LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 高効率・同期整流式 ステップダウン・スイッチング・レギュレータ LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 特長 概要 ■ LTC®1159シリーズは、同期整流式ステップダウン・ス イッチング・レギュレータ・コントローラのファミリで、 低出力電流時に高効率を維持するための自動バースト・ モードTM動作を特徴としています。これらのデバイスは、 外部コンプリメンタリ・パワーMOSFETを、コンスタン ト・オフタイム電流モード・アーキテクチャを使用して最 大250kHzのスイッチング周波数でドライブします。 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 4V∼40Vの入力電圧での動作 超高効率： 95%以上が可能 シャットダウン時の消費電流： 20µA 広い電流範囲で高効率を維持 電流モード動作で優れたラインおよび負荷過渡応答を 達成 低ドロップアウト動作：デューティ・サイクル100% 短絡保護 高効率を実現する同期式FETスイッチング 適応型非オーバラップ・ゲート・ドライブ SSOPおよびSOパッケージで供給 アプリケーション ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ステップダウンおよび反転レギュレータ ノートブックおよびパームトップ・コンピュータ ポータブル計測装置 バッテリ動作のデジタル・デバイス 工業用電力配分システム アビオニクス・システム テレコム用電源 ピンが独立しており、スイッチも内蔵されているため、 安定化出力電圧からMOSFETドライバ電力を取り出すこ とができ、高入力電圧で動作するときに効率が大幅に改 善されます。コンスタント・オフタイム電流モード・ アーキテクチャにより、インダクタのリップル電流が一 定に維持し、優れたラインおよび負荷過渡応答を実現し ています。動作電流レベルは、外部電流センス抵抗を通 してユーザがプログラム可能です。 LTC1159は、負荷電流が最大電流の約15％以下に低下す ると自動的にパワー・セーブを行うバースト・モード動 作に切り替わります。スタンバイ電流はわずか300µA で、スタンバイ時にも出力の安定化を継続します。 シャットダウン電流はさらに20µAに低下します。 、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。 バースト・モードはリニアテクノロジー社の商標です。 UO TYPICAL APPLICATI VIN P-GATE CAP + 1N4148 VIN Si9435DY CIN 100µF 100V LTC1159-5 Efficiency 100 FIGURE 1 CIRCUIT 0.15µF VCC 3.3µF P-DRIVE VCC EXTVCC LTC1159-5 0V = NORMAL >2V = SHUTDOWN SHDN1 SENSE + SHDN2 SENSE – ITH 3300pF 1k CT CT 300pF VIN = 10V 0.1µF S-GND 90 D1 MBRS140T3 L* 33µH RSENSE 0.05Ω VOUT 5V/2A 0.01µF EFFICIENCY (%) + VIN = 20V 80 70 + N-GATE Si9410DY P-GND COUT 220µF 60 0.02 LTC1159 • F01 *COILTRONICS CTX33-4-MP 0.2 LOAD CURRENT (A) 2 LTC1159 • TA01 Figure 1. High Efficiency Step-Down Regulator 4-154 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 W W W AXI U U ABSOLUTE RATI GS Input Supply Voltage (Pin 2)...................... – 15V to 60V VCC Output Current (Pin 3) .................................. 50mA Continuous Pin Currents (Any Pin) ...................... 50mA Sense Voltages ......................................... – 0.3V to 13V Shutdown Voltages ................................................... 7V EXTVCC Input Voltage ............................................. 15V Operating Temperature Range .................... 0°C to 70°C Extended Commercial Temperature Range ............................... – 40°C to 85°C Junction Temperature (Note 1) ............................ 125°C Storage Temperature Range ................ – 65°C to 150°C Lead Temperature (Soldering, 10 sec)................. 300°C U W U PACKAGE/ORDER I FOR ATIO TOP VIEW P-GATE 1 20 CAP VIN 2 19 SHDN2 VCC 3 18 EXTVCC P-DRIVE 4 17 P-GND P-DRIVE 5 16 N-GATE VCC 6 15 P-GND VCC 7 14 S-GND CT 8 13 SHDN1 ITH 9 12 VFB SENSE – 10 ORDER PART NUMBER LTC1159CG LTC1159CG-3.3 LTC1159CG-5 P-GATE 1 16 CAP VIN 2 15 SHDN2 VCC 3 14 EXTVCC P-DRIVE 4 13 N-GATE VCC 5 12 P-GND CT 6 11 S-GND ITH 7 10 VFB (SHDN1)* – 8 9 SENSE N PACKAGE 16-LEAD PDIP 11 SENSE + ORDER PART NUMBER TOP VIEW LTC1159CN LTC1159CN-3.3 LTC1159CN-5 LTC1159CS LTC1159CS-3.3 LTC1159CS-5 SENSE + S PACKAGE 16-LEAD PLASTIC SO *FIXED OUTPUT VERSIONS G PACKAGE 20-LEAD PLASTIC SSOP TJMAX = 125°C, θJA = 80°C/ W (N) TJMAX = 125°C, θJA = 110°C/ W (S) TJMAX = 125°C, θJA = 135°C/ W Consult factory for Industrial and Military grade parts. ELECTRICAL CHARACTERISTICS TA = 25°C, VIN = 12V, VSHDN1 = 0V (Note 2), unless otherwise noted. SYMBOL PARAMETER VFB Feedback Voltage (LTC1159 Only) ● IFB Feedback Current (LTC1159 Only) ● VOUT Regulated Output Voltage LTC1159-3.3 LTC1159-5 VIN = 9V ILOAD = 700mA ILOAD = 700mA Output Voltage Line Regulation VIN = 9V to 40V Output Voltage Load Regulation LTC1159-3.3 LTC1159-5 5mA < ILOAD < 2A 5mA < ILOAD < 2A Burst Mode Output Ripple ILOAD = 0A 50 mVP-P VIN = 12V, EXTVCC = 5V VIN = 40V, EXTVCC = 5V 200 300 µA µA VIN = 12V, VSHDN2 = 2V VIN = 40V, VSHDN2 = 2V 15 25 µA µA 250 µA ∆VOUT IIN VIN Pin Current (Note 3) Normal Mode Shutdown CONDITIONS IEXTVCC EXTVCC Pin Current (Note 3) EXTVCC = 5V, Sleep Mode VCC Internal Regulator Voltage VIN = 12V to 40V, EXTVCC = 0V, ICC = 10mA VIN – VCC VCC Dropout Voltage VIN = 4V, EXTVCC = Open, ICC = 10mA ● ● MIN TYP MAX 1.21 1.25 1.29 V µA 0.2 3.23 4.90 3.33 5.05 3.43 5.20 – 40 0 40 mV 40 60 65 100 mV mV ● ● ● UNITS 4.25 V V 4.5 4.75 V 300 400 mV 4-155 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 ELECTRICAL CHARACTERISTICS TA = 25°C, VIN = 12V, VSHDN1 = 0V (Note 2), unless otherwise noted. SYMBOL PARAMETER CONDITIONS VEXT – VCC EXTVCC Switch Drop VIN = 12V, EXTVCC = 5V, ISWITCH = 10mA VP-GATE – VIN P-Gate to Source Voltage (Off) VSENSE + – VSENSE – Current Sense Threshold Voltage LTC1159 LTC1159-3.3 LTC1159-5 VSNDN1 MIN VIN = 12V VIN = 40V TYP MAX UNITS 250 350 mV – 0.2 – 0.2 0 0 V V VSENSE – = 5V, VFB = 1.32V (Forced) VSENSE – = 5V, VFB = 1.15V (Forced) ● 130 25 150 170 mV mV VSENSE – = 3.4V (Forced) VSENSE – = 3.1V (Forced) ● 130 25 150 170 mV mV VSENSE – = 5.2V (Forced) VSENSE – = 4.7V (Forced) ● 130 25 150 170 mV mV 0.6 0.8 2 0.8 1.4 2 V 12 20 µA 70 2 90 10 µA µA SHDN1 Threshold LTC1159CG, LTC1159-3.3, LTC1159-5 VSHDN2 SHDN2 Threshold ISHDN2 Shutdown 2 Input Current VSHDN2 = 5V ICT CT Pin Discharge Current VOUT in Regulation VOUT = 0V 50 tOFF Off-Time (Note 4) CT = 390pF, ILOAD = 700mA, VIN = 10V 4 tr, tf Driver Output Transition Times CL = 3000pF (Pins P-Drive and N-Gate), VIN = 6V V 5 6 µs 100 200 ns MIN TYP MAX UNITS 1.2 1.25 1.3 V 3.17 4.85 3.30 5.05 3.43 5.25 V V – 40°C ≤ TA ≤ 85°C (Note 5) SYMBOL PARAMETER VFB Feedback Voltage (LTC1159 Only) VOUT Regulated Output Voltage LTC1159-3.3 LTC1159-5 IIN VIN Pin Current (Note 3) Normal Shutdown CONDITIONS VIN = 9V ILOAD = 700mA ILOAD = 700mA VIN = 12V, EXTVCC = 5V VIN = 40V, EXTVCC = 5V 200 300 µA µA VIN = 12V, VSHDN2 = 2V VIN = 40V, VSHDN2 = 2V 15 25 µA µA IEXTVCC EXTVCC Pin Current (Note 3) EXTVCC = 5V, Sleep Mode 250 µA VCC Internal Regulator Voltage VIN = 12V to 40V, EXTVCC = 0V, ICC = 10mA 4.5 V VSENSE + – VSENSE – Current Sense Threshold Voltage Low Threshold (Forced) High Threshold (Forced) VSHDN2 SHDN2 Threshold tOFF Off-Time (Note 4) CT = 390pF, ILOAD = 700mA, VIN = 10V The ● denotes specifications which apply over the full operating temperature range. Note 1: TJ is calculated from the ambient temperature TA and power dissipation PD according to the following formulas: LTC1159CG, LTC1159CG-3.3, LTC1159CG-5: TJ = TA + (PD × 135°C/W) LTC1159CN, LTC1159CN-3.3, LTC1159CN-5: TJ = TA + (PD × 80°C/W) LTC1159CS, LTC1159CS-3.3, LTC1159CS-5: TJ = TA + (PD × 110°C/W) Note 2: On LTC1159 versions which have a SHDN1 pin, it must be at ground potential for testing. Note 3: The LTC1159 VIN and EXTVCC current measurements exclude MOSFET driver currents. When VCC power is derived from the output via 4-156 125 25 150 0.8 1.4 2 V 3.5 5 6.5 µs 175 mV mV EXTVCC, the input current increases by (IGATECHG × Duty Cycle)/(Efficiency). See Typical Performance Characteristics and Applications Information. Note 4: In applications where RSENSE is placed at ground potential, the offtime increases approximately 40%. Note 5: The LTC1159, LTC1159-3.3, and LTC1159-5 are not tested and not quality assurance sampled at – 40°C and 85°C. These specifications are guaranteed by design and/or correlation. Note 6: The logic-level power MOSFETs shown in Figure 1 are rated for VDS(MAX) = 30V. For operation at VIN > 30V, use standard threshold MOSFETs with EXTVCC powered from a 12V supply. See Applications Information. LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 U W TYPICAL PERFOR A CE CHARACTERISTICS Line Regulation Efficiency vs Input Voltage 100 60 FIGURE 1 CIRCUIT ILOAD = 1A Load Regulation 20 FIGURE 1 CIRCUIT ILOAD = 1A 40 0 20 –20 FIGURE 1 CIRCUIT VIN = 24V NOTE 6 90 0 ∆VOUT (mV) ∆VOUT (mV) EFFICIENCY (%) 95 NOTE 6 –40 –20 –60 –40 –80 85 –60 80 0 5 10 15 20 25 30 INPUT VOLTAGE (V) 35 0 40 5 10 15 20 25 30 INPUT VOLTAGE (V) 40 –100 0 0.5 1.0 1.5 2.0 LOAD CURRENT (A) LT1159 • TPC02 LTC1159 • TPC01 EXTVCC Pin Current 2.5 LTC1159 • TPC03 Operating Frequency vs (VIN – VOUT) VIN Pin Current 2.0 500 10 35 FIGURE 1 CIRCUIT FIGURE 1 CIRCUIT VOUT = 5V T = 0°C SUPPLY CURRENT (µA) EXTVCC CURRENT (mA) ILOAD = 1A 6 NOTE 6 4 ILOAD = 100mA 300 NORMAL 0 5 10 1.5 T = 25°C T = 70°C 1.0 0.5 VSHDN2 = 2V ILOAD = 0 15 20 25 30 INPUT VOLTAGE (V) 0 35 40 0 5 10 15 20 25 30 INPUT VOLTAGE (V) 35 0 40 EXTVCC Switch Drop OFF-TIME (µs) 200 160 70 140 60 120 50 40 30 20 100 15 20 10 (VIN – VOUT) VOLTAGE (V) LTC1159-5 10 25 Current Sense Threshold Voltage 80 SENSE VOLTAGE (mV) 500 300 5 LTC1159 • TPC06 Off-Time vs VOUT 600 400 0 LTC1159 • TPC05 LTC1159 • TPC04 EXTVCC – VCC (mV) NOTE 6 200 100 2 0 NORMALIZED FREQUENCY 400 8 MAXIMUM THRESHOLD 100 80 60 40 MINIMUM THRESHOLD 20 LTC1159-3.3 0 0 0 5 10 15 SWITCH CURRENT (mA) 20 LTC1159 • TPC07 0 1 3 4 2 OUTPUT VOLTAGE (V) 5 LTC1159 • TPC08 0 0 20 60 40 TEMPERATURE (°C) 80 100 LTC1159 • TPC09 4-157 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 ピン機能 VIN：メイン電源入力ピン。 S-GND：小信号グランド。他のグランドとは別にCOUT の(−)端子に配線しなければなりません。 P-GND： ド ラ イ バ の パ ワ ー ・ グ ラ ン ド 。 Nチ ャ ネ ル MOSFETのソースとCINの(−)端子に接続します。 VCC：内部4.5Vリニア・レギュレータ、EXTVCCスイッチ、 そしてドライバおよび制御回路用電源入力の出力。 ドライ バおよび制御回路は4.5VレギュレータまたはEXTVCC電圧 のうち高い方から給電されます。このピンはパワー・グラ ンドの近くでデカップリングしなければなりません。 CT：このピンからグランドに接続された外部コンデン サCTで、動作周波数を設定します（周波数はVOUT/VINの 比にも関係します）。 ITH：ゲイン・アンプのデカップリング・ポイント。電 流コンパレータのスレッショルドはITHピンの電圧に応 じて増加します。 VFB：LTC1159アジャスタブル・バージョンの場合、VFB ピンには出力電圧を設定するのに使用する外部抵抗分圧 器から帰還電圧が印加されます。 Sense−：固定電圧出力バージョンで、出力電圧を設定 する内部抵抗分圧器に接続します。Sense−ピンは電流コ ンパレータの(−)入力でもあります。 Sense＋ ：電流コンパレータの(＋)入力。Sense＋ ピンと Sense−ピンの間のビルトイン・オフセットとRSENSEによ り、電流トリップ・スレッショルドを設定します。 N-Gate：ボトムNチャネルMOSFETの高電流ドライブ。 N-Gateピンの電圧振幅はグランドからVCCです。 P-Gate：トップPチャネルMOSFETをドライブするため のレベル・シフトしたゲート・ドライブ信号。P-Gateピ ンの電圧振幅はVINからVIN−VCCです。 P-Drive：トップPチャネルMOSFETの高電流ゲート・ド ライブ。P-Driveピンの電圧振幅はVCCからグランドです。 CAP：電荷補償ピン。CAPとVCCの間に接続したコンデ ンサによって、電源の遷移中にPドライブのレベル・シ フト・コンデンサが必要とする電荷を供給します。電荷 補償コンデンサは、ゲート・ドライブ・コンデンサより 大きくなければなりません。 SHDN1：このピンは制御回路だけをシャットダウンし ます（VCCには影響を与えません）。SHDN1ピンを“H”に すると制御回路がターンオフされ、両方のMOSFETがオ フに保持されます。通常動作時は、このピンをグランド 電位にしなければなりません。 SHDN2：マスタ・シャットダウン・ピン。SHDN2ピン を“H”にすると、VCCおよびすべての制御回路がシャッ トダウンされます。 動作 （機能図を参照） LTC1159は電流モードのコンスタント・オフタイム・アー キテクチャを使用し、1組の外部コンプリメンタリ・パ ワーMOSFETを同期してスイッチします。動作周波数は CTピンの外部コンデンサによって設定されます。 出力電圧はSense− ピン（LTC1159-3.3およびLTC1159-5） に 接 続 さ れ て い る 内 部 分 圧 器 、 ま た は V FBピ ン （LTC1159）に接続されている外部分圧器で検知されま す。電圧コンパレータVと利得ブロックGは、分圧され た出力電圧を1.25Vの基準電圧と比較します。LTC1159 では効率を最適化するために、自動的にバーストモード と連続モードの2つの動作モードを切り替えます。 準にしており、NチャネルMOSFETゲートを直接ドライ ブします。Pチャネル・ゲート・ドライブは、メイン電源入 力VINを基準にしなければなりませんが、これはP-Drive の信号を内部550kΩ抵抗および外部コンデンサを通して レベル・シフトすることによって行われます。 連続モードにおけるスイッチ “オン” サイクルでは、 電流コン パレータCはインダクタと直列の外部シャントの両端に接 続されたSense＋ピンおよびSense−ピンの間の電圧をモニタ します。シャント両端の電圧がそのスレッショルド値に達 すると、 P-Gate出力がVINに切り替わって、 PチャネルMOSFET をターンオフします。このときタイミング・コンデンサCT は、 オフタイム・コントローラで決定された速度で放電され 低ドロップアウトの4.5Vレギュレータが、MOSFETドラ ます。 放電電流は出力電圧に比例するように形成され、 イン イバおよび制御回路に動作電圧VCCを起動時に供給しま ダクタ電流が出力電圧に比例して減衰するようにモデル化 す。通常動作中、LTC1159ファミリはEXTVCCピンを通し タイミング・コンデンサが放電する間、 N-Gate出力は て出力からドライバおよび制御回路に電力を供給して、 します。 になり、 NチャネルMOSFETをターンオンします。 効率を向上させています。Nゲート・ピンはグランドを基 “H” 4-158 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 動作 （機能図を参照） タイミング・コデンサが放電してCTの電圧がVTH1より 低くなると、コンパレータTがトリップしてフリップ・ フロップをセットします。これによって、N-Gate出力が “L”になり（NチャネルMOSFETをターンオフ）、P-Gate 出力も“L”になります（PチャネルMOSFETがターンオン する）。ついで、このサイクルが繰り返されます。負荷 電流が増加すると、出力電圧はわずかに減少します。こ うして利得段の出力が電流コンパレータのスレッショル ドを増加させ、負荷電流に追従します。 バースト・モード動作でのイベントの順序は、サイクル が電圧コンパレータによって中断される連続動作にきわ めて類似しています。出力電圧が希望の調整値以上の場 合、PチャネルMOSFETはコンパレータVによってオフ に保持され、タイミング・コンデンサはVTH1以下に下が るまで放電を継続します。タイミング・コンデンサが VTH2以下になるまで放電すると、電圧コンパレータSが トリップして内部SLEEPラインが“L”になり、Nチャネル MOSFETがターンオフします。 U U W FU CTIO AL DIAGRA ここで回路は2つのパワーMOSFETをターンオフした状 態で、スリープ・モードに入ります。スリープ・モード では、回路の大部分がターンオフし、電源電流が数mA （MOSFETがスイッチングしているとき）から300µAに低 下します。出力コンデンサがコンパレータVのヒステリ シスの大きさだけ放電すると、PチャネルMOSFETが再 びターンオンし、このプロセスが繰り返されます。バー スト・モード動作を妨害する電流ループ動作を防止する ために、利得段にビルトイン・オフセットが組み込まれ ています。 両方の外部MOSFETが同時にターンオンしないようにす るために、帰還が組み込まれており、ドライバ出力ピン の状態を感知します。Pドライブ出力が“H”になってい ないと、Nドライブ出力が“H”になることはできませ ん。同様に、Pドライブ出力はNドライブ出力が“H”のと きには、“L”にならないよう制限されています。 Internal divider broken at VFB for adjustable versions. VIN LOW DROPOUT 4.5V REGULATOR VCC LOW DROP SWITCH 550k P-DRIVE 550k N-GATE SENSE + SENSE – P-GND V + R Q S C + + 25mV TO 150mV + VTH1 – VOS T 13k – SLEEP – G 100k + EXTVCC P-GATE – SHDN2 VCC CAP S – VTH2 1.25V OFF-TIME CONTROL CT SENSE – S-GND REFERENCE VFB LTC1159 • FD SHDN1 ITH 4-159 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 アプリケーション情報 図1に示す基本的なLTC1159アプリケーション回路で は、MOSFETのブレークダウンのために、入力電圧が最 大で30Vに制限されています。18V以上の動作が必要な いアプリケーションには、LTC1148またはLTC1148HV を使用できます。これよりも入力電圧が高く、かつ静止 電流およびシャットダウン電流が重要でない場合は、標 準スレッショルドMOSFETをドライブするために設計さ れたLTC1149を使用してください。 出力電流に対応したRSENSEの選択 RSENSEは要求される出力電流に基づいて選択します。 LTC1159電流コンパレータは、最小0.025V/RSENSEから最 大0.15V/RSENSEまでのスレッショルド範囲を有していま す。電流コンパレータのスレッショルドはインダクタ・ リップル電流のピークを設定するため、そのピーク値よ りピーク・ツー・ピーク・リップル電流の半分だけ小さ い最大出力電流IMAXが発生します。適切なバースト・ モード動作を行うには、IRIPPLE(P-P)が最小電流コンパ レータ・スレッショルド以下でなければなりません。 効率は一般にリップルに応じて増加するため、最大許容 リップル電流はIRIPPLE(P-P)＝0.025V/RSENSEと仮定されま す（動作周波数に対するCTおよびLの選択のセクション を参照）。RSENSEを解き、LTC1159のバリエーションに 対する余裕をもたせると、外付け部品の値は次式で与え られます。 RSENSE = 100 mΩ IMAX RSENSEの選択対最大出力電流のグラフを図2に示しま す。LTC1159シリーズは、0.02Ωから0.2ΩのRSENSEの値 で適切に動作します。 バースト・モード動作が開始する負荷電流IBURSTと、最 大短絡電流ISC(PK)は両方ともIMAXに追従します。一度 RSENSEを選択すれば、IBURSTとISC(PK)は次式から推定でき ます。 IBURST ≈ 15mV RSENSE ISC(PK) = 150mV RSENSE LTC1159シリーズはインダクタ電流がスイッチ・サイク ルの間に十分減衰できるように、短絡時に自動的にtOFF を延長します。発生するリップル電流によって、平均短 絡電流ISC(AVG)がほぼIMAXに低下します。 0.20 0.18 0.16 0.14 RSENSE (Ω) LTC1159とLTC1148/LTC1149ファミリとの比較 LTC1159はLTC1149にもっとも動作が近く、アプリケー ション情報の多くが共通しています。LTC1159は静止電 流およびシャットダウン電流が低くなっているほか、高 効率を実現するためにドライバおよび制御部に外部電源 から電力を供給可能な内部スイッチが追加されていま す。この変更によって、本項に記載したパワーMOSFET の選択、EXTVCCピンの接続、LTC1159アジャスタブ ル・アプリケーションに関する重要情報、および効率に ついての記述が変ってきます。 0.12 0.10 0.08 0.06 0.04 0.02 0 0 1 3 4 2 MAXIMUM OUTPUT CURRENT (A) 5 LTC1159 • F02 Figure 2. RSENSE vs Maximum Output Current 動作周波数に対応したLおよびCTの選択 LTC1159シリーズは、tOFFを外部タイミング・コンデン サCTで決定するコンスタント・オフタイム・アーキテ クチャを採用しています。CTの値は希望の連続モード 動作周波数から次のとおり計算できます。 ) –5 V CT = 7.8 × 10 1 – OUT VIN f ) 入力電圧の影響を含むCTの選択対周波数のグラフを図3 に示します。 動作周波数が高くなるとゲート充電損失が増加し、効率 が低下します（効率の考察のセクションを参照）。動作周 波数に対する完全な式は次のとおりです。 4-160 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 アプリケーション情報 1400 VOUT = 5V CT CAPACITANCE (pF) 1200 1000 800 VIN = 48V 600 VIN = 24V 400 200 VIN = 12V 0 0 50 150 100 FREQUENCY (kHz) 250 200 LTC1159 • F03 Figure 3. Timing Capacitor Selection ) 1 1 – VOUT tOFF VIN ただし、 f= ) tOFF＝1.3×104×CT 周波数がCTで設定された場合、インダクタLは0.025V/ RSENSE以下のピーク・ツー・ピーク・インダクタ・リッ プル電流を供給するように選択しなければなりません。 この結果、必要な最小インダクタ値は次式から求められ ます。 LMIN＝5.1×105×RSENSE×CT×VREG インダクタ値を最小値より増やすと、出力コンデンサに 対するESR条件は効率を犠牲にすればゆるくなります。 使用したインダクタが小さすぎると、LTC1159がバース ト・モード動作に入ることができず、低電流時に効率が 大幅に低下します。 インダクタ・コアの選択 Lの最小値がわかれば、インダクタのタイプを選択しな ければなりません。高効率コンバータは、一般に低コス トの鉄粉コアで生じるコア損失では最適な性能が得られ ないため、より高価なフェライト、モリパーマロイ、ま たはKool Mµ®コアを使用しなければなりません。実際 のコア損失は一定のインダクタ値に対するコア・サイズ には関係ありませんが、選択したインダクタンスに大き く依存します。インダクタンスが増加するとコア損失は 低下しますが、銅損（I2R）が増加します。 フェライトによる設計ではコア損失がきわめて低いた Kool MµはMagnetics, Inc.の登録商標です。 め、設計目標を銅損に集中し、飽和問題を回避することが できます。フェライト・コア材料は“ハード”に飽和しま す。つまり、最大設計電流を超えるとインダクタンスが急 激に消滅します。この結果、インダクタのリップル電流が 急増し、出力電圧リップルが増加するため、LTC1159では バースト・モード TM動作が誤トリガされるおそれがあり ます。コアを飽和させないようにしてください。 モリパーマロイ（Magnetics, Inc.製）は、トロイドに最適な 低損失 コア 材料です が、フ ェラ イトより も高 価です。 Magnetics, Inc.製で経済的なものがKool Mµです。トロイ ドは特に多層巻線が使用できるときに、空間効率が非常 に高くなります。一般に、これらに適したボビンがないた め実装が困難です。しかし、Coiltronics から表面実装用 の新製品が入手でき、高さもそれほどではありません。 パワーMOSFETの選択 LTC1159で使用する2つの外部パワーMOSFETを選択し なければなりません。つまり、PチャネルMOSFETをメ イン・スイッチとして、NチャネルMOSFETを同期整流 スイッチとして使用します。 ピーク・ツー・ピークのドライブ・レベルは、LTC1159 のVCC電圧で設定されます。この電圧は始動時には標準 4.5Vで、通常動作時には5V∼7Vです（EXTVCCピンの接 続を参照）。したがって、大部分のLTC1159ファミリ・ アプリケーションではロジック・レベル・スレッショル ドMOSFETを使用しなければなりません。唯一の例外 は、EXTVCCピンに8V以上の外部電源から電力が供給さ れ、標準スレッショルドMOSFET（VGS（ TH）< 4V）が使用 できるアプリケーションです。MOSFETのBVDSS仕様に も十分に注意してください。ロジック・レベルMOSFET の多くは30Vに制限されています。 パワーMOSFETの選択基準には、オン抵抗RDS(ON)、逆伝 達キャパシタンスCRSS、入力電圧、および最大出力電流 が含まれます。LTC1159が連続モードで動作していると きには、PチャネルMOSFETのデューティ・サイクルは 以下の式で表されます。 V P-Ch Duty Cycle = OUT VIN V –V N-Ch Duty Cycle = IN OUT VIN また、MOSFETの最大出力電流時の消費電力は、次式で 与えられます。 4-161 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 アプリケーション情報 V P-Ch PD = OUT (IMAX)2 (1 + ∂P) RDS(ON) + VIN k(VIN)2 (IMAX) (CRSS) (f) V –V N-Ch PD = IN OUT (IMAX)2 (1 + ∂N) RDS(ON) VIN ただし、δはRDS(ON)の温度係数、kはゲート・ドライブ 電流に反比例する定数です。 I2R損失の項は2つのMOSFETに共通していますが、P チャネルの式では余分に遷移損失の項があり、これは入 力電圧が高いときに最も高くなります。VIN < 20Vの場 合、高電流効率は一般にMOSFETを大きくすると向上 し、VIN > 20Vの場合、低CRSS・高RDS(ON)デバイスを使用 することによって実際に高い効率が実現されるポイント ま で 、 遷 移 損 失 が 急 激 に 上 昇 し ま す 。 Nチ ャ ネ ル MOSFETの損失は入力電圧が高いとき、またはNチャネ ルのデューティ・サイクルがほぼ100%になる短絡時に 最も大きくなります。 この式はVIN＝ 2VOUTのときに最大値になります。ただ し、IRMS＝IMAX/2です。大きく変化させてもそれほど状 況が改善されないため、一般にはこの単純なワースト ケース条件が設計に使用されます。多くの場合、コンデ ンサ製造業者のリップル電流定格は、わずか2000時間の 寿命時間によって規定されています。このため、コンデ ンサをさらにディレーティングする、つまり要求条件よ りも高い温度定格のコンデンサを選択するようにしてく ださい。数個のコンデンサを並列に接続して、設計のサ イズまたは高さの要求条件に適合させることもできま す。高周波デカップリングのために、VINに0.1µFのセラ ミック・コンデンサを1個追加しなければならないこと もあります。 （ESR） に基づいて選択しま COUTは要求される等価直列抵抗 す。 LTC1159を適切に動作させるには、 次式のとおりCOUTの ESRがRSENSEの値の2倍以下でなければなりません。 COUTの所要ESR < 2RSENSE （1＋δ）の項は、一般にあるMOSFETに対する正規化RDS (ON)対温度曲線で与えられますが、低電圧MOSFETに対 する近似値としてδ＝0.007/℃を使用することができま す。CRSSは通常MOSFETの電気的特性で規定されていま す。定数kを明確にするのは困難ですが、LTC1159にはk ＝5を用いて、Pチャネル消費電力式の2つの項の相対的 な関係を推定することができます。 ESR＝RSENSEとすれば最良の効率が得られます。高性能 コンデンサはニチコン、ケミコン、Sprague などの メーカから入手できます。三洋製のOS-CON半導体誘電 体コンデンサは、同一サイズの電解コンデンサの中で ESRが最も低くなっていますが、価格が多少高くなって います。COUTのESR条件を満足すれば、一般に実効電流 定格はIRIPPLE(P-P)条件をはるかに上回ります。 図1に示すショットキ・ダイオードD1は、2つのパワー MOSFETの導通期間と導通期間の間のデッドタイム中に だけ導通します。D1はNチャネルMOSFETのボディ・ダ イオードが、デッドタイム中にターンオンして電荷を蓄 積するのを防止しますが効率は1%ほど低下します（ただ し、D1を取り除いてもそれ以外には影響はありませ ん）。したがって、IMAXを流しているときの順電圧降下 が0.6V以下のD1を選択しなければなりません。 表面実装アプリケーションでは複数のコンデンサを並列 に接続して、アプリケーション回路の容量、ESR、RMS 電流処理要件に適合させる必要があります。表面実装型 のアルミニウム電解コンデンサと乾式タンタル・コンデ ンサが提供されています。タンタル・コンデンサの場 合、スイッチング電源に使用するためのサージ試験が実 施されていることが重要です。ケース高さが2mmから 4mmの 表 面 実 装 タ ン タ ル ・ コ ン デ ン サ の AVX TPSシ リーズが最適です。たとえば、3mmの高さが要求される アプリケーションで200µF/10Vが必要な場合には、2つ のAVX 100µF/10V（P/N TPSD107K010）を使用することが できます。その他の特徴についてはメーカにお問い合わ せください。 CINおよびCOUTの選択 連 続 モ ー ド で は 、Pチ ャ ネ ル MOSFETの ソ ー ス 電 流 は デューティ・サイクルがVOUT/VINの方形波になります。大 きな過渡電圧を防止するには、最大実効電流に対応でき る容量の低ESR入力コンデンサを使用しなければなりま せん。最大実効コンデンサ電流は次式で与えられます。 [V (V – V )]1/2 I CIN Required IRMS ≈ MAX OUT IN OUT VIN 4-162 低入力電圧では、異常な低周波数動作モードを防止する ためにCOUTの容量の最小許容値があります（図4参照）。 COUTを小さくしすぎると、低周波数での出力リップル が大きくなって、電圧コンパレータをトリップさせる場 合があります。これによって、LTC1159が通常であれば LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 U W U U APPLICATIONS INFORMATION 1000 ライン過渡特性 L = 50µH RSENSE = 0.02Ω LTC1159は60dB以上の優れたライン除去を実現してお り、一般に大きな正または負の電源過渡電圧に影響され ません。しかし、適切な予防措置をとらないと、まれに 発生する条件によっては、出力電圧がオーバシュートす る可能性があります。この条件とは、数ボルトの負の VIN遷移が発生した100µs以内に、0.5V/µsスルーレート を超える正の遷移が続いて発生する場合です。 COUT (µF) 800 L = 25µH RSENSE = 0.02Ω 600 400 L = 50µH RSENSE = 0.05Ω 200 0 0 1 3 4 2 (VIN – VOUT) VOLTAGE (V) 5 LTC1159 • TPC04 Figure 4. Minimum Suggested COUT 連続動作になるときでも、バースト・モード動作に入り ます。この影響はRSENSEの値が低いときに最も大きくな りますが、低い値のLを使用して低周波動作を行わせれ ば改善できます。出力は常時レギュレート状態に維持さ れます。 負荷過渡応答 スイッチング・レギュレータは、DC（抵抗性）負荷電流 のステップに応答するのに数サイクルを要します。負荷 ステップが発生すると、VOUTは ∆ILOAD×ESRだけ変化し ます。ただし、ESRはCOUTの等価直列抵抗です。∆ILOAD はまたレギュレータ・ループが電流変化に適応し、 VOUTを定常状態値に戻すまでCOUTの充電または放電を 開始します。この回復期間に、VOUTで安定の問題とな るオーバシュートやリンギングが発生します。図1の回 路に示すITHピンの外部部品で、ほとんどのアプリケー ションで十分な補償を行うことができます。 次に、大容量（1µF以上）電源バイパス・コンデンサをも つ負荷の断続が行なわれると、さらに大きな過渡が発生 します。放電されたバイパス・コンデンサは、実質的に COUTと並列になるため、VOUTが急激に低下します。負 荷のスイッチ素子の抵抗が低く、しかも瞬間的にドライ ブされると、どんなレギュレータでも十分な電流を流す ことができず、この問題が生じます。唯一の解決法は、 スイッチ・ドライブの立上り時間を制限して、負荷の立 上り時間を約25×CLOADに制限することです。したがっ て、10µFコンデンサでは250µsの立上り時間が必要とな り、充電電流は約200mAに制限されます。 この条件が滅多に発生しない理由は、このレートでレ ギュレータの入力コンデンサをスルーするには、数十ア ンペアが必要であるためです。この解決策は、いくつか の代表的アプリケーション回路に示すように、LTC1159 のCAPピンとVINピンの間にダイオードを追加すること です。システムでこの問題が発生する可能性がある場合 は、このダイオードを追加してください。表面実装アプ リケーションでは、低コストのコモン・カソード・デュ アル・ダイオードを使用すれば、Pゲート・ダイオード と組み合わせることができます。 EXTVCCピンの接続 LTC1159はEXTVCCピンとVCCピンの間に接続されたPNP スイッチを内蔵しています。このスイッチはEXTVCCピ ンの電圧が、4.5Vの内部レギュレータより高くなると閉 じてVCC電源を供給します。このため、MOSFETドライ バおよび制御回路の電源は通常動作中には出力から、ま た出力がレギュレーションを行っていないとき（始動 時、短絡時など）には、内部レギュレータから供給でき ます。 ド ラ イ バ お よ び 制 御 電 流 に よ る VIN電 流 は 、（ デ ュ ー ティ・サイクル）／（効率）で計算されるため、出力から VCCに電源を供給すれば効率を大幅に改善できます。5V レギュレータの場合、これは単にEXTVCCピンを直接 VOUTに接続できることを意味します。ただし、3.3Vお よび他の低電圧レギュレータの場合は、出力からVCC電 源を得るために余分な回路を追加する必要があります。 以下、EXTVCCに対して可能な4つの接続方法を示しま す。 1. EXTVCCを開放する。こうすると、内部4.5Vレギュ レ ー タ か ら の み V CCに 電 源 が 供 給 さ れ る た め 、 MOSFETゲート・ドライブ・レベルが低下し、入力 電圧が高いときに効率が最大10%ほど低下します。 4-163 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 アプリケーション情報 2. EXTVCCをVOUTに 直 接 接 続 す る 。 こ れ は 5Vレ ギ ュ レータでは通常の接続であり、効率が最も高くなり ます。 3. EXTVCCを出力から引き出すブースト・ネットワー クに接続する。3.3Vおよび他の低電圧レギュレータ では、EXTVCCを4.5V以上にブーストした出力誘導型 電圧に接続すれば効率が改善されます。これは図5a に示す誘導性ブースト巻線、または図5bに示す容量 性チャージポンプを使用すれば実現できます。 チャージポンプには、磁気回路が単純になるという 長所があり、部品点数はわずかに増えますが、一般 に最も高い効率を実現できます。 4. EXTVCCを外部電源に接続する。5Vから12Vの範囲の 外部電源が利用できれば、これを使用してEXTVCC VIN + 1N4148 CIN VIN P-GATE L 1:1 P-CH VOUT • LTC1159-3.3 N-CH N-GATE + COUT P-GND EXTVCC LTC1159 • F05a Figure 5a. Inductive Boost Circuit for EXTVCC VIN + CIN VIN P-GATE P-CH RSENSE L VOUT P-DRIVE LTC1159-3.3 VN2222LL P-GND EXTVCC BAT85 BAT85 + 0.22µF BAT85 LTC1159 • F05b 1µF Figure 5b. Capacitive Charge Pump for EXTVCC 4-164 + COUT N-CH N-GATE LTC1159可変電圧アプリケーションに関する重要情報 3.3Vまたは5V以外の出力電圧が必要な場合は、VOUTと VFBピンの間に外部抵抗分圧器を接続して、LTC1159可 変電圧バージョンを使用します（図6参照）。レギュレー トされた出力電圧は次式から求まります。 ) VOUT = 1 + R2 1.25V R1 1µF RSENSE P-DRIVE EXTVCC電圧にはVINに関する制約は何もありませ ん。EXTVCC電圧は、15Vの絶対最大定格を超えない 限り、VINより高くなってもかまいません。標準ス レッショルドMOSFETをドライブするときは、ゲー ト・ドライブ不足によってMOSFETが故障しないよ う、動作中は常に外部電源を用意しておかなければ なりません。標準スレッショルドMOSFETを使用す る必要があるアプリケーションでは、LTC1149ファ ミリも検討してください。 ) + • に電源を供給し、MOSFETゲート・ドライブ条件を 満足させることができます。 VFBピンはインダクタのスイッチング・ノードから侵入 するノイズの影響を非常に受けやすくなっています。帰 還ネットワークをインダクタから分離するよう注意し、 パ ッ ケ ー ジ の 近 く で VFBピ ン と S-GNDピ ン の 間 に 、 100pFのコンデンサを接続しなければなりません。 VOUT > 5.5VでのLTC1159NおよびLTC1159Sアプリケー ションでは、SHDN2を“H”にしたときは、VCCピンは Senseピンを通して自身で電源を供給して、シャットダ ウンを阻止します。これらのアプリケーションでは図6 に示すように、Sense−ピンにプルダウンを追加しなけれ ばなりません。このプルダウンは実質的にSHDN1ピン に代わって、デバイスを完全にシャットダウンします。 注：SHDN1ピンとSHDN2ピンの2本のピンが利用できる バ ー ジ ョン（ LTC1159Gお よ び す べ て の 固 定 出 力 バ ー ジョン）では、この2本のピンを単純に連結して、一緒に ドライブし確実に完全なシャットダウンを行います。 図6の回路を使用して、LTC1159のSenseピンに許される 最大電圧（13V）以上のVOUTをレギュレートすることはで きません。VOUT > 13Vのアプリケーションでは、RSENSE を出力コンデンサと負荷のグランド側に移動する必要が あります。これによって電流検知コンパレータを0Vコ モンモードで動作させるため、オフタイムが約40%ほど LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 アプリケーション情報 VIN CAP 0.15µF + 1µF 3300pF 1k + 1N4148 VIN P-GATE LTC1159 P-DRIVE VCC N-GATE ITH P-GND CT EXTVCC CT 390pF IRF9Z34 0.1µF VCC VFB 100µF 50V 100µH 5M RSENSE 0.039Ω VOUT 1N5819 IRFZ34 R2 215k R1 24.9k 100pF + 150µF 16V OS-CON S-GND 100Ω SENSE + 0V = NORMAL >3V = SHUTDOWN SHDN2 SENSE – 0.01µF VN2222LL 100Ω ( ) LTC1159 • F06 VOUT = 1 + R2 1.25 R1 VALUES SHOWN FOR VOUT = 12V/2.5A Figure 6. High Efficiency Adjustable Regulator with 5.5V < VOUT < 13V 延長されます。また、小容量のタイミング・コンデンサ CTを使用する必要があります。 反転レギュレータ・アプリケーション LTC1159を使用して、正入力から負出力電圧を得ること もできます。これらの反転アプリケーションでは、電流 センス抵抗を接地し、通常は接地するLTC1159およびN チャネルMOSFETの接続は、負出力につなぎます。これ により、内部分圧回路（LTC1159-3.3、LTC1159-5）また は可変バージョンと外部分圧回路を使用して、従来のア プリケーションと同じ手順によって、負の出力電圧を設 定できます。 代表的アプリケーションの図15に、85%以上の効率で最 大1Aの電流を供給可能な12V→−12Vコンバータを示し ま す 。 図 15の 回 路 で EXTVCCピ ン を 接 地 す る と 、 LTC1159のグランド・ピンは−12Vに接続されているた め、12V出力電圧全部がドライバと制御回路に加えられ ます。スタートアップ時または短絡時には、内部4.5Vレ ギュレータによって動作電力が供給されます。シャット ダウン信号は、Q3によって負の出力レールにレベル・ シフトされ、Q4はシャットダウン・シーケンス中にQ1 とQ2を確実にオフ状態に保持します。 効率の検討 スイッチング・レギュレータのパーセント効率は、出力 電力÷入力電力×100%で表されます。個々の損失を解 析して、効率を制限する要素がどれであり、また何が変 化すれば最も効率が改善されるかを判断できることがよ くあります。パーセント効率は次式で表すことができま す。 %効率＝100−(L1＋L2＋L3＋...) ただし、L1、L2などは入力電力に対するパーセントで 表される個々の損失です。 回路にある電力を消費するすべての部品で損失が発生し ますが、LTC1159回路での損失の大半は、一般に以下の 4つの主な要因によるものです。1) LTC1159 DC電源電 流、2) MOSFETゲート充電電流、3) I2R損失、4) Pチャネ ル遷移損失 1. LTC1159のVIN電流は電気的特性に記載したDC電源 電流であり、MOSFETドライバと制御回路の電流が 含まれます。VIN電流によって小さな（1%以下の）損 失が発生し、この損失はVINに従って増加します。 2. LTC1159のVCC電流はMOSFETドライバおよび制御回 路電流の和です。MOSFETドライバ電流はパワー MOSFETのゲート容量をスイッチングすることに よって流れます。MOSFETゲートが“L”から“H”、そ 4-165 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 アプリケーション情報 して再び“L”に切り替わるたびに、VCCからグランド に微小電荷dQが移動します。それによって生じる dQ/dtはVCCから流出する電流であり、一般に制御回 路の電流よりはるかに大きくなります。連続モード では、IGATECHG ≈ （Q f P＋QN）です。ただし、QPおよび QNは2つのMOSFETのゲート電荷です。 出力から引き出されるソースからEXTVCCに電源を 供給すると、ドライバおよび制御回路電流より成る 追加VIN電流は、（デューティ・サイクル）／（効率）で 計算されます。たとえば、20Vから5Vのアプリケー ションでは、10mAのVCC電流が流れると約3mAの VIN電流が流れます。これによって、中間電流損失が 10%以上（ドライバがVINから直接電源を供給されて いる場合）からわずか数パーセントに減少します。 3. I2R損失はMOSFET、インダクタ、および電流シャン トのDC抵抗から容易に推定されます。連続モードで は、LやRSENSEを平均出力電流が流れますが、Pチャ ネルおよびNチャネルMOSFET間で“チョップ”され ます。2つのMOSFETがほぼ同じRDS(ON)をもっている ときには、１つのMOSFETの抵抗をLの抵抗および RSENSEと加算するだけでI2R損失を求めることができ ます。たとえば、それぞれRDS(ON)＝ 0.1Ω、RL＝ 0.15 Ω、そしてRSENSE＝0.05Ωの場合、全抵抗は0.3Ωにな ります。出力電流が0.5Aから2Aに増えると、3%から 12%の範囲の損失になります。I2R損失によって、高 出力電流時に効率が減少します。 4. 遷移損失はPチャネルMOSFETにのみ、しかも高入力 電圧（通常、20V以上）で動作しているときに限って 適用されます。遷移損失は次式から推定できます。 ば、一次側出力負荷に関係なく、補助出力から負荷が取 り出せます。 バースト・モード動作は、低出力電流時には0.025Vの最 小電流コンパレータ・スレッショルドを打ち消す簡単な 外部ネットワークによって抑止できます。このテクニッ クは、高電流（IOUT > 5A）アプリケーションで、負荷が軽 い場合に、あるタイプのインダクタによっては可聴ノイ ズが出るのを除去するのにも有効です。 0.025Vのビルトイン・オフセットを削減するために、 Sense−ピンと直列に外部オフセットを追加します。この テクニックの例を図7に示します。2本の100Ω抵抗がセ ンス抵抗とセンス・リードに直列に挿入されています。 R3を追加すると、R1を電流が流れ次のオフセットが発 生します。 VOFFSET = VOUT ) ) R1 R1 + R3 VOFFSET > 0.025Vの場合、最小スレッショルドが打ち消さ れてバースト・モード動作には入りません。VOFFSETは 一定であるため、最大負荷電流も同じオフセットによっ て減少します。したがって、同じIMAXに戻すには次のよ うにセンス抵抗の値を小さくしなければなりません。 RSENSE ≈ 75 mΩ IMAX ノイズ・スパイクで電流コンパレータが誤ってトリップ しないようにするには、Sense− ピンとSense＋ ピンの間 に1000pFコンデンサが必要です。 遷移損失 ≈ 5(VIN)2(IMAX)(CRSS)(f) CINおよびCOUTのESRの消費電力による損失、デッドタ イム中のショットキ導通損失、インダクタ・コア損失を 含むその他の損失は、一般に追加される全損失の2%以 下にしかなりません。 補助巻線−バースト・モード動作の抑止 LTC1159同期スイッチは、補助巻線から電力を引き出す ために、インダクタの一次側巻線から電力を引き出さな ければならないといった通常の制約を受けません。同期 スイッチングの場合、ループが連続動作に維持されれ 4-166 L LTC1159 SENSE + 9 SENSE – 8 RSENSE + R2 100Ω COUT R1 100Ω 1000pF LTC1159 • F07 R3 Figure 7. Suppressing Burst Mode Operation LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 アプリケーション情報 ボード・レイアウト・チェックリスト 抵抗を各センス・リードと直列に接続すれば、セン ス・ピンをデカップリングするのに効果がありま す。ただし、これらの抵抗を使用した場合、コンデ ンサの容量は1000pF以下でなければなりません。 PCボードをレイアウトするときには、以下のチェック リストを使用してLTC1159が正しく動作するよう配慮し なければなりません。これらの項目は図8のレイアウト 図にもイラストで示してあります。レイアウトで以下の 項目をチェックしてください。 1) 信号およびパワー・グランドが分離されているか？ LTC1159の信号グランドは、COUTの(−)プレートにリ ターンしなければなりません。他のグランド・ピンは、 NチャネルMOSFETのソース、ショットキ・ダイオー ドのアノード、およびCINの(−)プレートにリターンし ます。配線のリードはできる限り短くしてください。 2) LTC1159のSense−ピン8が、 RSENSEおよびCOUTの(＋)プ レートの近くで接続されているか？可変電圧アプリ ケーションでは、 分圧抵抗R1、 R2をCOUTの(＋)プレート と信号グランドの間に接続しなければなりません。 3) Sense−およびSense＋リードが、最小PCトレース間隔 で配線されているか？2つのセンス・ピンの間に接続 する差動デカップリング・コンデンサは、できる限 りLTC1159の近くに配置してください。100Ωまでの 4) CINの(＋)プレートはできる限りPチャネルMOSFET のソースの近くで接続されているか？アプリケー ションによっては、VINとパワー・グランドの間に 0.1µFのセラミック・コンデンサを追加する必要があ ります。 5) VCCデカップリング・コンデンサがLTC1159のVCCピ ンとパワー・グランドの間で、ピンに近づけて接続 されているか？このコンデンサはMOSFETドライ バ・ピーク電流を伝達します。 6) 可変出力電圧バージョンでは、帰還ピンはスイッ チ・ノードからのノイズが混入しやすくなっていま す。VFBをインダクタ・スイッチ信号の容量性カップ リングから分離するよう配慮してくだい。 7) SHDN1ピンが通常動作時にアクティブにグランドに プルダウンされているか？SHDN1は高インピーダン ス・ピンですので、フロートさせてはなりません。 + BOLD LINES INDICATE HIGH CURRENT PATHS + CIN 1N4148 P-CHANNEL VIN 0.15µF D1 1µF + 1 2 0.1 µF 3 4 5 6 7 CT 3300pF 8 P-GATE N-CHANNEL CAP VIN SHDN2 VCC EXTVCC P-DRIVE N-GATE VCC P-GND CT S-GND ITH SENSE – VFB (SHDN1) SENSE + 15 SHUTDOWN 14 L 13 OUTPUT DIVIDER REQUIRED WITH ADJUSTABLE VERSION ONLY 5V EXTVCC CONNECTION 12 11 10 – 100pF R1 + 9 COUT R2 1k – 16 VOUT RSENSE + 1000pF LTC1159 • F08 Figure 8. LTC1159 Layout Diagram (N and S Packages) 4-167 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 アプリケーション情報 3.3V トラブルシューティング・ヒント LTC1159シリーズのアプリケーションでは効率が重要で すので、回路が連続モードおよびバースト・モード動作 で正しく機能しているかどうか確認することが大切で す。CTピンの電圧波形をモニタしてください。 0V (a) CONTINUOUS MODE OPERATION 3.3V 0V 連続モード（ILOAD > IBURST）では、電圧は振幅が0.9VP-Pの ノコギリ波でなければなりません。この電圧は図9aに示 すように、2Vより低下してはなりません。負荷電流が 低い（ILOAD < IBURST）ときは、図9bに示すとおり、CTピン の波形が周期的にグランドに低下するよう、バースト・ モードTM動作を実行する必要があります。 (b) Burst Mode OPERATION LTC1159 • F09 Figure 9. CT Pin 6 Waveforms CTピンで出力電流が高いときに、グランドに低下する ことが観測される場合は、デカップリングが不良か接地 が不適切です。ボード・レイアウト・チェックリストを 参照してください。 U TYPICAL APPLICATIO S VIN 8V TO 20V 5V 1N4148 + 1N4148 IRF7205 1 0.15µF 0.1µF 2 3 P-GATE VIN VCC CAP SHDN2 EXTVCC 13 P-DRIVE N-GATE LTC1159 5 12 VCC P-GND 3.3µF 6 1000pF 7 0.047µF 2k 8 10k CT S-GND ITH VFB SENSE – SENSE + 1µF WIMA RSENSE** 0.02Ω VOUT 2.5V/5A SHUTDOWN 14 4 + L* 15µH 16 15 47µF 25V × 2 OS-CON + IRF7201 IRF7201 MBRS330 11 10 100pF 10k 1% 10k 1% 9 1000pF 100Ω 100Ω LTC1159 • F10 *MAGNETICS 77120-A7 CORE, 16T 18GA. WIRE **KRL SL-1-R020J Figure 10. High Efficiency 8V to 20V Input 2.5/5A Output Regulator 4-168 330µF 6.3V × 3 AVX LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 U TYPICAL APPLICATIO S VIN 4V TO 20V 1N4148 + 1N4148 47µF 25V OS-CON Si9435DY 1 0.15µF 2 0.1µF 3 4 + 1µF 270pF CAP VIN SHDN2 VCC EXTVCC 15 14 P-DRIVE N-GATE LTC1159-3.3 12 VCC P-GND 6 11 8 S-GND ITH SHDN1 SENSE – SENSE + RSENSE** 0.04Ω VOUT 3.3V/2.5A VN2222LL BAT85 0.22µF BAT85 BAT85 13 CT L* 20µH 16 5 7 3300pF P-GATE 0.1µF Si9410DY MBRS130LT3 + 330µF 6.3V × 2 AVX + 1µF 10 SHUTDOWN 9 1k 0.01µF LTC1159 • F11 *COILTRONICS CTX20-4 **KRL SL-1/2-R040J Figure 11. 5:1 Input Range (4V to 20V) High Efficiency 3.3V/2.5A Regulator VIN 15V TO 40V 12V 0.33µF MPSA06 0.1µF + 1N4148 1N4148 SMP40P06 HEAT SINK 1200µF 50V × 2 LXF 1µF WIMA MPSA56 1 0.15µF 2 3 P-GATE CAP VIN SHDN2 VCC EXTVCC 16 L* 22µH 15 14 + 13 P-DRIVE N-GATE LTC1159-5 5 12 VCC P-GND 7 + 10µF 750pF 0.047µF 8 CT S-GND ITH SHDN1 SENSE – VOUT 5V/10A 1N4148 4 6 RSENSE** 0.01Ω MPSA56 MTP75N05HD 220µF 10V × 3 OS-CON MBR350 11 10 SHUTDOWN 100Ω 9 SENSE + 470Ω 1000pF 100Ω LTC1159 • F12 *HURRICANE LAB HL-KK122T/BB **DALE LVR-3-0.01 18k Figure 12. High Current, High Efficiency 15V to 40V Input 5V/10A Output Regulator 4-169 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 U TYPICAL APPLICATIO S VIN 15V TO 40V 1N4148 + 1N4148 100µF 63V × 2 SXC IRF9Z34 HEAT SINK L* 50µH 5M 1 0.15µF P-GATE 2 0.1µF 3 CAP VIN SHDN2 VCC EXTVCC 16 6 390pF 7 3300pF 8 CT S-GND ITH VFB SENSE – SENSE + VOUT 12V/5A 14 13 P-DRIVE N-GATE LTC1159 5 12 VCC P-GND 3.3µF RSENSE** 0.02Ω 15 4 + 1µF WIMA IRFZ44 + MBR350 150µF 16V × 2 OS-CON 11 10.5k 1% 100pF 10 90.9k 1% 9 470Ω 100Ω 100Ω 1000pF LTC1159 • F13 0V = NORMAL >3V = SHUTDOWN VN2222LL *COILTRONICS CTX50-5-KM **IRC LO-3-0.02 ±5% Figure 13. High Efficiency 15V to 40V Input 12V/5A Output Regulator VIN 5.5V TO 24V BAS16 + BAS16 Si9435DY 47µF 25V × 2 OS-CON Si9435DY 1µF WIMA T* 2 3 CAP VIN SHDN2 VCC EXTVCC 16 • 15 0V = NORMAL >2V = SHUTDOWN 14 • 4 13 P-DRIVE N-GATE LTC1159 5 12 VCC P-GND + 2.2µF 6 1000pF 7 2200pF 8 CT S-GND ITH VFB SENSE – 5V OUTPUT • Si9410DY MBRS140T3 1µF + Si9410DY BAS16 100k 10 56pF 24.9k 1% 124k 1% 0.01µF 1k 102k 1% 9 SENSE + 1k 220µF 10V × 4 AVX 100Ω 1000pF 100Ω RSENSE** 0.02Ω BAS16 3.3V OUTPUT BAS16 LTC1159 • F14 + 10µF *HURRICANE LAB HL-8700 **KRL SL-1-R020J Figure 14. 17W Dual Output High Efficiency 5V and 3.3V Regulator 4-170 220µF 10V × 2 AVX 11 + 0.33µF 0.22µF P-GATE + 1 LTC1159/LTC1159-3.3/LTC1159-5 U TYPICAL APPLICATIO S VIN 12V +30% –10% 0.1µF Q1 Si9435 1N4148 + 330µF 35V NICHICON 0.15µF 2 0.1µF 3 4 1N5818 5 6 7 5V OR 3.3V SHUTDOWN Q3 TP0610L CT 390pF 6800pF 8 P-GATE CAP VIN SHDN2 EXTVCC LTC1159 P-DRIVE N-GATE VCC VCC 3.3µF + P-GND CT S-GND ITH VFB (SHDN1) SENSE – SENSE + Q2 Si9410 16 MBRS140 15 L* 100µH 14 13 12 11 OUTPUT –12V/1A 10 200pF 10.5k Q4 2N7002 90.5k 9 1k 1000pF + 1 150µF 16V × 2 OS-CON 20k 100Ω 510k RSENSE** 0.05Ω 100Ω 5.1V 1N5993 *DALE TJ4-100-1µ **IRC LR2512-01-R050-J Figure 15. High Efficiency 12V to –12V 1A Converter RELATED PARTS PART NUMBER DESCRIPTION COMMENTS LTC1142 Dual High Efficiency Synchronous Step-Down Switching Regulator Dual Version of LTC1148 LTC1143 Dual High Efficiency Step-Down Switching Regulator Controller Dual Version of LTC1147 LTC1147 High Efficiency Step-Down Switching Regulator Controller Nonsynchronous, 8-Lead, VIN ≤ 16V LTC1148 High Efficiency Step-Down Switching Regulator Controller Synchronous, VIN ≤ 20V LTC1149 High Efficiency Step-Down Switching Regulator Synchronous, VIN ≤ 48V, for Standard Threshold FETs LTC1174 High Efficiency Step-Down and Inverting DC/DC Converter 0.5A Switch, VIN ≤ 18.5V, Comparator LTC1265 High Efficiency Step-Down DC/DC Converter 1.2A Switch, VIN ≤ 13V, Comparator LTC1267 Dual High Efficiency Synchronous Step-Down Switching Regulators Dual Version of LTC1159 4-171