LTC3783 PWM LEDドライバと昇圧、 フライバックおよび SEPICコントローラ 特長 概要 True Color PWM™により3000:1の調光比で一定の色を実現 ■ ハイパワー LED の PWM 調光コントロール用の完全に 一体化した負荷 FETドライバ ■ アナログ入力から100:1 の調光 ■ 広い FB 電圧範囲：0V ∼ 1.23V ■ 定電流または定電圧のレギュレーション ■ 低いシャットダウン電流：IQ = 20μA ■ 1% 精度の1.23V 内部電圧リファレンス ■ 100mVのヒステリシスをもった2% 精度のRUNピン・ スレッショルド ■ 1 個の外付け抵抗でプログラム可能な動作周波数 （20kHz ～ 1MHz） ■ 最高 1.3fOSC の外部クロックに同期可能 ■ 7V 低ドロップアウト電圧レギュレータを内蔵 ■ プログラム可能な出力過電圧保護 ■ プログラム可能なソフトスタート ■ VDS < 36VではNo RSENSE™モードで使用可能 ■ 16ピンのDFNおよび TSSOP パッケージ LTC®3783は電流モードのLEDドライバであり、昇圧、フライ バックおよびSEPICコントローラでもあり、Nチャネル・パワー MOSFETとNチャネル負荷 PWMスイッチの両方をドライブし ます。外部負荷スイッチを使うとき、PWMIN 入力はPWMOUT をドライブするだけでなく、コントローラのGATEスイッチング と誤差アンプの動作もイネーブルしますので、コントローラは PWMINが L のあいだ負荷電流の情報を保存することがで きます。この機能 （特許出願中） は、過渡過電圧や低電圧の問 題なしに、きわめて高速の真のPWM負荷スイッチングを実行 します。3000:1のLED 調光比をデジタルで達成できますので、 LEDの電流調光に通常付随する色シフトを避けられます。FBP ピンにより、負荷電流のアナログ調光が可能なので、PWMだ けの場合に比べ、実効調光比が 100:1だけさらに増加します。 アプリケーション 低消費電力から中程度の消費電力のアプリケーションでは、 No RSENSE モードによってパワー MOSFETのオン抵抗を利 用することができるので電流センス抵抗が省かれ、最大限の 効率が得られます。 ■ ■ ■ ■ ■ ■ 高電圧 LEDアレイ テレコム用電源 42V自動車用システム 24V 産業用制御機器 IP 電話の電源 L、LT、LTCおよび LTMはリニアテクノロジ ー 社の登 録 商 標です。True Color PWMとNo RSENSE はリニアテクノロジー社の商標です。他のすべての商標はそれぞれの所有者に所有権 があります。特許出願中。 出力負荷電流をVIN に戻す必要のあるアプリケーションでは、 オプションの定電流 / 定電圧レギュレーションにより、出力 （ま たは入力）電流または出力電圧のどちらかをコントロールし、 他方を制限します。ILIM により10:1のアナログ調光比が与え られます。 デバイスの動 作 周波 数は外 付け抵 抗を使って20kHz ∼ 1MHzの範囲で設定でき、SYNCピンを使えば外部クロック に同期させることもできます。 LTC3783は16ピンのDFN パッケージとTSSOP パッケージで 供給されます。 標準的応用例 350mA PWM LED 用昇圧アプリケーション VIN 6V TO 16V (< TOTAL VF OF LEDs) 10µF ×2 1M 2.2µH ZETEX ZLLS1000 LTC3783 105k 0.1µF 10µF 10k 6k RUN VIN PWMIN OV/FB ITH PWMOUT SS ILIM GATE VREF FBP SENSE FBN INTVCC GND FREQ SYNC 237k M1 標準的波形 VPWMIN 5V/DIV VOUT <25V LED* STRING M2 COUT 10µF IL 2.5A/DIV ILED 0.5A/DIV 4.7µF 0.05Ω VOUT 0.2V/DIV AC COUPLED 12.4k 0.3Ω GND 1µs/DIV 3783 TA01b 3783 TA01a M1, M2: SILICONIX Si4470EY *LUMILEDS LHXL-BW02 3783fb 1 LTC3783 絶対最大定格 （Note 1） VIN、SENSE、FBP、FBNの電圧 ...............................–0.3V ～ 42V INTVCC 電圧 ..............................................................–0.3V ～ 9V INTVCC 出力電流 ............................................................... 75mA GATE 出力電流 ...................................................... 50mA（RMS） PWMOUT 出力電流 ............................................... 25mA （RMS） VREF 出力電流 ..................................................................... 1mA GATE、PWMOUTの電圧....................–0.3V ～（VINTVCC ＋0.3V） ITH、ILIM、SSの電圧 ..............................................–0.3V ～ 2.7V RUN、SYNC、PWMINの電圧....................................–0.3V ～ 7V FREQ、VREF、OV/FBの電圧....................................–0.3V ～ 1.5V 動作温度範囲（Note 2） LTC3783E......................................................... –40°C ～ 85°C LTC3783I ....................................................... –40°C ～ 125°C 接合部温度（Note 3）........................................ –40°C ～ 125°C 保存温度範囲 DFN パッケージ ............................................. –65°C ～ 125°C TSSOP パッケージ......................................... –65°C ～ 150°C リード温度（半田付け、10 秒） TSSOP パッケージ....................................................... 300°C ピン配置 TOP VIEW TOP VIEW FBN 1 16 RUN FBN 1 16 RUN FBP 2 15 ITH FBP 2 15 ITH ILIM 3 14 OV/FB ILIM 3 14 OV/FB 13 SS VREF 4 12 SENSE FREQ 5 SYNC 6 11 VIN PWMIN 7 10 INTVCC PWMOUT 8 9 VREF 4 FREQ 5 SYNC 6 11 VIN PWMIN 7 10 INTVCC PWMOUT 8 9 17 GATE 17 13 SS 12 SENSE GATE DHD PACKAGE 16-LEAD (5mm × 4mm) PLASTIC DFN FE PACKAGE 16-LEAD PLASTIC TSSOP TJMAX = 125°C, θJA = 43°C/W EXPOSED PAD (PIN 17) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB TJMAX = 125°C, θJA = 38°C/W EXPOSED PAD (PIN 17) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング * パッケージ 温度範囲 16-Lead (5mm × 4mm) Plastic DFN LTC3783EDHD#PBF LTC3783EDHD#TRPBF 3783 LTC3783IDHD#PBF LTC3783IDHD#TRPBF 3783 16-Lead (5mm × 4mm) Plastic DFN –40°C to 125°C –40°C to 85°C LTC3783EFE#PBF LTC3783EFE#TRPBF 3783EFE 16-Lead Plastic TSSOP –40°C to 85°C LTC3783IFE#PBF LTC3783IFE#TRPBF 3783IFE 16-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°C 鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング * パッケージ 温度範囲 LTC3783EDHD LTC3783EDHD#TR 3783 LTC3783IDHD LTC3783IDHD#TR 3783 16-Lead (5mm × 4mm) Plastic DFN –40°C to 125°C LTC3783EFE LTC3783EFE#TR 3783IFE 16-Lead Plastic TSSOP –40°C to 85°C LTC3783IFE LTC3783IFE#TR 3783IFE 16-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°C 16-Lead (5mm × 4mm) Plastic DFN –40°C to 85°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 3783fb 2 LTC3783 電気的特性 l は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA = 25 Cでの値。注記がない限り、VIN = 12V、VRUN = 1.5V、 VSYNC = 0V、VFBP = VREF、RT = 20k。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS Main Control Loop/Whole System VIN Input Voltage Range IQ Input Voltage Supply Current Continuous Mode Shutdown Mode VRUN+ Rising RUN Input Threshold Voltage – VRUN Falling RUN Input Threshold Voltage VRUN(HYST) RUN Pin Input Threshold Hysteresis IRUN RUN Pin Input Current 3 (Note 4) VOV/FB = 1.5V, VITH = 0.75V VRUN = 0V 36 1.5 20 mA µA 1.348 1.223 125 1.248 V V 1.273 V 100 mV 5 nA VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Threshold ISENSE(ON) SENSE Pin Current (GATE High) VSENSE = 0V 150 70 180 mV µA ISENSE(OFF) SENSE Pin Current (GATE Low) VSENSE = 36V 0.2 µA ISS Soft-Start Pin Output Current VSS = 0V -50 µA Voltage/Temperature Reference VREF Reference Voltage l 1.218 1.212 1.230 1.242 1.248 0.5 V V IREF Max Reference Pin Output Current mA ∆VREF/∆VIN Reference Voltage Line Regulation 3V ≤ VIN ≤ 36V ∆VREF/∆IREF Reference Voltage Load Regulation 0mA ≤ IREF ≤ 0.5mA TMAX Overtemperature SD Threshold Rising 165 °C THYST Overtemperature Hysteresis 25 °C 0.002 0.02 %/V 0.2 1.0 %/mA Error Amplifier IOV/FB OV/FB Pin Input Current ∆VOV/FB(OV) OV/FB Overvoltage Lockout Threshold VOV/FB(OV) – VOV/FB(NOM) in %, VFBP ≤ VREF 18 VOV/FB(FB) OV/FB Pin Regulation Voltage 2.5V < VFBP < 36V IFBP, IFBN Error Amplifier Input Current 0V ≤ VFBP ≤ VREF 2.5V < VFBP < 36V VFBP – VFBN Error Amplifier Offset Voltage (Note 5) 0V ≤ VFBP ≤ VREF 2.5V < VFBP ≤ 36V (VILIM = VREF) 2.5V < VFBP ≤ 36V (VILIM = 0.123V) gm Error Amplifier Transconductance VFBP ≤ VREF 2.5V < VFBP < 36V AVOL Error Amplifier Open-Loop Gain 60 7 1.212 1.230 % 1.248 100 10 V µA µA –0.4 50 –3 nA 3 1.7 14 mV mV mV mmho mmho 500 V/V Oscillator fOSC Oscillator Frequency Oscillator Frequency Range RFREQ = 20kΩ 250 20 85 300 350 1000 kHz kHz 90 97 % 1.25 1.3 DMAX Maximum Duty Cycle fSYNC/fOSC Recommended Max SYNC Freq Ratio fOSC = 300kHz (Note 6) tSYNC(MIN) SYNC Minimum Input Pulse Width VSYNC = 0V to 5V 25 ns tSYNC(MAX) SYNC Maximum Input Pulse Width VSYNC = 0V to 5V 0.8/fOSC ns VIH(SYNC) SYNC Input Voltage High Level VHYST(SYNC) SYNC Input Voltage Hysteresis 1.2 V 0.5 V 3783fb 3 LTC3783 電気的特性 l は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA = 25 Cでの値。注記がない限り、VIN = 12V、VRUN = 1.5V、 VSYNC = 0V、VFBP = VREF、RT = 20k。 SYMBOL PARAMETER RSYNC SYNC Input Pull-Down Resistance tON(MIN) Minimum On-Time CONDITIONS MIN With Sense Resistor, 10mV Overdrive No RSENSE Mode TYP MAX UNITS 100 kΩ 170 300 ns ns Low Dropout Regulator VINTVCC INTVCC Regulator Output Voltage VOV/FB = 1.5V UVLO INTVCC Undervoltage Lockout Thresholds Rising INTVCC Falling INTVCC Hysteresis ∆VINTVCC ∆VIN INTVCC Line Regulation 12V ≤ VIN ≤ 36V ∆VLDO(LOAD) INTVCC Load Regulation 0 ≤ IINTVCC ≤ 10mA VDROPOUT INTVCC Dropout Voltage VIN = 7V, IINTVCC = 10mA 300 IINTVCC(SD) Bootstrap Mode INTVCC Supply Current in Shutdown VSENSE = 0V VSENSE = 7V 25 15 µA µA l 6.5 7 7.5 V 1.8 2.3 2.1 0.2 2.5 V V V 2 6 –1 –0.1 mV/V % 500 mV GATE/PWMOUT Drivers tr(GATE) GATE Driver Output Rise Time CL = 3300pF (Note 7) 15 ns tf(GATE) GATE Driver Output Fall Time CL = 3300pF (Note 7) 8 ns IPK(GATE,RISE) GATE Driver Peak Current Sourcing VGATE = 0V 0.5 A IPK(GATE,FALL) GATE Driver Peak Current Sinking VGATE = 7V 1 A VPWMIN PWMIN Pin Input Threshold Voltages Rising PWMIN Falling PWMIN Hysteresis 1.6 0.8 0.8 V V V RPWMIN PWMIN Input Pull-Up Resistance 100 kΩ tr(PWMOUT) PWMOUT Driver Output Rise Time CL = 3300pF (Note 7) 30 ns tf(PWMOUT) PWMOUT Driver Output Fall Time CL = 3300pF (Note 7) 16 ns IPK(PWMOUT,RISE) PWMOUT Driver Peak Current Sourcing VPWMOUT = 0V 0.25 A IPK(PWMOUT,FALL) PWMOUT Driver Peak Current Sinking VPWMOUT = 7V 0.50 A Note 1: 絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える可能性がある。 Note 2: LTC3783Eは、0°C ～ 85°Cの動作温度範囲で性能仕様に適合することが保証されてい る。–40°C ～ 85°Cの動作温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コ ントロールとの相関で確認されている。LTC3783Iは、–40°C ～ 125°Cの全動作温度範囲で性 能仕様に適合することが保証されている。 Note 3: TJ は周囲温度 TA および消費電力PD から次式に従って計算される。 TJ = TA ＋ （PD • 43°C/W） （DFNの場合） Note 4: パワー MOSFETのゲートの充電のため （QG • fOSC）、動的入力電源電流はもっと高い。 「動作」 のセクションを参照。 Note 5: LTC3783は、ITH ピンを電圧範囲（0.3V ≤ VITH ≤ 1.2V；中点 = 0.75V） の中点に強制した 状態で、VFBN をVFBP = VREF にサーボ制御する帰還ループでテストされる。 Note 6: 同期式アプリケーションでは、内部スロープ補償は25% 増加される。かなり高い比率 に同期するとスロープ補償の有効量が減少するので、50%を超すデューティ・サイクルでは低 調波発振を生じることがある。 Note 7: 立上り時間および立下り時間は10%と90%のレベルで測定する。 TJ = TA ＋ （PD • 38°C/W） （TSSOPの場合） 3783fb 4 LTC3783 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25 C VREF ライン・レギュレーション 1.235 1.20 1.233 1.233 1.15 1.231 1.231 VREF (V) 1.229 1.10 1.00 –50 0 50 100 TEMPERATURE (°C) 150 1.225 0 10 20 30 40 1.225 1 0 3 2 IREF (mA) VIN (V) 2.0 1.4 1.9 動的 IQ と周波数 30 IQ (mA) 0.6 DYNAMIC IQ (mA) 1.7 1.0 1.6 1.5 1.4 1.3 0.4 1.2 0.2 CL = 3300pF IQ(TOT) = 1.3mA + QG • f 25 1.8 1.2 5 3783 G03 IQ とVIN （PWMIN は L ） 1.6 0.8 4 3783 G02 IQ と温度（PWMIN は L ） IQ (mA) VIN = 2.5V 1.227 3783 G01 20 15 10 5 1.1 0 –75 –25 25 125 75 TEMPERATURE (°C) 0 175 0 10 30 20 VIN (V) 40 3783 G04 1000 1.40 1.38 RUN LOW 1.2 1.1 1.0 0.9 1.30 1.28 1.24 30 40 3783 G07 100 1.32 0.7 20 VIN (V) RT と周波数 RUN HIGH 1.34 0.8 10 1.5 1.36 1.26 0 0.5 1 FREQUENCY (MHz) RT (kΩ) 1.3 RUN THRESHOLDS (V) RUN HIGH 1.4 0 3783 G06 RUNスレッショルドと温度 RUNスレッショルドとVIN 1.5 0 50 3783 G05 1.6 0.6 VIN = 12V 1.229 1.227 1.05 RUN THRESHOLDS (V) VREF ロード・レギュレーション 1.235 VREF (V) VREF (V) VREF と温度 1.25 1.22 –50 10 RUN LOW 0 50 100 TEMPERATURE (°C) 150 3783 G08 1 1 10 100 1000 FREQUENCY (kHz) 10000 3783 G09 3783fb 5 LTC3783 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25 C 最大 VSENSE と温度 ISENSE と温度 160 75 340 158 74 156 73 154 72 310 152 71 300 290 ISENSE (µA) 330 320 VSENSE (V) FREQUENCY (kHz) 周波数と温度 350 150 148 69 280 146 68 270 144 67 260 142 66 250 –50 140 –50 65 –50 0 150 50 100 TEMPERATURE (°C) 0 100 50 TEMPERATURE (°C) 7.05 7.00 6.95 6.90 INTVCC (V) 6.80 6.75 6.70 INTVCC ライン・レギュレーション 7.0 6.6 75°C 6.90 6.4 100°C 6.85 6.2 6.80 6.75 5.6 6.65 5.4 5.2 5.0 10 20 30 VIN (V) 40 50 INTVCC ライン・レギュレーションと 温度 50.0 ISS ソフトスタート電流と温度 80 INTVCC (V) –50°C 7.00 6.95 49.4 60 49.2 50 49.0 48.8 5 10 15 20 25 VIN (V) 30 35 40 3783 G16 50 150 100 IINTVCC (mA) 30 48.4 20 48.2 47.8 –50 ゲートの立上り/ 立下り時間と 容量 GATE TR 40 48.6 GATE TF 10 48.0 6.90 0 70 49.6 TIME (ns) SOFT-START CURRENT (µA) 7.15 7.05 150°C 3783 G15 49.8 25°C 125°C 3783 G14 3783 G13 7.10 50°C 5.8 6.70 0 25°C 6.0 6.55 150°C –50°C, –25°C, 0°C 6.95 6.50 0.02 0.04 0.06 0.08 0.10 0.12 0.14 0.16 IINTVCC (mA) 全温度範囲の INTVCC ロード・レギュレーション 6.8 6.60 7.20 150 50 100 TEMPERATURE (°C) 7.00 6.55 0 0 3783 G12 INTVCC (V) INTVCC ロード・レギュレーション 6.85 150 3783 G11 3783 G10 INTVCC (V) 70 0 50 100 TEMPERATURE (°C) 150 0 0 5 10 15 20 CAPACITANCE (nF) 3783 G17 3783 G18 3783fb 6 LTC3783 ピン機能 FBN（ピン1） ：誤差アンプの反転入力/ 負電流検出ピン。電圧 PWMIN（ピン7） ：PWMゲート・ドライバ入力。内蔵 100kプ モード （VFBP ≤ VVREF） では、このピンは、出力電圧安定化の ルアップ 抵 抗。PWMIN が L のとき、PWMOUTは L で、 ためにVOUT 両端の外付け抵抗分割器からの、または出力電 GATEはスイッチングを停止し、外部 ITH ネットワークは切り離 流安定化のために負荷の下の接地されたセンス抵抗からの され、ITH の状態が保存されます。 帰還電圧を検出します。定電流/定電圧モード （VFBP > 2.5V） PWMOUT（ピン8） ：PWMゲート・ドライバ出力。定電流調光 では、このピンを電流安定化抵抗の負側に接続します。この （LED 負荷） または出力切断（昇圧電源） に使います。 ピンの安定化状態の公称電圧は、VFBP の電圧によって設定 ：昇圧コンバータ用メイン・ゲート・ドライバ出 される動作モード （電圧または定電流 / 定電圧） に依存して、 GATE（ピン9） 力。 VILIM = 1.23VのときVFBP または(VFBP 100mV)です。 FBP（ピン2） ：誤差アンプの非反転入力/ 正電流検出ピン。こ のピンの電圧により、制御ループの帰還モード （電圧または 定電流 / 定電圧） が決まります。そのスレッショルドは約 2Vで す。電圧モード （VFBP ≤ VREF） では、このピンが望みの電圧を 表し、制御ループがこの電圧にFBNを従わせます。定電流 / 定電圧モード （VFBP > 2.5V） では、このピンを負荷電流検出 抵抗の正側に接続します。このピンの受け入れ可能な入力範 囲は0V ∼ 1.23V（電圧モード）および 2.5V ∼ 36V（定電流 / 定電圧モード） です。 ILIM（ピン3） ：電流制限ピン。定電流モードのレギュレーション （つまり、VFBP > 2.5Vのとき） の電流センス抵抗のオフセット 電圧（VFBP VFBN） を設定します。オフセット電圧はVILIM = 1.23Vのとき100mVで、VILIM に比例して減少します。このピ ンの公称電圧範囲は0.1V ∼ 1.23Vです。 VREF （ピン4） ：リファレンス電圧ピン。内部バンドギャップ電圧 のバッファ付きバージョンを与えます。直接または減衰させて FBPに接続することができます。このピンの公称電圧は1.23V です。このピンは決してコンデンサを使ってGNDにバイパスし ないでください。代わりに、ノイズの大きなシステムではピンの インピーダンスを下げるため10k 抵抗をGNDに接続します。 FREQ（ピン5） ：FREQピンからグランドに接続した抵抗によっ てデバイスの動作周波数がプログラムされます。FREQピンの 公称電圧は0.615Vです。 SYNC（ピン6） ：この入力により、動作周波数を外部クロックに 同期させることができます。100kプルダウン抵抗が内蔵されて います。 INTVCC（ピン10） ：内部の7Vレギュレータの出力。メイン・ドラ イバ、PWMゲート・ドライバおよび制御回路はこの電圧から 電力を供給されます。少なくとも4.7μFの低 ESRセラミック・コ ンデンサを使って、このピンをデバイスのグランドにローカル にデカップリングします。 VIN（ピン11） ：主電源ピン。近くでグランドにデカップリングす る必要があります。 SENSE（ピン12） ：制御ループの電流センス入力です。VSENSE ≤ 36Vの場合、このピンはVDS の検出と最高の効率を得るた めメイン・パワー MOSFETのドレインに接続します。代わりに、 SENSEピンをメイン・パワー MOSFETのソースの抵抗に接続 することもできます。両方の検出方法で、内部の先行エッジの ブランキングがおこなわれます。 SS （ピン13） ：ソフトスタート・ピン。RUNによってイネーブルさ れ、リセットされる50μAのプルアップ電流を供給します。この 電流はオプションで外付けコンデンサを充電します。 この電圧 ランプはメインMOSFETを介して対応する電流制限ランプに 変換されます。 OV/FB（ピン14） ：過電圧ピン/ 電圧帰還ピン。電圧モード （VFBP ≤ VREF）では、 （抵抗ネットワークを通してVOUT に接 続された） この入力は、過電圧状態を防ぐためにGATEスイッ チングがディスエーブルされる出力電圧を設定します。OVピ ンの公称スレッショルド電圧は20mVのヒステリシスをもった 1.32V（VREF ＋7%） です。電流 / 電圧モード （VFBP > 2.5V） で は、ループが負荷電流を安定化していないとすれば （たとえ ば、ILIM = 1.23Vに対して[VFBP VFBN] < 100mV）、このピ ンは抵抗分割器を介してVOUT を検出し、ピン電圧が VREF = 1.23Vに接近するようにループを電圧レギュレーション状態に します。 3783fb 7 LTC3783 ピン機能 ITH （ピン15） ：誤差アンプの出力/ 補償ピン。電流コンパレータ の入力スレッショルドはこの制御電圧とともに増加します。こ の制御電圧はgm 型の誤差アンプの出力です。このピンの公 称電圧範囲は0V ∼ 1.40Vです。 1.248Vで、コンパレータにはノイズ耐性のため100mVのヒス テリシスをもたせてあります。RUNピンが接地されると、デバ イスはシャットダウンし、VIN 電源電流は低い値（標準 20μA） に保たれます。 RUN（ピン16） ：ユーザーはRUNピンを使って正確に入力電 圧を検出し、コンバータの起動スレッショルドをプログラムす ることができます。RUNピンの立下りスレッショルドは公称 露出パッド （ピン17） ：グランド・ピン。電気的接続と定格熱性 能を与えるため、PCBのグランドに半田付けします。 ブロック図 VREF SLOPE COMP 5 BIAS V-TO-I OSC CLK S 2 1 14 13 15 7 ILIM – + IVMODE OV/FB OV/FB VREF EA A VREF – – + 1S + – 0 + – TEMP SENSOR (165°C) OV 4 17 + – 9 OT SENSE + – ITRIP 0.2V GATE LOGIC R FBP FBN SS_RESET Q SYNC 1.9V 3 GND FREQ 0.615V 6 VREF 12 SLEEP 50mA SS IMAX ITH + – 0.15V V-TO-I PWMIN PWMOUT 8 EN 10 INTVCC LDO VREF 2.23V + – UV BIAS AND START-UP + – RUN 16 VREF VIN 11 3738 BD 3783fb 8 LTC3783 動作 メイン制御ループ LTC3783は、PWM LEDだけでなく、DC/DC 昇圧、SEPICお よびフライバックのコンバータ・アプリケーションにも使える、 固定周波数、電流モード・コントローラです。定電流のLEDア プリケーションでは、LTC3783は独自のスイッチング方式によ り、特に広いPWM 調光範囲を与えます。このスイッチング方 式では、コンバータのスイッチングの数サイクル分ほどの短い PWM パルス幅が可能です。 VFBP ≤ 1.23Vで定義される電圧帰還回路の動作について は、デバイスのブロック図とこのデータシートの表紙の 「標準 的応用例」 を参照してください。PWMIN が H の通常動作で は、発振器が PWMラッチをセットするとパワー MOSFET がオ ンし （GATEは H になります）、ITRIP 電流コンパレータがこ のラッチをリセットするとオフします。 （VFBP VFBN） で表され る誤差電圧に基づいて、ITH ピンの誤差アンプの出力信号が ITRIP 電流コンパレータの入力スレッショルドを設定します。 負荷電流が増加するとFBPの基準電圧に比べてFBN 電圧 が低下し、ITH ピンの電圧が上昇しますので、ITRIP 電流コン パレータは高くなったピーク・インダクタ電流値でトリップしま す。したがって、平均インダクタ電流が負荷電流に等しくなる まで増加して、出力を安定化状態に保ちます。 PWMIN が L になるとPWMOUT が L になり、ITH スイッ チが開いてGATEのスイッチングがディスエーブルされます。 PWMOUT が下がってGATE がディスエーブルされると、負荷 電流が流れない状態で出力コンデンサCOUT が出力電圧を 一定に保ちます。ITH スイッチを開くとITH コンデンサCITH に 正しい負荷電流値を保存します。その結果、PWMIN が再度 H になると、ITHとVOUT は両方とも瞬時に適切なレベルに なります。 電圧帰還動作では、過電圧コンパレータOVはOV/FBピン がリファレンス電圧を7% 超すとそれを検出し、主 RSラッチに リセット・パルスを与えます。このRSラッチはリセットによって 支配されるので、出力過電圧状態が続いているあいだパワー MOSFETはアクティブにオフに保たれます。 VFBP > 2.5Vで定義される定電流 / 定電圧レギュレーション 動作については、デバイスのブロック図と図 11を参照してく ださい。ループ動作は電圧帰還に似ていますが、FBPとFBN はこの場合負荷と直列に接続されているセンス抵抗 RL 両端 の電圧を検出する点が異なります。ITH ピンはこの場合、望み の差動設定電圧からの誤差（0.123V ∼ 1.23VのILIM 値の場 合 10mV ∼ 100mV） を表します。つまり、VILIM = 1.23Vの場 合、VFBP VFBN = 100mVになるようにループはレギュレー ションをおこないます。ILIM の値が下がれば、比例してこの 差も減衰します。PWMINは上述のように依然機能しますが、 PWMOUT 信号によって負荷電流を切り離すことができる場 合にだけ適切に機能します。 定電流 / 定電圧動作ではOV/FBピンが電圧帰還ピンになり ますので、上述の電流センス電圧に達しなければ、ループは VOV/FB = 1.23Vになるようにレギュレーションをおこないます。 このように、電圧と電流のどちらのパラメータでも最初に予め 設定されたリミットに達した方をループは制御します。 LTC3783の公称動作周波数はFREQピンからグランドに接 続した抵抗を使ってプログラムされ、20kHz ∼ 1MHzの範囲 で制御することができます。さらに、内部発振器はSYNCピン に与えられた外部クロックに同期させることができ、その公称 値の100% ∼ 130%の周波数にロックさせることができます。 SYNCピンをオープンのままにすると、 内部の100k 抵抗によっ て L に引き下げられます。無負荷（または極端な軽負荷） で は、レギュレーションの維持と過度の出力リップルの防止のた めにコントローラはパルスをスキップします。 RUNピンにより、デバイスをイネーブルするかそれとも低電流 シャットダウン状態にするかが制御されます。マイクロパワー の1.248VリファレンスとRUNコンパレータにより、ユーザーは デバイスがオンまたはオフする電源電圧をプログラムすること ができます （RUNコンパレータはノイズ耐性のために100mV のヒステリシスを備えています）。RUNピンが 1.248Vより低い とデバイスはオフし、入力電源電流は標準でわずか20μAです。 3783fb 9 LTC3783 動作 LTC3783を使うには、パワー MOSFET 両端の電圧降下を検 出するか、 または （このデータシートの表紙の 「標準的応用例」 に示されているように）パワー MOSFETのソースに接続され た通常のシャント抵抗にSENSEピンを接続することができま す。パワー MOSFET 両端の電圧を検出する方法を使うとコン バータの効率が上がり、部品点数が減りますが、出力電圧は このピンの最大定格（36V） に制限されます。SENSEピンをパ ワー MOSFETのソースに接続された抵抗に接続すると、ユー ザーは出力電圧を36Vよりはるかに大きい値にプログラムす ることができ、他の部品のブレークダウン電圧によってだけ制 限されます。 外部同期動作 外部クロック信号がチップの内部発振器よりも高い周波数で SYNCピンをドライブすると、内部発振器はそれに同期しま す。発振器の内部ロジック回路が SYNCピンの同期信号を検 出すると、内部発振器のランプが途中で停止され、スロープ 補償が約 25% 増加します。したがって、同期を必要とするアプ リケーションでは、デバイスの公称動作周波数を外部クロッ ク周波数の約 80%にプログラムすることを推奨します。高すぎ る （1.3fOSC を超える）外部周波数に同期させようとすると、ス ロープ補償が不適切になり低調波発振（ジッタ）が生じる可 能性があります。 図 1に示されているように、外部クロック信号は少なくとも 25nsのあいだ2Vを超す必要があり、最大デューティ・サイク ルは80%にします。MOSFET のターンオンは外部クロック信 号の立上りエッジに同期します。 動作周波数のプログラミング 動作周波数とインダクタ値の選択には効率と部品サイズのあ いだのトレードオフが必要です。低周波数動作ではMOSFET とダイオードのスイッチング損失が減少して効率が改善され ます。ただし、低周波数動作では与えられた負荷電流を得る のにインダクタンス値を大きくする必要があります。 2V TO 7V MODE/ SYNC tMIN = 25ns 0.8T GATE T T = 1/fO D = 40% IL 3783 F01 図 1．同期動作の MODE/SYNCクロック入力とスイッチング波形 LTC3783には固定周波数アーキテクチャが使われており、こ のデータシートの表紙のアプリケーションに示されているよ うに、FREQピンからグランドに接続した1 個の抵抗を使って 20kHz ∼ 1MHzの範囲でプログラム可能です。FREQピンの 公称電圧は0.615Vで、FREQピンから流れ出す電流を使っ て内部発振器用コンデンサを充放電します。発振器周波数は RT = 20kで300kHzにトリミング調整されています。与えられ た動作周波数に対応するRT 値を選択するためのグラフを図 2 に示します。 1000 100 RT (kΩ) SSピンは外部コンデンサを充電するソフトスタート電流を供 給します。RUNによってイネーブルされると、ソフトスタート電 流は50μAとなり、VSS に正の電圧ランプが生じ、その値にITH が制限されますので、起動時の高いピーク電流を防ぎます。 VSS が 1.23Vに達すると、最大 ITH 範囲になります。 10 1 1 10 100 1000 FREQUENCY (kHz) 10000 3783 G09 図 2．タイミング抵抗（RT） の値 3783fb 10 LTC3783 動作 INTVCC レギュレータのバイパスと動作 内部のPチャネル低ドロップアウト電圧レギュレータは7Vを 発生し、図 3に示されているように、LTC3783 内部のゲート・ド ライバとロジック回路に電力を供給します。INTVCCレギュレー タは50mAまで供給することができ、最小 4.7μFの低 ESRコ ンデンサまたはセラミック・コンデンサを使って、デバイスに隣 接させてグランドにバイパスする必要があります。MOSFET ゲート・ドライバが必要とする大きな過渡電流を供給するには 十分なバイパスが必要です。 8V（INTVCC の絶対最大定格は9V） を超えない入力電圧で はLTC3783の内部低ドロップアウト・レギュレータは余分な ので、INTVCC ピンをVIN ピンに直接短絡することができま す。ただし、INTVCC ピンをVIN に短絡すると、安定化された INTVCC 電圧を設定する分割器には （シャットダウン・モード であっても）入力電源から15μA が流れます。シャットダウン・ モードの入力電源電流を最小にする必要のあるアプリケー ションでは、INTVCC ピンをVIN に接 続しないでください。 INTVCC ピンが VIN に短絡されているかどうかに関係なく、 INTVCCピンとGNDピンに隣接させた4.7μFの低ESRセラミッ ク・コンデンサを使ってドライバ回路をグランドにバイパスする 必要が常にあります。 実際のアプリケーションでは、デバイスの電源電流のほとんど はパワー MOSFETのゲート容量をドライブするのに使われま す。その結果、大きなパワー MOSFET が高周波数でドライブ される高入力電圧アプリケーションでは、LTC3783の最大接 合部温度定格を超えることがあります。接合部温度は以下の 式を使って推算することができます。 IQ(TOT) = IQ + f • QG PIC = VIN • (IQ + f • QG) TJ = TA + PIC • qJA 全消費電流 IQ(TOT) は静的電源電流 (IQ)とパワー MOSFET のゲートの充放電に必要な電流で構成されています。16ピン FE パッケージの熱抵抗はθJA = 38 C/W、DHD パッケージの 熱抵抗はθJA = 43 C/Wです。 一例として、VIN = 12V、VOUT = 25V、IOUT = 1Aの電源につ いて考察します。スイッチング周波数は300kHzで、最高周囲 温度は70 Cです。選択したパワー MOSFETはSi7884DPで、 その最大 RDS(ON) は （室温で）10mΩ、最大全ゲート電荷は 35nCです （ゲート電荷の温度係数は低い）。 INPUT SUPPLY 6V TO 36V VIN 1.230V – P-CH + CIN R2 R1 LOGIC 7V DRIVER INTVCC CVCC 4.7µF X5R GATE M1 GND 6V-RATED POWER MOSFET GND 3783 F03 デバイスのピンに できるだけ近づけて配置する 図 3．LDOレギュレータとゲート・ドライバ電源のバイパス 3783fb 11 LTC3783 動作 IQ(TOT) = 1.2mA + 35nC • 300kHz = 12mA PIC = 12V • 12mA = 144mW TJ = 70°C + 110°C/W • 144mW = 86°C このことから、デバイスの静的消費電流に比べてゲート充電 電流がどんなに大きくなりうるかが分かります。 最大接合部温度を超えないようにするには、高いVIN での 連続モード動作時の入力供給電流をチェックする必要があ ります。デバイスの接合部温度を安全なレベルに保つには、 動作周波数とパワー MOSFETのサイズのあいだのトレード オフが必要です。ただし、動作周波数を下げる前に、パワー MOSFETの製造元に問い合わせて、低 QG、低 RDS(ON) の最 新のデバイスを確認してください。パワー MOSFETの製造技 術は絶えず改良されており、性能の向上した新しいデバイス がほとんど毎月発表されています。 出力電圧のプログラミング 定電圧モードでは、出力電圧を安定化するために、出力電圧 は次式にしたがって抵抗分割器によって設定されます。 R2 VOUT = VFBP • 1+ R1 ただし、0 ≤ VFBP ≤ 1.23Vです。図 4に示されているように、外 部抵抗分割器が出力に接続されているので、電圧のリモー ト検出が可能です。通常動作時にFBNピンから流れ出す 500nAの入力バイアス電流によって生じる誤差が 1% 未満に なるように抵抗 R1とR2は通常選択されます （これはVFBP = 1.23Vで約 25kのR1の最大値に相当します）。もっと低い FBP 電圧では、それに従ってR1を小さくして精度を保ちます。 たとえば、VFBP = 100mVのとき1%の精度を得るにはR1 < 2kにします。もっと低い抵抗を使えば精度をさらに上げること ができますが、電力消費が増加し、軽負荷での効率が低下し ます。 VFBP に抵抗分割器を使う場合、同様に分析できます。 VFBP = VREF • R3 R3+R4 ここで、R3には同様に500nAのバイアス電流が流れます。 LTC3783 R4 R3 VIN 3V TO 36V RUN VIN PWMIN OV/FB ITH PWMOUT SS ILIM GATE VREF FBP SENSE FBN INTVCC GND FREQ SYNC VOUT R2 R1 GND 3783 F04 図 4．LTC3783 の昇圧アプリケーション RUNピンを使ったターンオンとターンオフのスレッショルド のプログラミング 図 5に示されているように、デバイスがシャットダウンしている ときでもアクティブ状態に保たれる、独立したマイクロパワー 電圧リファレンスとコンパレータ検出回路が LTC3783には備 わっています。このため、ユーザーはコンバータがオン/オフ をおこなう入力電圧を正確にプログラムすることができます。 RUNピンの立下りスレッショルド電圧は1.248Vの内部リファ レンス電圧に等しくなります。コンパレータにはノイズ耐性を 上げるために100mVのヒステリシスがあります。 ターンオンとターンオフの入力電圧スレッショルドは以下の式 にしたがって抵抗分割器を使ってプログラムされます。 R2 VIN(OFF) = 1.248V • 1+ R1 R2 VIN(ON) = 1.348V • 1+ R1 抵抗 R1は通常 1Mより小さいものを選択します。 3783fb 12 LTC3783 動作 RUNピンをロジック入力としてだけ使用するアプリケーション では、このピンの絶対最大定格が 7Vであることに注意する必 要があります。図 5cに示されているように、 「常時オン」動作で は、RUNピンを外部の1M 抵抗を介して入力電圧に接続する ことができます。 ここで、50%のリップル電流が仮定されており、RDS(ON)/SENSE はスイッチング MOSFETのRDS(ON) またはRSENSE のうち、 SENSEピンに使われている方を表します。図 6に示されている ように、調光比は1/DPWM によって表されます。 アプリケーション回路 ソフトスタート・コンデンサの選択 ソフトスタートを適切におこなうには、十分大きなソフトスター ト・コンデンサ （CSS） をLTC3783のSSピンに接続します。ソフ トスタート・コンデンサの最小サイズは出力電流、コンデンサ のサイズおよび負荷電流に基づいて推算することができます。 さらに、PWM 動作によりSSコンデンサの実効値が調光比だ け減少します。 CSS(MIN) > 2 • dimming ratio • 50µA •COUT • VOUT •RDS(ON)/SENSE LTC3783を使った基本的なPWM調光のLEDアプリケーショ ンがこのデータシートの最初のページに示されています。 動作周波数とPWM 調光比 PWM 調光アプリケーションの適切な動作に必要な最小動 作周波 数（fOSC）は、最 小 PWM 周波 数（fPWM）、調 光比 1/ DPWM、および N（PWMサイクルあたりのfOSC のサイクル数） に依存します。 150mV •1.2V fOSC > N• fPWM DPWM VIN + R2 RUN + RUN COMPARATOR BIAS AND START-UP CONTROL 6V INPUT SUPPLY – OPTIONAL FILTER CAPACITOR R1 1.248V µPOWER REFERENCE GND – 3783 F05a 図 5a．RUNピンを使ったターンオンとターンオフのスレッショルドのプログラミング + RUN COMPARATOR RUN EXTERNAL LOGIC CONTROL + VIN R2 1M RUN + 6V INPUT SUPPLY – 6V 1.248V RUN COMPARATOR 3483 F05c – – GND 1.248V 3483 F05b 図 5b．外部ロジックを使ったオン/ オフ制御 図 5c． 「常時オン」動作のための RUNピンに 接続した外部プルアップ抵抗 3783fb 13 LTC3783 動作 これらの多様な量の相互関係を図 6に示します。 昇圧コンバータ：ピーク入力電流と平均入力電流 目に見えるちらつきを避けるには、一般に、fPWM を120Hzより 大きくします。不連続動作に近いインダクタとコンデンサのサ イズを仮定すると、適切なPWM 動作には2fOSC サイクルで十 分です。したがって、1MHzの最大定格 fOSC 内では、1/DPWM = 3000の調光比が可能です。 LTC3783の 制 御 回 路 は 入 力 電 流 を （ パワー MOSFETの RDS(ON) を使うか、あるいはMOSFETのソースに接続したセ ンス抵抗を使って）測定するので、パワー MOSFETを適切に 制御するには出力電流を入力に反映させる必要があります。 出力電力は理想的には入力電力に等しいという事実に基づい て、最大平均入力電流は次のようになります。 DPWM/fPWM 1/fPWM IIN(MAX) = PWMIN #=N IOUT(MAX) 1–DMAX ピーク入力電流は次のようになります。 GATE 3783 F06 1/fOSC 図 6．PWM 調光パラメータ χ IOUT(MAX) IIN(PEAK) = 1+ • 2 1–DMAX 最大デューティ・サイクル （DMAX） は最小 VIN で計算します。 昇圧コンバータ：デューティ・サイクルの検討事項 昇圧コンバータ：リップル電流 ∆IL と 「χ」係数 連続導通モード （CCM） で動作している昇圧コンバータでは、 主スイッチのデューティ・サイクルが次のようになります。 上式の定数「χ」 はインダクタ電流の最大値に対するインダクタ のピーク・トゥ・ピーク・リップル電流の比率を表しています。た とえば、30%のリップル電流を選ぶとχ= 0.3となり、ピーク電 流は平均電流より15% 大きくなります。 D= VOUT + VD – VIN VOUT + VD ここで、VD はブースト・ダイオードの順方向電圧です。入力電 圧が出力電圧に近いコンバータではデューティ・サイクルが低 くなり、低い入力電圧から高い出力電圧を発生するコンバー タではデューティ・サイクルが高くなります。CCMで動作してい る昇圧コンバータの最大出力電圧は次のようになります。 VOUT(MAX) = VIN(MIN) 1–DMAX – VD LTC3783の最大デューティ・サイクル能力は標準 90%です。こ れにより、低い入力電源電圧から高い出力電圧を得ることが できます。 CCMで動作している電流モード昇圧レギュレータでは、50% を超すデューティ・サイクルの場合、低調波発振を避けるため にスロープ補償を追加する必要があります。LTC3783の場合、 このランプ補償は内部でおこなわれます。ただし、ランプ補償 の波形が内部で固定されていますので、インダクタ値と動作 周波数に対していくらかの制限が加えられます。使用するイン ダクタが大きすぎると、 （50%を超すデューティ・サイクルでは） 電流ランプ （∆IL） が内部ランプ補償に比べて小さくなり、コン バータの動作は電圧モードに近づきます （ランプ補償により、 電流ループの利得が減少します）。小さすぎるインダクタが使 用されているが、コンバータは依然（臨界導通モードに近い） CCMで動作している場合、低調波発振を防ぐのに内部ラン プ補償が適当でないことがあります。十分な電流モード利得 を確保して低調波発振を防ぐには、インダクタのリップル電流 を最大平均電流の20% ∼ 40%の範囲にすることを推奨しま す。たとえば、最大平均入力電流が 1Aであれば、0.2A ∼ 0.4A 「χ」 の値を選択します。 の∆ILと、それに対応して0.2 ∼ 0.4の 3783fb 14 LTC3783 動作 昇圧コンバータ：インダクタの選択 動作入力電圧範囲が与えられ、動作周波数とインダクタの リップル電流を選んだら、次式を使ってインダクタの値を決め ることができます。 VIN(MIN) L= • DMAX ∆IL • f ここで where： : ∆IL = χ •IOUT(MAX) 1– DMAX ほとんどの昇圧コンバータは短絡保護されていないことに注 意してください。出力が短絡された状態では、インダクタ電流 を制限するのは入力電源の供給能力だけです。短絡保護さ れた昇圧コンバータが必要なアプリケーションについては、 SEPICコンバータを扱っているアプリケーション・セクション を参照してください。 インダクタの最小必要飽和電流はデューティ・サイクルと負荷 電流の関数として次のように表すことができます。 χ IOUT(MAX) IL(SAT) > 1+ • 2 1– DMAX インダクタの飽和電流定格は最小入力電圧 （このときインダク タ電流が最大になります） および最大出力電流でチェックし ます。 昇圧コンバータ：不連続モードでの動作 図 7に示されているように、スイッチがオフしているとき負荷 電流が十分低くてインダクタ電流が尽きると不連続モード動 作になります。インダクタ電流がゼロに近くなると、スイッチの 容量とダイオードの容量がインダクタンスと共振し、1MHz ∼ 10MHzの減衰するリンギングを生じます。オフ時間が十分長 いと、 ドレイン電圧は入力電圧にセトリングします。 入力電圧とインダクタ内の残留エネルギーに依存して、このリ ンギングはパワー MOSFETのドレインをグランドより下に下 げることがあり、そこでボディー・ダイオードによってクランプ されます。このリンギングはデバイスに害を与えることはなく、 EMIに対する大きな寄与は見られません。スナバを使って減 衰しようとすると効率が低下します。 OUTPUT VOLTAGE 200mV/DIV INDUCTOR CURRENT 1A/DIV MOSFET DRAIN VOLTAGE 20V/DIV 1µs/DIV 3783 F07 図 7．不連続モードの波形 昇圧コンバータ：パワー MOSFET の選択 LTC3783ではパワー MOSFETは2つの目的に役立ちます。 それは電力パスの主スイッチング素子として機能し、その RDS(ON) は制御ループの電流検出素子として機能することが できます。パワー MOSFETの重要なパラメータは、ドレインソース降伏電圧 BVDSS、スレッショルド電圧 VGS(TH)、オン 抵抗 RDS(ON)とゲート-ソース電圧、ゲート-ソース電荷とゲー ト-ドレイン電荷（それぞれ QGSとQGD）、最大ドレイン電流 ID(MAX) および MOSFETの熱抵抗 θJCとθJA です。 ゲート・ドライブ電圧は7VのINTVCC 低ドロップアウト・レギュ レータによって設定されます。したがって、ほとんどの高電圧 LTC3783アプリケーションには6V 定格のMOSFET が必要で す。低入力電圧動作が予想される場合（たとえば、リチウムイ オン・バッテリや3.3Vロジック電源から電力を供給する場合）、 サブロジック・レベルのMOSFETを使います。アプリケーショ ンの実際の最大スイッチ電圧と比較して、MOSFETのBVDSS 仕様に十分注意を払ってください。多くのロジック・レベルのデ バイスは30V 以下に制限されており、レイアウトの寄生要素に より、MOSFETのターンオフ時にスイッチ・ノードにリンギング が生じることがあります。実際のPCボードを使い、過度のリン ギングが生じていないか MOSFETのスイッチング波形をドレイ ン端子とソース端子のあいだで直接チェックします。 3783fb 15 LTC3783 動作 スイッチのオン時間のあいだ、IMAXコンパレータがパワー MOSFET 両端の絶対最大電圧降下を （デューティ・サイクル に関係なく）公称 150mVに制限します。したがって、ピーク・イ ンダクタ電流は150mV/RDS(ON) に制限されます。最大負荷電 流、デューティ・サイクル、およびパワー MOSFETのRDS(ON) の関係は次のようになります。 RDS(ON) < 150mV • 1–DMAX χ 1+ •IOUT(MAX) • ρT 2 ρT の項はMOSFETのRDS(ON) の温度係数を表しており、標 準で0.4%/ Cです。標準的パワー MOSFETの温度に対する 正規化されたRDS(ON) の変化を図 8に示します。 ρT NORMALIZED ON RESISTANCE 2.0 1.5 1.0 IO(MAX)とRDS(ON) のあいだの1 - DMAX の関係により、入力 範囲が広い昇圧コンバータでは、非常に広い範囲の最大入 力電流と最大出力電流が生じることがあることに注意を払う 必要があります。このことは、入力電源から引き出される最大 電流を制限することと、 （この状態は過度のノイズを生じること があるので）150mV IMAXコンパレータがトリガするのを防ぐ ことが重要なアプリケーションでは考慮に入れる必要があり ます。 パワー MOSFET のスイッチング損失と導通損失および 接合部温度の計算 パワー MOSFETの接合部温度を計算するには、デバイスに よって消費される電力を知る必要があります。この電力消費は デューティ・サイクル、負荷電流、および （RDS(ON) の正の温度係 数による）接合部温度自体の関数です。そのため、十分精確な 値を決めるには何回かの反復計算が通常必要です。 コントロー ラはMOSFETをスイッチング素子としても検出素子としても使 用するので、全動作条件（ライン電圧と温度） で、VSENSE(MAX) の最悪条件の規定値と製造元のデータシートで規定されてい るMOSFETのRDS(ON) に対して、コンバータが必要な負荷電 流を供給できるように注意する必要があります。 昇圧コンバータのMOSFETの消費する電力は次のとおりです。 0.5 2 0 –50 50 100 0 JUNCTION TEMPERATURE (°C) 150 3783 F08 図 8．正規化したRDS(ON) と温度 使用するパワー MOSFETの別の選択方法として、与えられた RDS(ON) に対する最大出力電流をチェックします。なぜなら、 MOSFETのオン抵抗は離散値で与えられるからです。 IO(MAX) = 150mV • IOUT(MAX) PFET = •RDS(ON) •DMAX • ρT + 1–DMAX IOUT(MAX) k • VOUT 1.85 • •CRSS • f 1–DMAX 上式の最初の項はデバイスのI2R 損失を表し、2 番目の項はス イッチング損失を表します。定数 k = 1.7はゲート・ドライブ電 流に反比例する経験的に得られる係数で、 「1/ 電流」 の次元を もっています。 1– DMAX χ 1+ • RDS(ON) • ρT 2 3783fb 16 LTC3783 動作 パワー MOSFETの消費する既知の電力から、次式を使って 接合部温度を求めることができます。 TJ = TA + PFET • qJA VOUT (AC) この式で使われているθJA にはデバイスのθJC およびケースか ら周囲温度までの熱抵抗（θCA） が通常含まれます。次にTJ の この値を反復計算に使用された元の仮定値と比べることがで きます。 ∆VCOUT ∆VESR 全インダクタンスによる リンギング （ボード＋CAP） 図 9．出力リップル電圧 昇圧コンバータ：出力ダイオードの選択 効率を最大にするには、順方向の電圧降下が小さく、逆方向 の漏れ電流の小さな高速スイッチング・ダイオードが最適で す。昇圧コンバータの出力ダイオードはスイッチのオフ時間に 電流を流します。ダイオードが耐えなければならないピーク逆 電圧はレギュレータの出力電圧に等しくなります。通常動作の 平均順方向電流は出力電流に等しく、 ピーク電流はピーク・イ ンダクタ電流に等しくなります。 χ IOUT(MAX) ID(PEAK) = IL(PEAK) = 1+ • 2 1– DMAX ダイオードの消費電力は次のとおりです。 PD = IOUT(MAX) • VD ダイオードの接合部温度は次のとおりです。 TJ = TA + PD • qJA この式で使われるθJA にはデバイスのθJC およびボードから筐 体内の周囲温度までの熱抵抗が通常含まれます。 過度のリンギングや消費電力の増加を防ぐため、 ダイオードの リード長を短くし、スイッチ・ノードの適切なレイアウトを守っ てください （「基板レイアウトのチェックリスト」 を参照）。 3783 F09 部品の選択は、 （出力電圧のパーセンテージで表した）最大 許容リップル電圧と、このリップルをESRステップと充放電 ∆Vのあいだでどのように分割するかの検討から始めます。簡 単化するため、最大出力リップルとして2%を選択し、ESRス テップと充放電 ∆Vのあいだで等分します。この百分率リップ ルはアプリケーションの必要条件に依存して変化しますが、 下に与えられた式は簡単に修正できます。 全リップル電圧に1% 寄与する場合、出力コンデンサのESR は次式を使って決めることができます。 ESRCOUT < 0.01• ここで、 where : VOUT IIN(PEAK) χ IOUT(MAX) IIN(PEAK) = 1+ • 2 1– DMAX バルクC 部品も全リップルの1%に寄与しますが、この場合次 のようになります。 COUT > IOUT(MAX) 0.01• VOUT • f 昇圧コンバータ：出力コンデンサの選択 与えられた出力リップル電圧に対する適切な部品を選択する とき、ESR（等価直列抵抗）、ESL（等価直列インダクタンス） およびバルク容量の寄与分について考慮する必要がありま す。標準的昇圧コンバータの場合の、これら3つのパラメータ （ESR、ESLおよびバルクC）の出力電圧リップル波形に対す る影響を図 9に示します。 3783fb 17 LTC3783 動作 多くのデザインでは、ESRとバルクCの両方の必要条件を満 たすコンデンサの種類を1つ選択することができます。ただし、 要求の厳しいアプリケーションでは、2 種類以上のコンデンサ を並列に接続してリップル電圧を大きく改善することができま す。たとえば、低 ESRのセラミック・コンデンサを使うとESRス テップを最小に押さえることができます。他方、電解コンデン サを使って必要なバルクCを得ることができます。 出力コンデンサのESRとバルク容量が決まったら、全体のリッ プル電圧の波形を専用のPCボード上で検証します （部品の 配置の詳細については、 「基板のレイアウト」 のセクションを参 照）。ラボのブレッドボードは一般に （部品相互の配線による） 過度の直列インダクタンスの影響を受け、これらの寄生要素 により、スイッチング波形が適切にデザインされたPCボード の場合よりもはるかに悪く見えることがあります。 昇圧レギュレータの出力コンデンサには高いRMSリップル電 流が流れます。出力コンデンサのRMSリップル電流は次のと おりです。 I RMS(COUT) ; I OUT(MAX) • VOUT – VIN(MIN) VIN(MIN) 多くの場合、コンデンサ製造業者の規定するリップル電流定 格はわずか 2000 時間の寿命時間に基づいていることに注意 してください。このため、コンデンサをさらにディレーティングす る、つまり要求条件よりも高い温度定格のコンデンサを選択 することを推奨します。サイズまたは高さの設計条件を満たす ため、複数のコンデンサを並列に接続することもできます。 昇圧コンバータ：入力コンデンサの選択 インダクタが入力に直列に接続されており、したがって入力電 流波形は連続なので、昇圧コンバータの入力コンデンサは出 力コンデンサほど条件が厳しくありません （図 10を参照）。入 力電圧源のインピーダンスにより入力コンデンサの容量が決 まります。この容量は標準で10μF ∼ 100μFの範囲です。出力 コンデンサの場合ほど条件が厳しくはありませんが、低 ESR のコンデンサを推奨します。 IIN IL 3783 F10 図 10．インダクタ電流と入力電流 昇圧コンバータの入力コンデンサのRMSリップル電流は次の とおりです。 IRMS(CIN) ; 0.3 • VIN(MIN) L•f •DMAX バッテリが突如コンバータの入力に接続されると入力コンデ ンサには非常に高いサージ電流が生じることがあり、このよう な条件では固体タンタル・コンデンサは破壊されてしまう可能 性があることに注意してください。サージテストされたコンデン サを必ず指定してください。 昇圧コンバータの設計例 ここに与えられている設計例は図 1に示されている回路のもの です。入力電圧は12V、出力は0.7Aの最大負荷電流（ピーク は1A） で25Vです。 1. デューティ・サイクルは次のとおりです。 D= VOUT + VD – VIN 25+ 0.4 – 12 = = 53% VOUT + VD 25+ 0.4 2. 動作周波数はPWM 調光範囲を最大にするため1MHzに なるように選択されています。図 2 から、FREQピンからグラン ドに接続する抵抗は6kです。 3. 最大負荷電流の40%のインダクタ・リップル電流が選択さ れているので、 （最小飽和電流でもある） ピーク入力電流は次 のようになります。 0.7 χ IOUT(MAX) IIN(PEAK) = 1+ • = 1.2 • = 1.8A 2 1– DMAX 1– 0.53 インダクタのリップル電流は次のとおりです。 ∆IL = χ • IOUT(MAX) 0.7 = 0.4 • = 0.6A 1− DMAX 1− 0.53 3783fb 18 LTC3783 動作 したがって、インダクタの値は次のとおりです。 L= VIN(MIN) 12V • DMAX = • 0.53 = 11µH 0.6A • 1MHz ∆IL • f 4. RSENSE は次のようにします。 RSENSE 0.5 • VSENSE(MAX) 0.5 • 150mV = = = 42mΩ 1.8A IIN(PEAK) 5. このデザインに使うダイオードは0.7Aの最大 DC出力電流 を扱える必要があり、VOUT の最小逆電圧、または25Vに定 格が規定されている必要があります。Zetexの1A、40Vのダイ オードをその仕様に基づいて （特に高温での漏れ電流が小さ いので）選択しました。この特性は調光範囲を維持するのに 重要です。 6. 電圧と容量値が許せば、出力コンデンサは通常何個かの 低 ESRセラミック・コンデンサの組合せで構成されます。1% （つまり250mV） の最大出力リップル電圧に基づいて、バルク Cは次の値より大きくなければなりません。 COUT > IOUT(MAX) 0.7A = = 3µF 0.01• VOUT • f 0.01• 25V • 1MHz このコンデンサのRMSリップル電流定格は次の値を超す必 要があります。 IRMS(COUT) = IOUT(MAX) • = 0.7A • VOUT – VIN(MIN) VIN(MIN) 25V – 12V = 0.7A 12V 容量値とリップル電流に基づき、物理的サイズを考慮すると、 表面実装型セラミック・コンデンサが最適です。TDKの4.7μF のC5750X7R1H475Mは小型パッケージで全ての必要条件 を満たします。 8. 昇圧コンバータ用の入力コンデンサの選択は、ソース電源 のインピーダンスとコンバータが安全に許容できる入力リップ ルの大きさに依存します。この特定の設計とラボの測定環境 では、20μF が十分満足のいくものであることが分かりました。 PC ボードのレイアウトのチェックリスト 1. スイッチング・ノイズを減らし、出力負荷レギュレーション を改善するため、LTC3783のGND パッドは1)INTVCC のデ カップリング・コンデンサの負端子、2)出力デカップリング・コ ンデンサの負端子、3)センス抵抗のボトム端子またはパワー MOSFETのソース、4) 入力コンデンサの負端子、および 5) 露 出パッド直下のグランド・プレーンへの少なくとも1 個のビア に直接接続します。PCボードのトップ層のグランド・トレース はできるだけ幅を広く長さを短くして直列抵抗とインダクタン スを小さくします。 2. 多層 PCボードのグランド・ループに注意してください。ボー ド上で中心となるグランド・ノードを1 個維持するようにし、入 力コンデンサを使って高出力電流の電源の過度の入力リップ ルを避けます。高 DC 電流用にグランド・プレーンを使う場合、 小信号部品から離れた経路を選んでください。 3. CVCC コンデンサはデバイスのパッケージのINTVCC ピンと GNDピンにすぐ隣接して配置します。このコンデンサはdi/dt が高いMOSFETゲート・ドライブ電流を供給します。これには ESRとESLの小さな4.7μFセラミック・コンデンサで十分です。 4. 出力コンデンサのボトム端子からパワー MOSFETを通り、 ブースト・ダイオードを通り、再度出力コンデンサに戻るdi/dt が高いループはできるだけ小さくして誘導性リンギングを減ら します。インダクタンスが大きすぎると、パワー MOSFETの電 圧が増加し、出力のHFノイズが増加することがあります。出力 ノイズを減らすため低 ESRのセラミック・コンデンサを出力に 使う場合、直列インダクタンスを最小に抑えるためこれらのコ ンデンサはブースト・ダイオードの近くに配置します。 7. ソフトスタート・コンデンサは次のようにします。 2 • dimming ratio • 50µA • COUT • VOUT • RDS(ON)/SENSE 150mV • 1.2V 2 • 3000 • 50µA • 4.7µF • 25V • 42mΩ > = 8µF 150mV • 1.2V CSS(MIN) > 3783fb 19 LTC3783 動作 5. パワー MOSFETに加わる電圧をチェックします。それには ドレイン-ソース電圧をデバイスの端子両端で直接測定します （オシロスコープの1 本のプローブのグランドをPCボードの ソース・パッドに直接当てます）。誘導性リンギングに注意し てください。これはMOSFETの最大電圧定格を超すことがあ ります。このリンギングを避けることができず、デバイスの最大 定格を超えているなら、もっと電圧の高いデバイスを選択する か、あるいはアバランシェ耐量の保証されたパワー MOSFET を指定します。 6. 小信号部品は高周波数のスイッチング・ノードから離して 配置します。すべての小信号部品はデバイスの一方の側に配 置し、すべてのパワー部品は他の側に配置します。こうすれ ば、信号グランドに擬似ケルビン接続を使うことができ、di/dt が高いゲート・ドライバ電流はデバイスのグランド・パッドから 一方向に （INTVCC のデカップリング・コンデンサのボトム・プ レートに向かって）流れ出し、小信号電流は別の方向に流れ ます。 7. パワー MOSFETのソースにセンス抵抗を使う場合、 SENSE ピンのトレースと高い周波数のスイッチング・ノードのあいだ の容量を減らします。LTC3783には約 160nsの内部先行エッ ジ・ブランキング時間が備わっており、これはほとんどのアプリ ケーションで十分です。 8. 最適ロード・レギュレーションと真のリモート検出のため に、出力抵抗のトップは出力コンデンサのトップに独立に接続 し （ケルビン接続）、dV/dt が高いどのトレースからも離します。 高インピーダンスのFBNノードを短くするため、分割器の抵 抗はLTC3783の近くに配置します。 9. 複数のスイッチング・パワー・コンバータが同じ入力電源に 接続されているアプリケーションでは、LTC3783の入力フィル タ・コンデンサが他のどのコンバータとも共有されていないこ とを確認してください。別のコンバータからのAC 入力電流に より、大きな入力電圧リップルが生じ、これが LTC3783の動 作に干渉することがあります。LTC3783のCINと実際のソー スVIN のあいだに数インチのPCトレースまたは配線（Lは約 100nH） があれば電流共有の問題を防ぐのに十分です。 VIN への負荷のリターン： 単一インダクタの昇降圧アプリケーション 図 11に示されているように、LTC3783ではハイサイド電流 検出モードを利用できるので、負荷電流が VIN に戻され、し たがって、入力電圧 VINよりも大きな、または小さな負荷電圧 （VOUT VIN）を供 給する昇 圧コンバータにもLTC3783は 最適です。この構成では、入力電圧と出力電圧の完全なオー バーラップが可能ですが、不利な点として、負荷電流だけを 精密に安定化でき、負荷電圧はそうできません。スイッチは VIN ＋VLOAD に等しいVDS(MAX) に対して定格が規定されて いる必要があります。 この回路の設計は上述の昇圧コンバータの設計に似ており、 手順はほぼ同じですが、この場合 VOUT は(VIN ＋VLOAD)と なり、それに従ってデューティ・サイクルと電圧を調節する必 要があります。 VIN 10µF, 50V ×2 UMK432C106MM 1M PMEG6010 LTC3783 PWM 5V AT 0Hz TO 10Hz 100k 1µF 4.7µF 20k RUN VIN PWMIN OV/FB ITH PWMOUT SS ILIM GATE VREF FBP SENSE FBN INTVCC GND FREQ SYNC 10µH SUMIDA CDRH8D28-100 RL 9V TO 26V 0.28Ω LED STRING 1-4 EA LUMILEDS LHXL-BW02 EACH LED IS 3V TO 4.2V AT 350mA VOUT 40.2k 0V TO 1.23V FAIRCHILD FDN5630 10µF, 50V C5750X7R1H106M CERAMIC 4.7µF 0.05Ω 1k GND 3783 F11 図 11．アナログ調光と低周波数 PWM 調光を備えた単一インダクタ昇降圧アプリケーション 3783fb 20 LTC3783 動作 デジタルPWMIN 入力またはアナログ FBPピンによって調光 することができる昇圧コンバータに似て、昇降圧コンバータは PWMINピンまたはアナログ ILIM ピンによって調光することが できます。この場合、オフセット電圧を調節し、ループは （VFBP VFBN） をこのオフセット電圧にドライブします。ただし、昇降 圧の場合、PWMIN が L のあいだVOUT レベルを保つための 負荷スイッチがないので、調光比を昇圧コンバータの場合の ように高くすることはできません。 降圧アプリケーションに使ったLTC3783 図 12に示されているように、ハイサイド電 流 検出により、 LTC3783は負荷電圧が常にVINより十分低いとき機能上の 降圧コンバータを制御することもできます。この方式では、イン ダクタへの入力電圧は負荷電圧によって下げられます。昇圧 コンバータにはこの場合 VIN' = VIN VLOAD が与えられます。 つまり、コントローラはこの場合（VIN VLOAD） からVIN に昇 圧することになります。 VIN 6V TO 36V LED STRING LTC3783 RUN VIN PWMIN OV/FB ITH PWMOUT SS ILIM GATE VREF FBP SENSE FBN INTVCC GND FREQ SYNC GND 3783 F12 図 12．LED 用降圧アプリケーション 3783fb 21 LTC3783 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ をご覧ください。 DHD パッケージ 16ピン・プラスチックDFN （5mm 4mm） （Reference LTC DWG # 05-08-1707） 0.70 ± 0.05 4.50 ± 0.05 3.10 ± 0.05 2.44 ± 0.05 (2 SIDES) パッケージの 外形 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 4.34 ± 0.05 (2 SIDES) 推奨する半田パッドのピッチと寸法 5.00 ± 0.10 (2 SIDES) R = 0.20 TYP 4.00 ± 0.10 (2 SIDES) 9 R = 0.115 TYP 0.40 ± 0.10 16 2.44 ± 0.10 (2 SIDES) ピン 1 の トップ・マーキング （NOTE 6 を参照） PIN 1 NOTCH 8 0.200 REF 1 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 0.75 ± 0.05 0.00 – 0.05 (DHD16) DFN 0504 4.34 ± 0.10 (2 SIDES) 底面図̶露出パッド NOTE： 1. 図は JEDEC パッケージ・アウトライン MO-229 のバージョンの バリエーション （WJGD-2） として提案。 2. 図は実寸とは異なる 3. すべての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは （もしあれば）各サイドで 0.15mm を超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン 1 の位置の参考に過ぎない 3783fb 22 LTC3783 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ をご覧ください。 FE パッケージ 16ピン・プラスチックTSSOP（4.4mm） （Reference LTC DWG # 05-08-1663） 露出パッドのバリエーションBC 4.90 – 5.10* (.193 – .201) 3.58 (.141) 3.58 (.141) 16 1514 13 12 1110 6.60 ± 0.10 4.50 ± 0.10 9 2.94 (.116) 6.40 2.94 (.252) (.116) BSC SEE NOTE 4 0.45 ± 0.05 1.05 ±0.10 0.65 BSC 1 2 3 4 5 6 7 8 推奨半田パッド・レイアウト 4.30 – 4.50* (.169 – .177) 0.09 – 0.20 (.0035 – .0079) 0.50 – 0.75 (.020 – .030) NOTE： 1. 標準寸法：ミリメートル ミリメートル 2. 寸法は （インチ） 3. 図は実寸とは異なる 0.25 REF 1.10 (.0433) MAX 0° – 8° 0.65 (.0256) BSC 0.195 – 0.30 (.0077 – .0118) TYP 0.05 – 0.15 (.002 – .006) FE16 (BC) TSSOP 0204 4. 露出パッド接着のための推奨最小 PCB メタルサイズ * 寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは 各サイドで 0.150mm （0.006"） を超えないこと 3783fb リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 23 LTC3783 関連製品 製品番号 説明 LT®1618 モノリシック1.4MHz 昇圧レギュレータ 注釈 LTC1871 昇圧、フライバック、SEPICコントローラ No RSENSE、2.5V ≤ VIN ≤ 36V、92%デューティ・サイクル LT3477 レール・トゥ・レール電流センス付き3A DC/DC LED ドライバ 2.5V ≤ VIN ≤ 25V：降圧、昇降圧、昇圧の各トポロジー LTC3780 高電力昇降圧コントローラ 4スイッチ、4V ≤ VIN ≤ 36V、0.8V ≤ VOUT ≤ 30V LTC3782 2フェーズ昇圧コントローラ 高電力、6V ≤ VIN ≤ 40V、150kHz ∼ 500kHz LTC3827/LTC3827-1 低 IQ 電流デュアル・コントローラ LTC4002 定電流 / 定電圧、1Aスイッチ 2フェーズ、80μA IQ、0.8V ≤ VOUT ≤ 10V、4V ≤ VIN ≤ 36V スタンドアローン2Aリチウムイオン・バッテリ・チャージャ 1セルおよび 2セル、4.7V ≤ VIN ≤ 22V、3 時間タイマ 3783fb 24 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp LT 0208 • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2008