LTC3784 60V PolyPhase 同期整流式昇圧 コントローラ 特長 n n n n n n n n n n n n n n 概要 PolyPhase 動作により、必要な入力容量、出力容量、 および電源起因ノイズを低減 最高の効率を得て熱放散を低減するための同期整流式動作 広い入力電圧範囲：4.5V ∼ 60V （絶対最大定格：65V）、 起動後は最小 2.3Vまで動作 出力電圧：最大 60V 1% 精度のリファレンス電圧：1.200V RSENSE またはインダクタの DCR による電流検出 同期 MOSFET に対してデューティ・サイクル 100% が可能 低暗電流：28μA 位相同期可能な周波数（75kHz ～ 850kHz） プログラム可能な固定周波数（50kHz ～ 900kHz） パワーグッド出力による電圧モニタ 低シャットダウン電流、IQ < 4μA 内蔵のLDO が VBIASまたはEXTVCC からゲート駆動回 路に電力を供給 熱特性が改善された高さの低い28ピン4mm×5mm QFN パッケージおよび縦型 SSOP パッケージ ® アプリケーション n n n n 産業用機器 自動車 医療機器 軍用機器 LTC®3784は、2つのNチャネルパワー MOSFET 段の位相を ずらして駆動する高性能 PolyPhase® シングル出力同期整流 式昇圧コンバータ・コントローラです。マルチフェーズ動作に より、入力と出力の容量の要件が軽減され、シングルフェーズ の同等品より小型のインダクタを使用できます。同期整流によ り、効率が向上し、電力損失が減少して熱要件が軽減される ので、大電力の昇圧アプリケーションが簡単になります。 入力電源範囲が 4.5V ∼ 60Vなので、幅広いシステム・アー キテクチャおよびバッテリ組成に対応します。昇圧コンバー タの出力や別の補助電源からバイアスする場合、LTC3784 は起動後であれば入力電源電圧が 2.3Vになっても動作で きます。動作周波数は50kHz ∼ 900kHzの範囲内で設定で きますが、内部 PLLを使用して外部クロックに同期させるこ ともできます。PolyPhase 動作により、LTC3784は2、3、4、6、 および 12 相動作用に構成できます。 SSピンにより、出力電圧は起動時に緩やかに立ち上がります。 また、PLLIN/MODEピンにより、軽負荷時の動作としてBurst Mode® 動作、パルス・スキップ・モード動作、強制連続モード 動作のいずれかを選択できます。 L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Linearのロゴ、Burst Mode、OPTI-LOOPおよび PolyPhase は、リニアテクノロジー社の登録商標です。No RSENSE および ThinSOTはリニアテクノロジー 社の商標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。5408150、 5481178、5705919、5929620、6144194、6177787、6580258を含む米国特許によって保護され ています。 標準的応用例 240W、12V から24V/10A の 2フェーズ同期整流式昇圧コンバータ 4mΩ 効率および電力損失と 出力電流 SENSE1+ 47µF SENSE1– BG1 0.1µF LTC3784 4.7µF 4mΩ VOUT FOLLOWS VIN FOR VIN > 24V 3.3µH SENSE2+ SENSE2– BG2 80 15nF 8.66k FREQ SW2 OVMODE TG2 PLLIN/MODE ITH VFB SS SGND PGND 60 100pF 0.1µF 232k 12.1k 3784 TA01a 100 50 40 30 10 0.1µF 1000 70 20 BOOST2 10000 90 220µF TG1 INTVCC 100 VOUT 24V AT 10A SW1 EFFICIENCY (%) BOOST1 VBIAS 10 BURST EFFICIENCY BURST LOSS VIN = 12V VOUT = 24V Burst Mode OPERATION FIGURE 10 CIRCUIT 0 0.1 0.00001 0.0001 0.001 0.01 OUTPUT CURRENT (A) 1 POWER LOSS (mW) VIN 4.5V TO 60V DOWN TO 2.3V AFTER STARTUP IF VBIAS IS POWERED FROM VOUT 3.3µH 1 10 0.1 3784 TA01b 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 1 LTC3784 絶対最大定格 （Note 1、3） VBIAS......................................................................–0.3V ～ 65V BOOST1および BOOST2 .........................................–0.3V ～ 71V SW1および SW2 .......................................................–5V ～ 65V RUN .........................................................................–0.3V ～ 8V 8Vを超えるソースからピンにソースされる 最大電流 ..................................................................... 100µA PGOOD、PLLIN/MODE ..............................................–0.3V ～ 6V INTVCC、 （BOOST1 - SW1）、 （BOOST2 - SW2）..........–0.3V ～ 6V EXTVCC................................................................... –0.3V ～ 14V SENSE1+、SENSE1–、SENSE2+、SENSE2– ...............–0.3V ～ 65V (SENSE1+ - SENSE1–）、 （SENSE2+ - SENSE2–）......–0.3V ～ 0.3V ILIM、SS、ITH、FREQ、PHASMD、VFB ...............–0.3V ～ INTVCC 動作接合部温度範囲（Note 2）......................... –55°C ～ 150°C 保存温度範囲.................................................... –65°C ～ 150°C リード温度（半田付け、10 秒）SSOP ................................300°C ピン配置 TOP VIEW 3 26 TG1 25 BOOST1 PHASMD 5 CLKOUT 6 23 VBIAS PLLIN/MODE 7 22 PGND SGND 8 21 EXTVCC RUN 9 20 INTVCC 24 BG1 21 BG1 20 VBIAS CLKOUT 3 PLLIN/MODE 4 19 PGND 29 GND SGND 5 18 EXTVCC RUN 6 17 INTVCC 16 BG2 SS 7 19 BG2 SENSE2– 8 SENSE2– 11 18 BOOST2 SENSE2+ 12 17 TG2 VFB 13 16 SW2 ITH 14 15 OVMODE 15 BOOST2 GN PACKAGE 28-LEAD PLASTIC SSOP TG2 SW2 ITH 9 10 11 12 13 14 OVMODE SS 10 22 BOOST1 PHASMD 2 VFB 4 28 27 26 25 24 23 FREQ 1 SENSE2+ FREQ TG1 27 SW1 SW1 2 SENSE1– PGOOD SENSE1+ ILIM 28 PGOOD SENSE1+ 1 SENSE1– TOP VIEW ILIM UFD PACKAGE 28-LEAD (4mm × 5mm) PLASTIC QFN TJMAX = 150°C, θJA = 43°C/W EXPOSED PAD (PIN 29) IS GND, MUST BE CONNECTED TO GND TJMAX = 150°C, θJA = 80°C/W 発注情報 無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング * パッケージ 温度範囲 LTC3784EUFD#PBF LTC3784EUFD#TRPBF 3784 28-Lead (4mm×5mm) Plastic QFN –40°C to 125°C LTC3784IUFD#PBF LTC3784IUFD#TRPBF 3784 28-Lead (4mm×5mm) Plastic QFN –40°C to 125°C LTC3784HUFD#PBF LTC3784HUFD#TRPBF 3784 28-Lead (4mm×5mm) Plastic QFN –40°C to 150°C LTC3784MPUFD#PBF LTC3784MPUFD#TRPBF 3784 28-Lead (4mm×5mm) Plastic QFN –55°C to 150°C LTC3784EGN#PBF LTC3784EGN#TRPBF LTC3784GN 28-Lead Plastic SSOP –40°C to 125°C LTC3784IGN#PBF LTC3784IGN#TRPBF LTC3784GN 28-Lead Plastic SSOP –40°C to 125°C LTC3784HGN#PBF LTC3784HGN#TRPBF LTC3784GN 28-Lead Plastic SSOP –40°C to 150°C LTC3784MPGN#PBF LTC3784MPGN#TRPBF LTC3784GN 28-Lead Plastic SSOP –55°C to 150°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。 テープ・アンド・リールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。 3784fa 2 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 電気的特性 l は規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 Cでの値。注記がない限り、VBIAS = 12V （Note 2）。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS メイン制御ループ VBIAS Chip Bias Voltage Operating Range SENSE Pins Common Mode Range (BOOST Converter Input Supply Voltage VIN) Regulated Feedback Voltage VFB Feedback Current Reference Line Voltage Regulation Output Voltage Load Regulation (Note 4) IQ SW Pin Current VSW1,2 = 12V; VBOOST1,2 = 4.5V; FREQ = 0V, Forced Continuous or Pulse-Skipping Mode VINTVCC Ramping Up VINTVCC Ramping Down VRUN Rising VRUN RUN Pin ON Threshold RUN Pin Hysteresis RUN Pin Hysteresis Current RUN Pin Current Soft-Start Charge Current Maximum Current Sense Threshold VSENSE1,2(MAX) Matching Between VSENSE1(MAX) and VSENSE2(MAX) tON(MIN) ITH = 1.2V (Note 4) (Note 4) VBIAS = 6V to 60V Measured in Servo Loop; ΔITH Voltage = 1.2V to 0.7V Measured in Servo Loop; ΔITH Voltage = 1.2V to 2V ITH = 1.2V (Note 5) RUN = 5V; VFB = 1.25V (No Load) RUN = 5V; VFB = 1.25V (No Load) RUN = 0V INTVCC Undervoltage Lockout Thresholds SENSE+ Pin Current SENSE– Pin Current Top Gate Rise Time Top Gate Fall Time Bottom Gate Rise Time Bottom Gate Fall Time Top Gate Pull-Up Resistance Top Gate Pull-Down Resistance Bottom Gate Pull-Up Resistance Bottom Gate Pull-Down Resistance Top Gate Off to Bottom Gate On Switch-On Delay Time Bottom Gate Off to Top Gate On Switch-On Delay Time Maximum BG Duty Factor Minimum BG On-Time TYP 4.5 2.3 Error Amplifier Transconductance Input DC Supply Current Pulse-Skipping or Forced Continuous Mode Sleep Mode Shutdown UVLO MIN 60 60 UNITS V V l 1.200 ±5 0.002 0.01 1.212 ±50 0.02 0.1 V nA %/V % l –0.01 –0.1 % l 1.188 MAX 2 0.9 28 4 700 mmho 45 10 mA µA µA µA 4.1 3.8 4.3 V V 1.38 7 90 68 42 1.28 100 4.5 0.5 10 100 75 50 13 110 82 56 V mV µA µA µA mV mV mV –12 –10 –9 0 0 0 12 10 9 mV mV mV 200 300 ±1 CLOAD = 3300pF (Each Driver) 20 20 20 20 1.2 1.2 1.2 1.2 30 µA µA ns ns ns ns Ω Ω Ω Ω ns CLOAD = 3300pF (Each Driver) 30 ns (Note 7) 96 110 % ns VRUN > 1.28V VRUN < 1.28V VSS = GND VFB = 1.1V, ILIM = INTVCC VFB = 1.1V, ILIM = Float VFB = 1.1V, ILIM = GND VFB = 1.1V, ILIM = INTVCC VFB = 1.1V, ILIM = Float VFB = 1.1V, ILIM = GND VFB = 1.1V, ILIM = Float VFB = 1.1V, ILIM = Float CLOAD = 3300pF (Note 6) CLOAD = 3300pF (Note 6) CLOAD = 3300pF (Note 6) CLOAD = 3300pF (Note 6) l l 3.6 l 1.18 l l l l l l 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 3 LTC3784 電気的特性 l は規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 Cでの値。注記がない限り、VBIAS = 12V （Note 2）。 SYMBOL PARAMETER INTVCC リニア・レギュレータ Internal VCC Voltage INTVCC Load Regulation Internal VCC Voltage INTVCC Load Regulation EXTVCC Switchover Voltage CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS 6V < VBIAS < 60V, VEXTVCC = 0 ICC = 0mA to 50mA 6V < VEXTVCC < 13V ICC = 0mA to 40mA, VEXTVCC = 8.5V EXTVCC Ramping Positive 5.2 5.4 0.5 5.4 0.5 4.8 5.6 2 5.6 2 5 V % V % V 5.2 l 4.5 EXTVCC Hysteresis 250 mV 発振器とフェーズロック・ループ Lowest Fixed Frequency RFREQ = 25k RFREQ = 60k RFREQ = 100k VFREQ > 0V Highest Fixed Frequency VFREQ = INTVCC Synchronizable Frequency PLLIN/MODE = External Clock PGOOD Voltage Low IPGOOD = 2mA PGOOD Leakage Current VPGOOD = 5V PGOOD Trip Level VFB with Respect to Set Regulated Voltage VFB Ramping Negative Hysteresis VFB Ramping Positive Hysteresis Programmable Frequency fLOW 320 105 400 760 350 488 535 335 l 75 380 kHz kHz kHz kHz 585 kHz 850 kHz 0.4 V ±1 µA –8 % % % % 465 PGOOD 出力 0.2 PGOOD Delay PGOOD Going High to Low OV Protection Threshold VFB Ramping Positive, OVMODE = 0V –12 8 –10 2.5 10 2.5 12 45 1.296 1.32 µs 1.344 V BOOST1とBOOST2のチャージポンプ BOOST Charge Pump Available Output Current VSW1,2 = 12V; VBOOST1,2 – VSW1,2 = 4.5V; FREQ = 0V, Forced Continuous or Pulse-Skipping Mode Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える恐れがある。 Note 2：LTC3784はTJ が TA にほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3784Eは、0°C ～ 85°Cの接合部温度で仕様に適合することが保証されている。–40°C ～ 125°Cの動作接合部 温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で 確認されている。LTC3784Iは–40°C ～ 125°Cの動作接合部温度範囲で動作することが保証 されている。LTC3784Hは–40°C ～ 150°Cの動作温度範囲で動作することが保証されている。 LTC3784MPは –55°C ～ 150°Cの全動作接合部温度範囲でテスト保証されている。接合部温度 が高いと動作寿命が短くなる。125°Cを超える接合部温度では動作寿命はディレーティングさ れる。これらの仕様を満たす最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱インピー ダンスおよび他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まることに注意。接合部温 ） は周囲温度（TA（°C）） および電力損失（PD（W）） から次式に従って計算される。TJ = 度（T（ J °C） TA + (PD • θJA)、ここで、QFN パッケージではθJA = 43°C/W、SSOP パッケージではθJA = 80°C/W。 55 µA Note 3：このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過熱保護機能 が備わっている。この保護が動作しているときは、最高定格接合部温度を超えられる。規定さ れた絶対最高動作接合部温度を超えた動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なうか、ま たはデバイスに永続的損傷を与える恐れがある。 Note 4：LTC3784は、ITH を電流制限範囲の中点に保ったままVFB をエラーアンプの出力にサー ボ制御する帰還ループでテストされる。 Note 5：動作時の電源電流は、スイッチング周波数で供給されるゲート電荷によって増加する。 Note 6：立ち上がり時間と立ち下がり時間は10%と90%のレベルを使って測定する。遅延時 間は50%レベルを使って測定する。 Note 7： 「アプリケーション情報」 セクションの 「最小オン時間に関する検討事項」 を参照。 3784fa 4 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25 C。 効率および電力損失と出力電流 効率および電力損失と出力電流 100 100 10000 100 90 80 80 1000 50 40 10 30 20 1 VIN = 12V VOUT = 24V FIGURE 10 CIRCUIT 10 0 0.01 0.1 1 OUTPUT CURRENT (A) BURST EFFICIENCY PULSE-SKIPPING EFFICIENCY FORCED CONTINUOUS MODE EFFICIENCY 10 0.1 EFFICIENCY (%) 100 1000 70 60 100 50 40 10 30 VIN = 12V 20 1 VOUT = 24V 10 Burst Mode OPERATION FIGURE 10 CIRCUIT 0 0.1 0.1 1 10 0.00001 0.0001 0.001 0.01 OUTPUT CURRENT (A) 97 96 VOUT = 12V 95 93 92 91 90 0 負荷ステップ Burst Mode 動作 15 10 INPUT VOLTAGE (V) 25 20 3784 G03 負荷ステップ パルス・スキップ・モード LOAD STEP 5A/DIV LOAD STEP 5A/DIV INDUCTOR CURRENT 5A/DIV INDUCTOR CURRENT 5A/DIV 5 BURST EFFICIENCY BURST LOSS 負荷ステップ 強制連続モード LOAD STEP 5A/DIV VOUT = 24V 94 3784 G02 3784 G01 BURST LOSS PULSE-SKIPPING LOSS FORCED CONTINUOUS MODE LOSS INDUCTOR CURRENT 5A/DIV VOUT 500mV/DIV VOUT 500mV/DIV VOUT 500mV/DIV 200µs/DIV VIN = 12V VOUT = 24V LOAD STEP FROM 100mA TO 5A FIGURE 10 CIRCUIT VIN = 12V ILOAD = 2A FIGURE 10 CIRCUIT 98 POWER LOSS (mW) 60 POWER LOSS (mW) 70 効率と負荷電流 99 EFFICIENCY (%) 90 EFFICIENCY (%) 10000 3784 G05 200µs/DIV VIN = 12V VOUT = 24V LOAD STEP FROM 100mA TO 5A FIGURE 10 CIRCUIT 3784 G04 軽負荷時のインダクタ電流 200µs/DIV VIN = 12V VOUT = 24V LOAD STEP FROM 100mA TO 5A FIGURE 10 CIRCUIT ソフトスタート 3784 G06 安定化された帰還電圧と温度 REGULATED FEEDBACK VOLTAGE (V) 1.212 FORCED CONTINUOUS MODE VOUT 5V/DIV Burst Mode OPERATION 5A/DIV PULSESKIPPING MODE 0V 5µs/DIV VIN = 12V VOUT = 24V ILOAD = 200µA FIGURE 10 CIRCUIT 3784 G07 20ms/DIV VIN = 12V VOUT = 24V FIGURE 10 CIRCUIT 3784 G08 1.209 1.206 1.203 1.200 1.197 1.194 1.191 1.188 –60 –35 –10 15 40 65 90 115 140 TEMPERATURE (°C) 3784 G09 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 5 LTC3784 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25 C。 ソフトスタートのプルアップ電流と 温度 シャットダウン電流と温度 6.0 11.0 VIN = 12V 10.0 9.5 5.0 SHUTDOWN CURRENT (µA) SHUTDOWN CURRENT (µA) SOFT-START CURRENT (µA) 5.5 10.5 シャットダウン電流と入力電圧 12.5 4.5 4.0 3.5 3.0 2.5 2.0 VIN = 12V 10.0 7.5 5.0 2.5 1.5 シャットダウン （RUN） しきい値と 温度 暗電流と温度 50 4.3 35 30 25 20 4.2 INTVCC VOLTAGE (V) 40 RUN PIN VOLTAGE (V) RUN RISING 1.30 1.25 1.20 RUN FALLING 1.10 –60 –35 –10 15 40 65 90 115 140 TEMPERATURE (°C) INTVCC の入力レギュレーション INTVCC とINTVCC の負荷電流 5.4 5.45 5.3 5.40 5.2 5.35 INTVCC VOLTAGE (V) 5.50 5.1 5.0 4.9 4.8 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 INPUT VOLTAGE (V) 3784 G16 EXTVCC = 6V 5.15 5.05 5.00 INTVCC FALLING 3.7 5.8 EXTVCC = 0V 5.20 4.6 3.8 6.0 VIN = 12V 5.25 5.10 3.9 EXTVCC 切り替え電圧および INTVCC 電圧と温度 5.30 4.7 4.0 3.4 –60 –35 –10 15 40 65 90 115 140 TEMPERATURE (°C) 3784 G15 3784 G14 5.5 4.1 3.5 10 –60 –35 –10 15 40 65 90 115 140 TEMPERATURE (°C) 3784 G13 INTVCC RISING 3.6 1.15 EXTVCC AND INTVCC VOLTAGE (V) QUIESCENT CURRENT (µA) 4.4 1.35 15 INTVCC VOLTAGE (V) 低電圧ロックアウトしきい値と温度 1.40 VIN = 12V 45 VFB = 1.25V RUN = GND 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 INPUT VOLTAGE (V) 3784 G12 3784 G11 3784 G10 4.5 0 1.0 –60 –35 –10 15 40 65 90 115 140 TEMPERATURE (°C) 9.0 –60 –35 –10 15 40 65 90 115 140 TEMPERATURE (°C) 0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 INTVCC LOAD CURRENT (mA) 3784 G17 5.6 5.4 INTVCC 5.2 5.0 4.8 EXTVCC RISING 4.6 4.4 EXTVCC FALLING 4.2 4.0 –60 –35 –10 15 40 65 90 115 140 TEMPERATURE (°C) 3784 G18 3784fa 6 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 注記がない限り、TA = 25 C。 発振器周波数と温度 600 360 FREQ = INTVCC OSCILLATOR FREQUENCY (kHz) 450 400 FREQ = GND 356 354 352 350 348 346 344 342 340 3784 G19 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 INPUT VOLTAGE (V) 3784 G20 260 240 220 200 180 160 140 120 100 80 60 40 20 0 VSENSE = 12V 80 120 CHARGE PUMP CHARGING CURRENT (µA) MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV) 最大電流検出しきい値と デューティ・サイクル ILIM = INTVCC ILIM = FLOAT 60 ILIM = GND 40 20 0 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 DUTY CYCLE (%) ILIM = INTVCC ILIM = FLOAT SENSE+ PIN ILIM = GND ILIM = INTVCC ILIM = FLOAT ILIM = GND SENSE – PIN 0 3784 G22 80 100 PULSE-SKIPPING MODE 80 Burst Mode OPERATION 60 40 20 ILIM = GND ILIM = FLOAT ILIM = INTVCC 0 –20 FORCED CONTINUOUS MODE –40 –60 0 0.5 2 1.5 1 ITH VOLTAGE (V) 3 2.5 T = –45°C 50 T = 25°C 40 T = 130°C 30 T = 155°C 20 10 0 50 150 250 350 450 550 650 750 OPERATING FREQUENCY (kHz) 3784 G26 3784 G25 0.4 0.6 0.8 1.0 ITH VOLTAGE (V) 1.2 1.4 3784 G21 SENSE+ PIN ILIM = INTVCC ILIM = FLOAT ILIM = GND SENSE– PIN ILIM = INTVCC ILIM = FLOAT ILIM = GND 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 VSENSE COMMON MODE VOLTAGE (V) 3784 G24 70 T = –60°C 60 260 240 220 200 180 160 140 120 100 80 60 40 20 0 3784 G23 チャージポンプの充電電流と 動作周波数 70 0.2 SENSEピンの入力電流と VSENSE 電圧 SENSE CURRENT (µA) SENSE CURRENT (µA) 260 VSENSE = 12V 240 ILIM = FLOAT 220 SENSE+ PIN 200 180 160 140 120 100 80 60 40 20 SENSE – PIN 0 –60 –35 –10 15 40 65 90 115 140 TEMPERATURE (°C) 100 120 SENSEピンの入力電流とITH 電圧 SENSEピンの入力電流と温度 CHARGE PUMP CHARGING CURRENT (µA) FREQUENCY (kHz) 500 300 –60 –35 –10 15 40 65 90 115 140 TEMPERATURE (°C) SENSE CURRENT (µA) FREQ = GND 358 550 350 最大電流検出スレッショルドと ITH 電圧 発振器周波数と入力電圧 MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV) 標準的性能特性 チャージポンプの充電電流と スイッチ電圧 FREQ = GND 60 FREQ = INTVCC 50 40 30 20 10 0 5 15 25 35 45 SWITCH VOLTAGE (V) 55 65 3784 G27 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 7 LTC3784 ピン機能 （QFN/SSOP） FREQ（ピン1/ピン4） ：内部 VCOの周波数制御ピン。このピ ンをGNDに接 続すると、VCOは350kHzの固 定 低周波 数 に強制されます。このピンをINTVCC に接続すると、VCOは 535kHzの固定高周波数に強制されます。周波数は、FREQ ピンとGNDとの間に抵抗を接続することにより、50kHz ∼ 900kHzの範囲で設定できます。抵抗と内部の20μAソース電 流により、内部発振器が周波数を設定するのに使う電圧が発 生します。これに代わる方法として、このピンをDC 電圧で駆 動して内部発振器の周波数を変えることもできます。 PHASMD（ピン2/ピン5） ：このピンをフロートさせるか、SGND に接続するか、またはINTVCC に接続して、BG1とBG2の立 ち上がりエッジの間の位相関係、および BG1とCLKOUTの 間の位相関係をプログラムすることができます。 CLKOUT（ピン3/ピン6） ：マルチフェーズ・システムで複数の LTC3784デバイスをデイジーチェーン接続するのに使用する デジタル出力。PHASMDピンの電圧は、BG1とCLKOUTの 間の関係を制御します。このピンはSGNDとINTVCC の間で 振幅します。 PLLIN/MODE（ピン4/ピン7） ：位相検出器への外部同期入力 と強制連続モード入力。このピンに外部クロックを与えると、 フェーズロック・ループが BG1 信号の立ち上がりを外部クロッ クの立ち上がりエッジに強制的に同期させます。このピンに 外部クロックを与えたときは、LTC3784の軽負荷時の動作を OVMODEピンを使って決めます。外部クロックに同期させな い場合、この入力により軽負荷時のLTC3784の動作が決まり ます。このピンをグランドに引き下げると、Burst Mode 動作が 選択されます。また、このピンをフロートさせると、グランドに 接続された内部 100k 抵抗によりBurst Mode 動作が起動しま す。このピンをINTVCC に接続すると、連続インダクタ電流動 作を強制します。このピンを1.2Vより高くINTVCC - 1.3Vより 低い電圧に接続すると、パルス･スキップ動作が選択されま す。これは、100k 抵抗をPLLIN/MODEピンとINTVCC の間に 追加することによって設定できます。 SGND（ピン5/ピン8） ：信号グランド。すべての小信号用部品 および補償部品はこのグランドに接続し、このグランド自体は PGNDに一点接続します。 RUN（ピン6/ピン9） ：実行制御入力。このピンを1.28Vより低 い電圧に強制すると、コントローラがシャットダウンします。こ のピンの電圧を0.7Vより下に強制すると、LTC3784 全体が シャットダウンし、暗電流が約 4μAに減少します。外部抵抗 分割器をVIN に接続して、コンバータ動作のしきい値を設定 することができます。起動後は4.5μAの電流が RUNピンから ソースされるので、抵抗値を使ってヒステリシスをプログラム することができます。 SS（ピン7/ピン10） ：出力のソフトスタート入力。このピンとグ ランドの間に接続されたコンデンサにより、起動時の出力電 圧のランプ・レートが設定されます。 – SENSE2–、SENSE1（ピン8、 ピン28/ピン11、ピン3） ：電流検 出コンパレータの負入力。入力電流コンパレータへの （–）入力 は、インダクタに直列に接続された電流検出抵抗の負端子に 通常接続されます。 + SENSE2+、SENSE1（ピン9、 ピン27/ピン12、ピン2） ：電流検 出コンパレータの正入力。電流コンパレータへの （+）入力は、 電流検出抵抗の正端子に通常接続されます。電流検出抵抗 は、インダクタに直列に、昇圧コントローラの入力に通常接続 されます。このピンは電流コンパレータにも電力を供給します。 SENSE+ピンとSENSE–ピンの同相電圧範囲は2.3V∼60V（絶 対最大定格は65V） です。 VFB（ピン10/ピン13） ：エラーアンプの帰還入力。このピンは、 出力に接続された外部抵抗分割器からの、リモート検出され た帰還電圧を受け取ります。 ITH（ピン11/ピン14） ：電流制御しきい値およびエラーアンプ の補償点。このピンの電圧が電流トリップのしきい値を設定 します。 3784fa 8 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 ピン機能 （QFN/SSOP） OVMODE（ピン12/ピン15） ：過電圧モードの選択入力。出 力帰還電圧（VFB）が過電圧（通常の安定化ポイント1.2Vの 110％超） のとき、このピンを使ってLTC3784の動作を選択し ます。PLLIN/MODEピンを介してLTC3784を外部クロックに 同期させたときの軽負荷動作モードも、このピンを使って決め ます。 OVMODE がグランド接続時には、過電圧保護がイネーブル され、過電圧状態が解消されるまでMOSFETのトップ・ゲー ト （TG1、TG2）が連続的にオンします。OVMODE がグランド 接続時には、LTC3784は同期化されている場合、強制連続 モードで動作します。OVMODEピンがフロート状態では、弱 い内蔵プルダウン抵抗によりグランドに引き下げられます。 OVMODE が INTVCC に接続されていると、過電圧保護がディ スエーブルされて、過電圧が発生してもTG1/TG2はオンに強 制されません。代わりに、PLLIN/MODEピンで選択された動 作モードとインダクタ電流により、TG1/TG2の状態が決まりま す。詳細については 「動作」 のセクションを参照してください。 OVMODE が INTVCC に接続時には、LTC3784は同期化され ている場合、パルススキップ・モードで動作します。 SW2、SW1（ピン13、ピン24/ピン16、ピン27） ：スイッチ・ノー ド。同 期 NチャネルMOSFETのソース、メインNチャネル MOSFETのドレインおよびインダクタに接続します。 TG2、TG1（ピン14、ピン23/ピン17、ピン26） ：トップ・ゲート。 同期 NチャネルMOSFETのゲートに接続します。 BOOST2、BOOST1 （ピン15、ピン22/ピン18、ピン25） ：同期 N チャネルMOSFETのフローティング電源。コンデンサを使っ てSWにバイパスし、 INTVCCに接続されたショットキ・ダイオー ドを使って電源にバイパスします。 PGND （ピン19/ピン22） ：ドライバの電源グランド。ボトム （メイ ン）NチャネルMOSFETのソースおよび CINとCOUT の(–) 端 子に接続します。 BG2、BG1 （ピン16、ピン21/ピン19、ピン24） ：ボトム・ゲート。 メインNチャネルMOSFETのゲートに接続します。 INTVCC（ピン17/ピン20） ：内部 5.4V LDOの出力。制御回路 およびゲート・ドライバ用電源。 最小4.7μFの低ESRセラミック・ コンデンサを使って、このピンをGNDにデカップリングします。 EXTVCC（ピン18/ピン21） ：INTVCC に接続された内部 LDO へ の外部電源入力。EXTVCC が 4.7Vを超えると、VBIAS から電 力を供給される内部のLDOを迂回して、 このLDO が INTVCC 電源に電力を供給します。 「アプリケーション情報」 セクション の 「EXTVCC の接続」 を参照してください。このピンをフロート させたり、電圧が 14Vを超えたりしないようにしてください。使 用しない場合は、グランドに接続してください。 VBIAS（ピン20/ピン23） ：主電源ピン。通常は入力電源 VIN ま たは昇圧コンバータの出力に接続します。このピンと信号グラ ンド・ピンの間にバイパス・コンデンサを接続します。このピン の動作電圧範囲は4.5V ∼ 60V（絶対最大定格は65V） です。 PGOOD （ピン25/ピン28） ：パワーグッド・インジケータ。オープ ンドレインのロジック出力で、出力電圧が安定化出力電圧か ら 10% 以上外れると、グランドに引き下げられます。誤ってト リップするのを防ぐため、出力電圧がこの範囲から外れた状 態で45μs 経過しないとこの出力は作動しません。 ILIM（ピン26/ピン1） ：電流コンパレータの検出電圧範囲入 力。このピンを使って電流コンパレータのピーク電流検出電 圧を設定します。このピンをSGNDに接続するか、フロート状 態にするか、またはINTVCC に接続して、ピーク電流検出電圧 をそれぞれ 50mV、75mV、100mVに設定します。 GND （露出パッド・ピン29）UFD パッケージ：グランド。定格熱 性能を得るには、露出パッドをPCBのグランドに半田付けす る必要があります。 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 9 LTC3784 ブロック図 INTVCC INTVCC CLKOUT DUPLICATE FOR SECOND CONTROLLER CHANNEL S Q R PHASMD SHDN SWITCHING LOGIC AND CHARGE PUMP 20µA FREQ CLK2 VCO 0.425V CLK1 + BOOST DB TG CB VOUT SW INTVCC COUT BG SLEEP PGND – PFD – ICMP + – + + IREV – + – 2mV OVMODE SENSE – 2.8V 0.7V 5M PLLIN/ MODE SYNC DET ILIM SENSE+ SLOPE COMP SENS LO 100k VIN – CIN 2.3V VFB CURRENT LIMIT – EA + + SHDN EXTVCC 5.4V LDO EN 5.4V LDO EN – OV + 3.8V 10µA INTVCC 1.32V 11V SGND RUN + – 1.32V CC + PGOOD CC2 RC – VFB SHDN 1.2V SS ITH 0.5µA/ 4.5µA + – RSENSE + VBIAS 4.8V L SENS LO SS 1.08V + – 3784 BD CSS 3784fa 10 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 動作 メイン制御ループ LTC3784は、2つのコントローラ・チャネルが位相をずらして 動作する、固定周波数の電流モード昇圧アーキテクチャを採 用しています。通常動作時は、各チャネルのクロックが RSラッ チをセットすると、対応する外付けの下側 MOSFET がオンし、 メイン電流コンパレータICMP が RSラッチをリセットするとオ フします。ICMP がトリップしてラッチをリセットするピーク・イ ンダクタ電流は、ITHピンの電圧によって制御されます。この 電圧はエラーアンプ EAの出力です。エラーアンプは、VFBピ ンの出力電圧帰還信号（出力電圧 VOUT からグランドに接続 した外付けの抵抗分割器によって発生する） を内部の1.200V リファレンス電圧と比較します。昇圧コンバータでは、必要な インダクタ電流は、負荷電流、VIN および VOUT によって決ま ります。負荷電流が増加するとリファレンス電圧に対してVFB がわずかに低くなるので、各チャネルの平均インダクタ電流が 新しい負荷電流に基づく新しい要件に適合するまで、エラー アンプはITH 電圧を上昇させます。 下側 MOSFET が各サイクルでオフした後、上側 MOSFETは、 （電流コンパレータIRによって示されるように） インダクタ電 流が逆流し始めるまで、または次のクロック・サイクルが始まる までオンします。 INTVCC/EXTVCC 電源 トップおよびボトムのMOSFETドライバおよび他の大部分 の内部回路への電力は、INTVCC ピンから供 給されます。 EXTVCC ピンを4.8Vより低い 電 圧に接 続すると、VBIAS LDO（低ドロップアウト・リニア・レギュレータ） が VBIAS から INTVCC に5.4Vを供給します。EXTVCC を4.8Vより上にする とこのVBIAS LDOはオフし、EXTVCC LDO がオンします。イ ネーブルされると、EXTVCC LDOはEXTVCC からINTVCC に5.4Vを供給します。EXTVCC ピンを使うと、外部ソースから INTVCC の電力を得ることができるので、VBIAS LDOの電力 損失を排除することができます。 シャットダウンと起動（RUNピンおよび SSピン） RUNピンを使ってLTC3784の2つの内部コントローラをシャッ トダウンすることができます。このピンの電圧を1.28Vより下 げると、両方の位相のメイン制御ループがシャットダウンしま す。このピンの電圧を0.7Vより下げると、両方のチャネルと、 INTVCC LDOを含むほとんどの内部回路をディスエーブルし ます。この状態では、LTC3784にはわずか 4μAの暗電流しか 流れません。 注記：デバイスがシャットダウンしているとき長時間にわたっ て重負荷を加えないでください。シャットダウンの間上側 MOSFETはオフするので、出力負荷により、ボディダイオード に過度の電力損失が生じることがあります。 RUNピンは外部から引き上げるか、またはロジックで直接ド ライブすることができます。低インピーダンスのソースでRUN ピンをドライブする場合、このピンの8Vの絶対最大定格を超 えないようにしてください。RUNピンには内部に11Vの電圧ク ランプが備わっているので、RUNピンに流れ込む最大電流が 100μAを超えない限り、抵抗を介してRUNピンをもっと高い 電圧（たとえば、VIN） に接続することができます。外部抵抗分 割器をVIN に接続して、コンバータ動作のしきい値を設定す ることができます。起動後は4.5μAの電流がRUNピンからソー スされるので、抵抗値を使ってヒステリシスをプログラムするこ とができます。 コントローラの出力電圧VOUT の起動は、 SSピンの電圧によっ て制御されます。SSピンの電圧が 1.2Vの内部リファレンスよ り低いと、LTC3784はVFBの電圧を1.2Vのリファレンスでは なくSSピンの電圧に制御します。このため、外付けコンデン サをSSピンからSGNDに接続することにより、SSピンを使っ てソフトスタートを設定することができます。10μAの内部プル アップ電流がこのコンデンサを充電して、SSピンに電圧ラン プを生成します。SS 電圧が 0V から1.2Vに （さらにそれより上 のINTVCC まで）直線的に上昇するにつれ、出力電圧 VOUT が滑らかにその最終値まで上昇します。 軽負荷電流動作（Burst Mode 動作、パルススキップ、または 連続導通） （PLLIN/MODEピン） 低負荷電流時、LTC3784は高効率のBurst Mode 動作、固 定周波数パルススキップ・モード、または強制連続導通モー ドに入るようにイネーブルすることができます。Burst Mode 動 作を選 択するには、PLLIN/MODEピンをグランド （たと えば SGND）に接続します。強制連続動作を選択するには、 PLLIN/MODEピンをINTVCC に接続します。パルススキップ・ モードを選択するには、PLLIN/MODEピンを1.2Vより高く、 INTVCC – 1.3Vより低いDC 電圧に接続します。 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 11 LTC3784 動作 コントローラが Burst Mode 動作にイネーブルされているとき、 プしたままになることがあり、外部の下側 MOSFETを同じサイ クル数だけオフ状態に強制する （つまり、パルスをスキップす ITHピンの電圧が低い値を示していても、インダクタの最小 る） ことがあります。インダクタ電流は反転することができません ピーク電流は最大検出電圧の約 30%に設定されます。平均 。強制連続動作と同様、このモードでは、Burst インダクタ電流が必要な電流より高いと、エラーアンプ EAは （不連続動作） Mode 動作に比べて出力リップルとオーディオ・ノイズが小さく ITHピンの電圧を下げます。ITH 電圧が 0.425Vより下になる なり、RF 干渉が減ります。低電流での効率が強制連続動作よ と、内部のスリープ信号が H になり （スリープ・モードがイ り高くなりますが、Burst Mode 動作ほど高くはありません。 ネーブルされ）、両方の外付けMOSFET がオフします。 スリープ・モードでは内部回路のほとんどがオフしており、 LTC3784にはわずか 28μAの暗電流が流れるだけです。ス リープ・モードでは、負荷電流が出力コンデンサから供給さ れます。出力電圧が低下するにつれて、EAの出力は上昇し始 めます。出力電圧が十分低下すると、スリープ信号は L にな り、コントローラは内部発振器の次のサイクルで外部の下側 MOSFETをオンして通常動作を再開します。 コントローラが Burst Mode 動作になるようにイネーブルされて いると、インダクタ電流は反転することができません。インダク タ電流がゼロに達する直前に、逆電流コンパレータ （IR） が外 部の上側 MOSFETをオフし、インダクタ電流が反転して負に なるのを防ぎます。したがって、コントローラは不連続電流動 作を行います。 強制連続動作時、またはフェーズロック・ループを使用するた め外部クロック・ソースによって駆動されるとき （「周波数の選 択とフェーズロック・ループ」 のセクションを参照）、インダクタ 電流は軽負荷または大きなトランジェント状態で反転するこ とができます。ピーク・インダクタ電流は、通常動作と全く同様 に、ITHピンの電圧によって決まります。このモードでは、軽負 荷での効率が Burst Mode 動作の場合よりも低下します。ただ し、連続動作は負荷電流に関係なく固定周波数動作を維持 するので、出力電圧リップルが低く、オーディオ回路への干渉 が少ないという利点があります。 PLLIN/MODEピンがパルススキップ・モードになるように接続 されていると、LTC3784は軽負荷時にPWMパルススキップ・ モードで動作します。このモードでは、最大出力電流の設計値 の約 1%まで固定周波数動作が維持されます。非常に軽い負 荷では、電流コンパレータICMPは数サイクルにわたってトリッ 周波数の選択とフェーズロック・ループ （FREQピンとPLLIN/ MODEピン） スイッチング周波数の選択は効率と部品サイズの間の兼ね合い によって決まります。低周波数動作は、MOSFETのスイッチング 損失を低減して効率を向上させますが、出力リップル電圧を低 く保つには大きなインダクタンスや容量が必要になります。 LTC3784のコントローラのスイッチング周波数はFREQピンを 使って選択することができます。 PLLIN/MODEピンを外部クロック・ソースによってドライブ しない場合、FREQピンをSGNDに接続するか、INTVCC に 接続するか、または外部抵抗を介してプログラムすることが できます。FREQをSGNDに 接 続 すると350kHz が 選 択 さ れ、FREQをINTVCC に接続すると535kHz が選択されます。 FREQとSGNDの間に抵抗を接続することにより、周波数を 50kHz ∼ 900kHzに設定することができます （図 7を参照）。 LTC3784にはフェーズロック・ループ （PLL）が備わっており、 PLLIN/MODEピンに接続された外部クロック・ソースに内部 発振器を同期させることができます。LTC3784の位相検出器 が （内部ローパス・フィルタを介して）VCO 入力の電圧を調節 して1 番目のコントローラの外部の下側 MOSFETのターンオ ンを同期信号の立ち上がりエッジに揃えます。こうして、2 番 目のコントローラの外部の下側 MOSFETのターンオンは、 外部クロック・ソースの立ち上がりエッジに対して180 または 240 位相がずれます。OVMODEピンがグランド接続時には、 LTC3784は同期化されている場合、強制連続モードで動作し ます。OVMODEピンが INTVCC に接続時には、LTC3784は 同期化されている場合、パルススキップ・モードで動作します。 3784fa 12 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 動作 外部クロックが与えられる前に、VCO 入力の電圧はFREQピ ンによって設定される動作周波数にプリバイアスされます。外 部クロックの周波数の近くにプリバイアスしておくと、PLLルー プは、外部クロックの立ち上がりエッジをBG1の立ち上がり エッジに同期させるのに、VCO 入力をわずかに変化させるだ けで済みます。ループ・フィルタをプリバイアスする能力により、 PLLは望みの周波数から大きく外れることなく短時間でロック インすることができます。 LTC3784のPLLの標 準 的キャプチャレンジは約 55kHz ∼ 1MHzで、75kHz ∼ 850kHzの周波数の外部クロック・ソース にロックすることが保証されています。 PLLIN/MODEピンの入力クロックしきい値は標準で 1.6V（立 ち上がり） および1.2V（立ち下がり） です。外部クロックのLレ ベルの最大振幅とHレベルの最小振幅は、 それぞれ0Vと2.5V です。 PolyPhaseアプリケーション （CLKOUTピンとPHASMDピン） LTC3784には、PolyPhase アプリケーションで 他のコント ローラIC をLTC3784とデイジーチェーン接続できるように する2つのピン （CLKOUT とPHASMD）が備わっています。 CLKOUT ピンのクロック出力信号を使って、単一の大電流出 力または複数の独立した出力に給電しているマルチフェーズ 電源ソリューションの追加電力段を同期させることができま す。表 1にまとめたように、PHASMD ピンは、内部の2 個のコ ントローラ相互の位相関係とCLKOUT 信号の位相を調節す るのに使用されます。コントローラ1 のボトム・ゲート・ドライバ （BG1）の出力の立ち上がりエッジとして定義されているゼロ 度位相を基準にして、位相は計算されます。フェーズの選択に 応じて、複数のLTC3784を使うPolyPhaseアプリケーションを、 2、3、4、6および 12フェーズの動作に構成することができます。 表 1． VPHASMD コントローラ2の位相（ ） CLKOUTの位相（ ） GND 180 60 フロート 180 90 INTVCC 240 120 コントローラがシャットダウンまたはスリープ・モードのとき、 CLKOUTはディスエーブルされます。 VIN が安定化されたVOUT より大きいときの動作 VIN が上昇して安定化されたVOUT 電圧を超えると、昇圧コ ントローラが、モード、インダクタ電流および VIN 電圧に応じ て異なった振る舞いをすることがあります。強制連続モードで は、VIN が上昇してVOUT を超えると、制御ループが働いて上 側 MOSFETを連続的にオン状態に保ちます。内部のチャージ ポンプが昇圧コンデンサに電流を供給して十分高いTG 電圧 を維持します。チャージポンプが供給可能な電流量は 「標準 的性能特性」 のセクションの2つの曲線を調べて求めることが できます。 パルススキップ・モードでは、VIN が安定化されたVOUT 電圧 の100% ∼ 110%であれば、インダクタ電流が一定のしきい値 を超えるとTG がオンし、インダクタ電流がこのしきい値を下 回るとオフします。このしきい値電流は、ILIMピンが接地され るか、フロートされるか、またはINTVCC に接続されると、それ ぞれ最大 ILIM 電流の約 6%、4%、 または3%に設定されます。 コントローラがこの同じVIN の範囲でBurst Mode 動作にプロ グラムされていると、インダクタ電流に関係なくTGはオフした ままです。 どのモードでも、OVMODEピンが接地され、VIN が安定化さ れたVOUT 電圧の110%より高くなると、コントローラはインダ クタ電流に関係なくTGをオンします。ただし、Burst Mode 動 作では、デバイスがスリープ状態のときは内部チャージポン プがオフします。チャージポンプがオフすると、昇圧コンデン サの放電を阻止するものがなくなるので、上側 MOSFETを完 全にオン状態に保つのに必要なTG 電圧が不足します。この 状態で上側 MOSFETのボディ・ダイオードの過度の電力損失 を防ぐには、デバイスを強制連続モードに切り替えてチャー ジポンプをイネーブルしますが、ショットキ・ダイオードを上側 MOSFETと並列に接続する方法もあります。 パワーグッド PGOODピンは、内部 NチャネルMOSFETのオープン・ドレ インに接続されています。VFBピンの電圧が 1.2Vのリファ レンス電圧の 10% 以内にない場合、MOSFET がオンして PGOODピンを L にします。対応するRUNピンが L (シャッ トダウン)のときも、PGOODピンは L になります。VFBピン の電圧が 10%の要件を満たすと、MOSFETがオフするので、 外付け抵抗によってこのピンを最大 6V（絶対最大定格） の電 源までプルアップすることができます。 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 13 LTC3784 動作 過電圧モードの選択 OVMODEピンは、過電圧発生時のLTC3784の動作を選択 するのに使用します。この過電圧は、出力帰還電圧（VFB）が 通常の安定化ポイント1.2Vの110％を超えたときと定義され ています。PLLIN/MODEピンを介してLTC3784を外部クロッ クに同期させたときの軽負荷動作モードも、このピンを使って 決めます。 OVMODEピンは通常 INTVCC かグランドに接続するロジック 入力です。あるいは、フロート状態にしておくことも可能で、こ の場合、このピンを弱い内部抵抗でグランドに引き下げること ができます。 OVMODE = INTVCC：過電圧が発生すると、エラーアンプは ITHピンを L にします。これにより、Burst Mode 動 作では LTC3784 がスリープ状態になり、TG1/TG2および BG1/BG2 はオフに保持されます。パルススキップ・モードでは、インダク タ電流が正のとき、BG1/BG2はオフに保たれ、TG1/TG2は オンになります。強制連続モードでは、出力を放電するために LTC3784 が （ITH = 0Vに対応して） インダクタ電流を負のピー ク値に保つように、TG1/TG2（および BG1/BG2） はオンとオフ を切り替えます。 OVMODE が INTVCC に接続時は、LTC3784 が同期化してい る場合、パルススキップ・モードで動作します。 要約すると、OVMODE = INTVCC のときは、強制連続モード の場合を除いてインダクタ電流を負にする （出力から入力に逆 流させる） ことはできません。この場合、負のピーク電流を保っ て、制御した形で電流を反転させます。出力電圧がレギュレー ション・ポイントを超える場合もあり （たとえば、出力がバッテリ の場合、または出力を駆動する電源が他にある場合）、出力か ら入力に逆電流が流れてはいけないアプリケーションでは、 OVMODEをINTVCC に接続します。 OVMODE の接地またはフロート状態の維持：OVMODEを接 地またはフロート状態にしておくと、過電圧保護がイネーブル され、Burst Mode動作、 パルススキップ・モード、強制連続モー ドのどれをPLLIN/MODEピンで選択していても、過電圧状 態が解消されるまで TG1/TG2 が連続的にオンします。このた め、出力電圧が入力電圧より高い場合、大量の負のインダク タ電流が出力から入力に流れる可能性があります。 ただし、Burst Mode 動作では、過電圧のときにはLTC3784は スリープ状態にあり、内部発振器とBOOST-SWチャージポ ンプはディスエーブルされることに注意してください。したがっ て、過電圧状態がいつまでも続くと、BOOST-SW 電圧が （漏 れ電流により）放電することがあります。BOOST-SW 電圧が 放電した場合、定義上 TGはオフします。 OVMODEを接地するかフロート状態にしておくと、LTC3784 は同期時に強制連続モードで動作します。 車載アプリケーションなど、入力電圧が安定化出力電圧を超 えることが多く、TG1/TG2をオンして入力電圧をスルーして出 力することが望ましい回路では、OVMODEをグランドに接続 するか、フロートに保ちます。 SENSEピンの低い同相電圧での動作 LTC3784の電流コンパレータはSENSE+ ピンから直接給電さ れます。これにより、SENSE+ ピンとSENSE– ピンの同相電圧は （UVLOしきい値より低い）わずか2.3Vで動作することがで きます。最初のページの図は、コントローラのVBIAS が VOUT から給電され、VIN 電源はわずか 2.3Vまで降下できる標準的 アプリケーションを示しています。SENSE+ の電圧が 2.3Vより 低くなると、SSピンは L に保持されます。SENSEの電圧が 通常の動作範囲に戻ると、SSピンが解放され、新しいソフトス タート・サイクルが開始されます。 昇圧（BOOST）電源のリフレッシュと内部チャージポンプ 各上側 MOSFETドライバは、フローティング・ブートストラッ プ・コンデンサCB からバイアスされます。このコンデンサは通 常、下側 MOSFET がオンしているとき、各サイクル中に外付け のダイオードを通して再充電されます。BOOST 電源を必要な バイアス・レベルに保つための検討事項は2つあります。起動 時、UVLO が L になった後 200μs 以内に下側 MOSFET がオ ンしないと、下側 MOSFETは約 400nsの間オンに強制されま す。この強制リフレッシュにより十分なBOOST-SW 電圧が発 生するので、充電のために最初の数サイクル待つことなく、直 ちに上側 MOSFETを完全に導通状態にすることができます。 必要なバイアスをBOOSTピンに維持するチャージポンプも 内蔵しています。このチャージポンプは強制連続モードとパル ススキップ・モードの両方で常に動作します。Burst Mode 動作 では、チャージポンプはスリープ状態の間オフし、デバイスが 覚醒するとイネーブルされます。内部のチャージポンプは通常 55μAの充電電流を供給できます。 3784fa 14 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 アプリケーション情報 最初のページの 「標準的応用例」 はLTC3784の基本的なアプ リケーション回路です。LTC3784はインダクタのDCR（DC 抵 抗）検出またはディスクリート検出抵抗（RSENSE） のどちらかを 電流検出に使うように構成することができます。2つの電流検 出方式のどちらを選択するかは、主として設計上、コスト、消 費電力、精度のどれを採るかで決まります。DCR 検出は、高 価な電流検出抵抗が不要で電力効率が高いので、特に高電 流アプリケーションで普及しつつあります。ただし、電流検出 抵抗からは、コントローラの最も正確な電流制限値が得られ ます。他の外付け部品の選択は負荷条件に基づいて行い、 （も しRSENSE が使われていれば）RSENSEとインダクタ値の選択か ら始めます。次に、パワー MOSFETを選択します。最後に、入 力と出力のコンデンサを選択します。LTC3784の2つのコント ローラ・チャネルを同じ部品を使って設計することに注意して ください。 SENSE+ ピンは電流コンパレータに電力も供給します。通常 動作時には約 200μAを流します。SENSE– ピンには1μA 未満 の小さなベース電流が流れ込みます。電流コンパレータへの SENSE– 入力は高インピーダンスなので、DCRによる正確な 検出が可能です。 検出ラインに関係するフィルタ部品はLTC3784の近くに配 置し、検出ラインは電流検出素子の下のケルビン接続に 近づけて一緒に配線します （図 1を参照）。他の場所で電流 を検出すると、寄生インダクタンスと容量が電流検出素子 に実質的に追加され、検出端子の情報が劣化して、電流制 限の設定値が予測不能になることがあります。DCRによる 検出を使用する場合（図 2b）、検出抵抗 R1をスイッチング・ ノードの近くに配置して、敏感な小信号ノードにノイズが 結合するのを防ぎます。 SENSE+ ピンとSENSE– ピン TO SENSE FILTER, NEXT TO THE CONTROLLER SENSE+ ピンとSENSE– ピンは、電流コンパレータへの入力で す。電流コンパレータの同相入力電圧範囲は、2.3V ∼ 60Vで す。電流検出抵抗は、インダクタに直列に、昇圧コントローラ の入力に通常接続されます。 VIN INDUCTOR OR RSENSE 3784 F01 図 1．インダクタまたは検出抵抗を使った 検出ラインの配置 VBIAS VBIAS VIN VIN SENSE+ SENSE+ C1 (OPTIONAL) INTVCC INTVCC LTC3784 LTC3784 BOOST BOOST TG TG SW R2 DCR SENSE– SENSE– VOUT R1 L INDUCTOR VOUT SW BG BG SGND SGND 3784 F02a 3784 F02b PLACE C1 NEAR SENSE PINS （2a）電流検出に抵抗を使用 (R1||R2) • C1 = L DCR RSENSE(EQ) = DCR • R2 R1 + R2 （2b）電流検出にインダクタの DCRを使用 図 2．2つの電流検出方法 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 15 LTC3784 アプリケーション情報 検出抵抗による電流検出 インダクタの DCR による検出 ディスクリート抵抗を使用した標準的な検出回路を図 2aに示 します。RSENSE は必要な出力電流に基づいて選択します。 高負荷電流で最大限の効率を必要とするアプリケーションに 対して、LTC3784は、図 2bに示すようにインダクタのDCR 両 端の電圧降下を検出することができます。高電流インダクタの DCRは1mΩ 未満になることがあります。このようなインダクタ を必要とする高電流アプリケーションでは、検出抵抗による 導通損失により、DCR 検出に比べて効率が数パーセント低 下することがあります。 電 流コンパレータには、最 大しきい値 VSENSE(MAX) があ ります。ILIMピンを接地するか、フロートさせるか、または INTVCC に接 続すると、最 大しきい値 がそれぞれ 50mV、 75mV、100mVに設定されます。電流コンパレータのしきい値 によってインダクタ電流のピーク値が設定され、このピーク値 からピーク・トゥ・ピーク・リップル電流 ∆IL の半分を差し引い た値に等しい最大平均出力電流 IMAX が得られます。検出抵 抗の値を計算するには次式を使用します。 RSENSE = VSENSE(MAX) ΔI IMAX + L 2 各チャネルのIMAX の実際の値は必要な出力電流 IOUT(MAX) に依存し、次式で計算することができます。 ⎛ IOUT(MAX) ⎞ ⎛ VOUT ⎞ IMAX = ⎜ ⎟⎠ • ⎜⎝ V ⎟⎠ 2 ⎝ IN VIN が低く出力電圧が非常に高いアプリケーションでコント ローラを使用するとき、50%を超えるデューティ・ファクタで動 作中の昇圧レギュレータの安定性基準を満たすのに必要な内 部補償のため、最大インダクタ電流および対応する最大出力 電流レベルが低下します。動作デューティ・ファクタに依存する ピーク・インダクタ電流レベルのこの減少を推定するための特 性曲線が 「標準的性能特性」 のセクションに示してあります。 外部のR1||R2 • C1の時定数が正確にL/DCRの時定数に等 しくなるように選択すると、外部コンデンサ両端の電圧降下 はインダクタのDCR 両端の電圧降下にR2/(R1＋R2)を掛け たものに等しくなります。R2は、目標とする検出抵抗値よりも DCR が大きいアプリケーションの検出端子両端の電圧のス ケールを設定します。外付けのフィルタ部品の大きさを適切に 決定するには、インダクタのDCRを知る必要があります。DCR は適切なRLCメータを使って測定できますが、DCRの許容 誤差は常に同じとは限らず、温度によって変化します。詳細に ついては、メーカーのデータシートを参照してください。 「インダクタ値の計算」のセクションのインダクタ・リップル 電流値を使用すると、目標の検出抵抗値は次のようになり ます。 RSENSE(EQUIV) = VSENSE(MAX) ΔI IMAX + L 2 アプリケーションが全動作温度範囲にわたって確実に最 大負荷電流を供給するようにするには、電流検出しきい値 （VSENSE(MAX)） の最小値を選択します。 3784fa 16 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 アプリケーション情報 次に、インダクタのDCRを決定します。DCR が与えられている 場合は、通常 20 Cで示されているメーカーの最大値を使いま す。約 0.4%/ Cの抵抗の温度係数を考慮して、この値を増や します。最大インダクタ温度（TL(MAX)） の控えめな値は100 C です。 インダクタの最大 DCRを必要な検出抵抗値に合わせてス ケール調整するには、次の分圧器の比を使います。 RD = RSENSE(EQUIV) DCRMAX at TL(MAX) C1は通常、0.1µF ∼ 0.47µFの範囲に入るように選択します。 これにより、R1||R2 が約 2kに強制されるので、SENSE– ピンの 1µAの電流によって生じるであろう誤差が減少します。 等価抵抗 R1||R2は室温のインダクタンスと最大 DCRに従っ て次のようにスケール調整されます。 R1||R2 = L (DCR at 20°C)•C1 R1||R2 R1•RD ; R2 = RD 1−RD R1の最大電力損失はデューティ・サイクルに関係し、連続モー ドでVIN = 1/2 VOUT のとき生じます。 PLOSS_R1 = 動作周波数が高いほど小さい値のインダクタとコンデンサ を使用できるという意味で、動作周波数とインダクタの選択 には相関関係があります。なぜ誰もが大きな値の部品を使 用した低周波数動作を選ぶのでしょうか。答えは効率です。 MOSFETのゲート電荷損失とスイッチング損失により、一般 に周波数が高いほど効率が低下します。また、周波数が高く なると、ボディ・ダイオードの導通のデューティ・サイクルが高く なり、効率が低下します。この基本的なトレードオフに加えて、 リップル電流と低電流動作に対するインダクタ値の影響も考 慮しなければなりません。 インダクタの値は、リップル電流に直接影響を与えます。次式 で示されているように、インダクタ・リップル電流 ∆IL はインダク タンスまたは周波数が高いほど減少し、VIN が高いほど増加 します。 ΔIL = 検出抵抗の値は、次のようになります。 R1= インダクタ値の計算 (VOUT − VIN )• VIN R1 R1の電力定格がこの値より大きいことを確認します。軽負荷 時に高い効率が必要な場合、DCR 検出と検出抵抗のどちら を使用するかを決定するときに、この電力損失を検討します。 軽負荷での電力損失は、R1により余分なスイッチング損失が 生じるため、検出抵抗の場合よりDCRネットワークの方がわ ずかに大きくなることがあります。ただし、DCRによる検出で は検出抵抗が取り除かれるので、導通損失が減少し、重負荷 時の効率が高くなります。ピーク効率はどちらの方法でもほぼ 同じです。 VIN ⎛ V ⎞ 1− IN ⎟ ⎜ f •L ⎝ VOUT ⎠ ∆ILが大きくても構わなければ、小さいインダクタンスを使用で きますが、出力電圧リップルとコア損失が大きくなります。リッ プル電流を設定するための妥当な出発点は∆IL = 0.3(IMAX) です。VIN = 1/2VOUT のときにΔIL が最大になります。 インダクタの値は、2 次的な影響も与えます。必要な平均イン ダクタ電流が減少した結果、ピーク電流が、RSENSE によって 決定される電流制限値の25%を下回ると、Burst Mode 動作 への移行が始まります。インダクタ値を低くする （∆IL を高くす る） と、相対的に低い負荷電流でBurst Modeに移行するの で、低電流動作の相対的に上の範囲の効率が低下する可能 性があります。Burst Mode 動作では、インダクタンス値が小さ くなるとバースト周波数が低下します。Lの値が分かったら、 DCRによる損失とコア損失が小さいインダクタを選択します。 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 17 LTC3784 アプリケーション情報 パワー MOSFET の選択 LTC3784ではコントローラ1つに付き、2 個の外付けパワー MOSFETを選択する必要があります。ボトム （メイン） スイッチ 用およびトップ （同期） スイッチ用にそれぞれ 1 個のNチャネル MOSFETです。 ピーク・トゥ・ピークのゲート駆動レベルはINTVCC 電圧に よって設定されます。この電圧は、起動時には標準 5.4Vで す （「EXTVCC ピンの接続」 を参照）。したがって、ほとんどの アプリケーションでは、ロジック・レベルのしきい値を持つ MOSFETを使 用する必 要 があります。MOSFETのBVDSS の仕様にも十分注意を払ってください。ロジック・レベル MOSFETの多くは30V 以下に制限されています。 パワー MOSFETの選択基準には、オン抵抗 RDS(ON)、ミラー 容量 CMILLER、入力電圧、 および最大出力電流が含まれます。 ミラー容量 CMILLER は、MOSFETのメーカーのデータシート に通常記載されているゲート電荷曲線から推定することがで きます。CMILLER は、曲線がほぼ平らな区間の水平軸に沿っ たゲート電荷の増分を、VDSの規定変化量で割ったものに等 しくなります。次に、この結果に、アプリケーションで印加され るVDSとゲート電荷曲線で規定されているVDSとの比を掛 けます。このデバイスが連続モードで動作しているときの上側 MOSFETと下側 MOSFETのデューティサイクルは以下の式 で与えられます。 Main Switch Duty Cycle = VOUT − VIN VOUT Synchronous Switch Duty Cycle = VIN VOUT 最大出力電流が IOUT(MAX) で、各チャネルが合計出力電流 の1/2を担うとすれば、各チャネルのMOSFETの最大出力電 流での電力損失は以下のように与えられます。 2 PMAIN = (VOUT − VIN )VOUT ⎛ IOUT(MAX) ⎞ •⎜ ⎟⎠ • (1+ δ ) 2 ⎝ V 2 IN • RDS(ON) +k • VOUT 3 • IOUT(MAX) 2 • VIN • CMILLER • f PSYNC = VIN VOUT 2 ⎛ IOUT(MAX) ⎞ •⎜ ⎟⎠ • (1+ δ ) •RDS(ON) 2 ⎝ ここで、δはRDS(ON) の温度依存性です （約 1Ω）。逆回復電流 によって生じる損失を反映する定数 kは、ゲート駆動電流に 反比例し、その経験値は1.7です。 I2R 損失は両方のMOSFETに共通していますが、下側のN チャネルの式には遷移損失の追加項があり、これは入力電 圧が低いときに最も高くなります。VIN が高い場合、高電流の ときの効率は一般に大型 MOSFETを使用すると向上します が、VIN が低い場合は遷移損失が急激に上昇し、実際には CMILLER が小さくRDS(ON) が大きいデバイスを使用する方が 効率が高くなるポイントまで達します。同期 MOSFETの損失 は、下側スイッチのデューティ・ファクタが低くなる高入力電圧 時か、または同期スイッチが周期のほとんど100%オンになる 過電圧時に、最も大きくなります。 一般に、MOSFETの （1＋δ） の項は、正規化されたRDS(ON)と 温度の関係を示す曲線の形式で与えられますが、低電圧の MOSFETの場合は、 近似値としてδ = 0.005/ Cを使用できます。 3784fa 18 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 アプリケーション情報 昇圧コンバータの入力リップル電流は連続しているので、 （出 力リップル電流に比べて）比較的小さくなります。入力コンデ ンサCIN の電圧定格は、最大入力電圧をゆとりを持って超え るようにします。セラミック・コンデンサは過電圧状態には比較 的耐えることができますが、アルミ電解コンデンサはそうでは ありません。入力コンデンサに過度のストレスを与える可能性 のある過電圧トランジェントに関して、入力電圧の特性を必ず 評価してください。 CIN の値はソース・インピーダンスの関数で、一般に、ソース・ インピーダンスが高いほど必要な入力容量が大きくなります。 必要な入力容量の大きさはデューティ・サイクルによっても大 きく影響されます。高いデューティ・サイクルで動作する高出力 電流アプリケーションは、DC 電流とリップル電流の両方の点 で、入力電源に大きな負担を負わせることがあります。 昇圧コンバータでは出力電流が不連続なので、COUT は出力 電圧リップルを減少させることができなければなりません。与 えられた出力リップル電圧に対する適切なコンデンサを選択 するには、ESR（等価直列抵抗） とバルク容量の影響について 検討する必要があります。シングル・フェーズ昇圧コンバータ のバルク容量の充放電による定常リップル電圧は、次式で与 えられます。 VRIPPLE = IOUT(MAX) •(VOUT − VIN(MIN) ) COUT • VOUT • f V ここで、COUT は出力フィルタ・コンデンサです。 ESR 両端の電圧降下による定常リップルは次式で与えられま す。 ∆VESR = IL(MAX) • ESR LTC3784は2フェーズのシングル出力コンバータとして構成 されており、この場合、2つのチャネルの出力は一緒に接続さ れ、両方のチャネルのデューティ・サイクルが同じになります。 2フェーズ動作では、2つのチャネルは180 度位相がずれて動 作します。このため、出力コンデンサの電流パルスが効果的に インターリーブされるので、出力コンデンサのリップル電流が 大きく減少します。その結果、 コンデンサのESRの要件を緩和 することができます。出力コンデンサに流れるリップル電流は 方形波なので、出力コンデンサのリップル電流要件は、デュー ティ・サイクル、位相数、および最大出力電流に依存します。2 フェーズ構成のデューティ・サイクルの関数としての出力コンデ ンサの正規化リップル電流を、図 3に示します。出力コンデン サのリップル電流定格を選択するため、最初に出力電圧と入 力電圧の範囲に基づいてデューティ・サイクルの範囲を設定し ます。図 3を参照して、最大負荷電流のパーセンテージとして、 ワーストケースの大きい正規化リップル電流を選択します。 IORIPPLE /IOUT CIN とCOUT の選択 3.25 3.00 2.75 2.50 2.25 2.00 1.75 1.50 1.25 1.00 0.75 0.50 0.25 0 0.1 1-PHASE 2-PHASE 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 DUTY CYCLE OR (1-VIN /VOUT) 0.9 3784 F03 図 3．昇圧コンバータの出力コンデンサの 正規化されたリップル電流（RMS） 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 19 LTC3784 アプリケーション情報 ESRおよび RMS 電流処理の要件を満たすために、複数のコ ンデンサを並列に配置する必要がある場合があります。乾式 タンタル、特殊ポリマー、アルミ電解およびセラミックの各コ ンデンサは、すべて表面実装パッケージで入手できます。セラ ミック・コンデンサは優れた低 ESR 特性を備えていますが、電 圧係数が高いことがあります。今では低 ESRで高リップル電 流定格のコンデンサ （OS-CONやPOSCAPなど） を利用でき ます。 PolyPhase 動作 大きな電流を必要とする出力負荷の場合、複数のLTC3784 をカスケード接続し、位相をずらして動作させて出力電流を 大きくすることができ、同時に入力と出力の電圧リップルを減 らすことができます。PLLIN/MODEピンにより、LTC3784は 別のLTC3784のCLKOUT 信号に同期することができます。 CLKOUT 信号を、後続段のPLLIN/MODEピンに接続して、 システム全体の周波数と位相の両方を揃えることができます。 PHASMDピンをINTVCC またはSGNDに接続するか、あるい はフロートさせると、 （PLLIN/MODEとCLKOUTの間に） それ ぞれ 240 、60 、90 の位相差を生じ、また （CH1とCH2の間 に）120 、180 、180 の位相差を生じます。3、4、6、または12 フェーズでの動作に必要な接続方法を図 4に示します。合計 12フェーズをカスケード接続し、相互に位相をずらして同時に 動作させることができます。 出力電圧の設定 LTC3784の出力電圧は、図 5に示すように、出力の両端に注 意深く配置した外付けの帰還抵抗分割器によって設定されま す。安定化出力電圧は次式で求められます。 ⎛ R ⎞ VOUT = 1.2V ⎜ 1+ B ⎟ ⎝ RA ⎠ VFBラインは、インダクタやSWラインなどのノイズ源から 離して配線するように十分注意してください。また、帰還抵 抗分割器をVFBピンの近くに配置し、VFBノードをできる だけ小さくしてノイズのピックアップを防いでください。 ソフトスタート （SSピン） VOUT の起動は、SSピンの電圧によって制御されます。SSピ ンの電圧が 1.2Vの内部リファレンスより低いと、LTC3784は VFBピンの電圧を1.2VではなくSSピンの電圧に安定化します。 図 6に示されているように、ソフトスタートは、コンデンサをSS ピンからグランドに接続するだけでイネーブルされます。内部 10μA 電流源がこのコンデンサを充電して、SSピンに直線的 なランプ電圧を発生させます。LTC3784はVFBピン （したがっ て、VOUT） をSSピンの電圧に従って安定化するので、VOUT は VIN から最終的な安定化電圧値まで滑らかに上昇することが できます。全ソフトスタート時間はおおよそ次のようになります。 t SS = CSS • 1.2V 10µA 3784fa 20 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 アプリケーション情報 0,240 VOUT PHASMD LTC3784 VFB 120, CHANNEL 2 NOT USED +120 PLLIN/MODE CLKOUT PLLIN/MODE CLKOUT PHASMD LTC3784 SS RUN VFB ITH SS RUN ITH INTVCC (4a) 3-Phase Operation 0,180 VOUT PHASMD LTC3784 VFB 90,270 +90 PLLIN/MODE CLKOUT PLLIN/MODE CLKOUT PHASMD LTC3784 SS RUN VFB ITH SS RUN ITH (4b) 4-Phase Operation 0,180 VOUT PHASMD LTC3784 VFB 60,240 +60 PLLIN/MODE CLKOUT PHASMD LTC3784 SS RUN VFB ITH 120,300 +60 PLLIN/MODE CLKOUT PLLIN/MODE CLKOUT PHASMD LTC3784 SS RUN VFB ITH SS RUN ITH (4c) 6-Phase Operation 0,180 VOUT PLLIN/MODE CLKOUT PHASMD LTC3784 VFB RUN VFB ITH PLLIN/MODE CLKOUT PHASMD LTC3784 SS RUN ITH 60,240 PLLIN/MODE CLKOUT PHASMD LTC3784 SS 210,30 VFB +60 +60 RUN VFB ITH PLLIN/MODE CLKOUT PHASMD LTC3784 120,300 PLLIN/MODE CLKOUT PHASMD LTC3784 SS 270,90 VFB +60 +60 SS RUN ITH (4d) 12-Phase Operation +90 SS RUN ITH 330,150 PLLIN/MODE CLKOUT PHASMD LTC3784 VFB SS RUN ITH 3784 F04 図 4．PolyPhase 動作 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 21 LTC3784 アプリケーション情報 大きなMOSFET が高い周波数で駆動される高入力電圧アプ リケーションでは、LTC3784の最大接合部温度定格を超える 恐れがあります。ゲート充電電流によって支配されるINTVCC 電流は、VBIAS LDOまたはEXTVCC LDOによって供給可 能です。EXTVCC ピンの電圧が 4.8Vより低いと、VBIAS LDO がイネーブルされます。この場合、デバイスの電力損失は最大 となり、VBIAS • IINTVCC に等しくなります。 「効率に関する検 討事項」 のセクションで説明されているように、ゲート充電電 流は動作周波数に依存します。接合部温度は 「電気的特性」 のNote 3に与えられている式を使って推定することができま す。たとえば、70 Cの周囲温度でEXTVCC 電源を使用しない 場合、次に示すように、60VのVBIAS 電源からのLTC3784の INTVCC 電流は、QFN パッケージでは21mA 未満に制限され ます。 VOUT RB LTC3784 VFB RA 3784 F05 図 5．出力電圧の設定 LTC3784 SS CSS SGND 3784 F06 図 6．SSピンを使ったソフトスタートの設定 INTVCC レギュレータ LTC3784には2つの異なるPチャネル低ドロップアウト・リニ ア・レギュレータ （LDO）が内蔵されており、EXTVCC ピンの 接続状態に従って、VBIAS 電源ピンまたはEXTVCC ピンか らINTVCC ピンに電力を供給します。INTVCC はゲート・ドラ イバとLTC3784の内部回路のほとんどに電力を供給します。 VBIAS LDOとEXTVCC LDOはINTVCC を5.4Vに安定化し ます。これらの各 LDOは少なくとも50mAを供給可能であり、 4.7μF 以上のセラミック・コンデンサでグランドにバイパスする 必要があります。MOSFETゲート・ドライバが必要とする大き なトランジェント電流を供給し、チャネル間の相互作用を防ぐ ために、十分なバイパスが必要です。 TJ = 70°C + (21mA)(60V)(43°C/W) = 125°C SSOP パッケージでは、EXTVCC 電源を使用していないとき、 次に示すように、60V 電源からのINTVCC 電流は10mA 未満 に制限されます。 TJ = 70°C + (10mA)(60V)(90°C/W) = 125°C 最大接合部温度を超えないようにするには、最大 VIN での連 続導通モード （PLLIN/MODE = INTVCC）動作時の入力電源 電流をチェックする必要があります。 EXTVCC ピンに印加される電圧が 4.8Vを超えると、VIN LDO がオフしてEXTVCC LDO がイネーブルされます。EXTVCC に与えられる電圧が 4.55Vより上に保たれる限り、EXTVCC LDOはオンしたままです。EXTVCC LDOはINTVCC の電圧を 5.4Vに安定化しようとするので、EXTVCC が 5.4Vより低い間 はLDO がドロップアウト状態になり、INTVCC の電圧はほぼ EXTVCC に等しくなります。EXTVCC が 5.4Vより高く、絶対最 大定格の14Vを超えないとき、INTVCC は5.4Vに安定化さ れます。 3784fa 22 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 アプリケーション情報 外部電源からINTVCC に給電すると、大きな熱利得が得られ ます。EXTVCC ピンを5V 電源に接続すると、前の例の接合部 温度はQFNパッケージで125 Cから79 C値にまで下がります。 TJ = 70°C + (32mA)(5V)(43°C/W) = 77°C また、SSOP パッケージでは125 C から74 Cに下がります。 TJ = 70°C + (15mA)(5V)(80°C/W) = 77°C EXTVCC に可能な接続方法を以下にまとめます。 EXTVCC を接地します。こうすると、5.4Vの内部レギュレー タからINTVCC に電力が供給されるため、入力電圧が高い ときに効率が低下します。 EXTVCC を外部電源に接続します。5V ∼ 14Vの範囲内の 外部電源を利用できる場合は、その電源を使用して電力を 供給できます。EXTVCC が常にVBIASより低いか、または VBIASと等しくなるようにします。 上側 MOSFETドライバの電源（CB、DB） BOOSTピンに接続された外部ブートストラップ・コンデンサ CB は、トップサイドMOSFETにゲート・ドライブ電圧を供給 します。SWピンが L のとき、 「ブロック図」のコンデンサCB が INTVCC から外付けダイオードDB を介して充電されます。 上側 MOSFETの1つをオンさせるとき、ドライバは対象とな るMOSFETのゲート・ソース間にCB の電圧を印加します。こ れによってMOSFET が導通し、上側のスイッチがオンします。 スイッチ・ノード電圧 SWはVOUT まで上昇し、それに従って BOOSTピンの電圧も上昇します。 トップ MOSFET がオンして いるとき、BOOST 電圧は出力電源より高くなります。VBOOST = VOUT ＋VINTVCC。昇圧コンデンサCB には上側 MOSFET の全入力容量の100 倍の値が必要です。外付けショットキ・ダ イオードの逆ブレークダウン電圧はVOUT(MAX)より大きくな ければなりません。 各上側 MOSFETドライバには内部チャージポンプが備わって おり、BOOSTピンからブートストラップ・コンデンサに電流を 供給します。この充電電流により、ドロップアウト状態や過電 圧状態のとき上側 MOSFETを連続的にオン状態に保つのに 必要なバイアス電圧が維持されます。上側ドライバ用ショット キ・ダイオード/シリコン・ダイオードには、チャージポンプが供 給可能な出力電流より逆漏れ電流が小さいものを選択しま す。異なる動作条件で使用可能なチャージポンプの電流を示 す曲線が、 「標準的性能特性」 のセクションに示されています。 昇圧コンバータの漏れ電流の大きなダイオードDB は、上側 MOSFET が完全にオンするのを妨げるだけでなく、ブートス トラップ・コンデンサCB を完全に放電させて、入力電圧から BOOSTピン、さらにINTVCC への電流経路を形成することが あります。これにより、ダイオードの漏れ電流が INTVCC の消 費電流より大きいと、INTVCC が上昇することがあります。これ は、INTVCC の負荷が非常に小さくなることがあるBurst Mode 動作で特に懸念されます。外部ショットキ・ダイオードまたはシ リコン・ダイオードを慎重に選択して、INTVCC がその正常な 安定化電圧よりはるかに高く充電されることが決してないよう にします。 フォルト状態：過熱保護 高い温度で、または(INTVCC のグランドへの短絡など) 内 部電力損失によりチップが過度に自己発熱した場合、過熱 シャットダウン回路が LTC3784をシャットダウンします。接合 部温度が約 170 Cを超えると、過熱回路が INTVCC LDOを ディスエーブルするので、INTVCC 電源が急落し、実質的に LTC3784全体をシャットダウンします。接合部温度が約155 C まで再度下がると、INTVCC LDO が再度オンします。長期の オーバーストレス （TJ > 125 C） はデバイスの性能の低下や寿 命の短縮のおそれがあるので避けてください。 外部ダイオードDB は、ショットキ・ダイオードまたはシリコ ン・ダイオードにすることができますが、どちらの場合も、 漏れ電流が小さく、リカバリが高速なものにします。逆漏れ 電流が一般にかなり増加する高い温度での逆漏れ電流に 十分注意を払ってください。 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 23 LTC3784 アプリケーション情報 最大負荷でシャットダウンが生じることがあるので、負荷電流 により上側 MOSFETのボディ・ダイオードに大きな電力損失 が生じることに注意してください。この場合、PGOOD出力を 使ってシステム負荷をオフすることができます。 フェーズロック・ループと周波数同期 LTC3784には位相周波数検出器、ローパス・フィルタおよび 電圧制御発振器（VCO）で構成される内部フェーズロック・ ループ （PLL）が備わっています。これにより、チャネル1の下 側 MOSFETのターンオンを、PLLIN/MODEピンに加えられ た外部クロック信号の立ち上がりエッジにロックさせることが できます。したがって、チャネル2の下側 MOSFETのターンオ ンは、外部クロックに対して180 度位相がずれます。位相検出 器はエッジに反応するデジタル・タイプで、外部発振器と内部 発振器の位相シフトをゼロ度にします。このタイプの位相検出 器は、外部クロックの高調波に誤ってロックすることがありま せん。 外部クロックの周波数が内部発振器の周波数（fOSC） より 高いと、位相検出器の出力から電流を連続的にソースし、 VCO 入力を引き上げます。外部クロックの周波数が fOSCよ り低いと、電流を連続的にシンクし、VCO 入力を引き下げ ます。外部周波数と内部周波数が等しくても位相が異なる と、位相差に相当する時間だけ電流源がオンします。VCO 入力の電圧は、内部発振器と外部発振器の位相と周波数 が等しくなるまで調整されます。安定した動作点では、位相 検出器の出力は高インピーダンスになり、内部フィルタ・コ ンデンサCLP が VCO 入力の電圧を保持します。 外部クロック入力の （PLLIN/MODEピンの）H のしきい値 は標準で1.6V、L のしきい値は1.2Vです。 LTC3784は 周 波 数 が LTC3784の 内 部 VCOの 範 囲（ 公 称 55kHz ∼ 1MHz） の外部クロックにだけ同期できることに注意 してください。これは75kHz ∼ 850kHzとなることが保証され ています。 FREQピンを使って自走周波数を必要な同期周波数の近くに 設定することにより、高速フェーズロックを実現することができ ます。VCOの入力電圧はFREQピンによって設定される周波 数に対応した周波数にプリバイアスされます。プリバイアスさ れていると、PLLは周波数をわずかに調整するだけでフェーズ ロックと同期を実現することができます。自走周波数を外部ク ロック周波数に近くに設定することは必須ではありませんが、 近くに設定すると、PLL がロックする際に動作周波数が広い 周波数範囲を通過せずに済みます。 1000 900 FREQUENCY (kHz) 800 700 600 500 400 300 200 100 0 15 25 35 45 55 65 75 85 95 105 115 125 3784 F07 FREQ PIN RESISTOR (kΩ) 図 7．発振器周波数とFREQピンの抵抗値の関係 3784fa 24 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 アプリケーション情報 FREQピンを使用できるさまざまな状態を表 2にまとめます。 表 2． FREQピン PLLIN/MODEピン 0V DC 電圧 INTVCC 抵抗 上記のいずれか DC 電圧 DC 電圧 外部クロック 周波数 350kHz 535kHz 50kHz ～ 900kHz 外部クロックに フェーズロック 最小オン時間に関する検討事項 最小オン時間 tON(MIN) は、LTC3784 が下側 MOSFETをオン することができる最小時間です。これは内部タイミング遅延と 上側 MOSFETをオンするのに必要なゲート電荷の量によって 決まります。低デューティ・サイクルのアプリケーションはこの 最小オン時間の制限値に近づくことがあります。 強制連続モードでは、デューティ・サイクルが最小オン時間で 対応可能な値未満になると、コントローラはサイクルをスキッ プし始めますが、出力は安定化されたままです。VIN が増加す るとさらに多くのサイクルがスキップされます。VIN が上昇して VOUT を超えると、ループが上側 MOSFETを連続的なオン状 態に保ちますLTC3784の最小オン時間は、約 110nsです。 効率に関する検討事項 スイッチング・レギュレータのパーセント表示の効率は、出力 電力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくなりま す。個々の損失の解析が、効率を制限する要素がどれであり、 また何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断するの に役立つことがよくあります。パーセント表示の効率は、次式 で表すことができます。 % 効率 = 100% –（L1＋L2＋L3＋...） ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセント値で表し た個々の損失です。 回路内の電力を消費するすべての要素で損失が生じますが、 LTC3784の回路の損失の大部分は、通常 5つの主な損失要 因によって生じます。1） デバイスのVBIAS 電流、2）INTVCC レ ギュレータの電流、3）I2R損失、4）下側MOSFETの遷移損失、 5） ボディ・ダイオードの導通損失です。 1. VBIAS 電流は 「電気的特性」 の表に記載されているDC 電 源電流であり、これにはMOSFETドライバ電流や制御電 流は含まれません。VBIAS 電流による損失は通常小さな 値です （0.1% 未満）。 2. INTVCC 電流は、MOSFETドライバ電流と制御電流の合 計です。MOSFETドライバ電流は、パワー MOSFETのゲー ト容量をスイッチングすることによって流れます。MOSFET のゲートが L から H に切り替わり、再び L に切り替わ るたびに、INTVCC からグランドに一定量の電荷（dQ） が移 動します。それによって生じるdQ/dtはINTVCC から流れ出 る電流であり、一般に制御回路の電流よりはるかに大きく なります。連続モードでは、IGATECHG = f(QT ＋QB)です。こ こで、QTとQB は上側 MOSFETと下側 MOSFETのゲート 電荷です。 3. DCのI2R 損失。これは、MOSFET、センス抵抗、インダクタ および PC 基板のトレースの各抵抗成分から生じ、大きな 出力電流で効率を低下させます。 4. 遷移損失は下側 MOSFETにのみ適用され、しかも低入力 電圧で動作している場合にのみ大きくなります。遷移損失 は次式から概算できます。 Transition Loss = (1.7) VOUT3 IOUT(MAX) • •CRSS • f VIN 2 5. ボディ・ダイオードの導通損失は高いスイッチング周波数で はもっと大きくなります。デッドタイムの間、上側 MOSFET 内の損失はIOUT • VDS であり、VDS は約 0.7Vです。もっと 高いスイッチング周波数では、デッドタイムはスイッチング・ サイクルの大きな部分となり、効率を低下させます。 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 25 LTC3784 アプリケーション情報 銅トレースや内部バッテリ抵抗など他の隠れた損失は、携帯 用システムではさらなる効率低下を生じる可能性があります。 これらのシステム・レベルの損失を設計段階で含めることが 非常に重要です。 トランジェント応答のチェック レギュレータのループ応答は、負荷電流のトランジェント応 答を調べればチェックできます。スイッチング・レギュレータ は、DC（抵抗性）負荷電流のステップに応答するのに数サイ クルを要します。負荷ステップが発生すると、VOUT はΔILOAD • ESRに等しい大きさだけシフトします。ここで、ESRはCOUT の等価直列抵抗です。さらに、∆ILOAD によりCOUT の充放電 が始まって帰還誤差信号が発生し、レギュレータを強制的に 電流変化に適応させてVOUT を定常値に回復させます。この 回復期間に、安定性に問題があることを示す過度のオーバー シュートやリンギングが発生しないか、VOUT をモニタできま す。OPTI-LOOP 補償回路により、幅広い出力容量値および ESR 値にわたってトランジェント応答を最適化することができ ます。ITHピンを備えているので、制御ループ動作を最適化 できるだけでなく、DC 結合され、ACフィルタを通した閉ルー プ応答のテスト・ポイントも得られます。このテスト・ポイントで のDCステップ、立ち上がり時間、およびセトリングは、閉ルー プ応答を正確に反映します。2 次特性が支配的なシステムを 想定すれば、位相余裕や減衰係数は、このピンに現れるオー バーシュートのパーセンテージから概算できます。このピンの 立ち上がり時間を調べることにより、帯域幅も概算できます。 図 10の回路に示されているITHピンの外付け部品はほとんど のアプリケーションにおいて妥当な出発点となります。 ITHの直列RC-CCフィルタにより、支配的なポール-ゼロ・ルー プ補償が設定されます。PCの最終レイアウトが完了し、出力 コンデンサの種類と容量値が具体的に決定したら、これらの 値はトランジェント応答を最適化するために多少は変更でき ます。ループの利得と位相は、出力コンデンサのさまざまな種 類と値によって決まるので、出力コンデンサを選択する必要 があります。立ち上がり時間が 1μs ∼ 10μsの、全負荷電流の 20% ∼ 80%の出力電流パルスによって、帰還ループを開くこ となく全体的なループの安定性を判断することができる出力 電圧波形とITHピンの波形が発生します。 パワー MOSFETと負荷抵抗を出力コンデンサの両端に直接 接続し、適当な信号発生器でそのゲートを駆動するのが、現 実的な負荷ステップ状態を生成する実用的な方法です。出力 電流のステップ変化によって生じる初期出力電圧ステップは 帰還ループの帯域幅内にない場合があるため、位相マージン を決定するのにこの信号を使用することはできません。このた め、ITHピンの信号を調べる方が確実です。この信号は帰還 ループ内にあり、フィルタを通して補償された制御ループ応答 です。 ループの利得はRC を大きくすると増加し、ループの帯域幅は CC を小さくすると広くなります。CC を小さくするのと同じ比率 でRC を大きくすると、ゼロの周波数は変化しないため、帰還 ループの最も重要な周波数範囲で位相シフトが一定に保た れます。出力電圧のセトリング動作は閉ループ・システムの安 定性に関係し、電源全体の実際の性能を表します。 次に、大容量の （>1µF）電源バイパス・コンデンサが接続され ている負荷で切り替えが行われると、さらに大きな過渡電圧 が発生します。放電しきったバイパス・コンデンサが実質的に COUTと並列接続状態になるため、VOUT が急激に低下しま す。負荷スイッチの抵抗が小さく、かつ短時間で駆動される と、どのようなレギュレータでも出力電圧の急激なステップ変 化を防止できるほど素早く電流供給を変えることはできませ ん。CLOAD 対 COUT の比率が 1：50より大きい場合は、スイッ チの立ち上がり時間を制御して、負荷の立ち上がり時間を約 25・CLOAD に制限するようにしてください。そうすることにより、 10µFのコンデンサでは250µsの立ち上がり時間が必要とさ れ、充電電流は約 200mAに制限されるようになります。 3784fa 26 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 アプリケーション情報 設計例 設計例として、VIN = 12V（公称） 、VIN = 22V（最大） 、VOUT = 24V、IOUT(MAX) = 8A、VSENSE(MAX) = 75mVおよびf = 350kHz と仮定します。 COUT は、出力の方形波電流をフィルタ処理するように選択し ます。最大出力電流のピーク値は次のようになります。 ⎛ 31% ⎞ IOUT(PEAK) = 8 • ⎜ 1+ ⎟ = 9.3A ⎝ 2 ⎠ 部品は1チャネル動作に基づいて設計されています。リップル 低 ESR(5 ｍΩ)のコンデンサを推奨します。このコンデンサは 電流を30%と仮定して、まずインダクタンス値を選択します。 （ESR がリップルを支配すると仮定して）出力電圧リップルを PLLIN/MODEピンをGNDに接続すると350kHz 動作になり 46.5mVに制限します。 ます。30%のリップル電流の場合、最小インダクタンスは次式 のとおりです。 PC 基板レイアウトのチェックリスト ΔIL = VIN ⎛ V ⎞ 1− IN ⎟ ⎜ f •L ⎝ VOUT ⎠ VIN = 1/2VOUT = 12Vのとき最大リップルとなり、各チャネル の平均最大インダクタ電流は次のようになります。 ⎛ IOUT(MAX) ⎞ ⎛ VOUT ⎞ IMAX = ⎜ ⎟⎠ • ⎜⎝ V ⎟⎠ = 8A 2 ⎝ IN 6.8μHのインダクタは31%のリップル電流を生じます。ピーク・ インダクタ電流は、最大DC値にリップル電流の1/2を加えた値 （つまり9.25A） になります。 RSENSE の抵抗値は、許容誤差をいくらか考慮して最大電流 検出電圧の規定値を使用すると、計算できます。 RSENSE ≤ 75mV = 0.008Ω 9.25A 1% 抵抗を選択すると、RA = 5kおよび RB = 95.3kのとき出力 電圧は24.072Vになります。 各チャネルの上側 MOSFETの電力損失は容易に推定できま す。VishayのSi7848BDP MOSFETを選択した場合、RDS(ON) = 0.012Ω、CMILLER = 150pFです。T（概算値）＝ 50 Cで最 大入力電圧の場合、次のようになります。 PMAIN = (24V – 12V) 24V (12V)2 •(4A)2 • [1+(0.005)(50°C – 25°C)] • 0.008Ω + (1.7)(24V)3 4A (150pF)(350kHz) = 0.7W 12V プリント回路基板をレイアウトするときは、以下のチェックリス トを使用して、このデバイスが正しく動作するようにします。こ れらの項目は図8のレイアウト図にも示してあります。連続モー ドで動作している2フェーズ同期式レギュレータの様々な枝路 に現れる電流波形を図 9に示します。レイアウトでは、以下の 項目をチェックしてください。 1. 下 側のNチャネルMOSFETのMBOT1とMBOT2および 上側のNチャネルMOSFETのMTOP1とMTOP2をCOUT とともに狭い1つの領域内に配置します。 2. 信号グランドと電源グランドは分離されていますか。1つに まとめたこのデバイスの信号グランド・ピンとCINTVCC のグ ランド・リターンは、1つにまとめたCOUT の （–）端子に戻す 必要があります。下側のNチャネルMOSFETとコンデンサ で形成される経路は、リードとPCトレースを短くします。出 力コンデンサの （–）端子は下側のMOSFETのソース端子 にできるだけ近づけて接続します。 3. LTC3784のVFBピンの抵抗分割器はCOUT の(+) 端子に 接続されていますか。抵抗分割器は、COUT の(+) 端子と信 号グランドの間に接続し、VFBピンの近くに配置する必要 があります。帰還抵抗は入力コンデンサからの高電流入力 経路に沿って配置しないでください。 4. SENSE–とSENSE+ は最小の基板トレース間隔で一緒に配 線されていますか。SENSE+とSENSE– の間のフィルタ・コ ンデンサは、できるだけデバイスに近づけて配置します。検 出抵抗にはケルビン接続を使って高精度の電流検出を保 証します。 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 27 LTC3784 アプリケーション情報 SENSE1– SENSE1+ LTC3784 fIN PHSMD CLKOUT FREQ PLLIN/MODE ILIM PGOOD SW1 TG1 VPULL-UP L1 RSENSE1 CB1 BOOST1 + M1 M2 BG1 VBIAS GND PGND EXTVCC INTVCC ITH BG2 CB2 BOOST2 SS M3 VIN + M4 VOUT L2 TG2 SW2 SENSE2+ SENSE2– + OVMODE SGND RUN VFB RSENSE2 3784 F08 図 8．推奨プリント回路レイアウト図 RSENSE1 SW1 L1 SW2 VOUT VIN RIN CIN COUT RSENSE2 BOLD LINES INDICATE HIGH SWITCHING CURRENT. KEEP LINES TO A MINIMUM LENGTH. RL SW4 L2 SW3 3784 F09 図 9. 分岐電流の波形 28 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 3784fa LTC3784 アプリケーション情報 5. INTVCC のデカップリング・コンデンサは、デバイスの近く でINTVCC ピンと電源グランド・ピン間に接続されています か。このコンデンサはMOSFETドライバのピーク電流を供 給します。1μFセラミック・コンデンサを1 個、INTVCC ピン とPGNDピンに隣接して追加すると、ノイズ性能を大幅に 改善できます。 6. スイッチング・ノード （SW1、SW2）、トップ・ゲート・ノー ド （TG1、TG2）、お よ び ブ ー スト・ノ ー ド （BOOST1、 BOOST2） は、敏感な小信号ノード、特に反対側のチャネ ルの電圧検出帰還ピンおよび電流検出帰還ピンから離し てください。これらすべてのノードの信号は非常に大きく高 速に変化するので、ノードはLTC3784の出力側に置き、基 板のトレース面積を最小限に抑えます。 7. 改良型の 「スター・グランド」手法を使用します。これは、入 力コンデンサおよび出力コンデンサと同じPC 基板の側に ある低インピーダンスの大きな銅領域の中央接地点で、こ こにINTVCC デカップリング・コンデンサの下側、帰還抵抗 分圧器の下側、 およびデバイスのSGNDピンを接続します。 PC 基板レイアウトのデバッグ 最初、1つのコントローラだけオンします。回路をテストすると き、DC ∼ 50MHzの電流プローブを使用してインダクタの電 流をモニタすることは有用です。出力スイッチング・ノード （SW ピン） をモニタして、オシロスコープを内部発振器に同期させ、 実際の出力電圧を調べてください。アプリケーションで予想さ れる動作電圧および電流範囲で、適切な性能が達成されてい ることをチェックします。ドロップアウト状態になるまでの入力 電圧範囲にわたって、 さらに、出力負荷が低電流動作しきい値 （標準でBurst Mode 動作の最大設計電流レベルの10%） を 下回るまで、動作周波数が保たれるようにしてください。 適切に設計され、実装された低ノイズのPCBでは、デュー ティ・サイクルのパーセンテージがサイクル間で維持され ます。低調波の周期でデューティ・サイクルが変動する場 合、電流検出入力または電圧検出入力でノイズを拾ってい るか、またはループ補償が適当でない可能性があります。 レギュレータの帯域幅の最適化が不要であれば、ループ の過補償を用いてPCレイアウトの不備を補うことができま す。両方のコントローラを同時にオンするのは必ず各コン トローラの個々の性能をチェックした後にしてください。特 に条件の厳しい動作領域は、一方のコントローラ・チャネ ルが電流コンパレータのトリップ点に近づいているときに 他方のチャネルが下側のMOSFETをオンしようとするとき です。これは内部クロックの位相同期のために、どちらかの チャネルのデューティ・サイクルが 50% 付近のとき発生し、 デューティ・サイクルの小さなジッタを引き起こす可能性が あります。 VIN を公称レベルより下げて、高いデューティ・サイクルでの レギュレータ動作を検証します。出力をモニタしながらさら にVIN を下げて動作を確認し、低電圧ロックアウト回路の動 作をチェックします。 問題があるのは出力電流が大きいときのみ、または入力電 圧が高いときのみであるかどうかを調べます。入力電圧が 高くかつ出力電流が小さいときに問題が発生する場合は、 BOOST、SW、TG、場合によってはBGと、ノイズの影響を受 けやすい電圧ピンおよび電流ピンとの間に容量性結合が ないかを調べます。電流検出ピン間に接続するコンデンサ は、デバイスのピンのすぐ近くに配置する必要があります。 このコンデンサは、高周波容量性結合による差動ノイズの 混入の影響を最小限に抑えるのに役立ちます。 電流検出のリード線を逆方向に接続した場合、その他の点 ではスイッチング・レギュレータが正しく動作するため、か えって見逃すおそれのある厄介な問題が生じます。このよ うな不適切な接続状態でも出力電圧は維持されますが、 電流モード制御の利点は得られません。電圧ループの補償 は部品選択に対してはるかに敏感です。この現象は電流検 出抵抗を一時的に短絡して調べることができます。検出抵 抗を短絡してもレギュレータは引き続き出力電圧を制御す るので、心配いりません。 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 29 LTC3784 標準的応用例 CSS, 0.1µF SENSE1– PGOOD SENSE1+ ILIM TG1 PHASMD SW1 CLKOUT BOOST1 OVMODE PLLIN/MODE SGND LTC3784 BG1 EXTVCC RUN VBIAS FREQ INTVCC SS CITH, 15nF RITH, 8.66k 100k INTVCC MTOP1 RSENSE1 4mΩ CINT 4.7µF CIN 22µF ×2 BG2 L2 3.3µH SW2 TG2 VIN 5V TO 24V VOUT 24V 10A* MBOT2 BOOST2 VFB SENSE2+ SENSE2– COUTB1 220µF MBOT1 CB2, 0.1µF RA, 12.1k + D1 D2 ITH COUTA1 22µF ×4 CB1, 0.1µF PGND CITHA, 220pF RB 232k L1 3.3µH RSENSE2 4mΩ MTOP2 COUTA2 22µF ×4 + 3784 F10 COUTB2 220µF CIN, COUTA1, COUTA2: TDK C4532X5R1E226M COUTB1, COUTB2: SANYO, 50CE220LX L1, L2: PULSE PA1494.362NL MBOT1, MBOT2, MTOP1, MTOP2: RENESAS HAT2169H D1, D2: BAS140W *WHEN VIN < 8V, MAXIMUM LOAD CURRENT AVAILABLE IS REDUCED. 図 10．高効率の 2フェーズ 24V 昇圧コンバータ CSS, 0.1µF SENSE1– PGOOD SENSE1+ TG1 ILIM PHASMD SW1 CLKOUT BOOST1 OVMODE PLLIN/MODE SGND LTC3784 BG1 EXTVCC RUN VBIAS FREQ INTVCC SS CITH, 15nF RITH, 8.66k 100k INTVCC MTOP1 RSENSE1 4mΩ CINT 4.7µF CIN 6.8µF ×4 BG2 L2 3.3µH SW2 TG2 VIN 5V TO 28V VOUT 28V 8A MBOT2 BOOST2 VFB SENSE2+ SENSE2– COUTB1 220µF MBOT1 CB2, 0.1µF RA, 12.1k + D1 D2 ITH COUTA1 6.8µF ×4 CB1, 0.1µF PGND CITHA, 220pF RB 271k L1 3.3µH RSENSE2 4mΩ MTOP2 COUTA2 6.8µF ×4 + 3784 F11 COUTB2 220µF CIN, COUTA1, COUTA2: TDK C4532X7RIH685K COUTB1, COUTB2: SANYO, 50CE220LX L1, L2: PULSE PA1494.362NL MBOT1, MBOT2, MTOP1, MTOP2: RENESAS HAT2169H D1, D2: BAS140W 図 11．高効率の 2フェーズ 28V 昇圧コンバータ 3784fa 30 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 標準的応用例 SENSE1– SENSE1+ ILIM INTVCC CSS, 0.1µF PHASMD SW1 CLKOUT BOOST1 OVMODE PLLIN/MODE SGND LTC3784 BG1 EXTVCC RUN VBIAS FREQ INTVCC SS CITH, 15nF RITH, 3.57k 100k PGOOD TG1 INTVCC MTOP1 RSENSE1 5mΩ CINT 4.7µF PGND CIN 6.8µF ×4 BG2 L2 10.2µH SW2 TG2 VIN 5V TO 36V VOUT 36V 6A MBOT2 BOOST2 VFB SENSE2+ SENSE2– COUTB1 220µF MBOT1 CB2, 0.1µF RA, 12.1k + D1 D2 ITH COUTA1 6.8µF ×4 CB1, 0.1µF CITHA, 220pF RB 348k L1 10.2µH RSENSE2 5mΩ MTOP2 COUTA2 6.8µF ×4 + 3784 F12 COUTB2 220µF CIN, COUTA1, COUTA2: TDK C4532X7RIH685K COUTB1, COUTB2: SANYO, 50CE220LX L1, L2: PULSE PA2050.103NL MBOT1, MBOT2, MTOP1, MTOP2: RENESAS RJICO652DPB D1, D2: BAS170W 図 12．高効率の 2フェーズ 36V 昇圧コンバータ 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 31 LTC3784 標準的応用例 SENSE1– SENSE1+ ILIM INTVCC CSS, 0.1µF PHASMD SW1 CLKOUT BOOST1 OVMODE PLLIN/MODE SGND LTC3784 BG1 EXTVCC RUN VBIAS FREQ INTVCC SS CITH, 10nF RITH, 23.7k 100k PGOOD TG1 INTVCC MTOP1 RSENSE1 8mΩ CINT 4.7µF PGND CIN 6.8µF ×4 BG2 L2 16µH SW2 TG2 VIN 5V TO 48V VOUT 48V 4A MBOT2 BOOST2 VFB SENSE2+ SENSE2– COUTB1 220µF MBOT1 CB2, 0.1µF RA, 12.1k + D1 D2 ITH COUTA1 6.8µF ×4 CB1, 0.1µF CITHA, 220pF RB 475k L1 16µH RSENSE2 8mΩ MTOP2 COUTA2 6.8µF ×4 + 3784 F13 COUTB2 220µF CIN, COUTA1, COUTA2: TDK C4532X7RIH685K COUTB1, COUTB2: SANYO, 63CE220K L1, L2: PULSE PA2050.163NL MBOT1, MBOT2, MTOP1, MTOP2: RENESAS RJK0652DPB D1, D2: BAS170W 図 13．高効率の 2フェーズ 48V 昇圧コンバータ 3784fa 32 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 標準的応用例 RS2 53.6k 1% C1 0.1µF C3 0.1µF INTVCC RFREQ, 41.2k CSS, 0.1µF SENSE1– PGOOD SENSE1+ ILIM TG1 PHASMD SW1 CLKOUT OVMODE BOOST1 PLLIN/MODE SGND LTC3784 BG1 EXTVCC RUN VBIAS FREQ INTVCC SS CITH, 15nF RITH, 8.87k, 1% 100k INTVCC D3 MTOP1 CB1, 0.1µF CINA 22µF ×4 CINT 4.7µF VIN 5V TO 24V CINB 220µF + VOUT 24V 8A D2 ITH BG2 MBOT2 L2 10.2µH SW2 VFB C2 0.1µF COUTB1 220µF MBOT1 CB2, 0.1µF C4 0.1µF + L1 10.2µH BOOST2 RS 232k 1% COUTA1 6.8µF ×4 D1 PGND CITHA, 220pF RA 12.1k, 1% RS1 26.1k 1% TG2 MTOP2 D4 SENSE2+ RS3 26.1k 1% SENSE2– RS4 53.6k 1% 3784 F14 COUTA2 6.8µF ×4 + COUTB2 220µF COUTA1, COUTA2: C4532x7R1H685K COUTB1, COUTB2: SANYO 63CE220KX CINA: TDK C4532X5R1E226M CINB: SANYO 50CE220AX L1, L2: SER2918H-103 MBOT1, MBOT2, MTOP1, MTOP2: RENESAS RJK0305 D1, D2: BAS140W D3, D4: DIODES INC. B340B 図 14．インダクタの DCR による電流検出付き、高効率の 2フェーズ 24V 昇圧コンバータ 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 33 LTC3784 標準的応用例 SENSE1+ SENSE1– INTVCC CSS, 0.1µF ILIM PHASMD OVMODE PLLIN/MODE SGND EXTVCC RITH, 8.66k SW1 100k INTVCC MTOP1 L2 3.3µH RSENSE2 4mΩ COUTA1 22µF ×4 + COUTB1 220µF MBOT1 BG1 D1 CINT1 4.7µF PGND D2 ITH BG2 CB2, 0.1µF MBOT2 BOOST2 SW2 RA, 12.1k VFB CLKOUT TG2 ILIM PHASMD OVMODE MTOP2 SENSE2– SENSE2+ SENSE1+ SENSE1– INTVCC RSENSE1 4mΩ CB1, 0.1µF CITHA, 220pF RB 232k L1 3.3µH BOOST1 RUN LTC3784 VBIAS FREQ INTVCC SS CITH, 15nF PGOOD TG1 PGOOD TG1 SW1 PLLIN/MODE BOOST1 SGND BG1 EXTVCC RUN LTC3784 FREQ VBIAS COUTA2 22µF ×4 CINA 22µF ×4 100k INTVCC MTOP3 L3 3.3µH RSENSE3 4mΩ L4 3.3µH RSENSE4 4mΩ COUTA3 22µF ×4 + + + COUTB2 220µF VIN 5V to 24V CINB 220µF VOUT 24V 20A* COUTB3 220µF CB3, 0.1µF MBOT3 D3 INTVCC CINT2 4.7µF PGND D4 SS BG2 CB4, 0.1µF ITH MBOT4 BOOST2 SW2 VFB CLKOUT TG2 MTOP4 SENSE2– SENSE2+ COUTA4 22µF ×4 + 3784 F15 COUTB4 220µF CINA, COUTA1, COUTA2, COUTA3, COUTA4: TDK C4532X5R1E226M CINB, COUTB1, COUTB2, COUTB3, COUTB4: SANYO, 50CE220LX L1, L2, L3, L4: PULSE PA1494.362NL MBOT1, MBOT2, MBOT3, MBOT4, MTOP1, MTOP2, MTOP3, MTOP4: RENESAS HAT2169H D1, D2, D3, D4: BAS140W *WHEN VIN < 8V, MAXIMUM LOAD CURRENT AVAILABLE IS REDUCED. 図 15．4フェーズ、480Wシングル出力昇圧コンバータ 3784fa 34 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。 GN Package 28-Lead Plastic SSOP (Narrow .150 Inch) (Reference LTC DWG # 05-08-1641 Rev B) .386 – .393* (9.804 – 9.982) .045 ±.005 28 27 26 25 24 23 22 21 20 19 18 17 1615 .254 MIN .033 (0.838) REF .150 – .165 .229 – .244 (5.817 – 6.198) .0165 ±.0015 .150 – .157** (3.810 – 3.988) .0250 BSC 1 RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT .015 ±.004 × 45° (0.38 ±0.10) .0075 – .0098 (0.19 – 0.25) 2 3 4 5 6 7 8 .0532 – .0688 (1.35 – 1.75) 9 10 11 12 13 14 .004 – .0098 (0.102 – 0.249) 0° – 8° TYP .016 – .050 (0.406 – 1.270) 注記： 1. 標準寸法：インチ インチ 2. 寸法は （ミリメートル） .008 – .012 (0.203 – 0.305) TYP .0250 (0.635) BSC GN28 REV B 0212 3. 図は実寸とは異なる 4. ピン 1 は斜めのエッジかへこみのいずれか *寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは各サイドで 0.006"（0.152mm） を超えないこと **寸法にはリード間のバリを含まない。 リード間のバリは各サイドで 0.010"（0.254mm）超えないこと 3784fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 35 LTC3784 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。 UFD Package 28-Lead Plastic QFN (4mm × 5mm) (Reference LTC DWG # 05-08-1712 Rev B) 0.70 ±0.05 4.50 ±0.05 3.10 ±0.05 2.50 REF 2.65 ±0.05 3.65 ±0.05 PACKAGE OUTLINE 0.25 ±0.05 0.50 BSC 3.50 REF 4.10 ±0.05 5.50 ±0.05 RECOMMENDED SOLDER PAD PITCH AND DIMENSIONS APPLY SOLDER MASK TO AREAS THAT ARE NOT SOLDERED 4.00 ±0.10 (2 SIDES) R = 0.05 TYP 0.75 ±0.05 PIN 1 NOTCH R = 0.20 OR 0.35 × 45° CHAMFER 2.50 REF R = 0.115 TYP 27 28 0.40 ±0.10 PIN 1 TOP MARK (NOTE 6) 1 2 5.00 ±0.10 (2 SIDES) 3.50 REF 3.65 ±0.10 2.65 ±0.10 (UFD28) QFN 0506 REV B 0.200 REF 0.00 – 0.05 0.25 ±0.05 0.50 BSC BOTTOM VIEW—EXPOSED PAD 注記： 1. 図は JEDEC パッケージ外形 MO-220 のバリエーション （WXXX-X） にするよう提案されている 2. 図は実寸とは異なる 3. 全ての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは （もしあれば）各サイドで 0.15mm を超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン 1 の位置の参考に過ぎない 3784fa 36 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LTC3784 改訂履歴 REV 日付 A 4/14 概要 図13のレジスタを更新。 ページ番号 32 3784fa リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 37 LTC3784 標準的応用例 IIN CIN 12V I1 PHASMD BG1 TG1 0° LTC3784 CLKOUT +90° I2 I2 BG2 TG2 180° BOOST: 24V, 5A I3 24V, 20A I3 90,270 PLLIN/MODE PHASMD I1 BOOST: 24V, 5A BG1 TG1 90° LTC3784 BOOST: 24V, 5A COUT I4 ICOUT I4 BG2 TG2 270° I*IN BOOST: 24V, 5A I*COUT REFER TO FIGURE 15 FOR APPLICATION CIRCUITS * RIPPLE CURRENT CANCELLATION INCREASES THE RIPPLE FREQUENCY AND REDUCES THE RMS INPUT/OUTPUT RIPPLE CURRENT, THUS SAVING INPUT/OUTPUT CAPACITORS 3784 F16 図 16．PolyPhaseアプリケーション 関連製品 製品番号 LTC3788/LTC3788-1 説明 マルチフェーズ、デュアル出力同期式 昇圧コントローラ 注釈 4.5V（起動後は最小 2.5V）≤ VIN ≤ 38V、VOUT：最大 60V、 固定動作周波数：50kHz ∼ 900kHz、5mm 5mmのQFN-32、 SSOP-28 LTC3787 2フェーズ・シングル出力同期式昇圧コントローラ 4.5V ≤ VIN ≤ 38V、VOUT：最大 60V、 固定動作周波数：50kHz ∼ 900kHz、4mm 5mmのQFN-28 および SSOP-28 パッケージ LTC3786 低消費電流の同期整流式昇圧コントローラ 4.5V（起動後は最小 2.5V）≤ VIN ≤ 38V、VOUT：最大 60V、 固定動作周波数：50kHz ∼ 900kHz、3mm 3mmのQFN-32、 MSOP-16E LTC3862/LTC3862-1/ マルチフェーズ、デュアル・チャネル、シングル 4V ≤ VIN ≤ 36V、5Vまたは10Vのゲート駆動、固定動作周波数： LTC3862-2 出力の電流モード昇圧 DC/DCコントローラ 75kHz ∼ 500kHz、SSOP-24、TSSOP-24、5mm 5mmのQFN-24 LT3757/LT3758 昇圧、フライバック、SEPICおよび反転コントローラ 2.9V ≤ VIN ≤ 40V/100V、固定動作周波数：100kHz ∼ 1MHz、 3mm 3mm DFN-10および MSOP-10E パッケージ LTC3859AL 低消費電流、 トリプル出力、 同期整流式降圧/降圧/ すべての出力がコールドクランク時に安定、 昇圧 DC/DCコントローラ 4.5V（起動後は最小 2.5V）≤ VIN ≤ 38V、VOUT(BUCKS)： 最大 24V、VOUT(BOOST)：最大 60V、IQ = 28µA LTC3789 高効率同期式4スイッチ昇降圧DC/DCコントローラ 4V ≤ VIN ≤ 38V、0.8V ≤ VOUT ≤ 38V、4mm 5mmのQFN-28、 SSOP-28 LT8705 入力電圧と出力電圧が 80Vの同期式 4スイッチ VIN 範囲：2.8V（EXTVCC > 6.4V が必要）∼ 80V、 昇降圧 DC/DCコントローラ VOUT 範囲：1.3V ∼ 80V、4つのレギュレーション・ループ LTC3890/LTC3890-1/ 低消費電流の、60V、デュアル、2フェーズ フェーズロック可能な固定周波数：50kHz ∼ 900kHz、 LTC3890-2/LTC3890-3 同期整流式降圧 DC/DCコントローラ 4V ≤ VIN ≤ 60V、0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、IQ = 50µA 3784fa 38 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp/LTC3784 LT 0414 REV A • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2014