W
TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS
Switch Saturation Voltage
vs Switch Current
Switch Current Limit
vs Duty Cycle
25°C
0.8
0.7
0.6
0.5
–55°C
0.4
0.3
0.2
6
3.0
5
2.8
25°C AND
125°C
4
–55°C
3
2
2.4
2.2
2.0
1
0
2.0
18
1.8
14
1.4
12
1.2
10
1.0
SHUTDOWN DELAY
0.8
6
0.6
4
0.4
2
0.2
0
–50 –25
0
SHUTDOWN THRESHOLD (V)
1.6
MINIMUM SYNCHRONIZATION VOLTAGE (VP-P)
20
8
0
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
3.0
400
2.5
2.0
1.5
1.0
0.5
0
–50 –25
2
1
0
–1
–2
–3
–4
–1
0
1
2
3 4 5 6
VOLTAGE (V)
7
8
9
LT1371 • G07
4-184
125°C
100
0
–100
–200
–300
0
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
–0.3
VREF
–0.2
–0.1
FEEDBACK PIN VOLTAGE (V)
Error Amplifier Transconductance
vs Temperature
110
2000
100
1800
90
80
70
60
50
40
30
gm =
∆I (VC)
∆V (FB)
1600
1400
1200
1000
800
600
400
200
20
10
0.1
LT1371 • G06
TRANSCONDUCTANCE (µmho)
SWITCHING FREQUENCY (% OF TYPICAL)
VIN = 5V
25°C
–55°C
200
Switching Frequency
vs Feedback Pin Voltage
3
–5
300
LT1371 • G05
S/S or SHDN Pin Input Current
vs Voltage
4
Error Amplifier Output Current
vs Feedback Pin Voltage
fSYNC = 700kHz
LT1371 • G04
5
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
LT1371 • G03
Minimum Synchronization
Voltage vs Temperature
SHUTDOWN THRESHOLD
0
LT1371 • G02
Shutdown Delay and Threshold
vs Temperature
16
1.8
–50 –25
10 20 30 40 50 60 70 80 90 100
DUTY CYCLE (%)
0
0.4 0.8 1.2 1.6 2.0 2.4 2.8 3.2 3.6 4.0
SWITCH CURRENT (A)
ERROR AMPLIFIER OUTPUT CURRENT (µA)
0
LT1371 • G01
SHUTDOWN DELAY (µs)
2.6
0.1
0
INPUT CURRENT (µA)
INPUT VOLTAGE (V)
150°C
100°C
0.9
SWITCH CURRENT LIMIT (A)
SWITCH SATURATION VOLTAGE (V)
1.0
Minimum Input Voltage
vs Temperature
0
0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0
FEEDBACK PIN VOLTAGE (V)
LT1371 • G08
0
–50 –25
0
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
LT1371 • G09
LT1371
U W
TYPICAL PERFORMANCE CHARACTERISTICS
VC Pin Threshold and High
Clamp Voltage vs Temperature
Feedback Input Current
vs Temperature
2.4
1.8
1.6
1.4
1.2
VC THRESHOLD
1.0
0.8
700
NEGATIVE FEEDBACK INPUT CURRENT (µA)
FEEDBACK INPUT CURRENT (nA)
VC HIGH CLAMP
2.0
VC PIN VOLTAGE (V)
0
800
2.2
VFB =VREF
600
500
400
300
200
100
0.6
0.4
–50 –25
Negative Feedback Input Current
vs Temperature
0
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
0
–50 –25
0
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
LT1371 • G10
LT1371 • G11
VNFB =VNFR
–10
–20
–30
–40
–50
–50 –25
0
25 50 75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
LT1371 • G12
ピン機能
VC:補償ピンは、周波数補償、電流制限、およびソフ
トスタートに使用されます。これは誤差アンプ出力と電
流コンパレータ入力の兼用ピンです。ループ周波数補償
は、VCピンからグランドに接続したRCネットワークで
実行できます。
FB:フィードバック・ピンを使用して、正の出力電圧
の感知と発振器周波数のシフトを行います。これは誤差
アンプの反転入力です。このアンプの非反転入力は、内
部で1.245Vリファレンスに接続されています。NFBピン
を使用するときには、FBピンの負荷は250µA以下でなけ
ればなりません。
NFB:負のフィードバック・ピンは、
負の出力電圧の感知に
使用されます。
このピンは100kΩのソース抵抗を通して、
負
のフィードバック・アンプの反転入力に接続されます。
S/S(RおよびT7パッケージのみ):シャットダウンおよ
び同期ピン。S/Sピンはロジック・レベル・コンパチブ
ルです。シャットダウンはアクティブ“L”で、シャット
ダウン・スレッショルドは標準で1.3Vです。通常動作時
には、S/Sピンを“H”にプルアップするか、VINに接続す
るか、あるいはフロートさせておきます。スイッチング
を同期させるときは、S/Sピンを600kHz∼800kHzでドラ
イブしてください。
SHDN:(SWパッケージのみ):このシャットダウン・
ピンはアクティブ“L”で、シャットダウン・スレッショ
ルドは標準で1.3Vです。通常動作時には、SHDNピンを
“H”にプルアップするか、VINに接続するか、あるいは
フロートさせておきます。
SYNC(SWパッケージのみ):スイッチングを同期させ
るときは、SYNCピンを600kHz∼800kHzでドライブして
ください。使用しない場合、SYNCピンは“H”または“L”
に接続するか、フロートさせておくことができます。
VIN:入力電源ピンを10µF以上の低ESRコンデンサでバ
イパスします。VINが2.5V以下に低下すると、レギュ
レータは低電圧ロックアウトに入ります。低電圧ロック
アウトは、スイッチングを停止しVCピンを“L”にプルダ
ウンします。
VSW:スイッチ・ピンはパワー・スイッチのコレクタ
で、大きな電流が流れます。放射と電圧スパイクを最小
限に抑えるために、スイッチング部品へのトレースはで
きる限り短くしてください。
GND:すべてのグランド・ピンを良質のグランド・プ
レーンに接続してください。
4-185
LT1371
W
BLOCK DIAGRAM
VIN
SHUTDOWN
DELAY AND RESET
SHDN
SW
LOW DROPOUT
2.3V REG
ANTI-SAT
S/S*
SYNC
SYNC
LOGIC
OSC
DRIVER
SWITCH
5:1 FREQUENCY
SHIFT
+
100k
NFB
NFBA
–
COMP
50k
–
FB
+
1.245V
REF
GND SENSE
+
EA
IA
VC
AV ≈ 6
*R AND T7 PACKAGES ONLY
0.04Ω
–
GND
LT1371 • BD
動作
LT1371は電流モード・スイッチャです。したがって、
スイッチのデューティ・サイクルは出力電圧ではなく、
スイッチ電流で直接制御されます。ブロック図を参照す
ると、スイッチは発振サイクルが開始するたびにターン
“オン”し、電流があらかじめ設定されたレベルに達する
とターン“オフ”します。出力電圧は出力電圧感知用誤差
アンプを使用して、電流のトリップ・レベルを設定する
と制御できます。この手法にはいくつかの利点がありま
す。まず、ライン過渡応答が非常に遅い従来のスイッチ
とは異なり、入力電圧の変動に即時に応答します。次に
エネルギー蓄積インダクタでの中域周波数における90°
の位相シフトが減少します。このため入力電圧または出
力負荷が大きく変動する状況では、閉ループ周波数補償
が大幅に簡素化されます。最後に、パルス単位の電流制
限が容易なため出力過負荷または短絡状態で最大限ス
イッチの保護が可能です。低ドロップアウトの内部レ
ギュレータは、すべての内部回路に2.3Vの電源を供給し
ています。ドロップアウトが低く設計されているため、
入力電圧を2.7Vから25Vまで変化させても、デバイス性
能が変ることはありません。500kHz発振器はすべての
4-186
内部タイミングの基本クロックです。ロジックおよびド
ライバ回路を介して出力スイッチをターンオンします。
特別なアダプティブ・アンチSAT回路がパワー・スイッ
チの飽和を検出し、瞬時にドライバ電流を調整して、ス
イッチの飽和状態を制限します。したがって、ドライバ
の消費電力が抑えられ、スイッチは非常に高速でターン
オフします。
1.245Vバンドキャップ・リファレンスは、誤差アンプの
非反転入力をバイアスします。アンプの負入力は正出力
電圧を感知するために、ピンに出ています。誤差アンプ
のトランスコンダクタンスが非線形であるため、起動時
または過負荷回復時の出力オーバシュートが低減されま
す。帰還電圧が40mVだけ基準電圧を超えると、誤差ア
ンプのトランスコンダクタンスが10倍に増加し、出力
オーバシュートが低減されます。帰還入力は発振器周波
数もシフトさせ、過負荷状態で部品を保護するのに役立
ちます。帰還電圧が0.6V以下に低下すると、発振器周波
数は5:1に低減されます。スイッチング周波数が低下す
れば、最小スイッチ・デューティ・サイクルを低減する
ことにより、スイッチ電流制限を完全に制御できます。
LT1371
アプリケーション情報
ユニークな誤差アンプ回路により、LT1371は直接負の
出力電圧を安定化させることができます。負のフィード
バック・アンプの100kΩソース抵抗がピンに出ており、
負の出力電圧を感知できます。NFBピンは−2.49Vでレ
ギュレートされ、アンプ出力は内部でFBピンを1.245V
にドライブします。このアーキテクチャは、同じメイン
誤差アンプを使用し、機能の重複を避けながら使いやす
さを維持しています。−1.25Vまでレギュレート可能な
製品については、弊社にお問い合わせください。
アンプ出力に現れる誤差信号が外部に出ています。この
ピン(VC)には3種類の機能があり、周波数補償、電流制
限調整、およびソフトスタートに使用されます。このピ
ンは通常のレギュレータ動作中は、1V(低出力電流)と
1.9V(高出力電流)の間の値をとります。この誤差アンプ
は電流出力(gm)タイプであるため、この電圧を外部で
クランプして制限電流を低くすることができます。同様
に、コンデンサ結合された外部クランプはソフトスター
トを実行します。VCピンをコントロール・ピン・ス
レッショルド以下にプルダウンすると、スイッチの
デューティ・サイクルがゼロになり、LT1371は待機
モードになります。
アプリケーション情報
正出力電圧の設定
LT1371は、FBピンとグランドの間に1.245Vの基準電圧
(VREF)を発生します。出力電圧は、FBピンを出力抵抗
分圧回路(図1)に接続して設定されます。FBピンのバイ
アス電流は誤差が小さく、通常、R2の値が7kΩまでは
無視できます。R2の推奨値は6.19kΩです。NFBピン
は、正電圧出力アプリケーションでは、通常開放してお
きます。正の固定電圧バージョンもあります(弊社にお
問い合わせください)。
負出力電圧の設定
LT1371は、NFBピンとグランドの間に−2.49Vの基準電圧
(VNFR)を発生します。出力電圧は、NFBピンを出力抵抗分
圧回路(図2)に接続して設定されます。−30µAのNFBピ
ン・バイアス電流(INFB)によって、出力電圧誤差が発生す
るためこれを無視してはなりません。これについては図2
の公式で説明しました。
R2の推奨値は2.49kΩです。
FBピン
は、通常、負電圧出力アプリケーションでは開放しておき
ます。NFBピン使用時のFBピンに対する負荷制限につい
ては、
「両極出力電圧の感知」
を参照してください。
両極出力電圧の感知
アプリケーションによっては、
正および負両方の出力電圧
を感知して制御に利用しています。その一例が、代表的な
アプリケーションのセクションに示す「過電圧保護付き
デュアル出力フライバック・コンバータ」
回路です。
各出力
電圧抵抗分圧回路は、前述のように個々に設定されます。
FBピンとNFBピンの両方を使用する場合、LT1371はいず
VOUT
R1
FB
PIN
R2
( )
( )
VOUT = VREF 1 + R1
R2
R1 = R2
VOUT
–1
1.245
VREF
LT1371 • F01
Figure 1. Positive Output Resistor Divider
–VOUT
INFB
( )
R1
–VOUT = VNFB 1 + R1 + INFB (R1)
R2
R2
R1 =
NFB
PIN
VNFR
VOUT– 2.49
( )(
2.49 + 30 • 10– 6
R2
)
LT1371 • F02
Figure 2. Negative Output Resistor Divider
れかの出力が設定された出力電圧を超えないようにしま
す。
たとえば、
このアプリケーションで、
正の出力が負の出
力よりも負荷が重い場合は、
負の出力電圧のほうが高くな
り、希望の設定点電圧で安定化動作を行います。正の出力
は設定点電圧よりわずかに低くなります。
このテクニック
は、
いずれの出力も無負荷時にレギュレートされない高い
電圧が出力されるのを防止します。NFBピン使用時は、
FB
ピンの負荷が250µA以下でなければならないことに注意
してください。これは、FBとNFBの両方に抵抗分圧回路を
使用した場合に発生します。
正出力がグランドに短絡しな
い限り、抵抗分圧回路を流れる全電流がFBの真の負荷に
なることはありません。
「デュアル出力フライバック・コン
バータ」
アプリケーションを参照してください。
4-187
LT1371
アプリケーション情報
シャットダウンと同期
7ピンRおよびT7パッケージ・デバイスには、シャットダ
ウンと同期の両方に使用する2つの機能をもつS/Sピンが
あります。SWパッケージ・デバイスには、シャットダウン
(SHDN)ピンと同期(SYNC)ピンの両方があり、これらは
別々にあるいは連結して使用できます。これらのピンは
ロジック・レベル・コンパチブルであり、通常動作を実行
させるときは“H”にプルアップするか、VINに接続する
か、あるいはフロートさせます。S/SピンまたはSHDNピン
に論理“L”があると、シャットダウンが起動され、デバイ
スの電源電流が12µAに低減されます。標準同期範囲は、
デバイスの自然スイッチング周波数の1.05∼1.8倍です
が、保証範囲は600kHz∼800kHzです。12µsのリセット可
能なシャットダウン遅延ネットワークは、複数の機能を
同時に実行する際には、同期信号を受信している間は
シャットダウンに入らないことを保証します。
700kHz以上で同期させるときには、
同期周波数が高くなる
ほど、
低調波スイッチングを防止するのに使用した内部ス
ロープ補償の振幅が小さくなるため、
注意が必要です。
この
タイプの低調波スイッチングは、
スイッチのデューティ・サ
イクルが50%以上のときにしか発生しません。
インダクタ
値が高いほど、
問題が解消される傾向があります。
熱に関する考察
ワーストケースの入力電圧および負荷電流条件によっ
て、ダイの定格温度を超えないように注意してくださ
い。標準熱抵抗は、Rパッケージで30℃/W、SWおよび
T7パッケージで50℃/Wですが、これらの値は実装条件
(銅の面積、空気流など)によって変化します。熱は、R
およびT7パッケージからはタブを通して、SWパッケー
ジからはピン4∼7と14∼17を通して伝達されます。
平均電源電流(ドライバ電流を含む)は次のとおりです。
IIN=4mA+DC [ISW/60+ISW (0.004)]
ISW=スイッチ電流
DC=スイッチ・デューティ・サイクル
スイッチ消費電力は次式から得られます。
PSW=(ISW)2 (RSW)(DC)
RSW=出力スイッチのオン抵抗
4-188
ダイの全消費電力は、合計電源電流×電源電圧にスイッ
チ消費電力を加えた値になります。
PD(TOTAL)=(IIN)(VIN)+PSW
表面実装型ヒートシンクも入手可能になり、パッケージ
熱 抵 抗 を 1/2∼ 1/3に 低 減 で き る よ う に な り ま し た 。
Wakefield Engineering社(電話番号:(617) 245-5900)は、R
パッケージ(DD)およびSWパッケージ(SW20)用の表面
実装型ヒートシンクを提供しています。
インダクタの選択
ほとんどのアプリケーションで、インダクタは2.2µH∼
22µHの範囲になります。インダクタンス値が低いほど、
インダクタの物理的サイズも小さくなります。インダク
タンス値が高いと、パワー・スイッチに印加されるピーク
電流が減少するため、より高い出力電流(制限値は3A)を
流すことができます。インダクタンス値が高いと入力
リップル電圧も低下し、コア損失が低減されます。
インダクタを選択する際は、最大負荷電流、コア損失お
よび銅損失、許容される部品の高さ、電圧リップル、
EMI、インダクタの故障電流、飽和、そしていうまでも
なくコストを検討しなければなりません。多少複雑で矛
盾するこれらの要求条件に対処する方法として、以下の
手順が推奨されます。
1. ブースト・コンバータの平均インダクタ電流が、負
荷電流×VOUT/VINと等しいと仮定して、インダクタ
が連続過負荷条件に耐えなければならないかどうか
を判断してください。たとえば、最大負荷電流での
平均インダクタ電流が1Aの場合、1Aのインダクタで
は、連続3Aの過負荷条件に耐えられない可能性があ
ります。また、ブースト・コンバータは短絡保護さ
れておらず、出力短絡状態では、インダクタ電流は
入力電源の有効電流まで制限がないことも忘れない
でください。
2. インダクタが飽和しないよう保証するために、全負
荷電流でのピーク・インダクタ電流を計算してくだ
さい。ピーク電流は、特にインダクタが小さく負荷
が軽いときには、出力電流より大幅に高くなる可能
性があるため、この手順を省略してはなりません。
鉄粉コアはソフトに飽和するため許容されます。他
方、フェライト・コアは急激に飽和し、その他のコ
LT1371
アプリケーション情報
ア材の飽和はこれらの中間になります。以下の公式
は連続モード動作を想定したものですが、不連続
モードの場合に、ハイサイドでわずかに誤差が生じ
るだけなので、あらゆる条件に使用できます。
) )
V
V (V
–V )
IPEAK = (IOUT) OUT + IN OUT IN
VIN
2(f)(L)(VOUT)
VIN=最小入力電圧
f=500kHzスイッチング周波数
3. 設計が、高い磁界を放射するロッドやバレルなどの
「オープン」コア形状に耐えられるかどうか、あるい
はトロイドのようにEMI問題を防止するためにク
ローズドコアが必要かどうか判断してください。た
とえば、磁気記憶媒体の隣にオープンコアを置きた
くはありません! ロッドやバレルは、安価で小形
なため魅力的ですが、磁界放射が問題となる状況で
の計算方法のガイドラインがなく、判断に迷いま
す。
力コンデンサは、0.2Ω以下の保証ESRを持つAVXタイ
プTPS、22µ[email protected](2個ずつ)です。これは「D」サイズの
表面実装型固形タンタル・コンデンサです。TPSコンデ
ンサは、低ESRを実現するために特別に製造され試験さ
れており、単位体積当たり最低のESRを実現していま
す。さらにESRを低減するには、複数の出力コンデンサ
を並列に使用することができます。容量値(µF)はそれ
ほど重要ではなく、22µFから500µF以上の容量でも十分
に動作しますが、ESRの特質は顕著に現れます。小形の
22µF固形タンタル・コンデンサの場合は、ESRが高く、
大きな出力リップル電圧が現れます。表1に代表的な固
形タンタル表面実装型コンデンサを示します。
Table 1. Surface Mount Solid Tantalum Capacitor
ESR and Ripple Current
E CASE SIZE
AVX TPS, Sprague 593D
AVX TAJ
ESR (MAX Ω)
RIPPLE CURRENT (A)
0.1 to 0.3
0.7 to 0.9
0.7 to 1.1
0.4
0.1 to 0.3
0.9 to 2.0
0.7 to 1.1
0.36 to 0.24
0.2 (Typ)
1.8 to 3.0
0.5 (Typ)A V X
0.22 to 0.17
2.5 to 10
0.16 to 0.08
D CASE SIZE
4. コア形状、ピーク電流(飽和を回避するため)、平均
電流(加熱を制限するため)、およびフォールト電流
の要件を満足するインダクタを購入してください。
インダクタが熱くなりすぎた場合は、ワイヤの絶縁
が溶けて、巻線間で短絡が発生します。高効率、
ロープロフィール、高温動作などの優れた特質は、
場合によっては大幅なコスト増になることを忘れな
いでください。
5. 最初の選択を行った後、出力電圧リップル、セカン
ド・ソースなど、第二の事項を検討してください。
もしも最終的な選択に不安があるときは、LTCのApplications Departmentの エ ン ジ ニ ア に ご 相 談 く だ さ
い。広範なインダクタ・タイプを扱った経験のある
エンジニアが、ロープロフィール、表面実装部品な
どの最新の開発状況をご説明します。
出力コンデンサ
出力リップル電圧は、出力コンデンサの等価直列抵抗
(ESR)によって決まるため、出力コンデンサは通常、
ESRに基づいて選択されます。500kHzでは、有極性コン
デンサは本質的に抵抗性です。ESRを低くすると体積が
大きくなるため、物理的に小形のコンデンサはESRが高
くなっています。標準的なLT1371アプリケーションで
必要なESRの範囲は、0.025Ω∼0.2Ωです。代表的な出
AVX TPS, Sprague 593D
AVX TAJ
C CASE SIZE
AVX TPS
TAJ
B CASE SIZE
AVX TAJ
エンジニアが、固形タンタル・コンデンサは高いサージ
電流が加わると故障しやすいということを聞いたことが
あるでしょう。これは歴史的な事実です。AVXタイプ
TPSコンデンサはサージ能力が特別に試験されています
が、サージ耐久性は出力コンデンサでは重大な問題では
ありません。固形タンタル・コンデンサは、ターンオ
ン・サージが高すぎると故障しますが、レギュレータ出
力ではこのようなサージは発生しません。レギュレータ
出力が完全に短絡するような高い放電サージがあって
も、コンデンサには影響はありません。
インダクタが1個のブースト・レギュレータでは、出力
コンデンサのRMSリップルが大きくなるため、この電
流を扱うための定格を定める必要があります。これを計
算する公式は次のとおりです。
4-189
LT1371
アプリケーション情報
出力コンデンサ・リップル電流(RMS)
DC
IRIPPLE (RMS) = IOUT 1 – DC
= IOUT
VOUT – VIN
VIN
DC=スイッチ・デューティ・サイクル
入力コンデンサ
ブースト・コンバータの入力コンデンサは、入力電流波
形が三角波で出力コンデンサのように高い方形波電流が
含まれないため、それほど重要ではありません。ESRが
0.2Ω以下の10µFから100µFの範囲のコンデンサは、最大
3Aのスイッチ電流まで十分動作します。スイッチ電流
が低い場合は、これよりESRが高いコンデンサでもかま
いません。ブースト・コンバータの入力コンデンサ・
リップル電流は、次のとおりです。
IRIPPLE =
0.3(VIN)(VOUT – VIN)
(f)(L)(VOUT)
f=500kHzスイッチング周波数
入力コンデンサでは、バッテリや大容量のキャパシタン
ス・ソースが「そのまま」接続されると、非常に高いサー
ジ電流が発生し、固形タンタル・コンデンサは故障する
可能性があります。一部のメーカがサージ能力を特別に
試験したタンタル・コンデンサ・ライン(AVX TPSシ
リーズなど)を開発しましたが、これらのユニットでも
入力電圧サージがコンデンサの最大電圧定格に接近した
場合は、故障する可能性があります。AVXは、高サー
ジ・アプリケーションの場合はコンデンサ電圧を2:1に
ディレーティングすることを推奨しています。セラミッ
クOS-CONやアルミニウム電解コンデンサを使用するこ
ともでき、これらはターンオン・サージの耐久性が高く
なっています。
セラミック・コンデンサ
容量値が高く低コストのセラミック・コンデンサが、より
小形のケース・サイズで供給されるようになりました。こ
れらはESRが非常に低いため、スイッチング・レギュレー
タ用としては魅力的です。残念ながら、ESRが低すぎて
ループ安定性の問題が生じる可能性があります。固形タ
ンタル・コンデンサのESRは、5kHzから50kHzでループ
4-190
「ゼロ」を生成するため、ループ位相マージンを許容範囲
に 収 め る の に 有 効 で す 。セ ラ ミ ッ ク・コ ン デ ン サ は
300kHz以下の周波数では容量性で、通常、ESRが効果を発
揮する前に、ESLとの間で共振します。これらはリップル
電流定格が高く、ターンオン・サージ耐久性に優れている
ため、入力のバイパスに適しています。
出力ダイオード
推奨される出力ダイオード(D1)は、1N5821ショット
キ、またはそれと同等なモトローラ製MBR330です。こ
のダイオードの定格は、平均順方向電流が3Aで逆電圧
が30Vです。また、標準順方向電圧は3Aで0.6Vです。こ
のダイオードはスイッチOFF時間中にのみ電流を流しま
す。ブースト・コンバータのピーク逆電圧は、レギュ
レータの出力電圧と等しくなります。また、通常動作時
の平均順方向電流は、出力電流と等しくなります。
周波数補償
ループ周波数補償は、
直列RCネットワークが接続された誤
差アンプ
(VCピン)
の出力で行われます。
直列コンデンサと
誤差アンプの出力インピーダンス
(約500kΩ)
によってメイ
ン・ポールが形成されます。
メイン・ポールは2Hz∼20Hzまで
の範囲になります。
直列抵抗は、
1kHz∼5kHzで
「ゼロ」
を形成
し、
ループ安定度と過渡応答を改善します。
VCピンのスイッ
チング周波数リップルを低減するために、
標準容量がメイ
ン補償コンデンサ容量の1/10の第二コンデンサを使用する
こともあります。
VCピンのリップルは、
出力電圧リップルが
原因で発生し、
出力分圧器で減衰され、
誤差アンプによって
増幅されます。
第二コンデンサがない場合、
VCピンのリップ
ルは次のようになります:
1.245(VRIPPLE)(gm)(RC)
VCピンのリップル=
(VOUT)
VRIPPLE=出力リップル(VP-P)
gm = 誤差アンプのトランスコンダクタンス
(約1500µmho)
RC = VCピンでの直列抵抗
VOUT=DC出力電圧
不規則なスイッチングを防止するために、VCピンの
リップルは50mVP-P以下に抑えなければなりません。
LT1371
アプリケーション情報
ワーストケースのVCピンのリップルは、最大出力負荷
電流で発生し、低品質(ESRが高い)出力コンデンサを使
用した場合にも増加します。0.0047µFのコンデンサを
VCピンに追加すると、スイッチング周波数リップルは
わずか数mVに低減されます。また、RCの値が小さい場
合もVCピンのリップルは低減されますが、ループ位相
マージンが不十分になる可能性があります。
FB
VC
レイアウトの考慮事項
最大効率を得るには、
LT1371スイッチの立上りおよび立下
り時間をできる限り短くしなければなりません。
放射と高
周波共振問題を防止するために、
スイッチ・ノードに接続さ
れる部品のレイアウトを適切に行うことが不可欠です。B
フィールド
(磁気)
放射は、
出力ダイオード、
スイッチ・ピン、
および出力バイパス・コンデンサのリードをできる限り短
くして最小限に抑えます。
図3と図4に、
これらの部品の推奨
位置を示します。
Eフィールド放射は、
スイッチ・ピンに接続
されるすべてのトレースの面積と長さを小さくすれば、
低
く抑えられます。
スイッチング回路の下にグランド・プレー
ンを使用して、
インタプレーン・カップリングを防止する必
要があります。
GND S/S
NFB VSW VIN
C
CONNECT
GROUND PIN
AND TAB DIRECTLY
TO GROUND PLANE.
TAB MAY BE
SOLDERED OR
BOLTED TO
GROUND PLANE*
D
C
KEEP PATH FROM
VSW, OUTPUT DIODE,
OUTPUT CAPACITORS
AND GROUND RETURN
AS SHORT AS POSSIBLE
*SEE T7 PACKAGE LAYOUT CONSIDERATIONS FOR VERTICAL MOUNTING
OF THE T7 PACKAGE
LT1371 • F04
Figure 4. Layout Considerations— T7 Package
図6に高速スイッチング電流経路を図解します。クリーン
なスイッチングと低EMIを保証するために、この経路の
リード長はできる限り短くする必要があります。スイッ
チ、出力ダイオード、および出力コンデンサが含まれる経
路が、ナノ秒単位の立上りおよび立下り時間が生じる唯
一の経路です。この経路はできる限り短くしてください。
VC
VSW
FB
NC
NFB
VSW
GND
GND
GND
GND
GND
GND
GND
GND
D
C
KEEP PATH FROM
VSW, OUTPUT DIODE,
OUTPUT CAPACITORS
AND GROUND RETURN
AS SHORT AS POSSIBLE
C
NC
SHDN
NC
SYNC
GND
VIN
LT1371 • F05
CONNECT ALL GROUND PINS TO GROUND PLANE
Figure 5. Layout Considerations— SW Package
FB
VC
GND S/S
NFB VSW VIN
C
CONNECT
GROUND PIN
AND TAB DIRECTLY
TO GROUND PLANE
L1
C
SWITCH
NODE
VOUT
D
KEEP PATH FROM
VSW, OUTPUT DIODE,
OUTPUT CAPACITORS
AND GROUND RETURN
AS SHORT AS POSSIBLE
VIN
HIGH
FREQUENCY
CIRCULATING
PATH
LOAD
LT1371 • F03
Figure 3. Layout Considerations— R Package
LT1371 • F06
Figure 6
4-191
LT1371
アプリケーション情報
VIN
T7パッケージのレイアウトの考慮事項
VOUT
デバイスを正しく動作させるには、T7パッケージのタ
ブに電気的な接続が必要です。タブが直接グランド・プ
レーンに接続されている場合(図4)には、その他の対策
は不要です。垂直実装型アプリケーションのように、タ
ブが直接グランド・プレーンに接続されていない場合に
は、タブから「フローティング・ノード」へ個別に電気的
な接続が必要になります。このフローティング・ノード
に、VINコンデンサ、VC部品、および出力帰還抵抗分圧
回路のグランド・リターンを接続します。これを図7に
示します。その他のシステム・グランド配線はすべてピ
ン4に接続してください。
T7パッケージのタブからフローティング・ノードへの
電気的接続は、低抵抗(0.1Ω以下)、低インダクタンス
(20nH以下)の経路でなければならず、これはジャンパ
線または導電性ヒートシンクを使って実現できます。
抵抗が低くなるように、半田テイルを使用してジャン
パ・ワイヤを直接タブにボルト締めします。ジャンパ・
ワイヤの長さは、インダクタンスを抑えるために、24
AWG以上のゲージ・ワイヤで3/4インチ以下にしてくだ
さい。
多数のヒートシンク・メーカから垂直実装型の導電性
ヒートシンクが販売されています。これらのヒートシン
クにも、ボードに直接半田付けして、フローティング・
ノードへの低抵抗、低インダクタンスの経路を形成する
ためのタブがあります。インダクタンスを抑えるため
4-192
7
VIN
VSW
1
LT1371T7
VC
FB
GND
TAB
FLOATING NODE
(TAB TIES INTERNALLY
TO PIN 4 GROUND)
5
2
GND
4
LT1371 • F07
SYSTEM GROUND
Figure 7. Tab Connections for Vertically Mounted T7 Package
に、タブはヒートシンクに直接ボルト締めするか半田付
けしてください。チップ・オン・スタイルのヒートシン
クもありますが、製品の有効寿命期間を通して、タブと
ヒートシンク間の接触抵抗を0.1Ω以下に維持できる場
合にしか使用できません。
サポート
スイッチング・レギュレータ回路に関するさらに詳しい
情報は、アプリケーション・ノート19を参照してくださ
い。リニアテクノロジーでは、スイッチング・コンバータ
の設計を支援するために、コンピュータ・ソフトウェア・
プログラムSwitcherCADを提供しています。また、アプリ
ケーション部ではいつでも質問をお受けしています。
LT1371
U
TYPICAL APPLICATIONS N
Positive-to-Negative Converter with Direct Feedback
VIN
2.7V TO 13V
+
2
D2
P6KE-15A
D3
1N4148 1 •
VIN
OFF
VSW
S/S
R2
6.19k
1%
T1*
C1
100µF
ON
4
+
•
R2
2.49k
1%
NFB
+
–VOUT†
–5V
C1
22µF
ON
1N4148
VIN
VSW
FB
OFF
MBRS360T3
T1*
2, 3
7
+
P6KE-20A •
S/S
8, 9
•4
10
•
LT1371
NFB
C2
0.047µF
R1
2k
C3
0.0047µF
VIN
2.7V TO 10V
R3
2.49k
1%
GND
R1
68.1k
1%
C4
100µF
×2
3
D1
MBRS330T3
LT1371
VC
Dual Output Flyback Converter with Overvoltage Protection
*COILTRONICS CTX10-4
†MAX I
OUT
IOUT VIN
0.6A 3V
1.0A 5V
1.5A 9V
VC
1
C3
0.0047µF
C5
47µF
–VOUT
–15V
R4
12.1k
1%
R5
2.49k
1%
C2
0.047µF
R3
2k
LT1371 • TA03
C4
47µF
+
MBRS360T3
GND
VOUT
15V
*DALE LPE-5047-100MB
Single Li-Ion Cell to 5V
2 Li-Ion Cells to 5V SEPIC Converter**
VIN
4V TO 9V
L1*
L1A*
10µH
VIN
OFF
ON
VSW
S/S
•
LT1371
+
C1
33µF
20V
FB
GND
LT1371 • TA04
R2
18.7k
1%
•
+
L1B*
10µH
R1
2k
C4
0.047µF
R3
6.19k
1%
C5
0.0047µF
R1
18.7k
1%
FB
+
LT1371
+
C3
100µF
10V
×2
S/S
SINGLE
Li-Ion
CELL
+
C1**
100µF
10V
GND
VC
R2
6.19k
1%
C2
0.047µF
R3
2k
C4**
100µF
10V
×2
C3
0.0047µF
LT1371 • TA06
LT1371 • TA05
C1 = AVX TPSD 336M020R0200
C2 = TOKIN 1E475ZY5U-C304
C3 = AVX TPSD107M010R0100
* SINGLE INDUCTOR WITH TWO WINDINGS
COILTRONICS CTX10-4
** INPUT VOLTAGE MAY BE GREATER OR
LESS THAN OUTPUT VOLTAGE
OFF
VOUT†
5V
ON
VOUT†
5V
VSW
VIN
MBRS330T3
C2
4.7µF
VC
D1
MBRS320T3
†MAX I
OUT
IOUT
0.85A
1A
1.3A
1.5A
VIN
4V
5V
7V
9V
*COILCRAFT DO3316P-103
**AVX TPSD107M010R0100
†MAX I
IOUT
1.2A
1.6A
1.8A
OUT
VIN
2.7V
3.3V
3.6V
4-193
LT1371
U
TYPICAL APPLICATIONS N
20W CCFL Supply
47pF
LAMP
1N4148
11
L1
5
8
1
4
3
2
+
0.47µF
22µF
Q2
Q1
150Ω
INTENSITY
CONTROL
L2
15µH
MUR405
1N4148
1N4148
VIN
9V
TO
15V
22k
VSW
VIN
+
10k
FB
LT1371
140Ω
1µF
2.2µF
GND
VC
L1
L2
Q1, Q2
0.47µF
=
=
=
=
COILTRONICS CTX02-11128
COILCRAFT DO3316P-153
ZETEX ZTX849, ZDT1048 OR ROHM 2SC5001
WIMA 3X 0.15µF TYPE MKP-20
COILTRONICS (407) 241-7876
+
LT1371 • TA07
2.2µF
Laser Power Supply
1800pF
10kV
0.01µF
5kV
47k
5W
1800pF
10kV
8
11
L1
1
4
5
HV DIODES
3
2
0.47µF
LASER
+
2.2µF
Q2
Q1
150Ω
L2
82µH
MUR405
VIN
12V TO 25V
VSW
10k
VIN
+
10k
FB
LT1371
2.2µF
VC
GND
0.1µF
VIN
1N4002
(ALL)
190Ω
1%
+
10µF
LT1371 • TA08
4-194
L1 = COILTRONICS CTX02-11128
L2 = GOWANDA GA40-822K
Q1, Q2 = ZETEX ZTX849
0.47µF = WIMA 3X 0.15µF TYPE MKP-20
HV DIODES = SEMTECH-FM-50
LASER = HUGHES 3121H-P
COILTRONICS (407) 241-7876
LT1371
RELATED PARTS
PART NUMBER
DESCRIPTION
COMMENTS
LT1171
100kHz 2.5A Boost Switching Regulator
Good for Up to VIN = 40V
LTC 1265
12V 1.2A Monolithic Buck Converter
Converts 5V to 3.3V at 1A with 90% Efficiency
LT1302
Micropower 2A Boost Converter
Converts 2V to 5V at 600mA in SO-8 Packages
LT1372
500kHz 1.5A Boost Switching Regulator
Also Regulates Negative Flyback Outputs
LT1373
Low Supply Current 250kHz 1.5A Boost Switching Regulator
90% Efficient Boost Converter with Constant Frequency
LT1376
500kHz 1.5A Buck Switching Regulator
Steps Down from Up to 25V Using 4.7µH Inductors
LT1512
500kHz 1.5A SEPIC Battery Charger
Input Voltage May Be Greater or Less Than Battery Voltage
LT1513
500kHz 3A SEPIC Battery Charger
Input Voltage May Be Greater or Less Than Battery Voltage
®
4-195