AN05 APEX – AN05 AN05 精密磁気偏向 Product Innovation From 精密磁気偏向 概要 閉ループ・パワー・オペアンプ回路は、開ループ系での電 流制御に際立った威力を発揮します。通常の電圧で電流変換 回路にパワー・オペアンプを使用すると、制御電圧に正確に比 例したコイル電流を保つように負帰還が働きます。その結果と して高い精度が得られるため、多くの新規アプリケーションが 可能になります。たとえば、帰還ループの中に偏向ヨークの 非線形インピーダンスを入れることによって、パワー・オペア ンプを使用して定常状態の位置決めが容易に行えるようになり ます。これは、開ループ回路では不可能ではないにせよ難易 度の高いものです。また、 パワー・オペアンプを使用することで、 かなり直線性の良い掃引システムの設計が可能になります。 代表的なアプリケーション例としては次のものがあります。 ヘッドアップ・ディスプレイがその一例で、これは任意のビー ム位置決めあるいは電子線による描画を必要とします。また、 パワー・オペアンプを使用することで必要な精度を実現できる 大規模データ・ディスプレイがあります。加えて、パワー・オ ペアンプの汎用性と使い勝手の良さにより設計プロセスのス ピード・アップが図れ、しかも同時に開発コストを削減するこ とができます。パワー・オペアンプを使用すると、少ない部品 点数で、より精度と信頼性の高いディスプレイが実現できるこ とになります。 高解像度かつ高効率 図 1 に示された垂直偏向回路は、高効率の RCA CODY ll ブラウン管を駆動するために設計されました。PA02 は、そ の卓越した直線性、高いスルー・レート、短時間でのセトリン グ・タイム、クロスオーバー歪の少なさ、内部損失の低さなど が評価され、このモデルの構成部品として採用されました。こ れら全ての利点が高精細ディスプレイに寄与しています。 この回路の重要な点は、オペアンプの帰還用に、ヨーク電 +28V 47μF .1μF RCL+ 2 6 ±2.25V 1 PA02 5 8 7 .47Ω 3 R CL– .47Ω .1μF 47μF –9V YOKE DRIVER: –V = CF 10nF .6.5mH 3Ω 2.25A p-p RD 82K RF L • ∆I ∆t 1K RS 2Ω 図1. 大電流非対称電源 流を電圧に変換する役割を担うセンス抵抗（R S）です。オペア ンプの反転入力に帰還信号が印加され、位置制御のための電 圧が非反転入力にかかった状態で、サミング・ジャンクションの 仮想接地としての特性によって、RS の両端電圧は入力電圧に等 しくなります。したがって、R S の両端電圧を高度に線形制御す ることによって、精度の高いビーム位置決めが実現できます。 R S として指定された抵抗値は回路の性能に大きな影響を与 AN05U www.cirrus.com えます。電圧オフセット、不十分なコモン・モード除去性能、 オフセットのドリフトなど入力誤差のすべてがセンス抵抗の両 端に現れ、電流誤差を生むことになります。抵抗値の大きい センス抵抗を使用すれば直流的な誤差を小さくできることは容 易にわかりますが、動的な応答にも効果があるかどうか見極め るには更に調査が必要です。RS の抵抗値は、この回路のルー プ・ゲインを設定する上で大きな役割を果たします。帰還電圧 を大きくすると、電力帯域幅とセトリング・タイムについては著 しい改善効果があります。R S の抵抗値をあまり大きくできな いのは、負荷電流がこのセンス抵抗を流れるという事実からき ています。電圧の駆動能力が低下し、センス抵抗自体での電 力消費が増加することになります。 R s の選択において、誤差、帯域幅、および効率のトレード オフを比較検討することによって、それぞれの実施案件ごと に最適な選択ができます。その後、インダクタンス、遷移時 間、および電流などによって電圧駆動の要件が明確になってき ます。このディスプレイは、帰線時間 730µs、コイル電流 50Hz または 60Hz で動作する必要があります。 2.25AP-P で、 インダクタ内の電流を変化させるのに必要な駆動電圧は、 電流の変化量とインダクタンスの両方に比例し、遷移時間に 反比例します。 VDRIVE = ∆I * L/∆t VDRIVE = 2.25AP-P * 6.5mH/15.93ms = .918V VDRIVE = 2.25AP-P * 6.5mH/730µs = 20.03V (1) (2) (3) 電源のレベルを決めるには、電源と出力の電圧差規格（ア ンプのデータ・シートから）と、センス抵抗とコイル抵抗を合 計した抵抗値での降下電圧を、これらの駆動要件に加えて、 次のように +28V と -9V を得ます。 VDROP = IPK * (RS + RL)(4) (5) VDROP = 1.125APK * (2Ω + 3Ω) = 5.625V (6) VS = VDRIVE + (VS - VO) + VDROP (7) VS = 0.918V + 2V + 5.625V ≅ 8.6V （掃引） (8) VS = 20.03V + 2V + 5.625V ≅ 27.7V （帰線） 誘導性の負荷は高い方の電源からのエネルギーを蓄える可 能性があるので、非対称の電源を使用する場合は注意を要し ます。この現象は、高い出力電圧が正常な帰線時間より長時 間にわたってヨークに残る原因となるような異常状態によって 引き起こされる可能性があります。そのような事象の後、磁 界が崩壊し、蓄積されていたエネルギーを低い方の電源に向 けて、オペアンプ内の誘導キックバック保護ダイオードを通し て放出します。この放出により、蓄積エネルギーおよび電源 の過渡インピーダンスの作用に応じた振幅の一時的な電圧変 動が電源レール上に発生します。仮に、電源電圧に重畳され たこの過渡電圧がアンプの電源レール間（レールツーレール） 定格電圧を超えると、回路に損傷を与える結果となります。こ のような場合に備えて、アンプの出力にはツェナー・クランプ を使用する必要があります。 モジュール構造を使用する場合には、注意する点がありま す。操作マニュアルには必ず、「電源を切ってからモジュール を取り外してください。」と記載されています。しかし、必ず 電源を切ってから外すとは限らないため、保護対策が必要とな ります。インダクタンス、コイル、または電線などへの接続が 物理的に切り離されると、高電圧フライバック・パルスの原因 となります。この蓄積エネルギーをどこかで吸収する必要があ ります。オペアンプを危険にさらすよりは、ツェナー・クラン プを使用した方がはるかによい方法です。 Copyright © Cirrus Logic, Inc. 2009 （All Rights Reserved） 2009年5月 23 APEX − AN05UREVE AN05 安定性に関する懸念事項 VDRIVE = 5AP-P * 7.8mH/15.93ms = 2.45V VDRIVE = 5AP-P * 7.8mH/730µs = 53.43V VDROP = 2.5APK * (1Ω + 4Ω) = 12.5V （掃引） VS = 2.45V + 6.5V + 12.5V ≅ 21.5V VS = 53.43V + 6.5V + 12.5V ≅ 72.5V （帰線） V(A) (V) V(1) (V) この回路における電流の制御能力は、電流を電圧に変換す るセンス抵抗からの帰還に依存しているので、ヨークのインダ クタンスによる位相変化は、帰還信号に顕著に表れます。こ の位相変化は純粋なインダクタの場合 90 度近くになり、一 方オペアンプの位相余裕は常に 90 度に満たないので、発振 防止のための設計対応が必要になります。 RD、RF 、CF からなるネットワークによって、RS を介した電 流帰還の信号は、高い周波数域では、電圧帰還の信号に直 接変換されます。これにより、インダクタによる余計な位相変 化が回避されます。このネットワークの部品の値を選択する場 合は、R f は R S に対して十分大きい値である必要があります が、PA02 の場合は 1K Ωを超えないようにします。このオ ペアンプの入力の静電容量によって、別の位相変化が発生す る可能性があるためです。R D と C F の値を選択する場合は、 Apex Precision Power Power Design ツールで指定され ている値を初期値とすることで安定した回路が得られることに なります。通常、 SPICE 解析とベンチ測定を行うことによって、 これら両部品のインピーダンスを高くして回路の高速化を図る ことができます。 さらに強力な回路が必要な場合は、図 2 に示すように、パ ワー・オペアンプ PA10 を使用できます。このデバイスを使 用すると、同じタイミング要件で、7.8mH で 4Ω のコイルを 5AP-P で駆動することができます。この設計の計算は次のとお りです。 4 3 ±2.25V 2 PA10A 5 8 6 .1μF 47μF –22V RD 560K I(RCOIL) (A) 7.8mH 4Ω 5Ap-p CF 470pF RF YOKE DRIVER: –V = 1K L • ∆1 ∆t RS .5Ω 図2. 大電流非対称電源 図示された回路には両方とも 730µs という帰線時間の要 件がありますが、オペアンプのスルー・レートと、セトリング・ タイムが十分に短いことによって、この要件を満足しています。 この回路や他のアプリケーションについてより深く理解する ため、図 3 に入力と出力の波形を示しています。時刻 A より 前の掃引線は、電流が比較的緩やかに変化している掃引部分 の最後の部分にあたります。時刻 A におけるピーク出力電圧 は、式 9 と 11 の合計程度です。 時刻 A で帰線が始まります。電子ビームはオフになり、ア ンプは、出力電流が入力信号に追従していないため、開ルー プで動作し始めます。回路のスルー・レートは、時刻 A と出 力が飽和する時刻 B の間で表されます。オーバードライブは 24 B C D 200Vs/DIV E わずかで、等価的に高い周波数のこの信号では R D と C F の 回路が帰還パスになっているため、ここでのスルー・レートは、 通常、アンプの定格より少し低くなります。時刻 C では、出 力電流が入力信号に追随できているので、オペアンプは帰還 ループを閉じ、出力をセトリングし始めます。時刻 D は、割り 当てられた帰線時間の終了であり、電子ビームは再びオンに なります。時刻 C と D の間における電流波形の非直線性は、 このタイミングが帰線時間であるため、問題の原因にはなら ないことに注意してください。 730µs 以内に 5A の電流変化が得られるように約 73V と いう電源電圧の要件を算出しましたが、この変化の大部分は 約 550µs 以内に行われるということに注意してください。こ のことを可能にする第一のポイントが、図 3 のアンプ出力電 圧の軌跡に示されており、ここで、アンプの飽和電圧は、計 算上の 6.5V のレベルよりはるかに優れています。時刻 B の 時点で、電流は負側の出力トランジスタを通って流れています。 決して正側ではありません。インダクタの蓄積エネルギーは、 実際、オペアンプが電源レールの近くまでスイングするのに役 立っています。電流の立ち上がり / 立ち下がり時間の短縮化 に役立っている 2 番目の要因も蓄積エネルギーに関係してい ます。時刻 B から電流がゼロに至るまでの間、センス抵抗の 電圧降下はオペアンプの出力電圧を減らすのではなく、増や します。SPICE 解析では、時刻 B におけるコイル両端のピー ク電圧は 74.6V であると示しています。 回路にオフセットがなく振幅調整の能力もない場合、実際 の入力のピーク時と時刻 D の間における通常の電流変化に相 当する量だけ入力信号の正側ピーク電圧を増やす必要があり ます。図 3 から、この量は、約 5A/15.93ms * .32ms ≅ 0.1A、または 2.35VPK 入力となります。 使用する可能性があるアンプのスルー・レートを評価する場 合、そのアンプは、全帰線時間という短い時間内にピークツー ピーク出力の 2 倍近くスイングする必要があることに注意し てください。この例では、電圧の立ち上がり / 立ち下がり時 間は帰線時間の約 10% でした。 図 1 で 使 用して い る PA02、 図 2 で 使 用 さ れ て い る PA10 共に、オペアンプの帰還ループの中に非線形の誘導 素子を置くことによって精度のレベルが上がっています。オペ アンプのような極めて高いゲインと負帰還を使用することで、 優れた直線性を生み出すことができます。 (9) (10) (11) (12) (13) 1 .2Ω 20 図3. 帰線波形 .2Ω RCL– 40 A .1μF RCL+ 60 0 –20 3 2 1 0 –1 –2 –3 +73V 47μF 3 2 1 0 –1 –2 –3 80 AN05U AN05 ヘッドアップ・ディスプレイのための高速遷移 ヘッドアップ・ディスプレイでは、画面上の任意の 2 点間 における高速な動きが必要となります。図 4 の波形は、図 5 の回路で、ビーム位置を端から端まで片道移動させるた めの入力の駆動電圧とヨークに流す必要のある電流を示し ています。3V 程度の電圧によって、コイル抵抗とセンス抵 抗に流す定常電流を維持しています。ビーム位置の変化に 必要なピーク出力電圧は、29V 程度です。 0 INPUT +29V +3V VOUT 0 -3V +2A IOUT -2A 図4. フル・スケールでのステップ関数波形 +37V CC Vi 3 4 5 di = 2A/µs dt 2pF 7 8 PA09 i = Vi /R S 1 CF 6 470pF RD 12K –37V LY 13µH 1Ω RF 100Ω RS .5Ω 図5. 偏向アンプとしてのPA09 まず、アンプのデータ・シートに載っているスルー・レート とセトリング・タイムから検討すると、ビームが移動して落ち 着くまでに全遷移時間の何 % を必要とするかがわかります。 妥当な開始点は、全遷移時間の 50% を許容するようなと ころです。 この回路は、13µH のコイルに 2A PK の電流を流したと きに 4µs の最大遷移時間となるように設計されています。 この回路の基本は前に説明したものと同じですが、速度が 速いという点で異なっています。高速遷移を実現するために は、アンプのスルー・レートを最適化する必要があります。 経験的には、この種の回路の補償は、ゲイン 100 のアン プに指定したより軽くすることは避ける必要があります。繰 り返しますが、Apex Precision Power Power Design ツールが R D と C F の値を選択するのに役立ちます。高速回 路では、実際にベンチで性能を解析し、寄生発振によって 回路が使用不能にならないようにすることが更に重要です。 移 動 時 間とセトリング・タイムのために全 遷 移 時 間 の 50% が許容できる場合、残った 2µs で、コイルに全電圧 をかけ、ヨーク電流を変化させることができます。電圧要件 は次のよう算出できます。 AN05U V = di* L/dt V = 4A*13µH/2µs = 26V VDrop = 2A* (.5Ω + 1Ω) = 3V VDrive = 26V +3V = 29V Vs = 29V +8V = 37V (14) (15) (16) (17) (18) 外部補償が選択された場合、PA09 のデータ・シートに よれば、アンプのスルー・レートは 400V/µs となります。 算出された 58V のスイングを実現するために必要な立ち上 がり / 立ち下がり時間は 145ns となります。0.01% に達 するまでのセトリング・タイムである 1.2µs を加えても、合 計時間は、50% の割当て時間である 2µs を容易に下回り ます。 この回路が試験された際、各数値は最高性能を求めて最 適化されています。R D の値は、回路のダンピングに大きな 影響がありました。R D は、ユニティー・ゲイン・ポイント付 近でロール・オフの勾配が平坦になるコーナー周波数に影 響するため、このことは予測できました。C F の値は、厳密 なものではありませんでしたが、データ・シートの推奨値で ある 5pF に反して、2pF の補償コンデンサは、安定性に大 きな影響を与えることなく、スルー・レートの改善に有効で した。 PA09 は高速であるため、次に示すような、最適な安定 度と精度を維持するための特別な予防策が必要になります。 1. 電流帰還を防止するため、全回路に対して 1 点接地を使 用するか、強固な導体板を利用してください。 2. 高い周波数における十分なデカップリングを行うため、負 荷電流 1 アンペアにつき少なくとも 10µF のタンタル・ コンデンサに 0.47µF のセラミック・コンデンサを並列 に接続したもので、各電源をバイパスしてください。セ ラミック・コンデンサは、アンプの 2 つの電源ピンのそ れぞれと接地用導体板の間に直接接続してください。大 きなコンデンサはできるだけ接近させて配置してくださ い。 3.短いリード線を使用し、入力ピンにおける配線の静電容 量を最小化してください。入力インピーダンスが 500Ω 以下であれば、PA09 の入力容量 6pF との組合せによっ て位相変化を少なく維持し、安定性と精度を高めること ができます。 4. 出力のリード線もできるだけ短くしてください。ビデオ周 波数の領域では、数インチの電線であっても大きなイン ダクタンスを持ち、それによって配線インピーダンスが増 加し、出力のスルー・レートが制限されます。また、高 い周波数では、表皮効果によって太い電線の抵抗が増加 します。 大電流のビデオ信号を低損失で伝達するには、 Multistrand Litz Wire（リッツ線）が推奨されます。 5. アンプのケースは AC 接地（信号接地）に接続する必要 があります。絶縁されている場合でも、ビデオ周波数の 領域ではアンテナとして動作し、誤差の原因になるばかり か場合によっては発振する恐れもあります。 高電圧による駆動のためのトランスインピーダンス・ ブリッジ 図 6 に示された回路は、高解像度 x-y ディスプレイの偏 向ヨークを、市販されている± 15V 電源で駆動できます。 市販されている電源（± 15V）で高電圧での駆動に必要な 電圧レベルを確保するには、ブリッジ構成にする必要があり ます。ブリッジ構成によって、そのシステムが単一アンプ出 力の 2 倍の電圧を駆動できるようになります。 その結果、 CRT 偏向専用の別電源の必要性がなくなります。 図 6（ 次 ペ ー ジ ） に お け る A1 で は、Howland Current Pump が構成されています。回路図上、センス抵 抗の下部の電圧が負荷に直接加わっており、上部の電圧は、 25 AN05 1.5K 1.5K 15V ±7.5V 10 15V A1 PA02 1.5K 20 1.5K V (V) 1.5K A2 PA02 -15V –20 4 -15V 0.4 1.5K I(RCOIL) (A) 36K .3mH 図6. 電流出力ブリッジ駆動 0 –2 I (COIL) V (V) 20 V (RSENSE) V (COIL) 0 –20 –40 0 200 400 TIME (µs) 600 800 図7. ブリッジ駆動電流と電圧 大きな値のセンス抵抗ですが、電圧駆動の要件に関して問 題はありませんし、次の 2 つの利点があります。まず、内部 の電力消費は小さなセンス抵抗を使った場合より少なくなりま す。次に、帰還信号レベルが大きくなることに伴い、アンプ の閉ループ・ゲインが小さく、ループ・ゲインが大きく、電流 出力の忠実度が良くなります。また、電圧オフセットが電流オ フセット誤差の減少に寄与します。 結論 パワー・オペアンプの能力により、レベルの高い精度を実 現できます。つまり、それはビームを任意の場所に移動させ、 定常位置を保持する能力に他なりません。パワー段と信号段 の両方がひとつの小型パッケージに納まっているため、スペー ス的にも重量的にもメリットがあります。部品点数を減らすこ とで、信頼性を向上させることができます。 パワー・オペアンプは比較的に安価であり使いやすいもの です。パワー・オペアンプは、開発コストの低減と設計期間 の短縮のための最も効果的な解決策といえます。 コイル抵抗の両端のピーク電圧降下（1.5V）とセンス抵 抗の両端のピーク電圧降下（7.5V）を合わせると、 トータル・ スイングは 31.5V となります。これは、各アンプは 3.75A において 15V 以上スイングする必要があるということになり ます。 この問題に対する解決手段は、電流フローの方向を検討す ることで見出されます。 図 7 の中段のグラフでは、この大きいとみなされるセンス 抵抗であっても、回路の駆動能力を超えないことがわかりま す。遷移の主たる部分は約 80µs 以内に終了しており、適切 に落ち着いています。 上段のグラフにおいては、（意外ですが）、両アンプ共に電 源レールの外側まで実際にスイングしていることがわかりま す。PA02 内出力トランジスタの「さかさま」配置により、 内部保護ダイオードをオンし、インダクタに蓄積されたエネル ギーを放出させることができます。結果として、遷移の最初 の部分でのピーク電圧は電源電圧全体よりも大きくなります。 下段のグラフにおいて、インダクタに蓄積されたエネルギー がセンス抵抗両端に電圧を発生させ、その電圧は電流がゼロ クロスするまでオペアンプに加わることがわかります。この方 法では、コイル両端のピーク電圧は 40V 近くにまで達してい ます。 2 –4 40 負荷にかかっている電圧に、負荷電流に比例した電圧をプラ スした電圧となります。両ポイントとも帰還となっており、ア ンプには負荷電圧に依存する成分の同相分が両入力上に見え ていますが、これは CMR 機能により除去されます。しかし、 負荷電流に依存する成分は差動で見えています。この回路構 成では、A1 は、入力信号によって指定された負荷電流とな るように（飽和限界の範囲で）負荷を駆動します。A1 を囲 む 2 つの帰還パス間の抵抗比は重要なので、この 4 つの抵 抗には、抵抗ネットワークがよく使用され、精密なマッチング と温度への追従性の両方を実現しています。A2 はゲイン -1 で、コイルの反対側を駆動します。A2 のゲイン設定抵抗は さほど重要ではなく、ここでのミスマッチは単に一方のアン プが他の一方より少し厳しい条件で動作することを指します。 PA02 は、この回路に対して、高いスルー・レートと低い飽 和電圧という類のない組合せをもたらします。R-C 補償回路 の初期値は、Power Design ツールで入手できますが、ベ ンチ測定で微調整を行います。 一見したところ、 センス抵抗両端のピーク電圧降下は 7.5V、 つまり電源電圧の半分であるため、センス抵抗として 2Ω と いう選択はかなり大きいように見えることがあります。 ビームを動かすために必要なインダクタの両端電圧は、次 の式で与えられます。 (19) VL = 300µH * 7.5A / 100µs = 22.5V 26 V (B) –10 Rs 2 100pF V (A) 0 AN05U