アプリケーションノート

NR887D アプリケーションノート
Rev.4.0
NR887D
アプリケーションノート
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サンケン電気株式会社
SANKEN ELECTRIC CO., LTD.
http://www.sanken-ele.co.jp
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目次
概要3
1. 電気的特性 -----------------------------------------------------------------------------------4
1.1 絶対最大定格 ----------------------------------------------------------------------------4
1.2 推奨動作条件 ----------------------------------------------------------------------------4
1.3 電気的特性 -------------------------------------------------------------------------------5
2. ブロックダイアグラムと各端子機能 --------------------------------------------------------7
2.1 ブロックダイアグラム --------------------------------------------------------------------7
2.2 各端子機能 ------------------------------------------------------------------------------7
3. 応用回路例 -----------------------------------------------------------------------------------8
4. 熱減定格 --------------------------------------------------------------------------------------9
5. 外形図 --------------------------------------------------------------------------------------- 10
6．動作説明------------------------------------------------------------------------------------- 11
6.1 PWM(Pulse Width Modulation)出力制御 -------------------------------------- 11
6.2
6.3
6.4
6.5
6.6
電源の安定性 ------------------------------------------------------------------------- 11
過電流保護(OCP) -------------------------------------------------------------------- 12
過熱保護(TSD) ----------------------------------------------------------------------- 12
ソフトスタート（SoftStart） ----------------------------------------------------------- 12
出力の ON / OFF 制御 -------------------------------------------------------------- 13
7. 設計上の注意点 --------------------------------------------------------------------------- 14
7.1 外付け部品----------------------------------------------------------------------------- 14
7.2 パターン設計 -------------------------------------------------------------------------- 19
7.3 応用設計 ------------------------------------------------------------------------------- 21
ご注意書き -------------------------------------------------------------------------------------- 23
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パッケージ
概要
 DIP 8
NR887D は、パワーMOSFET 内蔵の同期整流型チョ
ッパレギュレータ IC です。電流制御方式により、セラミッ
クコンデンサのような超低 ESR のコンデンサに対応しま
す。過電流保護(OCP)、低入力禁止(UVLO)、過熱保護
(TSD)等の保護機能を有しています。起動時の突入電
流を防ぐために、ソフトスタート機能を有しています。コン
デンサを接続することで、ソフトスタート時間を設定でき
ます。外部信号でオンオフできる機能を有しており、EN
端子へ外部から信号を入力することで、IC をターンオン
/ターンオフできます。位相補償回路を内蔵し、外付け
の位相補償用部品は不要です。DIP 8 ピンパッケージで
供給されます。
BS
SS
IN
EN
SW
NC
GND
FB
主要スペック
特長と利点




 電流モード型 PWM 制御
 最大効率 95％
 出力にセラミックコンデンサのような低 ESR
コンデンサの使用に対応
 保護回路を内蔵
過電流保護(OCP) 垂下型自動復帰
過熱保護内蔵(TSD) 自動復帰
低入力時誤動作防止回路(UVLO)
 位相補償回路を内蔵 外付け部品不要
 外付けコンデンサによる Soft-Start
 ON/OFF 機能
入力電圧 VIN = 4.5V～18V
出力電圧 VO = 0.8V～14V
最大出力電流 IOUT = 2A
動作周波数： 500kHz
アプリケーション
 LCD-TV
 Blu-Ray
 デジタル家電用電源
シリーズラインアップ
製品名
NR887D
fO
500kHz
VIN
4.5V to 18V
(1)
VO
(1)
0.8V to 14V
IOUT
(2)
入力電圧の最小値は、4.5V もしくは VO+3V のどちらか大きい値とします。
入出力条件は最小 ON 時間により制限されます。
(2)
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2A
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1. 電気的特性
1.1 絶対最大定格
表 1 NR887D 絶対最大定格
項目
入力電圧
記号
規格値
単位
VIN
20
V
許容損失
(3)
Pd
1.85
W
接合温度
(4)
Tj
40 to 150
°C
保存温度
Tstg
40 to 150
°C
熱抵抗(接合―リード 4 ピン間)
θj-c
25
°C /W
熱抵抗(接合―周囲間)
θj-a
67
°C /W
(3)
(4)
条件
ガラスエポキシ基板 70mm×60mm
(銅箔エリア 1310mm2)実装時
TJ Max =150°C
ガラスエポキシ基板 0mm×60mm.
(銅箔エリア 1310mm2)実装時
過熱保護により制限。
過熱保護検出温度は約 160℃となる。
1.2 推奨動作条件
電気的特性に示す正常な回路機能を維持するために、推奨動作条件内で使用してください。
表 4 NR887D 推奨動作条件
項 目
入力電圧
規 格 値
記 号
(5)
単 位
MIN
MAX
VIN
VO + 3
18
V
IOUT
0
2.0
A
VO
0.8
14
V
TOP
40
85
°C
条件
(6)
出力電流
(7)
出力電圧
動作周囲温度
(7)
(5)
入力電圧範囲の最小値は、4.5V もしくは VO+3V のどちらか大きい値とする。
VIN= Vo+1～Vo+3V の場合は IOUT=1A MAX となり、入力電圧については最大 ON デューティーで制御される
電圧まで可能となります。次式を参照。VIN = VO / 0.9(typ)
(6)
推奨回路は図 4 になります。
(7)
図 5 に示す熱減定格以内で使用する必要があります。
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1.3 電気的特性
図 1 に示す回路において、各測定条件で IC を動作させた場合に保証される特性規格値です。
表 3 NR887D 電気的特性
(Ta=25°C)
項 目
設定基準電圧
出力電圧温度係数
単 位
MIN
TYP
MAX
VREF
0.784
0.800
0.816
⊿VREF/⊿T
―
±0.05
―
η
―
90
―
500
600
(8)
効率
規 格 値
記 号
動作周波数
fO
400
ラインレギュレーション
(9)
VLine
―
50
―
ロードレギュレーション
(9)
VLoad
―
50
―
過電流保護開始電流
IS
3.1
静止時回路電流 1
IIN
―
静止時回路電流 2
IIN(off)
0
Low 時流出電流
IEN/SS
6
開放電圧
VSSH
流入電流
SS 端子
EN 端子
オンスレシュ電圧
V
VIN = 12V，IO = 1.0A
V = 12V, IO = 1.0A
mV/°C IN
40°C to +85°C
VIN=12V, VO=3.3V,
%
IO=1A
VIN =12V, VO=3.3V,
kHz
IO =1A
VIN = 6.3V～18V,
mV
VO = 3.3V, IO = 1A
VIN = 12V, VO = 3.3V,
mV
IO = 0.1A～2.0A
6.0
A
―
mA
10
μA
10
14
μA
VIN = 12V, VO = 3.3V
VIN = 12V
VEN=10kΩ pull up to VIN
VIN =12V, IO =0A,
VEN=0V
VSS=0V, VIN=12V
―
3.0
―
V
VIN =12V
IEN
―
50
100
μA
VEN= 10V
VIN =12V
6
VC/EH
0.7
1.4
2.1
V
最大 ON デューティー
(9)
DMAX
―
90
―
%
最小 ON 時間
(9)
TON(MIN)
―
150
―
nsec
過熱保護開始温度
(9)
TSD
151
165
―
°C
過熱保護復帰ヒステリシス
(9)
TSD_hys
―
20
―
°C
η(%)=
VO･IO
VIN･II N
×100
(8)
効率は次式により算出されます。
設計保証値です。
(9)
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測定条件
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EN
8
C1
IIN
IEN
VIN
SS
SW
R1
NR887D
IO
C2
FB
I Fset
4
VEN
L1
3
BS
GND
VIN
C3
1
2
7
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NC
5
VFB
6
VSS
C1:22μ F/25V
C2:44μ F/25V
C3: 0.1μ F /25V
L1:10μ H
R１: 5 kΩ
R2: 1.6 kΩ
図 1 測定回路図
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R2
VO
RL
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2. ブロックダイアグラムと各端子機能
2.1 ブロックダイアグラム
VIN
2
Σ
OSC
R1
7
３
EN
ON/
OFF
VREF
５
IN
Current
Sense
６
Drive
REG
OCP
P.REG
C1
C2
1
BS
R3
C10
0.8V
PWM
LOGIC
４
L1
3
SW
D1
TSD
R5
VO
C4
C5
R4
Compensation
6
UVLO
８
７
0.8V
NC
Error Amp.
5
FB
R6
SS
１
GND
１
4
SS
8
C9
図 2 NR887D ブロックダイアグラム
2.2 各端子機能
BS
SS
IN
EN
SW
NC
GND
FB
図 3 端子配置
表 4 端子機能
端子番号
記号
1
BS
2
IN
3
SW
4
GND
5
FB
6
NC
7
EN
8
SS
機能
ハイサイドブースト入力端子
BS 端子は、ハイサイド MOSFET のドライブ電力を供給します。
コンデンサと抵抗を SW 端子と BS 端子間に接続してください
入力端子
IC に電力を供給します
出力端子
出力電力を供給します
出力用 LC フィルタを SW 端子に接続してください
SW 端子と BS 端子間に、ハイサイド MOSFET へ電力供給するコンデンサが必要です
グランド端子
裏面ヒートスラグは、グランド端子に接続してください。
基準電圧と出力電圧を比較するフィードバック端子
フィードバック閾値電圧は 0.8V です。
FB 端子を分圧抵抗 R4 と R6 の間に接続して出力電圧を設定してください
未使用端子
イネーブル入力端子
EN 端子を High でレギュレータをオン、Low でオフします
ソフトスタート端子
SS 端子とグランド間にコンデンサ接続することで、ソフトスタートを設定できます
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3. 応用回路例
 GND ラインは 1 番端子を中心にした 1 点 GND 配線とし、各部品を最短で配置することが必要です。
 パッケージの裏面ヒートシンクにつながる GND の銅箔面積を大きくすることで、放熱効果が上がります。
VIN
R3
R1
VIN_s
7
C1
C2
1
BS
C10
SW
Vo
L1
3
Vo_s
NR887D
8
GND
2
IN
EN
SS
GND
4
C7
FB
R5
C4 C5
5
R7
NC
6
R4
C9
Option
R6
D1
SW
C1, C2: 10μF / 25V
C4, C5: 22μF / 16V
C7: 1000pF
C9: 0.1μF
C10: 0.1μF
R1: 100kΩ
R3: 22Ω
R4: 1.1kΩ, R5: 3.9kΩ (Vo=3.3V)
R6: 1.6kΩ
R7: 10Ω
図4
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応用回路例
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L1: 10μH
GND
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4. 熱減定格
1.8
1.6
許容損失 PD[W]
Power Dissipation
1.4
1.2
1.0
0.8
0.6
0.4
0.2
0.0
-25
0
25
50
周囲温度 Ta[℃]
Ambient Temperature
75
100
125
図 5 NR887D 熱減定格
注記
1) ガラスエポキシ基板 70mm × 60mm
2) 銅箔エリア: 1310mm2
3) 熱減定格は、ジャンクション温度 125°C で算出しています。
4) 損失は下記式を使って求めます。効率は、入力電圧、出力電流によって変化する為、効率曲線より求め、
パーセント表示のまま代入します。
5) D1 の熱設計は別途行う必要があります。
 100

Pd  VO  I O 
 1
 x

VO : 出力電圧
VIN : 入力電圧
IO : 出力電流
ηx : 効率(%)
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5. 外形図
 DIP8 パッケージ
注記
1)寸法表記 mm
2)図は一定の縮尺で描かれていません
図 6 パッケージ外観図
*1
NR887D
SK *2
*3
*1. 品名標示
*2. ロット番号(3 桁)
第 1 文字 : 西暦年号下一桁
第 2 文字 : 月
1～9 月：1～9
10 月：O
11 月：N
12 月：D
第 3 文字 : 製造週
第 1 週～第 5 週 ： 01～05
*3. 管理番号(4 桁)
図 7 パッケージ刻印
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6．動作説明
特記なき場合の特性数値は、NR887D の仕様に準じ、TYP 値を表記します。
6.1 PWM(Pulse Width Modulation)出力制御
NR887D は、電流制御と電圧制御の 2 系統の帰還ループとスロープ補正を行う 3 つのブロックで構成されます。
電圧制御帰還では出力電圧を PWM 制御に帰還するループとなり、出力電圧の抵抗分割を基準電圧 0.8V で比較
するエラーアンプで構成されています。電流制御帰還では、インダクタ電流を PWM 制御に帰還するループであり、
センス MOSFET を使用して分流されたインダクタ電流をカレントセンスアンプで検出を行っています。スロープ補正
では電流制御方式の特性上，サブハーモニック発振を回避するため電流制御スロープに対して補正を行っていま
す。図 8 に示すように、NR887D では、電圧制御帰還，電流制御帰還，スロープ補正の信号を演算することで、電流
制御方式による PWM 制御を行っています。
VIN
2
OSC
Σ
５
C2
C1
IN
Current
Sense
1
６
Drive
REG
OCP
BS
M1
PWM
LOGIC
C10
４
M2
R3
3
L1
C4
SW
D1
８
0.8V
C5
R5
R4
Compensation
Error Amp.
VO
5
FB
R6
図 8 電流制御 PWM 制御チョッパ型レギュレータ基本構成
NR887D は、UVLO が解除された時や EN・SS 端子が閾値を超えた時に、スイッチング動作します。最初は最小
ON デューティーもしくは最大 ON デューティーでスイッチング動作します。 ハイサイドスイッチ(以下 M1) は、出力に
パワーを供給するスイッチング MOSFET です。ローサイドスイッチ(以下 M2)が ON して、M1 を駆動させるためのブー
スト用コンデンサ C10 をチャージします。M1 が ON 時において、SW 端子とインダクタに電圧が印加され、インダクタ
電流が増加し、検出する電流検出アンプの出力も上昇します。電流検出アンプの出力とスロープ補正信号とが加算
された信号と誤差増幅器の出力を比較します。加算された信号が誤差増幅器(Error amp)の出力を超えた時に、比
較器の出力が“High”となり、RS フリップフロップがリセットされます。M1 が OFF し M2 が ON することで回生電流が
M2 を流れます。外付けに SBD (D1) を接続した場合は、D1 にも回生電流が流れます。
NR887D では毎周期にセット信号が発生し、RS フリップフロップがセットされます。加算された信号が誤差増幅器
(Error amp)の出力電圧を超えなかった場合、OFF Duty 回路の信号により、RS フリップフロップが必ずリセットされま
す。
6.2 電源の安定性
チョッパ型レギュレータの位相特性は、レギュレータ IC 内部の位相特性、出力コンデンサ C4 (C5) と負荷抵抗
ROUT の合成になります。レギュレータ IC 内部の位相特性は、一般的には制御部の遅れ時間と出力誤差増幅器の位
相特性で定まります。この内、制御部の遅れ時間による位相遅れは、実使用上はほとんど問題になることはありま
せん。出力誤差増幅器の位相補正内蔵により、安定性を良くするための出力電圧及び出力コンデンサの設定につ
いては、「7.1.3 出力コンデンサ C4 (C5)」および「7.1.7 出力電圧 VO と出力コンデンサ C4 (C5)」を参照して下さい。
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6.3 過電流保護(OCP)
図 9 に OCP 特性を示します。NR887D は、垂下型過電流
保護回路を内蔵しています。過電流保護回路はスイッチン
グトランジスタのピーク電流を検出し、ピーク電流が設定値
を超えると強制的にトランジスタの ON 時間を短縮させて出
力電圧を低下させ電流を制限しています。更に出力電圧が
低下しますとスイッチング周波数を低下させることで低出力
電圧時の電流増加を防止しています。過電流状態が解除
されると出力電圧は自動的に復帰します。
図 9 OCP 特性図
6.4 過熱保護(TSD)
出力電圧
熱保護回路は、IC の半導体接合温度を検出し、接合温
度が設定値(約 160°C)を超えると出力トランジスタを停止さ
せ、出力を OFF します。接合温度が過熱保護設定値より
20°C 程度低下すると自動的に復帰します。
※（過熱保護特性）注意事項
瞬時短絡等の発熱に対し IC を保護する回路であり、長時
間短絡等、発熱が継続する状態の信頼性を含めた動作を
保証するものではありません。
復帰設定温度
保護設定温度
接合温度
図 10 TSD 動作
出力起動時間
100
6.5 ソフトスタート（SoftStart）
10
ｿﾌﾄｽﾀｰﾄ時間 [ms]
8 番端子（SS 端子）と 4 番端子（GND 端子）間にコンデン
サを接続すると入力電圧投入時にソフトスタートがかかるよ
うになります。VO は CSS の充電電圧に相関し立ち上がります。
よって CSS 充電の時定数計算で概略求まります。
VIN
コンデンサ CSS は PWM 制御の OFF 期間をコントロールして
Vin=4.1V
立ち上がり時間を制御し、立ち上がり時間 tSS 及びディレイ
時間 t_delay は以下の式で概略求まります。
1
FB
0.1
t_delay
t_ss
t_all
Iss
0.01時間
0.0001
SS
SS
0.001
Css
0.01
×0.9
0.1
SSコンデンサCss [uF] 基準電圧
Vss1(th)
(0.8V)
Vss2=1.79V
Error Amp.
図 11 Soft-Start 時間と SS コンデンサの関係
Vss1=0.9V
IC内部
時間
Vo
● t_delay ⇒ SS端子電圧 < Vss1(th) = Vss1(0.9V)
tSS = CSS × (VSS2 – VSS1) / (ISS × VSS1)
VSS1(0.9V) < SS 端子電圧 < VSS2 (1.79V)
● tss ⇒ Vss1(0.9V) ≦ SS端子電圧 ≦ Vss2(1.79V）
※Cssに0.1uFを使用した場合の例：
SS 端子電圧 < VSS1(th) 時間
= VSS1 (0.9V)
t_delay = Css × Vss1 / ISS
t_delay
t_delay = Css*Vss1/Iss = 0.1uF*0.9v/10uA = 9ms
tss = Css*(Vss2-Vss1)/Iss/0.9 = 0.1uF*(1.79v-0.9v)/10uF/0.9
tss
タイミングチャート1
VIN
VIN
VIN
VIN
VEN
VEN
Vin=4.1V
Vin=4.1V
FB
FB
Iss
IssVEN=4.1V
SS
時間
SS
×0.9
VSS
Css
Vss2=1.79V
Vss1=0.9V
Vss1=0.9V
Vo
時間
Vo
Vo
Vss1(th)
基準電圧
(0.8V)
Vss2=1.79V
Vss1=0.9V
Vss1(th)
×0.9
時間Css
SS
Vss2=1.79V
SS
時間
基準電圧
(0.8V)
Error Amp.
Error Amp.
IC内部
時間
時間
IC内部
● t_delay ⇒ SS端子電圧 < Vss1(th) = Vss1(0.9V)
● tss ⇒ Vss1(0.9V) ≦ SS端子電圧 ≦ Vss2(1.79V）
● t_delay ⇒ SS端子電圧 < Vss1(th) = Vss1(0.9V)
図 12 Soft-Start 原理
● tss ⇒ Vss1(0.9V) ≦ SS端子電圧
≦ Vss2(1.79V
）
※Cssに0.1uFを使用した場合の例
：
時間
t_delay
時間
t_delay
tss
VIN
タイミングチャート1
VEN
VIN
VIN
VEN
タイミングチャート2 VEN
VEN=4.1V
VEN
時間
VSS
VEN=4.1V
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時間
VSS
t_delay = Css*Vss1/Iss = 0.1uF*0.9v/10uA = 9ms
tss
tss = Css*(Vss2-Vss1)/Iss/0.9 = 0.1uF*(1.79v-0.9v)/10uF/0.9 ≒ 9.9ms
※Cssに0.1uFを使用した場合の例
： 時間
タイミングチャート1
t_delay
= Css*Vss1/Iss = VIN
0.1uF*0.9v/10uA = 9ms
t_delay tss
tss = Css*(Vss2-Vss1)/Iss/0.9 = 0.1uF*(1.79v-0.9v)/10uF/0.9 ≒ 9.9ms
Vss2=1.79V
Page.12
Vss1=0.9V
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出力コンデンサ起動での時定数
t = (CO × VO ) / IS・・・(無負荷時）
※負荷がある状態では Is 値より負荷電流分が減算されま
す。
SSコンデンサ放電時間
放電時間t_discharge [ms]
ソフトスタート機能を使用しない場合は 4 番端子をオープン
として下さい。CSS がない場合や極端に小さい場合、過電流
保護 Is で制限した出力電流で出力コンデンサを充電する
時定数で立ち上がります。
7
6
5
4
3
2
1
0
0.01
SSコンデンサ放電時間
0.1
SSコンデンサCss [uF]
1
図 13 SS コンデンサ放電時間
SS 開放電圧=3V
SS 放電能力は 500μA
左記のグラフは SS 端子電圧が 3V→0V になるま
での時間を表している。
6.6 出力の ON / OFF 制御
7 番(EN)端子を用いて、出力 ON/OFF 制御が可能です。
オープンコレクタ等のスイッチにより、7 番端子を VENL(1.4V)
以下にすると出力は停止します（図 14）。
外部 ON/OFF 機能を使用しない場合は､図 15 のように
IN～EN 間に 100kΩのプルアップ抵抗を接続してくだ
さい｡VIN 電圧印加で起動します｡
2. IN
100kΩ
7.EN
NR887D
図 14 ON/OFF 制御 1
2. IN
100kΩ
7.EN
NR887D
図 15 ON/OFF 制御 2
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7. 設計上の注意点
7.1 外付け部品
各部品は使用条件に適合したものを使用します。
7.1.1 チョークコイル L1
チョークコイル L1 は、チョッパ型スイッチングレギュレータの中心的役割を果たしています。 レギュレータを安定し
て動作させるためには、飽和状態での動作や、自己発熱による高温動作等の危険な状態を回避しなくてはなりま
せん。以下に挙げる a)から d)の 4 点に注意してチョークコイルを選定してください。
a)スイッチングレギュレータ用であること
ノイズフィルタ用のコイルは、損失が大きく発熱が大となりますので使用を避けて下さい。
b) サブハーモニック発振の回避
ピーク検出電流制御ではインダクタ電流がスイッチング動作周波数の整数倍の周期で変動することがあります。こ
のような現象をサブハーモニック発振と呼び、ピーク検出電流制御モードでは原理的に発生する問題です。安定な
動作をさせる為に IC 内部でインダクタ電流に補正を行っており、出力電圧に対応した適切なインダクタ値を選定す
ることが必要です。
図 17 はサブハーモニック発振を回避するためのインダク
タンス L 値選定範囲を示した図です。インダクタンス L の上
限については、入出力条件、負荷電流によって変わること
があるため、目安の値になります。
チョークコイル電流の脈流部 ΔIL およびピーク電流 ILp は、
次式にて表されます。
IL 
(VIN  Vo )  Vo
----- (1)
L  VIN  f
図 17 NR887D インダクタンス L 値選定範囲
ILp 
IL
 Io
2
----- (2)
この式よりチョークコイルのインダクタンス L が小さいほど、
ΔIL,ILp ともに増大することが分かります。よってインダク
タンスが過小であるとチョークコイル電流の変動が大きくな
るためレギュレータの動作が不安定になるおそれがあります。
過負荷・負荷短絡時の磁気飽和によるチョークコイルのイン
ダクタンスの減尐に注意願います。
図 18 インダクタンスとリップルの関係
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c) 定格電流を満足すること
チョークコイルの定格電流は、使用する最大負荷電流より大きくなくてはなりません。負荷電流がコイルの定格電流
を越えると、インダクタンスが激減し、ついには飽和状態となります。この状態では、高周波インピーダンスが低下し、
過大な電流が流れますのでご注意下さい。
d) ノイズが尐ないこと
ドラム型のような開磁路型コアは、磁束がコイルの外側を通過するため周辺回路へノイズによる障害を与えることが
あります。なるべくトロイダル型や EI 型、EE 型のような閉磁路型コアのコイルをご使用下さい。
7.1.2 入力コンデンサ C1 (C2)
入力コンデンサは、入力回路のバイパスコンデンサとして動作し、スイッチング時の急峻な電流をレギュレータに供
給して入力側の電圧降下を補償しています。極力レギュレータ IC の近くに取り付ける必要があります。AC 整流回路
の平滑コンデンサが入力回路にある場合でも、IC の近くにレイアウトされていなければ、入力コンデンサは平滑コン
デンサと兼用とすることが出来ません。
IIN
C1 (C2) 選定のポイントとして次のことが挙げられます。
VIN
a) 耐圧を満足すること
b) 許容リップル電流値を満足すること
Ripple
current
C1 (C2)
入力コンデンサのリップル電流は負荷電流の増加に伴って
増大します。
耐圧や許容リップル電流値を超えたりディレーティング無し
で使用した場合、コンデンサ自身の寿命が低下するばかり
でなく、レギュレータの異常発振を誘発する危険があります。
十分なマージンをとったコンデンサを選択するためには、
(2)式に示す入力コンデンサに流れるリップル電流実効値
IIN
Irms を求めます。
VIN
1.VIN
Irms  1.2 
IN
Vo
 Io ﾘｯﾌﾟﾙ電流
----- (3)
VIN
C1
図 19 C1 (C2)の電流経路
C1電流波形
0
Iv
Ton
VIN = 20V, Io = 3A, Vo = 5V とした場合、
T
5
Irms  1.2   3  0.9A
20
図 20 C1(C2)の電流波形
となりますので、許容リップル電流が、0.9A より大きいコン
デンサを選ぶ必要があります。
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Ip
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7.1.3 出力コンデンサ C4 (C5)
電流制御方式は、電圧制御方式にインダクタ電流を検出し帰還するループを追加した方式です。帰還ループに
インダクタ電流を追加することで、LC フィルタの二次遅れ要素の影響を考慮せず安定な動作を実現できます。二次
遅れを補正するために必要であった LC フィルタの容量 C を小さいものにでき、低 ESR のコンデンサ（セラミックコン
デンサ）を用いても安定した動作を得ることができます。
出力コンデンサ C4 (C5)は、チョークコイル L1 と共に LC ローパスフィルターを構成し、スイッチング出力の平滑コン
デンサとして機能しています。出力コンデンサにはチョークコイル電流の脈流部 ΔIL と等しい電流が充放電されてい
ます。従って入力コンデンサと同様に、耐圧及び許容リップル電流値を十分なマージンを取った上で満足する必要
があります。
IL
Vo
出力コンデンサのリップル電流実効値は(4)式で求めます。
Irms 
IL
L1
Io
Ripple
current
----- (4)
2 3
ESR
RL
ΔIL を 0.5A とした場合、
Irms 
0.5
2 3
C4 (C5)
≒ 0.14A
図 21 C4 (C5) の電流経路
許容リップル電流が 0.14A 以上のコンデンサが必要になり
ます。
IL
レギュレータの出力リップル電圧 Vrip は、チョークコイル電流
L1
の脈流部 ΔIL（C4 (C5)充放電電流）と出力コンデンサ C4
ﾘｯﾌﾟﾙ電流
(C5)の等価直列抵抗 ESR の積によって定まります。
Vrip  IL  C4 ESR ----- (5)
ESR
RL
C2
従って出力リップル電圧を小さくするには、等価直列抵抗
ESR の低いコンデンサを選ぶ必要があります。一般的に電
解コンデンサでは同一シリーズの製品ならば、同一耐圧で
容量が大きい程、又は同一容量で耐圧が高い程（≒外形が
大きくなる程）ESR は低くなります。
ΔIL = 0.5A
Vrip = 40mV とした場合、
C4 ESR  40  0.5  80m
ESR が 80mΩ 以下のコンデンサを選べば良いことになりま
す。ESR は、一般に温度によって変化し低温になると増加し
ます。使用温度における ESR を確認する必要があります。
ESR 値はコンデンサ固有のものですので、コンデンサの製
造元に問い合わせ下さい。
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Vout
C2電流波形
Io
0
⊿IL
図 22 C4 (C5)電流波形
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7.1.4 FB 端子 出力電圧設定
FB 端子は出力電圧を制御する為のフィードバック検出端
子です。出来る限り出力コンデンサ C4 (C5)に近い所に接
続して下さい。遠い場合、レギュレーションの低下、スイッ
チングリップルの増大により異常発振の原因となりますので
ご注意下さい。
R4 (R5)及び R6 を接続することで出力電圧の設定が可能で
す。
IFB が約 0.5mA になるように設定してください。
（IFB は下限 0.5mA で考え、上限は特に制限は
ありませんが、消費電流が増え効率が低下しますのでご注
意ください。
R4 (R5), R6, 出力電圧 VO は次式で求められます。
IFB = VFB / R6
R4+R5
R6
図 23 電圧検出ライン
*VFB = 0.8V ± 2%
R4 + R5 = ( VO  VFB ) / IFB
R6 = VFB / IFB
VO = ( R4+R5 ) × ( VFB / R6 ) + VFB
VO = 0.8V に設定する際も、安定動作の為 R6 は接続してください。
入出力電圧の関係については、SW 端子のオン幅がおよそ 200nsec 以上になるような設定を推奨します。
FB 端子及び R4 (R5), R6 の配線は、フライホイールダイオードと並走する配線はしないでください。
スイッチングノイズが検出電圧に干渉し、異常発振する場合があります。
特に FB 端子から R6 の配線は短く設計することを推奨します。
7.1.5 低入力時の外付けブーストラップダイオード
入力電圧が 6V 以下で使用する場合は、効率が低下しますので、INBS 間にダイオードを挿入することを推奨しま
す（図 24）。もしくは BS 端子にダイオードを接続して外部から電圧を印加して下さい（図 25）。
注記
1) 外部印加電圧は 5V～6V の範囲で設定してください。
2)入力電圧 6V 以上の場合は、ダイオードは接続しないでください。
5V
2. IN
1.BS
1.BS
NR887D
NR887D
3.SW
3.SW
図 24 ブーストラップダイオード接続 1
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図 25 ブーストラップダイオード接続 2
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7.1.6 フライホイールダイオード D1
フライホイールダイオード D1 を接続することで、効率を良くすることができます。
フライホイールダイオード D1 は、スイッチングオフ時にチョークコイルに貯えられたエネルギーを放出させる目的で使
用します。フライホイールダイオードには必ずショットキーバリアダイオードを使用して下さい。一般の整流用ダイオー
ドやファーストリカバリダイオード等を使用した場合、リカバリ及びオン電圧による逆電圧印可により、IC を破壊する恐
れがあります。SW 端子（3 番端子）から出力された電圧は、入力電圧と同等である為、フライホイールダイオードの逆
方向耐圧が入力電圧以上あるものをご使用下さい。
フライホイールダイオードにはフェライトビーズは入れないでください。
7.1.7 出力電圧 VO と出力コンデンサ C4 (C5)
安定動作の目安として、出力電圧と出力コンデンサの対比を表 6 に示します。
アルミ電解コンデンサの ESR は、100mΩ～200 mΩ の範囲で選定願います。
インダクタ L については「7.1.1 チョークコイル L1」を参照して選定して下さい。
表7
VO[V]
Vo  C4 (C5) 対比表 NR887D(500kHz)
C4 (C5) [uF]
セラミックコンデンサ
アルミ電解コンデンサ: ESR≒100mΩ
1.2
22 to 100
47 to 330
1.8
10 to 68
33 to 220
3.3
6.8 to 68
10 to 100
5
4.7 to 47
6.8 to 100
9
2.2 to 33
3.3 to 33
12
2.2 to 22
2.2 to 22
14
2.2 to 22
2.2 to 22
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7.2 パターン設計
7.2.1 大電流ライン
接続図中の太線部分には大電流が流れますので、出来る限り太く短いパターンとして下さい。
R3
VIN
2
7
EN
C2
C10
8
C9
SS
NC
FB
GND
6
VO
L1
SW
3
NR885K
NR887D
R4
C1
1
BS
IN
4
R4+R5
VFB
5
C4 C5
R6
D1
Option
IADJ
GND
GND
図 26 配線パターン注意箇所
7.2.2 入出力コンデンサ
入力コンデンサ C1 (C2)と、出力コンデンサC1,C2
C4 (C5)は、
出来る限り IC に近づけて下さい。入力側に AC 整流回路の
平滑コンデンサがある場合は、入力コンデンサと兼用にす
ることが可能ですが、距離が離れている場合には、平滑用と
は別に入力コンデンサを接続することが必要です。入出力
コンデンサのリード線には、大電流が高速で充放電される
ので、リード線の長さは最短として下さい。コンデンサ部分
のパターン引き回しにも同様の配慮が必要です。
C1,C2
図 27 推奨コンデンサ配線
C1,C2
図 28 コンデンサ配線の悪い例
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C
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7.2.3 実装基板パターン例
R4
EN
R1
SS
C9
BS
C1
R5
NC FB
8
7
6
5
1
2
3
4
R6
GND
R7
C2
D1
R3
C10
IN
C7
C4
L1
Vo
SW
注記
図は一定の縮尺で描かれていません
図 29 PCB レイアウト
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C5
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7.3 応用設計
7.3.1 スパイクノイズの低減（１）
･BS 直列抵抗の挿入
図 30 の RBS(オプション)を挿入することで､IC 内蔵の
パワーMOSFET のターンオンスイッチングスピードを
遅くすることが出来ます｡スパイクノイズはスイッチング
スピード低下に連動して下がる傾向となります｡
RBS を使用する場合は 22Ω を上限として設定してください｡
※ご注意
1)誤って RBS の抵抗値を大きくしすぎると､IC 内蔵パワー
MOSFET はアンダードライブとなり､最悪破損する事が
有ります｡
2)RBS が大きすぎると､起動不良を起こす事が有ります｡
※デモボードの R3 です｡
RBS
1.BS
C10
NR887D
図 30. BS 直列抵抗の挿入
7.3.2 スパイクノイズの低減（２）
･スナバ回路の追加
上記の対策に図 31 のように抵抗とコンデンサ（RC スナバ）を
追加することにより、出力波形及び、ダイオードのリカバリータ
イムを補正し、一層のスパイクノイズを低減させることができま
す。7.3.1 項と共にに効率が低下しますので注意して下さい。
※オシロスコープにてスパイクノイズを観測される際には、プ
ローブの GND リード線が長いとリード線がアンテナの作用をし
てスパイクノイズが大きく観測されることがあります。スパイクノ
イズの観測に当たってはプローブのリード線を最短にして出
力コンデンサの根本に接続して下さい。
※デモボードの C7，R7 です｡
2.IN
3.SW
NR887D
4.GND
*オプション
図 31. スナバ回路の追加
7.3.3 ビーズコア挿入に関するご注意
図 32 ビーズコア挿入禁止エリア
図 32 の赤の点線内ではフェライトビーズなどのビーズコアを挿入しないでください。プリント基板パターン設計において
は、IC の安全且つ安定動作のため、配線パターンの寄生インダクタンスを小さく抑えていただくように推奨しておりま
す｡
ビーズコアを挿入すると､元々配線パターンが持つ寄生インダクタンスに､ビーズコアが持つインダクタンスが加算される
ため､この影響によってサージ電圧の発生､或いは IC の GND が不安定／負電位になるなど､誤動作が発生したり､最悪
の場合破損に至る事があります｡
ノイズの低減に関しては､基本的に 7.3.1 項「スナバ回路の追加」及び､7.3.2 項「BS 抵抗の追加」で対策してください｡
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7.3.4 逆バイアス保護
バッテリーチャージ等、入力端子より出力の電圧が高くな
るような場合には、入出力間に逆バイアス保護用のダイ
オードが必要となります。
2. IN
3.SW
NR887D
図 33 逆バイアス保護用ダイオード
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ご注意書き
 本資料に記載されている内容は、改良などにより予告なく変更することがあります。
ご使用の際には、最新の情報であることをご確認ください。
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をどの程度行うかにより、信頼性に大きく影響いたします。
ディレーティングとは信頼性を確保または向上するため、各定格値から負荷を軽減した動作範囲を設定したり、
サージやノイズなどについて考慮することを言います。ディレーティングを行う要素には、一般的には電圧、電
流、電力などの電気的ストレス、周囲温度、湿度などの環境ストレス、半導体デバイスの自己発熱による熱スト
レスがあります。これらのストレスは、瞬間的数値あるいは最大値、最小値についても考慮する必要があります。
なおパワーデバイスやパワーデバイス内蔵 IC は、自己発熱が大きく接合部温度(Tj)のディレーティングの程度
が、信頼性を大きく変える要素となりますので十分にご配慮ください。
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