高性能145MHz Fast FETTMオペアンプ AD8065/AD8066※ 特長 FET入力アンプ 入力バイアス電流：1pA 低価格 高速 145MHzで-3dBの帯域幅（G = +1） 180V/µsのスルーレート（G = +2） 低雑音 — 7nV/√Hz （f = 10kHz） — 0.6fA/√Hz （f = 10kHz） 広い電源電圧範囲 5∼24V 単一電源およびレール・ツー・レール出力 低いオフセット電圧：最大1.5mV 高いコモンモード除去比（CMRR） 接続図 SOT23-5 (RT)1 SOIC-8 (R) AD8065 NC 1 8 NC –IN 2 7 +VS +IN 3 6 VOUT –VS 4 AD8065 VOUT 1 5 +VS –VS 2 +IN 3 上面図 5 NC （実寸ではありません） 4 –IN 上面図 （実寸ではありません） NC = 接続なし SOIC-8 (R)1とMSOP (RM) AD8066 VOUT1 1 -100dB （上面図） 8 +VS –IN1 27 VOUT2 +IN1 36 –IN2 –VS 45 +IN2 優れた歪み仕様 SFDR-88dB（1MHzにて） 低電力 標準電源電流：6.4mA/アンプ 位相反転なし 小型パッケージ SOIC-8およびSOT23-51 低価格であるにもかかわらず、このアンプは、総合的に優れた 性能を実現しています。0.02%の差動ゲイン誤差と0.02°の位相 誤差に加えて、DCから7MHzの範囲にわたって0.1dBという平 坦性を達成することにより、ビデオ・アプリケーションにも理 想的なアンプとなります。また、180V/µsの高いスルーレート、 優れた歪み率（1MHzにてSFDR-88dB）、-100dBというきわめ て高いコモンモード除去比、および最大1.5mVの低い入力オフ セット電圧をウォームアップ状態で実現しています。 AD8065/AD8066 アンプが動作するのに必要な標準電源電流 は、アンプ当たり6.4mAであり、しかも30mAまでの負荷電流 を供給できます。 アプリケーション 測定器 フォトダイオードのプリアンプ フィルタ A/Dドライバ レベル・シフター バッファ AD8065/AD8066は、小型パッケージ（SOIC-8とSOT23-51） で利用可能な高性能で高速な FET 入力アンプです。このパッ ケージは、-40∼+85℃という、工業温度範囲を超えて動作する 能力を備えています。 概要 AD8065/AD8066 Fast FETアンプは、きわめて高性能で使いや すいFET入力を備えた電圧フィードバック・アンプです。 AD8065はシングル・アンプで、AD80661はデュアル・アンプ です。この Fast FET アンプは、アナログ・デバイセズ独自の — XFCBプロセスにより、超低雑音の動作（7.0nV/√Hzと0.6fA/ — √Hz）ときわめて高い入力インピーダンスを実現しています。 アプリケーションで機能するように設計されています。汎用性 をさらに向上するため、アンプには、レール・ツー・レール出 力も備わっています。 G = +10 21 VO = 200 mVp-p 18 G = +5 15 ゲイン（dB） AD8065/AD8066は、5∼24Vの広い電源電圧範囲、単一電源で 動作可能な能力、および145MHzの帯域幅を備え、さまざまな 24 12 9 G = +2 6 3 G = +1 0 –3 –6 0.1 1 10 100 1000 周波数（MHz） 図1. ※：米国特許6262633で保護されています。 1：開発中 Fast FETは、アナログ・デバイセズ社の商標です。 REV. 0 アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の 利用に関して、あるいは利用によって生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いま せん。またアナログ・デバイセズ社の特許または特許の権利の使用を暗示的または明示的に許諾するものでも ありません。 ※日本語データシートは、REVISIONが古い場合があります。最新の内容については英語版をご参照ください。 本 社／ 〒105-6891 アナログ・デバイセズ株式会社 小信号周波数応答 大阪営業所／ 〒532-0003 東京都港区海岸1-16-1 ニューピア竹芝サウスタワービル 電話03（5402）8200 大阪市淀川区宮原3-5-36 新大阪MTビル2号 電話06（6350）6868（代） AD8065/AD8066 ― 仕様（特に指定のない限り、T A パラメータ 動的性能 -3dB帯域幅 平坦性が0.1dBでの帯域幅 入力オーバードライブの回復時間 出力回復時間 スルーレート 0.1%までの安定時間 = 25℃、VS = ±5V、RL = 1kΩ） 条件 最小 標準 G = +1、VO = 0.2Vp-p（AD8065） G = +1、VO = 0.2Vp-p（AD8066） G = +2、VO = 0.2Vp-p G = +2、VO = 2Vp-p G = +2、VO = 0.2Vp-p G = +1、-5.5V∼+5.5V G = -1、-5.5V∼+5.5V G = +2、VO = 4Vステップ G = +2、VO = 2Vステップ G = +2、VO = 8Vステップ 100 100 145 120 50 42 7 175 170 180 55 205 MHz MHz MHz MHz MHz ns ns V/µs ns ns fC = 1MHz、G = +2、VO = 2Vp-p fC = 5MHz、G = +2、VO = 2Vp-p fC = 1MHz、G = +2、VO = 8Vp-p fC = 10MHz、RL = 100Ω f = 10kHz f = 10kHz NTSC、G = +2、RL = 150Ω NTSC、G = +2、RL = 150Ω -88 -67 -73 24 7 0.6 0.02 0.02 dBc dBc dBc dBm — nV/√Hz — fA/√Hz % VCM = 0V、SOICパッケージ 0.4 1 2 25 1 1 113 130 最大 単位 雑音／高調波性能 SFDR 3次遮断 入力電圧雑音 入力電流雑音 差動ゲイン誤差 差動位相誤差 度 DC性能 入力オフセット電圧 入力オフセット電圧ドリフト 入力バイアス電流 SOICパッケージ TMIN∼TMAX 入力オフセット電流 オープンループ・ゲイン 入力特性 コモンモード入力インピーダンス 差動入力インピーダンス 入力コモンモード電圧範囲 FET入力範囲 使用可能範囲 コモンモード除去比 出力特性 出力電圧振幅 出力電流 短絡電流 容量性負荷駆動 電源 動作範囲 アンプ当たりの静止電流 電源電圧除去比（PSRR） TMIN∼TMAX VO = ±3V、RL = 1kΩ 100 -5∼+1.7 アプリケーションの節を参照 VCM = -1∼+1V VCM = -1∼+1V（SOT23） RL = 1kΩ RL = 150Ω VO = 9Vp-p、 SFDR≧-60dBc、f = 500kHz -85 -82 -4.88∼+4.90 30%オーバーシュートG = +1 5 5.8 -85 ±PSRR ―2― 1.5 17 6 10 mV µV/℃ pA pA pA pA dB 1000||2.1 1000||4.5 GΩ||pF GΩ||pF -5.0∼+2.4 -5.0∼+5.0 -100 -91 V V dB dB -4.94∼+4.95 -4.8∼+4.7 V V 35 90 20 mA mA pF 6.4 -100 24 7.2 V mA dB REV. 0 AD8065/AD8066 仕様（特に指定のない限り、T A パラメータ 動的性能 -3dB帯域幅 -3dB帯域幅 平坦性が0.1dBでの帯域幅 入力オーバードライブの回復 出力オーバードライブの回復 スルーレート 0.1%までの安定時間 = 25℃、VS = ±12V、RL = 1kΩ） 条件 最小 標準 G = +1、VO = 0.2Vp-p（AD8065） G = +1、VO = 0.2Vp-p（AD8066） G = +2、VO = 0.2Vp-p G = +2、VO = 2Vp-p G = +2、VO = 0.2Vp-p G = +1、-12.5∼+12.5V G = -1、-12.5∼+12.5V G = +2、VO = 4Vステップ G = +2、VO = 2Vステップ G = +2、VO = 10Vステップ 100 100 145 115 50 40 7 175 170 180 55 250 MHz MHz MHz MHz MHz ns ns V/µs ns ns fC = 1MHz、G = +2、VO = 2Vp-p fC = 5MHz、G = +2、VO = 2Vp-p fC = 1MHz、G = +2、VO = 10Vp-p fC = 10MHz、RL = 100Ω f = 10kHz f = 10kHz NTSC、G = +2、RL = 150Ω NTSC、G = +2、RL = 150Ω -100 -67 -85 24 7 1 0.04 0.03 dBc dBc dBc dBm — nV/√Hz — fA/√Hz % VCM = 0V、SOICパッケージ 0.4 1 3 25 2 2 114 130 最大 単位 雑音／高調波性能 SFDR 3次遮断 入力電圧雑音 入力電流雑音 差動ゲイン誤差 差動位相誤差 度 DC性能 入力オフセット電圧 入力オフセット電圧ドリフト 入力バイアス電流 SOICパッケージ TMIN∼TMAX 入力オフセット電流 オープンループ・ゲイン 入力特性 コモンモード入力インピーダンス 差動入力インピーダンス 入力コモンモード電圧範囲 FET入力範囲 使用可能範囲 コモンモード除去比 出力特性 出力電圧振幅 出力電流 短絡電流 容量性負荷駆動 電源 動作範囲 アンプ当たりの静止電流 電源電圧除去比（PSRR） REV. 0 TMIN∼TMAX VO = ±10V、RL = 1kΩ 103 -12∼+8.5 アプリケーションの節を参照 VCM = -1∼+1V VCM = -1∼+1V（SOT23） RL = 1kΩ RL = 350Ω VO = 22Vp-p、 SFDR≧-60dBc、f = 500kHz -85 -82 -11.8∼+11.8 30%オーバーシュートG = +1 -84 ―3― 10 mV µV/℃ pA pA pA pA dB 1000||2.1 1000||4.5 GΩ||pF GΩ||pF -12.0∼+9.5 -12.0∼+12.0 -100 -91 V V dB dB -11.9∼+11.9 -11.25∼+11.5 V V 30 120 25 mA mA pF 5 ±PSRR 1.5 17 7 6.6 -95 24 7.4 V mA dB AD8065/AD8066 ― 仕様（特に指定のない限り、T A パラメータ 動的性能 -3dB帯域幅 平坦性が0.1dBでの帯域幅 入力オーバードライブの回復時間 出力回復時間 スルーレート 0.1%までの安定時間 = 25℃、VS = 5V、1.5VまでRL = 1kΩ） 条件 最小 標準 G = +1、VO = 0.2Vp-p（AD8065） G = +1、VO = 0.2Vp-p（AD8066） G = +2、VO = 0.2Vp-p G = +2、VO = 2Vp-p G = +2、VO = 0.2Vp-p G = +1、-0.5∼+5.5V G = -1、-0.5∼+5.5V G = +2、VO = 2Vステップ G = +2、VO = 2Vステップ 125 110 155 130 50 43 6 175 170 160 60 MHz MHz MHz MHz MHz ns ns V/µs ns fC = 1MHz、G = +2、VO = 2Vp-p fC = 5MHz、G = +2、VO = 2Vp-p fC = 10MHz、RL = 100Ω f = 10kHz f = 10kHz NTSC、G = +2、RL = 150Ω NTSC、G = +2、RL = 150Ω -65 -50 22 7 0.6 0.13 0.16 dBc dBc dBm — nV//√Hz — fA//√Hz % VCM = 1.0V、SOICパッケージ 0.4 1 1 25 1 1 113 103 105 最大 単位 雑音／高調波性能 SFDR 3次遮断 入力電圧雑音 入力電流雑音 差動ゲイン誤差 差動位相誤差 度 DC性能 入力オフセット電圧 入力オフセット電圧ドリフト 入力バイアス電流 SOICパッケージ TMIN∼TMAX 入力オフセット電流 オープンループ・ゲイン 入力特性 コモンモード入力インピーダンス 差動入力インピーダンス 入力コモンモード電圧範囲 FET入力範囲 使用可能範囲 コモンモード除去比 出力特性 出力電圧振幅 出力電流 短絡電流 容量性負荷駆動 電源 動作範囲 アンプ当たりの静止電流 電源電圧除去比（PSRR） TMIN∼TMAX VO = 1∼4V（AD8065） VO = 1∼4V（AD8066） 100 90 0∼1.7 アプリケーションの節を参照 VCM = 1∼4V VCM = 1∼2V（SOT23） RL = 1kΩ RL = 150Ω VO = 4Vp-p、 SFDR≧-60dBc、f = 500kHz -74 -78 0.1∼4.85 30%オーバーシュートG = +1 5 5.8 -74 ±PSRR ―4― 1.5 17 5 5 mV µV/℃ pA pA pA pA dB dB 1000||2.1 1000||4.5 GΩ||pF GΩ||pF 0∼2.4 0∼5.0 -100 -91 V V dB dB 0.03∼4.95 0.07∼4.83 V V 35 75 5 mA mA pF 6.4 -100 24 7 V mA dB REV. 0 AD8065/AD8066 絶対最大定格※ 電源電圧 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .26.4V 消費電力 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .図2を参照 コモンモード入力電圧 . . . . . . . . . . . . . .VEE -0.5V∼VCC +0.5V 差動入力電圧 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1.8V 保存温度 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .-65∼+125℃ 動作温度範囲 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .-40∼+85℃ リード温度範囲（ハンダ付け10秒）. . . . . . . . . . . . . . . . . .300℃ 2.0 最大消費電力（W） 1.5 ※上記の絶対最大定格リストを超えるストレスを加えると、デバイスに永久的な損 害を与えることがあります。このリストは、単純にストレス定格を規定したもの であり、この仕様書の動作の節に記載した条件を超えてデバイスが機能的に動作 することを意味するものではありません。長期間、絶対最大定格の状態で放置す ると、デバイスの信頼性に影響を与えるおそれがあります。 SOIC-8 1.0 SOT23-5 0.5 最大消費電力 0 –60 AD8065/AD8066パッケージの最大安全消費電力は、チップ上 の接合温度（TJ）の上昇により制限されます。チップを包み込 –40 –20 0 20 40 60 80 100 周囲温度（℃） 図2. む合成樹脂は、局部的に接合温度に達します。ガラス転移温度 である約150℃で、合成樹脂はその特性が変化します。たとえ 一時的であってもこの制限温度を超えると、パッケージによっ てチップに加わるストレスが変化し、AD8065/AD8066のパラ メトリック性能を永久的に変えてしまう可能性があります。長 時間にわたって接合温度が+175℃を超えると、シリコン・デバ イスが変化するおそれがあり、場合によっては故障につながり ます。 4層基板での最大消費電力と温度の関係 RMS出力電圧を考慮する必要があります。単一電源動作の場合 のように、RLがVS–を基準にする場合、総駆動電力はVS×IOUTと なります。 RMSの信号レベルが不定の場合には、最悪の事態を考慮します。 この場合、中間電源に対するRLのVOUT = VS/4となり、消費電力 は、次式で得られます。 パッケージとPCBの静止空気の熱特性（θJA）、周囲温度（TA）、 パッケージ内の総消費電力（PD）によって、チップの接合温度 が決まります。接合温度は次の式で計算できます。 TJ = TA + (PD × θJA) (VS /4)2 PD = (VS × IS) + ——— RL RLがVS–を基準にする単一電源動作では、最悪の事態は、VOUT = VS/2となります。 空気流により、実質的に放熱が増加し、θJAは減少します。さら に、メタル・パターンからのパッケージ・リードと直接触れる 金属や、スルーホール、グランド、電源プレーンによっても、 θJAは減少します。基板のレイアウトの節で説明しているように、 高速オペアンプの入力リードでの寄生容量をできるだけ少なく することが必要です。 パッケージで消費される電力（PD）は、静止消費電力と、すべ ての出力の負荷を駆動するためにパッケージで消費される電力 の合計です。静止電力は、電源ピン間の電圧（VS）に静止電流 （IS）を乗じたものです。負荷（RL）が中間電源を基準にすると 仮定すると、総駆動電力は、VS/2 × IOUTとなり、そのうちの一 部はパッケージで消費され、また一部は負荷で消費されます （VOUT×IOUT）。総駆動電力と負荷電力との差が、パッケージで 消費される駆動電力です。 図 2 は、 JEDEC 規格の 4 層基板での SOIC-8（ 125 ℃ /W ）と SOT23-5※（180℃/W）パッケージの、周囲温度に対するパッ ケージの最大安全消費電力を示しています。θJAの値は近似値で す。 PD = 静止電力 +（総駆動電力 − 負荷電力） VS VOUT VOUT2 PD = (VS × IS) + — × —— – —— RL 2 RL ( MSOP-8 ) 出力短絡 AD8065/AD8066では、グランドに出力を短絡したり過剰な電 流を引き込むと、破局的な故障を引き起こすおそれがありま す。 発注ガイド モデル AD8065AR AD8065AR-REEL AD8065AR-REEL7 AD8065ART-REEL AD8065ART-REEL7 AD8066AR※ AD8066AR-REEL※ AD8066AR-REEL7※ AD8066ARM-REEL AD8066ARM-REEL7 温度範囲 -40∼+85℃ -40∼+85℃ -40∼+85℃ -40∼+85℃ -40∼+85℃ -40∼+85℃ -40∼+85℃ -40∼+85℃ -40∼+85℃ -40∼+85℃ パッケージ名称 8ピンSOIC 8ピンSOIC 8ピンSOIC 5ピンSOT23 5ピンSOT23 8ピンSOIC 8ピンSOIC 8ピンSOIC 5ピンMSOP 5ピンMSOP パッケージ・オプション SOIC-8 SOIC-8 SOIC-8 SOT23-5 SOT23-5 SOIC-8 SOIC-8 SOIC-8 MSOP-8 MSOP-8 ブランド・コード HRA HRA H1A H1A ※開発中 注意 ESD（静電放電）の影響を受けやすいデバイスです。人体や試験機器には4,000Vもの高圧の静 電放電が容易に蓄積され、検知されないまま放電されます。 AD8065/AD8066 は当社独自の ESD保護回路を内蔵してはいますが、デバイスが高エネルギーの静電放電を被った場合、回復 不能の損傷を生じる可能性があります。したがって、性能劣化や機能低下を防止するため、 ESDに対する適切な予防措置を講じることをお勧めします。 REV. 0 ―5― WARNING! ESD SENSITIVE DEVICE AD8065/AD8066 ― 代表的な性能特性 （デフォルト状態 ：±5V、CL = 5pF、RL = 1kΩ、VOUT = 2Vp-p、温度 = 25℃） 6.9 24 VO = 200mV p-p G = +10 6.8 21 RL = 150Ω G = +2 6.7 18 VOUT = 0.2V p-p G = +5 6.6 ゲイン（dB） ゲイン（dB） 15 12 9 G = +2 6 VOUT = 0.7V p-p 6.5 6.4 VOUT = 1.4V p-p 6.3 6.2 3 G = +1 0 6.1 –3 6.0 –6 0.1 1 10 100 5.9 0.1 1000 1 TPC1. 各ゲインについての小信号周波数応答 9 4 VO = 200mV p-p VO = 200mV p-p G = +1 G = +2 8 VS = 5V VS = 5V 7 ゲイン（dB） ゲイン（dB） 2 VS = ±5V 0 VS = ±12V VS = ±12V 5 –4 4 1 10 100 VS = ±5V 6 –2 –6 0.1 3 0.1 1000 1 周波数（MHz） 10 100 1000 周波数（MHz） TPC2. 各電源についての小信号周波数応答 （テスト回路1を参照） TPC5. 各電源についての小信号周波数応答 （テスト回路2を参照） 8 G = +1 G = +2 7 1 VS = 5V VS = ±5V VO = 2V p-p 6 VS = ±12V ゲイン（dB） 0 ゲイン（dB） 100 TPC4. 0.1dB平坦性の周波数応答 （テスト回路2を参照） 6 2 10 周波数（MHz） 周波数（MHz） –1 VS = ±12V –2 –3 VS = ±5V 5 4 3 2 –4 1 –5 0.1 1 10 100 0 0.1 1000 周波数（MHz） 1 10 100 1000 周波数（MHz） TPC3. 各電源についての大信号周波数応答 （テスト回路1を参照） TPC6. 各電源についての大信号周波数応答 （テスト回路2を参照） ―6― REV. 0 AD8065/AD8066 9 8 VO = 200mV p-p CL = 25pF 6 G = +1 CL = 55pF 6 CL = 5pF 4 ゲイン（dB） CL = 20pF 3 ゲイン（dB） CL = 25pF Rsnub = 20Ω 0 CL = 5pF –3 CL = 25pF 2 0 –2 –4 G = +2 –6 –6 VO = 200mV p-p –8 0.1 –9 0.1 1 10 100 1000 1 10 TPC7. 各CLOADについての小信号周波数応答 （テスト回路1を参照） TPC10. 各CLOADについての小信号周波数応答 （テスト回路2を参照） 8 8 R L = 100Ω VOUT = 0.2V p-p 7 6 VOUT = 2V p-p 6 ゲイン（dB） 4 ゲイン（dB） 1000 100 周波数（MHz） 周波数（MHz） 2 0 VOUT = 4V p-p 5 R L = 1kΩ 4 –2 3 –4 2 –6 1 G = +2 VO = 200mV p-p G = +2 10 1 100 0 1000 10 1 0 周波数（MHz） TPC8. 各出力振幅についての周波数応答 （テスト回路2を参照） Rf = Rg = 500Ω, Rs = 250Ω オープンループ・ゲイン（dB） Rf = Rg = 500Ω, Rs = 250Ω, Cf = 2.2pF 10 8 ゲイン（dB） 120 80 12 6 Rf = Rg = 1kΩ, Rs = 500Ω 4 2 Rf = Rg = 1kΩ, Rs = 500Ω, Cf = 3.3pF 0 G = +2 –2 1000 TPC11. 各RLOADについての小信号周波数応答 （テスト回路2を参照） 14 60 60 位相 0 40 ゲイン 20 –60 0 –120 VO = 200mV p-p –4 0.1 1 10 100 –20 0.01 1000 0.1 1 10 100 周波数（MHz） 周波数（MHz） TPC9. 各Rf/Cfについての小信号周波数応答 （テスト回路2を参照） REV. 0 100 周波数（MHz） TPC12. オープンループ応答 ―7― –180 1k 位相（度） –8 0.1 AD8065/AD8066 –30 –40 G = +2 –40 –50 –50 HD2 G = +2 –60 –60 歪み（dBc） 歪み（dBc） HD2 R LOAD = 150Ω –70 HD2 R LOAD = 1kΩ –80 HD3 R LOAD = 1kΩ –90 HD3 G = +2 HD2 G = +1 –80 HD3 G = +1 –90 HD3 R LOAD = 150Ω –100 –70 –100 –110 –120 0.1 1 10 –110 0.1 100 1 10 TPC13. 各負荷についての高調波歪みと周波数 （テスト回路2を参照） TPC16. 各ゲインについての高調波歪みと周波数 （テスト回路1と2を参照） –30 –20 G = +2 VS = ±12V F = 1MHz –40 –30 歪み（dBc） 歪み（dBc） HD3 VO = 20V p-p –50 HD3 R LOAD = 150Ω HD2 R LOAD = 150Ω –70 HD2 VO = 20V p-p VS = ±12V G = +2 –40 –50 –60 100 周波数（MHz） 周波数（MHz） –80 HD2 VO = 10V p-p –60 –70 HD3 VO = 10V p-p –80 –90 –90 HD2 R LOAD = 300Ω –100 HD3 R LOAD = 300Ω –110 –110 –120 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 HD2 VO = 2V p-p –100 HD3 VO = 2V p-p –120 0.1 10 11 12 13 14 15 1 10 周波数（MHz） 出力振幅（Vp-p） TPC14. 各負荷についての高調波歪みと振幅 （VS = ±12V、テスト回路2を参照） TPC17. 各振幅についての高調波歪みと周波数 （テスト回路2を参照） 100 50 VS = ±12V RL = 100Ω 40 VS = ±5V 雑音（nV/√Hz） 遮断ポイント（dBm） 45 35 30 VS = +5V 10 25 20 1 10 15 10 1 100 1k 10k 100k 1M 10M 100M 1G 周波数（MHz） 周波数（MHz） TPC18. 電圧雑音 TPC15. 3次遮断と周波数および電源電圧 ―8― REV. 0 AD8065/AD8066 CL = 5pF G = +1 20ns/DIV 50mV/DIV G = +1 CL = 20pF 20ns/DIV 50mV/DIV TPC22. 小信号過渡応答±5V（テスト回路1を参照） TPC19. 小信号過渡応答（5V電源、テスト回路1を参照） G = +1 VS = ±12V VOUT = 10V p-p VOUT = 10V p-p VOUT = 4V p-p G5µs = +2 VS = ±12V VOUT = 2V p-p VOUT = 2V p-p TPC20. 大信号過渡応答（テスト回路1を参照） G = -1 TPC23. 大信号過渡応答（テスト回路2を参照） G = +1 IN OUT –IN 80ns/DIV 2V/DIV 80ns/DIV 2V/DIV OUT 1.5V/DIV 100ns/DIV 1.5V/DIV TPC21. 出力オーバードライブの回復 （テスト回路3を参照）、VS = ±5V REV. 0 100ns/DIV TPC24. 入力オーバードライブの回復 （テスト回路1を参照）、VS = ±5V ―9― AD8065/AD8066 VIN = 140mV/DIV VIN = 500mV/DIV VOUT – 2 VIN +0.1% +0.1% –0.1% t=0 –0.1% t=0 VOUT – 2 VIN 2mV/DIV 2mV/DIV 64µ s/DIV TPC25. 長期的な安定時間（テスト回路8を参照） TPC28. 0.1%の短期的な安定時間（テスト回路8を参照） –Ib –10 42 36 30 24 18 12 6 0 –15 5 BJT入力段 +Ib –Ib FET入力段 –Ib 0 –5 –20 +Ib Ib – pA 入力バイアス電流（pA） Ib – µA 0 –5 10ns/DIV +Ib –10 –15 –25 –20 –25 –30 25 45 35 55 65 75 –30 –12 –10 85 –8 –6 TPC26. 入力バイアス電流と温度 0.3 –4 –2 0 2 4 6 8 10 12 コモンモード電圧（V） 温度（℃） TPC29. 入力バイアス電流とコモンモード電圧範囲※ 40 VS = ±12V N = 299 SD = 0.388 MEAN = –0.069 35 0.2 オフセット電圧（mV） 30 VS = +5V 0.1 25 VS = ±5V 20 0 15 –0.1 10 –0.2 –0.3 –14 –12 –10 –8 5 –6 –4 –2 0 2 4 6 8 10 12 0 –2.0 14 コモンモード電圧（V） –1.5 –1.0 –0.5 0 0.5 1.0 1.5 2.0 入力オフセット電圧（mV） TPC27. 入力オフセット電圧とコモンモード電圧 TPC30. 入力オフセット電圧 ※入力と出力の過負荷現象の節を参照。 ― 10 ― REV. 0 AD8065/AD8066 100 –30 –40 出力インピーダンス（Ω） 10 CMRR（dB） –50 –60 VS = ±12V –70 VS = ±5V –80 1 G = +2 0.1 G = +1 0.01 –90 –100 0.1 1 10 0 100 100 1k 10k 周波数（MHz） 100k 1M 10M 100M 周波数（Hz） TPC31. CMRR（コモンモード除去比）と 周波数（テスト回路5を参照） TPC34. 出力インピーダンスと周波数 （テスト回路4と6を参照） 0.30 80 75 0.25 出力飽和電圧（mV） 出力飽和電圧（V） VCC – VOH 70 VCC – VOH 0.20 0.15 0.10 65 60 55 50 VOL – VEE 45 VOL – VEE 40 0.05 35 0 0 10 20 30 30 25 40 35 45 ILOAD（mA） TPC32. 出力飽和電圧と出力負荷電流 0 –10 –10 –20 VIN = 2V p-p G = +1 –20 クロストーク（dB） PSRR（dB） 85 75 – PSRR –30 + PSRR –40 –50 –60 –70 –30 –40 –50 B TO A –60 –80 –70 –90 –80 A TO B 0.1 1 10 100 –90 0.1 1000 周波数（MHz） 1 10 100 周波数（Hz） TPC33. PSRR（電源電圧除去比）と 周波数（テスト回路7と9を参照） REV. 0 65 TPC35. 出力飽和電圧と温度 0 –100 0.01 55 温度（℃） TPC36. クロストークと周波数（テスト回路10を参照） ― 11 ― AD8065/AD8066 125 6.60 VS = ±12V 120 オープンループ・ゲイン（dB） VS = ±5V 6.55 電源電流（mA） 6.50 6.45 VS = +5V 6.40 6.35 VS = ±12V 115 110 105 VS = +5V 100 95 VS = ±5V 90 6.30 6.25 –40 85 80 0 –20 20 40 60 80 0 20 10 30 40 ILOAD（mA） 温度（℃） TPC37. 各電源電圧についての静止電源電流と温度 TPC38. 各電源電圧についての オープンループ・ゲインと負荷電流 テスト回路 +VCC +VCC 4.7µF 4.7µF 0.1µF 0.1µF 2.2pF 24.9Ω 499Ω Rsnub 499Ω FETプローブ Rsnub VIN VIN 0.1µF 49.9Ω 1kΩ CLOAD 249Ω 0.1µF 49.9Ω 1kΩ CLOAD 4.7µF 4.7µF –VEE –VEE テスト回路1. FETプローブ AD8065 AD8065 G = +1 テスト回路2. ― 12 ― G = +2 REV. 0 AD8065/AD8066 +VCC +VCC 4.7µF 4.7µF 0.1µF 0.1µF 2.2pF 499Ω VIN 499Ω 499Ω 499Ω 49.9Ω VIN FETプローブ FETプローブ AD8065 AD8065 49.9Ω 249Ω 0.1µF 499Ω 1kΩ 0.1µF 499Ω 4.7µF 4.7µF –VEE –VEE テスト回路3. G = -1 テスト回路5. CMRR（コモンモード除去比） +VCC +VCC 4.7µF 4.7µF 0.1µF 0.1µF 24.9Ω 499Ω AD8065 499Ω 249Ω ネットワーク・アナライザ S22 ネットワーク・アナライザ S22 0.1µF 4.7µF 4.7µF –VEE 出力インピーダンスG = +1 テスト回路6. ※ SOICピン配置 REV. 0 AD8065 0.1µF –VEE テスト回路4. 1kΩ ― 13 ― 出力インピーダンスG = +2 AD8065/AD8066 +VCC VIN 1V p-p 4.7µF +VCC 49.9Ω 0.1µF 24.9Ω 24.9Ω FETプローブ AD8065 1kΩ 0.1µF FETプローブ AD8065 1kΩ 49.9Ω 4.7µF VIN 1V p-p –VEE –VEE テスト回路7. 正PSRR（電源電圧除去比） テスト回路9. 負PSRR（電源電圧除去比） +VCC 4.7µF 24.9Ω 0.1µF TFTプローブ 24.9Ω 2.2pF 499Ω 1KΩ +5V 499Ω 4.7µF 0.1µF 受信側 976Ω VIN 249Ω AD8065 スコープに接続 VIN 49.9Ω 0.1µF 0.1µF 49.9Ω 1KΩ 49.9Ω 4.7µF –5V 4.7µF 駆動側 –VEE テスト回路8. テスト回路10. 安定時間 ― 14 ― クロストーク ― AD8066 REV. 0 AD8065/AD8066 2.2pF 499Ω 499Ω 5V 4.7µF 1.5V 0.1µF FETプローブ 249Ω VIN 1KΩ 49.9Ω 1.5V 1.5V テスト回路11. REV. 0 単一電源 ― 15 ― AD8065/AD8066 動作原理 AD8065/AD8066は、電圧フィードバック・オペアンプであり、 レーザートリミングされた JFET 入力段とアナログ・デバイセ ズ独自の高速相補型バイポーラ（XFCB）プロセスとの組み合 わせにより、優れた精度と速度を同時に実現しています。電源 電圧範囲は、 5 ∼ 24V です。これらのアンプは、特許取得済み のレール・ツー・レール出力段を備えているため、最大30mA のソース電流またはシンク電流を供給しながら電源の0.5V以内 での駆動が可能です。また、単一電源入力段も備えているので、 マイナス電源から正極性レールの3V以内までのコモンモード信 号を取り扱うことができます。正電源までの入力電圧で機能す る補助バイポーラ入力段のため、 JFET 入力範囲を超えた動作 も可能です。アンプは、レール・ツー・レール入力を備えてい るかのように動作し、また電源内でコモンモード電圧の位相反 転現象は生じません。 — AD8065は、電圧雑音が7nV/√Hzで、1MHz 2Vp-p信号での歪 みが-88dBcであるため、高解像度のデータ収集システムに最適 です。また低雑音、数pAの入力電流、高精度のオフセット、お 非反転クローズドループの周波数応答 以下の伝達関数を解きます。 VO 2π × fcrossover (RG + RF) —— = ————————————— V1 (RF = RG)S + 2π × fcrossover × RG fcrossoverは、アンプのオープンループ・ゲインが0dbに等しいと きの周波数です。 dcでは次のようになります。 VO RF + RG —— = ———— V1 RG クローズドループの -3dB 周波数の場合は、次のようになりま す。 RG f – 3dB = fcrossover × ———— RF + RG 反転構成 よび高速性により、高速フォトダイオード・アプリケーション のプリアンプとして最適です。AD8065の速度と出力駆動の能 力は、ビデオ・アプリケーションにおいても発揮されます。 VO –2π × fcrossover ×RF —— = ————————————— V1 S(RF + RG) + 2π × fcrossover × RG dcでは次のようになります。 クローズドループの周波数応答 AD8065/AD8066は、図3に示すようにほぼ積分応答とみなす ことのできる、クローズドループの周波数応答を備えた標準的 な電圧フィードバック・アンプです。反転および非反転構成の クローズドループの基本周波数応答は、以下の回路図で得られ ます。 VO RF —— = —— V1 RG クローズドループの -3dB 周波数の場合は、次のようになりま す。 RG f – 3dB = fcrossover × ———— RF + RG RF RF RG VI VE A オープンループ・ゲイン（A） （dB） 80 RG VI VO VE A VO A = (2 x Pi x fcrossover)/s 60 40 fcrossover = 65MHz 20 0 0.01 0.1 1 10 100 周波数（MHz） 図3. オープンループ・ゲインと周波数、および基本接続 ― 16 ― REV. 0 AD8065/AD8066 クローズドループの帯域幅は、オペアンプ回路の雑音ゲイン （RF+RG)/RGに逆比例します。この単純なモデルは、2より大き い雑音ゲインの場合には正確な値を示します。雑音ゲインが2 以下の回路の実際の帯域幅は、実際のオペアンプの周波数応答 において他の極の影響があるため、このモデルで予想された値 より高くなります。 VI 入力段はピコ・アンペアの入力電流となり、劣化を生じること なく最大 1,500V の ESD 事象（人体モデル）に耐えることがで きるようになります。 +VOS – Ib– RS VO A Ib+ 図4. 電圧フィードバック・アンプのDC誤差 図4に電圧フィードバック・アンプのdc誤差を示します。反転 と非反転のどちらの構成についても、次式が得られます。 RG + RF RG + RF VO（誤差）= – I+bRS ———— + I–bRF + VOS ———— RG RG ( 入力保護 AD8065の入力は、入力端子間に連続配置されたダイオードや、 電源のESDダイオードによって保護されています。これにより、 RF RG TPC13∼17も参照してください。最低歪みは、ゲインの低い反 転アプリケーションで AD8065 を使用した場合に得られます。 これはコモンモードの影響を除去するからです。クローズド ループ・ゲインが高くなるほど、歪み性能は悪くなります。 ) ( ) 保護デバイスによる消費電力が大きくなりすぎると、アンプが 破壊されたりその性能が劣化します。差動電圧が0.7Vより大き くなると、入力電流はおよそ(|V+ – V–| – 0.7V)/RIとなります。 ここで、RIは入力に直列な抵抗です。入力電圧が正の電源を超 えた場合、入力電流はおよそ(VI – VCC – 0.7)/RIとなり、負の電 源を超えた場合、入力電流は約(VI – VEE + 0.7)/RIとなります。 アンプの入力に0.7Vを超える持続性の差動電圧が加えられた場 合、あるいはアンプの電源電圧を超える入力電圧が加えられた 場合、図 5 に示すように、適切な大きさの入力抵抗（ R I ）に よって入力電流を30mAに制限する必要があります。 Ib+とIb-による電圧誤差は、RS = RF//RGの場合に最小になりま す（AD8065の入力電流はいずれの温度についても20pA未満で RI> (| V+– V– | – 0.7V) すが、これはおそらく関係ありません）。コモンモード除去と 電源電圧除去の影響を含めるには、総VOSは次式で表せます。 |V+ − V- | が大きい場合 ∆VS ∆Vcm VOS = VOSnom + ——— + ——— PSR CMR VI VOSnomは、定格状態で規定されるオフセット電圧です。∆VSは定 格状態からの電源の変動です。PSRは電源電圧除去です。∆VCM は、定格状態からのコモンモード電圧の変化です。 CMR はコ モンモード除去です。 広帯域動作 テスト回路1、2、および3は、ゲインが+1、+2、および-1の広 帯域特性を示す場合に使用する回路です。加算接合部（RF||RG） のソース・インピーダンスは、アンプの入力容量が6.6pFのと きに、アンプのループ応答に極を形成します。成形された時定 数が低すぎる場合、これによってピーキングとリンギングを生 じる可能性があります。フィードバック抵抗は300∼1kΩをお 勧めします。これらは必要以上にアンプに負荷をかけることが ないため、成形された時定数が過度に低くなることがありませ ん。周波数応答のピーキングは、代表特性のTPC9 に図示する ように、フィードバック抵抗と平行な小型コンデンサ（CF）で 補償することができます。これにより、ピーキングおよび非反 転アンプの帯域幅（G = +2）に対するさまざまなフィードバッ ク容量の影響がわかります。 最適な安定時間と最適な歪みを得るためには、AD8065の各入 力端子のインピーダンスを一致させる必要があります。これに より、ac性能が劣化するおそれのある非線形コモンモード容量 の影響を最小限にできます。 実際の歪み性能は、以下に示すいくつかの変動要因に左右され ます。 ・アプリケーションのクローズドループ・ゲイン ・クローズドループが反転か非反転か ・アンプの負荷 ・信号周波数と振幅 ・基板のレイアウト REV. 0 RI> (VI – VEE – 0.7V) 30mA 30mA RI> (VI – VEE +0 .7V) 30mA AD8065 RI 電源電圧を超える VIの場合 VO 図5. 電流制限抵抗 熱の考察 24V の電源で 6.5mA の静止電流の場合、 は、無負荷状態で 156mWを消費します。AD8066は、312mWを消費します。こ れは特に、小型のSOT23-5（160℃/Wの熱抵抗）において、熱 による著しい影響を生じる可能性があります。VOS温度ドリフ トは、17µV/℃の最大ドリフトを保証できるように調整されて いるので、24VのSOT23-5パッケージのAD8065では、ウォー ムアップの影響により最大0.425mVの変化を生じるおそれがあ ります。 I bは、温度が10 ℃上昇するごとに1.7 倍ずつ増加します。I bは、 単一5V電源とは異なり、24V電源でほぼ5倍の大きさに増大し ます。 最大消費電力の節で説明したように、大きな負荷により消費電 力は増大し、チップの接合温度は上昇します。パッケージの定 格消費電力を超えないように注意する必要があります。 入力と出力の過負荷現象 AD8065は、入力段のオーバードライブによる位相反転を防止 する内部回路を備えています。入力保護ダイオードと非位相反 転回路を含んだ、簡単な入力段の回路図を図6に示します。 この回路は、入力コモンモード電圧が一定のスレッショルドを 超えたときに、入力 JFET ペアのバイアス電流が OFF になり、 また補助NPNペアのバイアス電流がONになって、アンプの制 御を引き継ぐように調整されています。入力コモンモード電圧 が実行可能な動作値に戻ると、FET段はONに戻り、またNPN 段はOFFに戻って通常の動作が再開されます。 ― 17 ― AD8065/AD8066 NPNペアは、正電源までの入力電圧による動作に耐えることが できるので、これは疑似レール・ツー・レール入力段となりま す。FET段のコモンモードの限度を超えて動作する場合、アン プの V OS は NPN ペアのオフセット（平均 160µV 、標準偏差 820µV）まで変化し、Ibは、NPNペアのベース電流である最大 45µAまで上昇します（TPC29を参照）。 スイッチバック、すなわち回復時間は、TPC24に示すとおり約 100nsです。 レール・ツー・レール出力段の出力トランジスタは、出力が オーバードライブされたときの飽和範囲を制限する回路を備え ています。これにより出力の回復時間が早まります。±5V電源 での0.5Vの出力オーバードライブからの出力回復をTPC21に示 します。 レイアウト、グランド、バイパスの考察 電源バイパス 電源ピンは入力そのものであるから、雑音のない安定したdc電 圧を供給できるよう配慮する必要があります。バイパス・コン デンサの目的は、すべての周波数において電源からグランドま でのインピーダンスを低減することです。これによって、大部 分の雑音を分流またはフィルタリングできます。 デカップリング方式は、コンデンサを並列に組み合わせること により、すべての周波数におけるバイパス・インピーダンスを 最少限にすることを目的としたものです。0.1µF（X7Rまたは NPO）のチップ・コンデンサがきわめて重要で、アンプ・パッ ケージのできるだけ近くに配置しなければなりません。4.7µF のタンタル・コンデンサは、高周波数のバイパスに関してはあ まり重要でなく、電源入力で必要となるのは、ほとんどの場合、 基板当たり1個だけです。 グランド 高密度実装のPC基板では、グランド・プレーン層が重要な役割 を果たし、電流を分散して寄生インダクタンスを最少限に低減 します。ただし、回路内で電流が流れる箇所を把握することが、 効果的な高速回路設計を実現する上できわめて重要となりま す。電流経路の長さは、寄生インダクダンスの大きさ、従って その経路の高周波数インピーダンスに正比例します。誘導性の グランド帰線における高速電流は、不要な電圧雑音を生成しま す。 高周波数バイパス・コンデンサのリード長は最も重要となりま す。バイパス・グランド内の寄生インダクタンスは、バイパ ス・コンデンサによるインピーダンスの低減動作に逆らって作 用します。バイパス・コンデンサのグランド・リードを物理的 に同じ位置に配置してください。負荷電流は電源からも流れる ので、負荷インピーダンス用のグランドは、バイパス・コンデ ンサのグランドと物理的に同じ位置になければなりません。低 周波数での効果を目的とした大きな値のコンデンサについて は、電流の帰線経路の距離はあまり重要ではありません。 漏れ電流 PC 基板のレイアウト不良、汚れ、および基板の絶縁材は、 AD8065の入力バイアス電流よりもはるかに大きな漏れ電流を 発生する可能性があります。各入力と近傍を走行するパターン との間の電圧差によって、PC基板の絶縁体を貫通する漏れ電流 を生じることになります。たとえば、1V/100GΩ = 10pAにな ります。 同様に、基板上の汚れも深刻な漏れ電流を発生する可能性があ ります（皮膚の油がよく問題になります）。漏れ電流を大幅に 低減するには、入力、および入力と同じ電位差で駆動される入 力リードの周りに保護リング（シールド）を配置します。こう すれば、入力とその周辺域との間の電位差がなくなり、漏れ電 流が生じることはありません。保護リングが完全に効果を発揮 するためには、比較的低いインピーダンス・ソースで駆動する 必要があり、さらに入力リードのすべての側面、および多層基 板を使っている場合は上下も完全に囲む必要があります。 VCC 残りのアンプへ VTHRESHOLD VBIAS VP VN S S VEE 図6. 入力段の簡略図 ― 18 ― REV. 0 AD8065/AD8066 漏れ電流を生じる可能性のあるもう1 つの作用として、絶縁材 そのものの電荷吸収があります。入力リードと保護リング間の 素材の量を最少限にすることで、吸収を低減できるようになり ます。事例によっては、テフロン ®やセラミックのような低吸 収素材を必要とする場合もあります。 入力容量 高速アンプは、バイパスやグランドに加えて、入力とグランド 間の寄生容量の影響も受けやすくなっています。わずかなpF容 量で高周波数での入力インピーダンスを低減できますが、これ は結果としてアンプのゲインを増やすことになり、周波数応答 のピーキングを招いたり、果ては発振を生じることさえありま す。入力ピンに接続する外付けの受動素子はできるだけ入力の 近くに配置して、寄生容量をなくすようにしてください。グラ ンド・プレーンと電源プレーンは、基板のすべての層で、入力 ピンからの距離を短くしておく必要があります。 1）図7に示すように、小さな値の抵抗（RS）を出力に直列に配 置し、負荷コンデンサをアンプの出力段から絶縁します。 抵抗値としては、20Ωが適切です（TPC7を参照）。 AD8065 RS = 20Ω 図7. 出力絶縁抵抗 2）雑音ゲインの増大とともに位相余裕を増やすか、または-IN 出力容量 頻度は低いが、出力の寄生容量によって周波数応答のピーキン グやリンギングを生じる可能性があります。この影響を効果的 に低減するためには、次の2つの方法があります。 から出力までの間に抵抗とコンデンサを並列に接続して極 を追加します。 CF RF IPHOTO RSH = 10^11Ω CD CS CM CM VB CF + C S 図8. REV. 0 VO C1 VI RF 広帯域フォトダイオード・プリアンプ ― 19 ― VO AD8065/AD8066 入出力間のカップリング 入出力間の容量カップリングを低減するため、出力信号のパ ターンを入力と平行に配置しないようにしてください。 伝達でゼロが生成され、極の影響が補償され、信号帯域幅が低 減されます。これは、45°の位相余裕（f(45)）を生みだす信号帯 域幅が次式で定義されることからもわかります。 広帯域フォトダイオード・プリアンプ 図8に、フォトダイオードの電気的モデルを用いたI/V変換を示 します。 fCR f(45) = —————— 2π × RF × CS √ fCR = アンプのクロスオーバ周波数 RF = フィードバック・アンプ CS = アンプの加算接合部での総容量（アンプ＋フォトダイオー 基本伝達関数は次のとおりです。 IPHOTO × RF VOUT = —————— 1 + SCFRF ド＋基板の寄生容量） f(45)を生成するCFの値は、次式で表すことができます。 ここでIPHOTOはフォトダイオードの出力電流で、RFとCFの並列 接続によって信号の帯域幅を設定します。 CS CF = —————— 2π × RF × fCR このプリアンプで達成可能な安定帯域幅は、RF、アンプの最終 ゲイン帯域幅、およびアンプの加算接合部の総容量（CSとアン プの入力容量を含む）の関数となります。R Fと総容量により、 アンプのループ伝達内に極が生成されるので、ピーキングや不 安定状態を生じるおそれがあります。CFを追加すると、ループ この事例での周波数応答は、約2dBのピーキングと15%のオー バーシュートを示します。CFを2倍して帯域幅を半分に削減す ると、過渡オーバーシュートが約 5% の平坦な周波数応答とな ります。 表 I. √ フォトダイオード・プリアンプのrms雑音寄与分 要因 rms雑音（RF = 50kΩ、 CS = 15pF、CF = 2pFのとき） 式 RF (×2) √2 × 4 kT × RF × f2 × 1.57 64.5µV アンプ（∼f1） ven × √f1 2.4µV アンプ（f1∼f2） (CS + CM + CF + 2CD) ven × ————————— × √f2 – f1 CF 31µV アンプ（f2∼） ven × √ (C + C + C + 2C ) √————————— C S D M F × √f3 × 1.57 260µV F 270µV 合計 ― 20 ― REV. 0 AD8065/AD8066 周波数全体にわたるプリアンプの出力雑音を図9に示します。 雑音ゲインの帯域幅は、プリアンプの信号帯域幅を超えて広が り、最終的には、アンプのループ・ゲインの減少によって減衰 します。出力雑音に加算されるコモンモード雑音のピーキング の影響を除去するため、入力端子のインピーダンスを一致させ ておくことをお勧めします。 1 f1 = 2π R (C + C + C + 2C ) F F S M D 1 電圧雑音（nV/√Hz） f2 = 2π R C F F 周波数全体にわたって出力電圧雑音のスペクトル密度の自乗を 積分し、その平方根を計算することにより、プリアンプの総 rms出力雑音が得られます。表Iで、アンプとフィードバックと ソースの抵抗についての概算を示しています。一例としてプリ アンプ（ R F = 50kΩ 、 C S = 15pF 、 C F = 2pF 、帯域幅は約 1.6MHz）の雑音成分も表に示しています。 fCR f3 = (C + C + 2C + C ) /C S M D F F RF雑音 f2 VEN (C F + CS + CM + 2CD) /CF f3 高速JFET入力計測アンプ 図10に、AD8065を使用した高入力インピーダンスの高速計測 アンプの例を示します。 f1 VEN アンプによる雑音 周波数（Hz） 図9. dc伝達関数は次のとおりです。 フォトダイオード電圧雑音寄与 1 + 1000 VOUT = (VN – VP) ———— RG ( ループ伝達における極は、アンプの雑音ゲインではゼロに変換 され、周波数全体にわたって入力電圧雑音を増幅することにな ります。CFによって生じたループ伝送ゼロは増幅を制限します。 ) VCC 0.1µF 4.7µF RS1 1／2 AD8066 VN 2.2pF 0.1µF 4.7µF R2 500Ω VEE VCC 0.1µF R1 4.7µF 500Ω RF = 500Ω VO AD8065 RG 0.1µF R3 RF = 500Ω VEE 500Ω VCC 0.1µF RS2 4.7µF 2.2pF 1／2 AD8066 VP R4 500Ω 0.1µF 4.7µF VEE 図10. REV. 0 高速計測アンプ ― 21 ― 4.7µF AD8065/AD8066 G = +1の場合、2つのプリアンプのフィードバック抵抗を低い 値に設定することをお勧めします（たとえば、50Ωのソースイ ン ピ ー ダ ン ス に 対 し て 50Ω ）。 G = +1 の 場 合 の 帯 域 幅 は 、 50MHz になります。それ以上のゲインの場合、次の式で示す ように、帯域幅はプリアンプによって設定されます。 Inamp – 3dB = (fCR × RG) / (2 × RF) inamp のコモンモード除去は、主として、抵抗比 R1:R2 と R3:R4の整合によって決まり、次式で推定されます。 ビデオ・バッファ AD8065の出力電流の能力と速度は、ビデオ・バッファとして も利用できます。図11にその回路図を示します。 G = +2の構成により、信号終端によって生じる信号の分圧を補 償しています。このバッファは、低振幅から2Vp-pまでの最大 7MHz の信号に対して 0.1dB の平坦性を維持します（ TPC4 ）。 差動ゲインと位相の測定結果は、65V電源で0.02%と0.028°に なります。 VO (δ1 – δ2) —— = ————— VCM (1 + δ1) δ2 + VS プリアンプの加算接合部のインピーダンスは、RF||0.5(RG)に等 しくなります。これは、整合のために使用される値です。 0.1µF 249Ω + VI – 4.7µF 75Ω AD8065 0.1µF 4.7µF 75Ω + VO – – VS 2.2pF 499Ω 499Ω 図11. ― 22 ― ビデオ・バッファ REV. 0 AD8065/AD8066 外形寸法 8ピン標準SOIC（Small Outline Package） （R-8） 寸法はミリメートルと（インチ）で表示 5.00 (0.1968) 4.80 (0.1890) 4.00 (0.1574) 3.80 (0.1497) 8 5 1 4 6.20 (0.2440) 5.80 (0.2284) ピン1 0.50 (0.0196) x 45° 0.25 (0.0099) 1.27 (0.0500) BSC 1.75 (0.0688) 1.35 (0.0532) 同一平面 0.25 (0.0098) 0.10 (0.0040) 0.51 (0.0201) 接触面 0.33 (0.0130) 8° 0.25 (0.0098) 0° 1.27 (0.0500) 0.40 (0.0157) 0.19 (0.0075) 管理対象の寸法はミリメートルです。インチ寸法（括弧内）は単なる参考 用としてミリメートル相当値を四捨五入したものであり、設計で使用する 値としてはふさわしくありません。 JEDEC規格MS-012AAに準拠 5ピン表面実装パッケージSOT23※ （RT-5） 8ピンMSOP （RM-8） 寸法はミリメートルで表示 寸法はミリメートルで表示 2.90 3.00 BSC 5 4 2.80 BSC 1.60 BSC 1 2 85 4.90 BSC 3.00 BSC 3 1 ピン1 PIN 1 1.95 BSC 1.30 1.15 0.90 0.65 BSC 0.50 0.30 接触面 0.22 0.08 10° 0° 0.38 0.22 0.60 0.45 0.30 0.23 0.08 8 0 接触面 JEDEC規格MO-178AAに準拠 JEDEC規格MO-187AAに準拠 ※開発中 REV. 0 1.10 （最大） 0.15 0.00 1.45 （最大） 0.15 （最大） 同一平面 4 0.95 BSC ― 23 ― 0.80 0.40 ― 24 ― PRINTED IN JAPAN C02916-0-5/02(0)