目录
二极管是功率半导体的基础
1
二极管的构造、标记、基本特性
１
一般整流二极管和高速二极管
2
确认二极管的基本特性的实验—试着测量正向特性和反向特性
2
（ 正 向电力损耗 ）加上（ 反 向电力损耗 ） — 使 用PN二极管时我们可以
忽略反向电力损耗 ，然而・・・
3
小栏目 作为温度传感器使用的二极管
5
功率半导体封装和标称电流
6
封装内部是什么样子？
6
芯片的尺寸和标称电流
7
请注意大型芯片SBD的反向电力损耗的增加
7
电流通路和接合线的电阻
8
反向耐压—应该选择耐压多少伏的器件？
二极管反向耐压随温度降低而下降
9
整流电路和二极管反向耐压
9
二极管反向耐压
10
热阻和容许电流
12
过渡热阻
12
功率半导体的损坏方法
14
二极管的浪涌电流额定值
14
I2t和I2√t
14
用Spice仿真求得I²√t
15
二极管的开关时间―反向恢复时间
17
SBD和FRD的区别
17
为什么需要高速二极管
18
小栏目 整流杂波
20
SBD和FRD的种类
22
SBD的热失控
23
总结
24
晶体管技术 2004年8月刊 第1章原稿
功率二极管的基本特性和选定
二极管的构造、标记、基本特性
功率（电力用）半导体所容许的电流通常为1A以
上。功率二极管是最简单的功率半导体之一，在
此将其简称为二极管。其最大工作频率以kHz等
级为对象，主要用于整流用途。
目前，二极管的原材料大多使用硅。二极管的构
造分为两种，一种是在N型硅中形成P层的PN连
接型，另一种是在N型硅上堆积金属（势垒金属）
的肖特基型。PN连接型中又包括台面型和平面
型。
電流
二极管是功率半导体的基础
电
流
阳极
阴极
パワーダイオード
功率二极管
1A
阴极
阳极
小信号・高周波ダイオード
小信号，高频二极管
有电流流动
Hz
kHz
MHz
GHz
二极管的标记和特性
周波数
频率
如果将电流流动的方向作为二极管的正方向，当
反方向，即对阴极施加正电压时，如果电压达不
到某一数值，将几乎不会有电流流动。该电压限
度被称之为反向耐压。例如，对于200V的二极
管，如果施加大于200V的反向电压，该二极管就
会失去没有电流流动的特性。
大多数情况下，二极管与MOSFET、双极晶体管、
还有IGBT一起使用。在此，将此类器件总称为晶
体管。
P层
阳极
平面型
N型硅
阴极
到200V为止没有电流流动
P层
台面型
N型硅
超过200V则会有电流流动
（二极管的特性消失）
Mo等金属（势垒金属）
耐压200V的二极管的性质
肖特基型
N型硅
二极管的构造
日本英达株式会社
1
2004.4/2005.8 橋詰伸一
请注意，在此所述的二极管特性消失，可能有对
二极管造成永久破坏的危险。原则上，对于施加
在二极管上的反向电压，即使是一瞬间也不可
以超过规定的反向耐压。
下 图 是 MOSFET 的 截 面 图。PN 连 接 使 得
MOSFET的漏极-源极间有耐压。不施加门极偏
压时，MOSFET的漏极相当于二极管的阳极，源
极相当于二极管的阴极。（N通道MOSFET的情
况下）另外，PN连接还承担双极晶体管和IGBT
的电压阻止（关闭）任务。也就是说，理解二极
管的逆特性有助于理解这些功率半导体的关闭
特性。
源极
一般整流用
高速用
AC-DC转换
DC-DC转换
AC100/
200V
DC-DC转换
DC12V
DC5V
DC3.3V
DC-DC转换
50/60Hz
数10kHz以上
ATX电源的主要构成
以上的缘故。并且，使用电池驱动的设备的低电
压电源周围也多使用SBD。
如果与晶体管作比较，一般整流二极管和FRD
（PN二极管）对应于双极晶体管，SBD对应于
MOSFET。SBD的特性跟PN二极管稍有不同，为
了能够熟练使用SBD，应该理解SBD的特性。在
以下学习有关二极管，还有功率半导体的特性
时，请时刻留意这一点。有关高速恢复二极管的
内容，我们将在后面另行讨论。
PN连接 门极
确认二极管的基本特性的实验—试着测量
正向特性和反向特性
漏极
让我们来确认二极管「正方向有电流流动，反
方向没有电流流动」的基本特性。对31DF2(3A
200V)的FRD和31DQ04(3A 40V）的SBD的正
反特性进行测量。
首先在25℃和150℃的条件下，测量31DF2上流
动IF正向电流时的正向电压VF。
然后在25℃和150℃的条件下，测量对同一二极
管施加反向电压VR时的反向电流IR。
从上述测量结果可以得出如下结论。
MOSFET芯片截面图
功率半导体以电流和电压的形式表示，例如10A
200V。电流容量A的指标不仅限于二极管，而是
功率半导体整体共通的指标。例如TO-220等3端
子以上的标准组件品，如果没有标记，将无法从
外观上区分是二极管、MOSFET还是其它器
件。对半导体制造商而言，即使所组装的芯片不
同，但组件设计和组装技术是共通的。
本文以二极管为主进行说明，但说明内容对功
率半导体整体都有效。
一般整流二极管和高速二极管
通常所述的二极管主要是指用于50Hz和60Hz电
源整流用的一般整流二极管。但是，目前使用较
多的是FRD(高速恢复二极管)和SBD（肖特基
势垒二极管，有时简称为肖特基）等高速二极
管。例如台式个人电脑的ATX电源中仅使用了
一个一般整流二极管（AC-DC转换用的桥路二
极管），另外使用了十四个FRD和两个SBD。这
是 由 于 只 有 AC-DC 转 换 电 路 的 工 作 频 率 为
50/60Hz，其它的电路的工作频率都在数10kHz
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31DF2
3A 200V FRD
31DQ04 3A 40V SBD
（外观相同）
2
31DQ04 (SBD) 正向特性 25℃
恒温槽
用于测量正向特性
順特性測定用
二极管的正向、
反向特性的测量
IF
1mA
10mA
0.1A
3A
10A
VF
0.182V
0.242V
电阻
182Ω
24.2Ω
0.305V
0.448V
0.659V
3Ω
0.149Ω
66mΩ
31DQ04 (SBD) 正向特性 125℃
用于测量反向特性
IF
1mA
10mA
0.1A
3A
10A
VF
0.0175
0.0699
0.150
.0.379
0.611
电阻
17.5Ω
6.99Ω
1.5Ω
0.126Ω
61mΩ
31DQ04 (SBD) 反向特性 25℃
31DF2 (FRD) 正向特性 25℃
VR
1V
5V
10V
20V
40V
IF
1mA
10mA
0.1A
3A
10A
IR
1.3µA
2µA
2.8µA
4.4µA
12µA
VF
0.466V
0.535V
0.630V
0.842V
0.985V
R(MΩ)
0.76
2.5
3.6
4.5
3.3
抵抗
466Ω
53.5Ω
6.3Ω
0.28Ω
98.5mΩ
VR
1V
5V
10V
20V
40V
31DQ04 (SBD) 反向特性 125℃
31DF2 (FRD) 正向特性 150℃
IF
1mA
10mA
0.1A
3A
10A
IR
2mA
2.7mA
3.3mA
4.6mA
9.1mA
VF
0.217
0.308
0.414
0.654
0.821
R (kΩ)
0.5
1.8
2.9
4.3
4.3
抵抗
210Ω
30Ω
4.1Ω
0.22Ω
82.1mΩ
31DF2 反向特性 25℃
VR
1V
10V
50V
100V
200V
IR
1nA
1nA
1nA
2nA
3nA
R (MΩ)
1,000
10,000
5,000
5,000
6,700
正方向电阻值的示例
FRD（PN二极管） 数Ω乃至1Ω以下
SBD
其1/2
31DF2 反向特性 150℃
VR
1V
10V
50V
100V
200V
IR
5.4µA
6.6µA
8.2µA
9.7µA
14.4µA
R (MΩ)
0.186
1.51
6.04
10.2
13.9
反方向电阻值的示例
FRD（PN二极管）
SBD
①在实用电流区域中，正方向电阻在电流较小时
为数Ω，电流较大时小于1Ω。
②即使温度上升，如果电压在使用范围内，反方
向电阻会达到数MΩ的高电阻。
③在正向电流和反向电压都极端小的条件下，①
和②可能不属实。
④当温度从25℃上升到150 ℃时，3A时的VF变成
0.78倍，200V时的IR变成4,800倍。
施加5V的电压时有1mA的电流流动
管那样忽略反向电流。
③当温度从25℃上升到150 ℃时，3A时的VF变成
0.85倍，40V时的IR变成760倍。
SBD的特点是正向电压较低。相反，SBD具有反向
电流较大的弱点。为了能够充分利用SBD，设计电
路时的要点在于尽量避开该弱点。
接下来让我们看一看对31DQ04的SBD进行相同
测量时的结果。
（ 正 向电力损耗 ）加上（ 反向电力损耗 ）— 使
用PN二极管时我们可以忽略反向电力损耗 ，
然而・・・
把测量结果与FRD进行比较，可以得出如下结论。
①FRD的反向耐压为200V，SBD的反向耐压相
对 较 小，仅为 40V，但 是SBD 的 正方向 电 阻 较
低，约为FRD的1/2。
②高温条件下SBD的反方向电阻较小，为1位数
的kΩ等级，由于电阻不够大，不能够像PN二极
日本英达株式会社
5,000MΩ（常温）
10MΩ（常温）
5MΩ（常温）
5kΩ（高温）
正向电流流动时发生的损耗是正向电力损耗，施
加反向电压时发生的损耗是反向电力损耗。两者
的损耗之和越小，温度上升就会越小。
让我们试着从测量结果计算31DF2和31DQ04的
3
损耗。假设3A的正向电流以50%的负载流动，剩
余 期 间 内 对 31DF2 施 加 100V 的 反 向 电 压，对
31DQ04施加20V的反向电压。
正向电流
正向电力损耗 反向电力损耗
相对于反向电力
损耗之和的比例
31DF2
0.981W
0.00049W
0.05%
31DQ04
0.568W
0.046W
7.5%
使用31DQ04时以125℃条件下的实际测值分别计
算了正向、反向损耗的数值。
3A
０
对于像31DF2一类的PN二极管，即使对其施加
100%负荷的反向电压，损耗也仅有1mW左右，因
此我们可以忽略该损耗。但是，对于像31DQ04一
类的SBD，由于反向电力损耗的比重较大，设计时
需要考虑该损耗。另外，由于反向电力损耗较大，
有可能导致温度上升，还有发生后述说明的热失
控的危险。
０
反向电压
100V (31DF2)
20V (31DQ04)
注：使用31DF2时以150℃条件下的实际测量值，
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4
小栏目 作为温度传感器使用的二极管
二极管的正向电压相对于温度呈线性变化。利
用该特性，可以把二极管和双极晶体管的B-E
部 分 作 为 温 度 传 感 器 使 用。1A 200V 二 极 管
10EDB20的正向电压的特性如下。
正
向
电
流
(A)
该表中的数值是对实际测量的正向电压进行线
性回归补偿后获得的数值。温度系数为
10µA下
-2.22mV/℃
100µA下
-2.03mV/℃
因此，额定电流的1/10,000约为-2mV/℃。如此
流动单一的微量电流，可以获知功率半导体的
芯片温度。
Maxim、National semiconductor等的温度监控器
集成电路采用流动两个电流的方法。
利用小电流领
域的温度特性
IFW
N×IFW
正向电压(V)
VF
二极管的正向电压特性
电流流动时所产生的热量会防碍正确测量温
度，因此使用微量的电流。通常温度上升1℃，
正向电压会降低2mV。让我们使用10EDB20进
行实际验证。
IF(µA)
27℃
50℃
75℃
80℃
使用两个电流测量VF，计算差值
两个电流的正向电压差如果为∆VF
T= q ∆VF/[n k ln(N)]−273.15
由此可以得到温度T(℃)。在此
q为电量基本单位1.602×10-19库仑
N为理想因数
k为玻尔兹曼常数1.38×10-23
左表中75℃条件下10µA和100µA的正向电压差
为 72mV。单独 计算10EDB20 的n为1.0293，从
上面的计算式得出的∆VF为71mV。实际测量得
到的∆VF值和计算结果基本一致。
在此，关键要看「差」，这是最巧妙的方法。
85℃
5
345.2
292.9
236.0
224.7
213.2
10
361.6
310.3
254.2
243.1
232.4
25
388.3
337.5
282.6
271.5
259.9
50
403.5
356.2
304.0
293.4
283.1
100
423.5
376.5
325.8
315.6
305.7
250
449.3
403.9
354.2
344.1
334.2
300
454.1
408.9
359.8
350.0
340.5
改变温度和正向电流时的正向电压（补偿值）
日本英达株式会社
5
呈上升趋势。
功率半导体封装和标称电流
在此介绍功率半导体的代表性的封装及其封装
名。封装名较复杂，其中有根据JEDEC和EIAJ等
规格规定的名称、有厂商独自的命名、还有通用
名称。在海外多使用通用名称，但在日本多使用
厂商独自的命名。尽管规定了封装的规格，但由
于尺寸有一定的幅度，所以即使是同一种封装，
如果厂商不同，有可能存在端子无法穿进基板
孔、无法在端子上安装Bead等问题。因此请仔细
地确认产品的外形尺寸图。
在此我们对100A等级为止的功率半导体进行讨
论，不过，讨论内容也同样适用于使用数1,000A功
率半导体的电力设备和电气铁路设备。
塑料封装的功率半导体源于轴心半导体（例如
10D型，即现在的10DDA型）。在基板上安装轴心、
TO-220、TO-247等外形产品时，将导线穿入基板
孔进行焊接（穿孔型）。在基板表面上焊接导线
端子的外形产品的总称为表面安装型（SMD）。
50/60Hz电源整流用二极管中桥路型和轴心型仍
然较多，但整体看来表面安装型（SMD）的比例
封装内部是什么样子？
芯片
铝线
框架
下面的照片是TO-220整套封装的内部结构示例，
在铜制的框架上装配有两个二极管芯片。芯片和
两侧的两根外部导线之间使用铝线连接。装配芯
片和接合引线后，用树脂密封。由于可以使用多
用途生产设备接合引线，因此在许多封装的内部
使用该方法连接芯片和外部端子。但是，为了实
现更低的配线电阻、更好的散热性能和更薄的封
装厚度，某些情况下采用铜制连接条代替铝线。
此图表示轴心导线器件的内部结构。在外部导线
夹住芯片的状态下焊接后，用树脂密封。
母板上的TO-263外形MOSFET
TO-220 Full Pack
TO-247
TO-220
Bridge Diode
Axial
TO-262
TO-251
TO-252
SOD-123
SMA
日本英达株式会社
Power Module
TO-263
察1A和10A时的数值。1A的电流密度是3A的1/3。
10A的电流密度是3A的3.3倍。可以根据这些数值
估测把当前所使用的3A二极管换成0.9A和9A二
极管时的损耗。
芯片
外部导线
31DF2 (FRD)正向特性150℃时
轴心导线产品的内部结构
芯片的尺寸和标称电流
×10
×3
1A
3A
10A
VF
0.560
0.654
0.821
倍数
×0.85
×1
×1.25
31DQ04 (SBD) 正向特性 125℃时
TO-220外形产品中包括3A到30A电流容量不同
的二极管产品。
×1
IF
IF
1A
3A
10A
VF
0.269
.0.379
0.611
倍数
×0.71
×1
×1.61
相当于9A 二极管
基准
相当于0.9A 二极管
如果更换为芯片大小不同的二极管
1A 芯片
3A 芯片
10A 芯片
由此可知，即使把二极管换成标称电流为3倍的
二极管，正向电力损耗并不会减少为1/3。相反，
换成标称电流为1/3的二极管，正向电力损耗也不
会增加3倍。与PN二极管相比，SBD更容易受到芯
片大小的影响。这些信息将有助于您从同一封装
系列中，选择合适的二极管。
如上图所示，为了让电流密度相同，这些二极管
产品中基本组装有与标称电流成比例的有效面
积的芯片。所谓有效面积是指电流流动有效的部
分，大体上可以把芯片整体的面积看作有效面
积。
那么，根据芯片尺寸的不同，正向电力损耗是如
何变化的呢？了解其间的关系的话，当使用3A的
二极管时如果温度上升过高，可以估测出更换成
5A和10A器件时损耗降低的程度。
让我们重新看一看上面的测量结果。估计损耗时
有一点很重要，就是说不是在25℃条件下，而应
该在温度上升后的条件下计算损耗。但是文中所
标记的VF 为多少伏特、开通电阻为多少Ω均是
请注意大型芯片SBD的反向电力损耗的增加
反向电流的大小和芯片面积成比例。在FRD一类
的PN二极管中，反向电力损耗非常小，以至于可
以忽略。但在SBD一类的二极管中，反向电力损耗
较大，而且该损耗随芯片面积的增大而增加，计
算损耗时需务必考虑该损耗。40V 125℃条件下
3A SBD的反向电流为9.1mA。芯片面积为3倍的
9A SBD的反向电流为27.3mA。如果施加100%负
载的40V电压，损耗增加会超过0.7W。如上所述，
某些工作条件下，当正向电压减少为0.71倍时,损
耗可能会相等，或者反而增加。使用SBD时应该进
行这一方面的探讨。
31DF2 (FRD)正向特性150℃时
IF
10mA
0.1A
1A
3A
10A
VF
0.308
0.414
0.560
0.654
0.821
R (µΩ)
30
4.1
0.56
0.22
0.08
以31DQ04 (SBD) 为基准推测反向电流125℃
31DQ04 (SBD)正向特性125℃时
IF
10mA
0.1A
1A
3A
10A
标称正向电流
9A
3A
0.9A
VF
0.0699
0.150
0.269
.0.379
0.611
40V 125℃时的IR (mA)
27.3
9.1
2.73
R (µΩ)
6.9
1.5
0.26
0.126
0.061
40V时的反向损耗(W)
假设负载100%
1.092
0.364
0.109
25℃条件下的数值。二极管在高温条件下的VF虽
然（在图表中）有明确标示，但其它没有提供的
信息的参数需要考虑相对于25℃条件下的数值
变化多少倍，以此估测损耗。
这里有两个3A的二极管。除3A以外，也请注意观
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7
电流通路和接合线的电阻
125℃条件下，厚度35µm、宽度1.4mm 、长度10mm
の铜箔图案的电阻为5mΩ。该电阻不出现在电路
图中。接下来，让我们看一看功率半导体中除芯片
以外的导线和接合线的电阻是多少。TO-220封装
MOSFET中有180A的产品，二极管中有数10 A的
产品。即使不考虑这样极端的产品，导线和接合
线的电阻仍是决定可流动电流容量的主要因素。
铜(Cu)和铝(Al)的物理常数如下。
R＝R0 ｛1+α (T– 20)｝
电阻系数p
(µΩ・cm) 20℃
温度系数a
20℃基准
Cu
1.72
0.00393
Al
2.82
0.0039
2.2mΩ
Φ400µm 10mm长 铝线的电阻
（125℃时为1.41倍）
0.55mΩ
首先，让我们计算轴心型器件的铜导线的电阻。
上述的计算值是在20℃条件下单侧导线整体的
0.52mΩ
2.2mΩ
芯片
框架
TO-220封装产品电流通路的电阻值示例
2.36mΩ
Φ0.5mm
长度27mm
Φ0.6mm
长度27mm
1.64mΩ
0.92mΩ
Φ0.8mm
长度27mm
0.23mΩ
在TO-220外形产品
中流动
60A的话
Φ1.4mm
长度21mm
轴心型的Cu导线电阻示例
（125℃时为1.41倍）
0.55mΩ （导线每一根）
60A
电阻值。125℃条件下的电阻为该值的1.41倍。
接下来考虑φ400µm的铝线，设想其长度为10mm。
下面还有计算TO-220封装的电流通路电阻值的
示例。 您可能会认为mΩ等级的电阻小得不值得
考虑。然而当0.55mΩ上流动60A的电流时会发生
什么呢？电压下降为33mV（此时发生的损耗为
1.98W）。二极管整体的正向电压如果为400mV，
33mV则相当于它的8.25%。该数值并非小得可以
忽略。规格值是测量靠近树脂部分的导线端子所
获得的结果，如果测量导线的末端，结果甚至可
能与规格值不一致。另外，由此您可以理解在大
电流功率半导体中不应使用过长的导线。
比 TO-220 大 一 圈 的 TO-247 封 装 的 导 线 电 阻 为
0.26mΩ，约为TO-220封装的1/2。
目前，TO-247 封装中有最高电流的器件，例如开
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33mV — 1.98W
通电阻为4mΩ的MOSFET、以及超过200A的二极
管。让我们来看一看端子和芯片间的配线是怎样
连接的。重要的设计标准之一是将配线电阻限制
在芯片自身电阻的一定比率范围内。其方法之一
为 尽 量 多 使 用 如 Φ500µm 的 最 大 口 径 的 铝 线
（如：使用三根）。这样接合线电阻会变为前例
的1/5，降低为0.47mΩ。或者厂商会考虑使用专用
的铜条进行配线。此外，功率半导体中也有像多
芯集成电路一样在封装（基板）上设有多个焊料
块的类型。为了实现最小的面积和最小的高度，
CSP可能是最终目标。
由此可知，在使用功率半导体时，即使是未满
1mΩ的电阻，也绝对不可忽视。
8
反向耐压—应该选择耐压多少伏的器件？二
极管反向耐压随温度降低而下降
二极管反向耐压、晶体管的关断电压随温度降低
而下降。
二
极
管
反
向
电
流
温度
低
2√2 e
温度 高
e
2√2 e
交替流动
二极管反向电压
e
二极管反向特性的温度依存性
2√2 e
请注意确认此电压是在工作温度全范围（例如：
-40℃到150℃）中规定（保证）的电压，还是只限
25℃的电压。后者的情况渐为多见。如果只规定
了25℃的电压，需要考虑低温侧到多少℃为止是
使用范围。温度系数以每1℃变化+0.1%为基准。
也就是说，如果25℃时耐压为200V，-40℃时耐压
下降6.5%，变为(200-13)，即187V。晶体管的开关
速度有时会随温度降低而加快。浪涌电压也会随
之增高。以上是对低温工作试验的意义（耐压的
下降）和检查要点（观测过渡电压）的简要介绍。
交替流动电流
e
√2 e
整流电路和二极管反向耐压
在这里介绍商用频率（50 / 60Hz）整流电路中的二
极管的反向耐压。
此处图示了四个代表性的整流电路，并且记载了
相对于输入电压需要多少倍二极管反向电压。在
此基础上追加电压变动成分、浪涌电压成分以及
富余成分后将成为实际的二极管反向耐压。例
如，如果桥路整流电路的输入为AC200V，其√2
倍为282V，假设电压变动成分为×1.2，到此为止
的反向耐压为382V，具体想要留出多少富余成分
由用户自定。这种情况下，通常使用600V或800V
的二极管，因此富余成分相当于1.5～2倍。
在这四种电路中，传统上通常在AC100V时选择
使用400V二极管，AC200V时选择使用800V二极
管。然而请留意，如果在电源线和整流电路之间
毫无变压器或过滤器一类器件的话，此类选择有
耐压不足的危险。这是因为无法预测会有多大程
度的浪涌电压施加到电路上。在现实应用中，不
可能存在没有过滤器和变压器的实用电路，因此
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经由虚线和经由实线的电流，各自以半
周期为单位同时流动
e
e
9
2√2 e
过滤器类
交流线输入部分的过滤器同时
具有衰减外部侵入的杂波和电
源内部所产生的向外部流出的
杂波的功效。在开关电源中后
者占的比重较大。无疑这种严
格的过滤器对外来浪涌电压也
十分有效。
ATX电源的整流电路
的电路，还需要留意关断电流时电感所产生的过
渡电压。
可以说如上讨论可能没有实际意义。不过，某种
情况下，难以断言上述前提条件不会被破坏，因
此务须留心二极管上施加的反向电压。
-
二极管反向耐压
除整流电路以外，应该注目什么因素，应该选择
多大耐压的二极管？此时的要点为，在二极管工
作期间对其施加的最大电压应低于二极管反复
反向电压。
此图表示工作时对二极管施加的峰值反向电压
和数据表中记载的反向电压之间的关系。例如，
对40V的SBD施加的电压如果是38V的话能够使
用，而超过40V则无法使用，需要改为使用60V的
SBD。额定电压的含义为“施加超过该额定值的
电压会发生损坏”的意思。不过二极管侧的耐压
通常留有富余，并不是稍微超过一点就会马上损
坏。
如图所示，原则上即使是0.1µs的短时间也不可超
过额定值。然而，某些情况下可能会规定指定条
件下的额定值，例如，如果满足规定条件，在500µs
内保证某一额定值。请确认二极管各自的数据
表。
峰值
反向电压
E
电流切断时 产生要继续流
动电流的电压
过渡电压发生原理图
电感所产生的其电压为电感和关断速度之积L×
di/dt。例如，10µH和10A/µs 时为100V。此电压和
电源电压之和为施加在二极管上的二极管反向
电压。然而，由于杂散电容等的影响，实际上施
加的电压并不是此处计算出的电压数值。
如果提高开关频率，电路的电感和电容会减小。
而且，稳压电路的稳压性能会提高。但是，提高
开关速度会导致di/dt增大。由此会导致对二极管
或晶体管施加的过渡电压上升。请在考虑这一点
的基础上在实际工作时测量电压。如果要降低电
压，需要降低速度，或减小杂散电感。该电感未
必出现在电路图中。在此以实例进行说明。
这是一个输入15V、输出5V的DC至DC降压转换
器。让我们以仿真分析理论理想电路中的二极管
电流和电压。由于该电路中完全没有与过渡电压
相关的L，电源电压的15V原封不动地成为二极管
反向电压。那么，在现实中的电路中是怎样呢？
在电路中追加一个与晶体管串联的0.1µH杂散电
感，再次实施了仿真。这一次呈现出在实际电路
中所见到的追加在15V上的过渡电压。请与前面
的过渡电压发生原理图作比较。可以知道此处的
杂散电感即是过渡电压源的L。因此为了“降低L
di/dt的L”，应该尽量缩短或加粗电路图案。顺便
说一句，电路图中的100µH并不是此处所说的
二极管额定反向电压
关于反向电压额定值
对于以电源电压为基准，使用多少倍耐压的二极
管才可以放心这一点，无法一概而论。在前面的
整流电路中，在电源电压的基础上追加变动成分
等因素后决定了所需的耐压电压。对于上述以外
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+
10
1
IRL3103 2
100µH 4
二极管电流
5V
15V
3
47µF
EC10QS03L
10µF
10Ω
15V
40
二极管电压
0.1Ω
理想电路中的二极管电流和电压
15V至5V的降压转换器
1
IRL3103 2
二极管电流
100µH 4
0.1µH
15V
47µF
5V
3
EC10QS03L
10µF
二极管电压
10Ω
40
0.1Ω
同上有0.1µH的杂散电感
追加杂散电感
“L”。
右边的电路是一个输入3.6V、输出12V的升压转换
器。在这里用红圈标出了产生过渡电压的电感。
包括开关电路在内，在实际测量时观测过渡电压
的峰值，以此决定应该使用耐压为多高的器件。
EC21QS04
30µH
0.1µH
3.6V
47µF
12V
10µF
24Ω
0.1Ω
升压转换器中引起问题的电感
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11
热阻和容许电流
半导体的故障发生与否、寿命、可靠性与工作时
的温度有密切的关系。在什么样的冷却条件下，
如何使用半导体工作，升高到最高温度时会到达
多少℃？进行这样的温度上升计算时需要使用
热阻这一参数。进行热设计时，即使在最严酷的
条件下，也必须满足所规定的温度限制（例如限
制在150℃以下）。除了确保电路能够正常工作以
外，从确保可靠性的观点出发，也需要仔细进行
热设计。
流动的电流越大，二极管损耗也越大，与此同时，
元件内部的温度也随之上升。在这里介绍两个通
过电力损耗和热阻计算温度上升的示例。
结温136℃
（计算值）
导线温度90℃
（实际测量值）
数据表中
规定的温度
10W
Tjmax
150℃
Tj
135℃
Rthj-c
3℃/W
Rthc-f
1.5℃/W
105℃
Tc
90℃
Tf
热阻和温度差之间的关系
分，以此获得结温。
外壳温度不是封装表面温度。在这里介绍TO-220
和TO-247封装的示例。如果您不清楚基准点在那
里，请向厂商询问加以确认。
温度差46℃
热电偶
二极管损耗 2W连续
连接 -导线间热阻 23℃/W
芯片
封装
框架
连接温度计算示例
散热片 (散热器)
（轴心导线二极管，从导线温度计算结温）
结温135℃
（计算值）
外壳温度105℃
（计算值）
散热片90℃
（实际测量值）
外壳温度的示例（截面图）
温度差
30℃
温度差
15℃
过渡热阻
前面说明的热阻是在温度充分饱和状态下，或相
对于直流条件下的热阻，称为固定热阻。与此相
反，过渡热阻rth为相对于脉冲时间（图中的t0）的
热阻。可以使用电力损耗P和rth;通过以下算式计
算结温上升∆Tj。
rth = ∆Tj / P
使用过渡热阻计算过渡温度上升的计算方法对
二极管损耗 10W连续
连接-外壳间热阻 3℃/W
外壳-散热片间热阻 1.5℃/W
连接温度计算示例
其二
（TO-220整套封装二极管，从散热片温度计算结温）
根据定义基准的不同，有时会对同一产品规定多
个热阻。第一个计算示例使用连接-导线间的热
阻、第二个示例使用连接-外壳间和外壳·散热片
（散热器）间的热阻。第二个示例将热阻和温度
上升的例子重新说明一次。
由此可知，使用热阻可以计算温度差。作为热阻，
如果有连接-周围环境之间的数字，可以以环境温
度为基准计算连接的温度。其思路为，以可以测
量的温度或设计温度为基础，计算追加的温度部
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电力
温度变化
时间
过渡热阻的定义
12
方形电力脉冲波有效果。然而，现实中的电流波
形大多数场合都与该波形不同。在这里简要介绍
这种情况下的处理方法。
正弦波和三角波电流的处理方法如下。将此类波
形置换为峰值电力相同、面积相同的方形波电力
波形。
以上是对单个脉冲波的计算示例。连续脉冲中最
后两个脉冲（或一个脉冲）以前的部分以平均值
计算，在温度计算时刻与最后两个脉冲合并计算
累计的温度上升效果。
结温计算时刻
1W
1(W)×Rth
-1W
-1(W)×r11ms
正弦波电流
10W
10(W)×r11ms
二极管电力波形
等效电力波形
-10W
-10(W)×r10ms
时间
正弦波电流的处理方法
10W
10(W)×r1ms
三角波电流
使用过渡热阻的温度上升计算示例
11ms，r10ms是10ms，r1ms是1ms时的过渡热阻。
该计算方法是功率半导体共通的计算方法。在探
讨结温是否在额定值范围内，即从温度角度是否
能够使用器件时，应用该方法进行计算。
二极管电力波形
等效电力波形
例如，当脉冲幅度较短（100µs以下）时，忽视此
处计算的温度波动成分，单纯从固定热阻和平均
损耗计算平均结温，大多数情况下也没有太大的
问题。这是由于幅度较短的脉冲中波动成分本身
也较小的缘故。
时间
三角波电流的处理方法
在下一个示例中，由于是10W峰值，负载1/10，平
均电力是1W。对1W平均的电力、从后面倒数第二
个10W的1ms脉冲，以及最后的10W的1ms脉冲这
三个电力适用过渡热阻，计算温度上升。 温度计
算时刻的温度上升量∆Tj可以通过
∆Tj＝1(W)×（Rth－r11ms）＋10(W)×（r11ms－r10ms＋r1ms)
计算。在图中表示了各项的含义。请对照比较算
式和图中的内容。另外，Rth是固定热阻，r11ms是
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13
功率半导体的损坏方法
如果在功率半导体中流动过大的电流，或施加过
大的反向电压，会发生什么现象呢？硅芯片熔化
的温度约为1400℃，因此如果芯片温度超过该温
度的话，务必会发生短路。一般可以把“损坏”
分为以下几种类型。
浪
涌
正
向
电
流
①好像没有发生任何问题一样继续工作。
*硅芯片虽然不熔化，固定芯片的焊锡熔化后重
新凝固。
*由于硅和铜框架之间的热膨胀系数不同，温度
上升时硅材料上会发生龟裂（产生裂缝）。其结
果是导致反向耐压性能恶化。
这种现象即使在未到达硅的熔融温度时也会发
生。这是最麻烦的损坏形式。随时都有完全不工
作的可能性，因此请务必更换为新的器件。如果
仔细实施了热设计，让器件在额定温度内工作的
话，则不会发生这种故障。
而且，这样的损坏形式无法使用测试仪检测。
（因为测试仪的电源电压较低，只有1.5至3V）
时间
二极管的浪涌电流额定值的示例
上只限一次的非重复浪涌电流额定值。这里所指
的一次设想的是事故等通常不会发生的极端罕
见的情况。虽然流动该电流不会发生损坏，但无
法确保其后的可靠性，因此需要您更换该器件。
这里介绍一个二极管浪涌电流额定值的示例。以
50Hz或60Hz正弦半波为对象。此时请您注意，此
额定值是冷启动还是热启动，此外，是单纯流动
电流、还是施加了反向电压（热启动中有时会把
反向电压施加表现为全负荷时）。根据反向电压
施加的有无，容许值会稍有变化，但设想厂商一
方所留出富余能够覆盖这一差异，而不在这里考
虑该因素。热启动（高温工作时）与冷启动（常
温时）相比容许值最大会降低20%左右。也就是
说，冷启动时50A的器件会变为40A。有关此参数，
请预想发生事故时的情形，充分验证二极管是否
不会发生损坏。
前面介绍的ATX电源的交流输入部分采用PTC抑
制浪涌电流。PTC在高温时电阻会降低，因此无法
期待冷启动时的电流抑制效果。与此相关还需要
注意的是电源线的瞬间断电。虽然日本一年也可
能不会发生一次这种现象，但瞬间断电意味着热
启动。也就是说，即使冷启动时经过验证不会发
生损坏，由于瞬间断电意味着热启动，如果不在
容许值中留出富余，可能会发生原因不明的损坏
事故。对于与交流线直接相连的整流电路，选定
其中使用的二极管时，应充分考虑这一因素。
②发生断路
不论硅处于工作状态还是破坏状态，可以考虑为
连接线烧断的状态。一般来说，断路故障是较容
易处理的故障，但很少发生此类故障。这是由于
如前面所述，在功率半导体中除硅以外部分的电
阻相对较小，因此不会使用容易烧断的连接线。
③发生短路
基本发生这种故障。
④发生爆炸
如果施加相对于破坏值限度的数倍的能量，有时
会发生爆炸而炸碎塑料封装。这是功率半导体特
有的损坏形式。损坏时的能量如果过大，需要采
取措施加以限制。
另外，塑料封装不会发生着火燃烧的现象。这是
因为所使用的树脂是难燃性或自我熄火性材料
的缘故。
I²t和I²√t
二极管的浪涌电流额定值
浪涌电流额定值是供商用频率整流电路使用的
参数，因此不对应50Hz时10ms以内、60Hz时8.3ms
以内的脉冲幅度。1ms至10ms(8.3ms) 的容许值以
I² t和I²√t的形式规定。两者都包含I² 项目。这是
由于在大电流领域会失去半导体的性质，而变成
单纯的电阻，如果其电阻值为ｒ，则损耗为I² r。
也就是说I²表示损耗成分。因此，I² t以能量一定来
使用晶体管时，脉冲幅度和负载发生变化，如果
还进一步进行调制处理的话，问题就会变得比较
复杂。因此，有的产品规定为容许如连续值的四
倍为止的数值（MOSFET等）。这种场合下没有规
定多少次为止的次数限制，因此称之为连续额定
值。与此相反，二极管的数据表中记载的是原则
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14
管的I²√t相对照，但可以对二极管的选定有所帮
助。
在该电路中，对于47µF、100µF、220µF、以及470µF
的四种C，计算它们的充电电流及其I²√t。另外，
设想电容及电路的杂散电阻为3Ω。由于该电阻值
会很大程度上影响结果，请参照电容的资料尝试
设定适当的数值。
规定容许值。而I²√t以保持温度上升一定为原
则。这是由于时间t的过渡热阻可以近似为a√t的
缘故。（a是器件的固有常数）
I² t在保险丝处也有所规定，因此如果所使用的二
极管及晶闸管的I² t大于保险丝的I² t，即使保险丝
熔断，这些器件也会得到保护。（有“协调保护”
的说法）
通常将半导体的热破坏视为芯片温度到达某一
等级时发生的现象，而不是能量到达某一等级时
发生的现象。从这个意义上讲，在考虑浪涌电流
容许值时，I²√t是更为有效的衡量标准。
在这里，让我们试着计算一下50Hz正弦半波一循
环的额定浪涌电流45A（峰值）的二极管的I² t和I²
√t。脉冲幅度为10ms，此时I为有效值，因此为
I2t＝(45/√2）2×0.01
＝10.125A2s
2
I √t＝(45/√2）2×√0.01
＝101.25A2s1/2
以上述参数为常数得出的10ms以内的正弦半波
电流峰值如图所示。
10EBD60
3Ω
370V
C
电容充电电流
正弦波ピーク電流
C Discharge Vswitch
V0 1 0 370volts
S1 1 3 2 3 SW1
.MODEL SW1 VSWITCH(RON=0.01 ROFF=1E6)
Vg 2 3 pwl(0,0 0.1u,1 5000u,1)
Ds 3 4 10EDB60
Rs 4 5 3
Ls 5 6 10uH
Cs 6 0 {KCs} IC=0V
.PARAM KCs=1E-6
.STEP PARAM KCs LIST 47E-6 100E-6 220E-6
470E-6
*
* 10EDB D model
.MODEL 10EDB60 D
+ IS=2.8596E-9
+ N=1.1806
+ RS=1.0000E-3
+ CJO=1.0000E-12
+ M=.3333
+ VJ=.75
+ ISR=100.00E-12
+ BV=800
+ IBV=100.00E-6
+ TT=5.0000E-9
*
.TRAN 0.01us 5000us
.PROBE
.END
200A
142A
I²t一定
80A
I²√t一定
(A)
正
弦
100A
波
峰
值
50A
电
流
(A)
20A
1ms
2ms
5ms
45A
10ms
正弦波半波脉冲幅度
用I²t和I²√t表示的10ms以下的浪涌电流容许值
I²和I²√t的计算值之间在1ms时有接近50A的差
异。这与保证值相对于破坏值所留出的富余有
关。如果将I²√t向上位移富余成分的量，两根曲线
则会变为相近似的曲线。
使用本I²√t一定的衡量方法，对于二极管以外的
功率半导体，也可以估测脉冲幅度变短时容许值
的变化程度。
以该电路文件仿真后得出的放电电流（等于二极
管电流）如上图所示。
以√t为横轴，为了对I²积分而显示此s()函数后，竖
轴本身便成为I²√t。
用Spice仿真求得I²√t
实际电路中电流为正弦波的场合十分有限。作为
实际可行的电流示例，在这里用Spice仿真尝试计
算电容的充电电流的I²√t。虽然无法直接与二极
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10µH
15
放電電流
放
电
电
流
470µF
220µF
100µF
47µF
时间
二极管中流动的电容放电电流
2 1/2
470µF —326A s
2 1/2
220µF — 215A s
I2√t
2 1/2
100µF — 138A s
2 1/2
47µF — 89A s
电容放电电流的I²t
从 仿 真 结 果 可 知，47µF 时 的 I² √ t 为 89A²s1/2 。
10EDB60是1A 600V二极管，一周期的浪涌电流
是 45A，因 此 从 前 面 的 计 算 可 以 得 出 I² √ t 为
101A²s1/2 。以本结果为基础在实际电路上进行验
证时，发现至少在100µF以上时，如果不使用更大
的二极管，容易发生损坏。有关一循环的浪涌电
流，2A 的 20KDA60 为 75A，3A 的 30PDA60 为
100A。各自的I2√t分别为281A2s1/2和500A2s1/2。与
仿真结果得出的I2√t相比，大体可以了解到哪个
参数应成为考虑对象。在本例中，即使二极管不
同，由于电源电压比二极管正向电压高得多，仿真
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时二极管的差异对结果没有太大的影响。
虽然在这里求得的是I2√t，采用相同的时间轴，用
同样的方法也可以计算I2t。此外，也可以应用该方
法求得脉冲幅度调制的电流流动时的平均损耗。
16
原则上，SBD不存在反向恢复时间。然而，由于其
容量成分较大，看起来好似有同样的反向恢复时
间特性。反向恢复时间的长短可以看作与速度最
快的高速二极管基本相同。
二极管的开关时间―反向恢复时间
请参阅下图。如果突然对正向偏电压状态下的二
极管施加反向偏电压，二极管将经由电阻几乎为
0的状态后，转移到原来的高电阻状态。我们称该
过渡状态期间为反向恢复时间，这是开关时间的
一种。一般整流二极管的反向恢复时间单位为
µsec、高速二极管FRD（Fast Recovery Diode）为
1/5到1/10以下，特别高速二极管的反向恢复时间
单位为10毫微秒。
由于二极管只有两个端子，不能够像晶体管那样
使用基极和门极端子控制开关时间。因此，当工
作频率较高时，必须选用高速二极管。
SBD和FRD的区别
像上述说明那样，SBD和FRD的芯片结构不同。因
此工作原理也不同。但是，SBD的耐压结构所采用
的护圈是PN二极管，并且某些SBD的芯片上集成
有FRD。换而言之，大多数 SBD兼有FRD的特性，
因此在下述的说明中不区分SBD和FRD。
200V左右是区分SBD和FRD的界限，低于200V的
是SBD，高于200V的是FRD。
反向耐压 VRRM (V)
10
40
电流
0
60
100
200
400
600
SBD
FRD
FRD
一般整流ダイオード
一般整流二极管
时间
SBD和FRD的区分
一般整流二极管和FRD的
反向恢复波形
Ver. 5A/DIV. Hor. 100ns/DIV.
样品：全部都是3A二极管
反向偏电压
正向偏电压
电
阻
+
+
-
电阻0
反方向 （ 高 电阻 ）
正方向（低电阻）
时间
反向恢复时间
二极管的反向恢复时间
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17
上。
为什么需要高速二极管？
①电路不工作
反向恢复时间为10µs的一般整流二极管工作时的
频率上限为多少呢？如果只考虑反向恢复期间，
电阻抗为0。换而言之，二极管失去几乎没有反向
电流流动的性质，将不再是二极管而变成普通的
导线。半波为10µs的正弦波频率为50kHz。10µs为
1/50、即2%的频率为1kHz。如果这样思考，一般
整流二极管的频率大概为1kHz左右以下。同一标
准下，反向恢复时间20ns的FRD的频率是一般整
流二极管的500倍，即频率上限可视为500kHz。
Vcc
晶体管的电流
二极管的电流
晶体管和二极管的电流
应该蓄积在电容器中
的电荷流出。
1
Vcc
这是DC至DC降压转换器中在晶体管和二极管上
流动的电流。通过改变两个电流的比率将输出控
制在一定范围内，让我们看一看带有标记的晶体
管开通时的放大图。
VB
HI
电压
Vs
如果二极管的
反向恢复速度慢
LO
电流
由于晶体管没有
完全开通，
会发生较大损耗
自举电路
半桥路驱动电路中，高侧是自举电路。如果想要
用20kHz的频率驱动该电路，使用上述反向恢复
时间为10µs的二极管时，电容器中不会有电荷蓄
积。这个例子表明如果反向恢复时间长，会有「不
工作」的电路存在。
晶体管开通时（时间轴放大）
晶体管中流动的电流原本经由电感向负荷流动，
在二极管的反向恢复期间内会流入二极管，引起
电源短路。此时由于晶体管正在向开通状态移
动，所以电压尚未完全降下来。因此，电流、电
压都很大，所以损耗（电流、电压的乘积）也很
大。
在这个示例中，二极管的反向恢复对开关晶体管
的损耗影响较大，可以说这一因素是关键性因
素。通过增大电路电阻抗，或降低晶体管的开通
速度，可以减少该损耗。但是，这对电路会有不
良的影响。因此，更好的降低损耗的办法是采用
反向恢复速度快的二极管。
②开关晶体管的损耗增加
与其说反向恢复时间对二极管本身有影响，不如
说反向恢复时间的影响主要以损耗增加的形式
体现在晶体管、MOSFET、以及IGBT等开关器件
损耗增加
输入
控制器
输出
如果反
向恢复
时间长
③二极管本身的损耗增加
可以用下面的计算式来计算反向恢复期间发生
的二极管损耗Prec。
Prec = 1/ 6×ta×tb×VRM× di/dt×f
DC至DC降压转换器
日本英达株式会社
18
反向恢复时间：长
电流
电压
反向恢复时间：短
电流
反向恢复损耗的计算
电压
因为f是工作频率，所以损耗与频率成比例增加。
让 我 们 使 用反 向 恢 复 时间 为 30ns的 FCU10A30
（10A 300V TO-220整套封装）实际计算一下损
耗。在IFM=5A、di/dt＝50A/µs、VRM＝300V的工作
条件下，Tj＝100℃时测量所得的ta、tb分别为22ns
和12ns。频率和反向恢复时间的关系如下。
由反向恢复不同所引起的二极管杂波的差
Ver. 2A, 10V/DIV. Hor. 20ns/DIV.
样品 3A二极管
反向恢复损耗
的平方成比例，在本示例中，电阻开始增加时的
电流分别为0.6A和3.6A，因此反向恢复时间长的
能量比例为36倍，这是杂波大的原因。因此，如
果反向恢复特性相近，反向恢复时间越短，发生
的杂波就越小。
反向恢复时间是在25℃的条件下规定的时间。即
使数值相同，两个二极管所发出的杂波并不相
同。有如下两点，一是反向恢复是否柔和，另一
个是实际使用时的高温，例如100℃时的反向恢
复特性如何变化。这些从数据表中无法知道。从
照片中可以知道，二极管的开关杂波即使在高速
二极管中也仅为10ns和100ns等级的现象。从频率
的角度看相当于10MHz到100MHz的频率。由于
这与EMC问题紧密相关，二极管的厂商都在下功
夫尽量控制杂波。由于需要严格的杂波对策，应
该在实际工作状态下，并且在温度饱和以后评价
哪个二极管的杂波较少。
下面是比较二极管的开关杂波之差程度如何的
示例。这是一个非常极端的例子，从中马上可以
了解到，如果在不知道的情况下使用了杂波较大
的二极管，后果会有多么严重。顺便提一下，两
个数据表上所示的反向恢复时间相同。
1
0.1
FCU10A30
ＭＰＸ2103
0.01
(W)
0.001
1kHz
10kHz
100kHz 1MHz
频率
反向恢复损耗的计算示例
100kHz时的0.066W可能感觉并不是很大。这是由
于测量对象的FCU10A30属于速度最快类型的二
极管。FRD中速度较慢的二极管是FCU10A30的
10倍，一般整流用二极管则是100倍。由于TO-220
整套封装外形产品无散热片时的热阻为80W/℃，
0.66W和6.6W的数值不能算小，因此不可以忽略。
不管怎样，当工作频率超过10kHz时，必须考虑反
向恢复时的损耗。
④在MHz领域中，反向恢复越快、越柔和，则EMI
越小
对反向恢复时间为20ns和100ns的两种类型的高
速二极管在反向恢复时发生的杂波进行了比较。
比较是在同一电路，同一条件下进行的。标有箭
头的位置表示峰值，二极管的反向恢复快的为
16V、慢的为28V。当二极管的电阻开始向高电阻
恢复时，包括杂散电感在内的所积蓄的能量是该
杂波的发生源。由于电感中所积蓄的能量与电流
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19
0
0
25℃电流
100℃ 电流
25℃电流
100℃ 电流
25℃ 电压
25℃ 电压
100℃ 电压
100℃ 电压
600V FRD其二
600V FRD其一
Ver. 5A, 100V/DIV. Hor. 20ns/DIV.
Ver. 5A, 100V/DIV. Hor. 20ns/DIV.
样品 NIEC的FSF10A60
小栏目 整流杂波
高灵敏度的AM接收机捕捉这种微弱的磁场变化。
50Hz/60Hz整流电路的杂波大得出乎预料。可以在
只要稍微远离这个位置，就无法检测出这种杂波。
NTT东日本的网址
http://www.ntt-east.co.jp/tasc/gijutu/noise/
在如上的实验条件下，只要并联连接一个追加的
的杂音样品集「整流装置」上,听到该杂音的实际
1,000pF左右的陶瓷电容器，便可以消除一般整流
例子。
用二极管的杂波。然而，使用这种方法时，由于受
在此介绍被认为是辐射杂波的整流杂波。下面的
到温度和流动电流的影响，不能够完全消除杂波。
比较仅是相对比较。
如果杂波可能以引起问题，即使是50/60Hz的电
使用能够用插座更换桥路整流二极管的12V输出
路，也应该最初就使用杂波源能量格外少的高速
线性稳压电路，负荷为300Ω，故输出电流为40mA
二极管，这会从本质上大幅度地缩减杂波的发生，
左右。将AM接收机SONY ICF-SW77的内置条形
可谓明智的选择。
天线尽量靠近变压器，以听到最大的噪音，并在此
位置加以固定。
对下述3种二极管进行了比较。
一般整流用 1A/600A
200V FRED
FCF/FRF10A20
12V
（5A×2/200V）
AC100V
200V SBD
FCH/FRH10A20
LM317
50Hz
（5A×2/200V）
稳压电路
C’s Kit
TW-157
对AM接收机输出进行数字化处理，使用免费软件
WaveSpectra V1.30 (http://www.ne.jp/asahi/fa/efu/
soft/ws/ws.html) 显示频谱。下一页的图示为三百
次平均化处理后的波形。
我们在这里使用的是未经磁屏蔽的卷线裸露出的
变压器，最大限度地释放杂波 (磁场的变化) ，并用
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能够通过插座更换
20
300Ω
AM收音机捕捉的整流杂波
ICF-SW77
一般整流用二极管
稳压电路
二极管
二极管杂波的检测
200V FRD (FCF/FRF10A20)
200V SBD (FCH/FRH10A20)
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EP10LA03 最好，而正向电压 比 EP10LA03高出
40%以上的EP10HY03觉得好像不可能成为选择
对象。
接下来，让我们估测一下代表性的DC至DC降压
转换器的整体损耗。
SBD和FRD的种类
根据PN二极管FRD的制造方法及其特性，有单位
为100ns的反向恢复时间较长的FRD，还有单位为
10ns的FRD产品。后者虽有厂商固有的叫法，但在
海外都通称为FRED (Fast Recovery Epitaxial Diode)。前者的工作频率为数10kHz为止，工作频率
高于10kHz时使用后者。另外，在与反向耐压为
200V左右的SBD相交界的区域中，存在兼容了
SBD和FRD的长处的JBS (Junction Barrier Schottky) 或 MPS (Merged PIN Schottky)二极管产品。
DC-DC降压转换器
输入 15V
Tj=100℃
输出电流
0.2A
SOD
SOD--123 1A / 30V
EP10LA03
EP10QY03
EP10HY03
SBD的特性受势垒金属的影响较大。即使在同一
反向耐压时，根据厂商的不同，所使用的势垒金
属也可能有所不同。
反向耐压(V)
10
30
40
60
100
150
200
以输入电压15V、输出电流0.2A、工作温度100℃
为 前 提 条 件。正 向 电 流 IF=0.2A、反 向 电 压
VR=15V、Tj=100℃时具有代表性的三种SBD的正
向电力损耗PF、反向电流IR、以及反向电力损耗PR
如下。
使用正向电压变低的势垒金属
使用可获得标准特性的势垒金属
使用反向电流变低的势垒金属
SBD产品系列示例
选择产品时关键是，不要只关注正向电压低，还
应该注意反向电流。这是由于如前面所述，在SBD
中反向电流的损耗较大，不可以忽略。下面介绍
正向电压高的SBD在实际使用状态下综合损耗变
小的示例。
这是SBD产品系列的示例。可以从三系列选择
30V耐压品。例如，1A、30V的SOD-123封装品中，
有EP10QY03、EP10LA03和EP10HY03。这些产品
在数据表上的数值如下。
品名
VF (V)
25℃
IR (mA)
25℃
EP10LA03
0.39
2
EP10QY03
0.47
1
EP10HY03
0.56
0.5
PF (W)
@0.2A
IR (mA)
@15V
PR (W)
@15V
EP10LA03
0.0315
9.93
0.148
EP10QY03
0.0490
0.554
0.00831
EP10HY03
0.0626
0.0881
0.00132
在输出电压为12V和1.5V的两个条件下估测整体
损耗。
首先考虑输出为12V的情况。二极管上有正向电
流流动的时间为21%，剩余期间内施加反向电压。
接下来考虑输出为1.5V的情况。二极管上有正向
电流流动的时间为90.4%，剩余期间内施加反向
电压。
输入
:122V/ 0.2A
:15V
输入:15
:15V 输出 :1
Forward 0.21 Reverse 0.79
IF
0
0
同一封装1A 30V SBD 三品种的特性
VR
通过观察这些数值，可以获知正向电压最低的
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品名
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品名
全損失(W)
EP10LA03
0.124
EP10QY03
0.0168
EP10HY03
0.0141
温度上升时，反向电流以指数函数的关系增加。
当温度超过一定限度时，便会发生热失控。这时
由于反向电力损耗和结温之间是正反馈的关系。
以下算式表示热量的产生和发散的平衡，如果满
足该条件，就会发生热失控。
dP / dTj ＜ 1 / Rth
输入
输入:15
:15V
:1.5VV / 0.2A
:15V 输出 :1.5
Forward 0.904 Reverse 0.096
P：整体损耗
Tj：结温
Rth：热阻
IF
0
电
力
损
耗
0
VR
品名
整体损耗(W)
EP10LA03
0.0427
EP10QY03
0.0450
EP10HY03
0.0567
结温
下面是对进行了整体损耗比较的三种SOD-123外
形1A 30V SBD 3产品发生热失控温度的估测结
果。将反向电流作为反向电压和温度的函数，以
热阻为参数进行了计算。在这里，所采用的反向
电压以100%负载的条件施加，这比大多数工作条
件都要苛刻得多。
本封装的基板装配时热阻为200～270℃/W左右。
从下一页的表中可以获知，在某些工作条件下，
热失控是重要的讨论事项。在此提到的热阻是器
件热阻加上基板相关的热阻。对于后者的热阻，
可以通过扩大边缘、让其远离其它发热物体、使
通风良好等措施来降低热阻。
三种产品发生热失控的温度不同。像EP10LA03
一类重视正向电压的系列，适用于几乎没有施加
反向电压的OR二极管。这样的使用方法时不会发
生热失控现象。而像EP10HA03一类反向电流小
的系列，在上面的示例中整体损耗得到了降低。
这也与表中所描述的不易发生热失控有密切关
系。
考虑热失控问题时，另一个重要的因素是器件本
身的热阻特性。照片中所示的芯片固定不良的产
品可能无法满足规定的热阻值。因而，使用在严
格控制的制造工程下生产的产品较为安心。
由上可知，如果正向电流流动的比例较大，如文
字所述，正向电压VF最低的二极管的整体损耗为
最小。但是，如果施加反向电压的比例较大，则
反向电流IR较小的二极管有利。在实际的电路中，
开通-关断的比例在不停地变化。但如果是以特定
范围的降压比工作的电路，则有进行这样讨论的
价值。
SBD的热失控
由于SBD的反向电流大，在现实中，应该考虑到可
能发生由此起因的热失控问题。即使是时间常数
为一个小时的变化，如果反向电流的增加不停
止，就应该视为发生了热失控。
反向电流
增加
反向电力损耗
结温
上升
dP/dTj
增加
如果温度上升时电路的工作变得不稳定，试着降
热失控
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P/N
发生热失控的温度
100℃/W
200℃/W
270℃/W
300℃/W
EP10LA03
91.5
75.7
68.9
66.5
EP10QY03
138.5
127.2
122.4
120.7
EP10HY03
165.8
153.3
147.9
146.0
应该对器件施加什么样的电流和电压，就不会引
起故障。
我们以二极管为基础，对功率半导体进行了学
习。二极管虽然不十分受重视，但它是熟练使用
功率半导体的基础。
低SBD的温度（例如喷涂冷却剂），如果能够使电
路恢复稳定的话，
*降低施加在二极管上的反向电压
*降低所施加反向电压的负载
*改善冷却效果
*更换不容易发生热失控的SBD
请尝试以上措施后看一看效果。
总结
不仅限于二极管，对于各种功率半导体，只要理
解好器件容许的最大电流和电压为多少，使用时
芯片固定（装载框架和芯片间的焊接）
没有焊接
大的空隙
没有问题的产品
芯片固定不良的产品
日本英达株式会社
50% duty
107.3℃
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