LTC3873 No RSENSE™固定周波数 電流モード昇圧/フライバック/ SEPIC DC/DCコントローラ 特長 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 概要 外付け部品によってだけ制限されるVINとVOUT 内部ソフトスタートまたはプログラム可能な 外部ソフトスタート 200kHzの固定周波数動作 調整可能な電流制限 オプションの電流センス抵抗 RDS(ON)センス付きSWノードの電圧：最大60V 電圧リファレンス精度：±1.5% 電流モード動作による優れた入力および負荷過渡応答 低消費電流：300μA 高さの低い （1mm）ThinSOT™ および （0.75mm）2mm×3mm DFNパッケージ LTC®3873は、高入出力電圧コンバータ･アプリケーションに おいてNチャネル・パワーMOSFETをドライブする、固定周波 数電流モード昇圧/フライバック/SEPIC DC/DCコントローラ です。 ソフトスタートは外付けコンデンサを使用して設定でき ます。 LTC3873は出力電圧精度が 1.5%で、通常動作時の消費電 流はわずか300μA、 マイクロパワーの起動時はわずか55μAで す。 このデバイスは9.3Vの内部シャント･レギュレータを使用 し、抵抗を介して高入力電圧から給電するか、 あるいは、9V以 下の低インピーダンスDC電圧から直接給電することが可能 です。 LTC3873は8ピンThinSOTパッケージと2mm 3mm DFNパッ ケージで供給されます。 アプリケーション PARAMETER VCC UV+ VCC UV– テレコム電源 ■ 42Vおよび12V車載用電源 ■ 携帯電子機器 ■ LTC3873 8.4V 4V LTC3873-5 3.9V 2.9V 、LT、LTCおよびLTMはリニアテクノロジー社の登録商標です。 No RSENSEとThinSOTはリニアテクノロジー社の商標です。 他の全ての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。 標準的応用例 効率および電力損失と負荷電流 5V出力の非絶縁型テレコム電源 221k 10µF 10V X5R D1 2.2nF 0.1µF T1 • VCC NGATE LTC3873 RUN/SS GND SW IPRG VFB ITH 7.5k • 12.1k 100µF 6.3V X5R ×3 100 VOUT 5V 2A MAX 90 80 M1 3000 EFFICIENCY 2500 70 2000 60 50 1000 30 VIN = 72V VIN = 60V VIN = 48V VIN = 36V 20 10 68mΩ 0 38.3k 3873 TA01a 1500 POWER LOSS 40 POWER LOSS (mW) 4.7µF 100V X5R D2 EFFICIENCY (%) VIN 36V TO 72V 500 10 1000 10 LOAD CURRENT (mA) 3873 TA01b 3873fa 1 LTC3873 絶対最大定格 (Note 1) VCCからGND 低インピーダンス・ソース.................................... −0.3V～9V 供給される電流.................................................. VCCへ25mA RUN/SS..................................................................... −0.3V～9V IPRGの電圧............................................... −0.3V～(VCC＋0.3V) VFB、ITHの電圧 ....................................................... −0.3V～2.4V SW電圧 .................................................................. −0.3V～60V 動作温度範囲 (Note 2)........................................−40℃～85℃ 接合部温度 (Note 3)........................................................ 125℃ 保存温度範囲....................................................−65℃～125℃ リード温度 (半田付け、10秒) TS8パッケージ ............................................................. 300℃ ピン配置 TOP VIEW TOP VIEW IPRG 1 ITH 2 VFB 3 GND 4 8 SW 7 RUN/SS 6 VCC 5 NGATE 8 VFB 2 7 VCC 6 RUN/SS 5 SW ITH 3 9 IPRG 4 TS8 PACKAGE 8-LEAD PLASTIC TSOT-23 NGATE GND 1 DDB PACKAGE 8-LEAD (3mm × 2mm) PLASTIC DFN TJMAX = 125°C, θJA = 230°C/W TJMAX = 125°C, θJA = 76°C/W EXPOSED PAD (PIN 9) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング パッケージ 温度範囲 LTC3873ETS8#PBF LTC3873ETS8\#TRPBF LTCSN 8-Lead Plastic TSOT-23 –40°C to 85°C LTC3873EDDB#PBF LTC3873EDDB#TRPBF LCSK 8-Lead (3mm × 2mm) Plastic DFN –40°C to 85°C 鉛ベース仕様 テープアンドリール 製品マーキング パッケージ 温度範囲 LTC3873ETS8 LTC3873ETS8#TR LTCSN 8-Lead Plastic TSOT-23 –40°C to 85°C LTC3873EDDB LTC3873EDDB#TR LCSK 8-Lead (3mm × 2mm) Plastic DFN –40°C to 85°C より広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社へお問い合わせください。 鉛フリー製品のマーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 3873fa 2 LTC3873 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA = 25℃での値。注記がない限り、VCC = 9V。 （Note 2） PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS Input DC Supply Current Normal Operation Shutdown UVLO Typicals VITH = 1.9V VRUN/SS = 0V VCC = UVLO Threshold – 100mV, VRUN/SS = VCC 300 55 45 400 100 60 µA µA µA Undervoltage Lockout Threshold VCC Rising VCC Falling VCC Hysteresis l l l 7.9 3.5 4.0 8.4 4.0 4.4 8.8 4.4 4.8 V V V Shutdown Threshold (at RUN/SS) VRUN/SS Falling VRUN/SS Rising l 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 V V Regulated Feedback Voltage (Note 5) l 1.182 1.2 1.218 V Feedback Voltage Line Regulation 5.6V < VCC < 9V (Note 5) 0.12 mV/V Feedback Voltage Load Regulation VITH = 1.6V (Note 5) VITH = 1V (Note 5) 0.05 –0.05 % % VFB Input Current (Note 5) 25 Maximum Duty Cycle RUN/SS Pull-Up Current VRUN/SS = 0V VRUN/SS = 1.3V 50 70 78 84 % 1.5 5 3 15 4.5 25 µA µA ISLMAX, Peak Slope Compensation Current 20 Oscillator Frequency nA 160 200 µA 240 kHz Gate Drive Rise Time CLOAD = 3000pF (Note 6) 40 ns Gate Drive Fall Time CLOAD = 3000pF (Note 6) 40 ns Peak Current Sense Voltage IPRG = GND IPRG = Float IPRG = VIN l l l 95 165 265 110 185 295 125 210 325 mV mV mV VIN Shunt Regulator Voltage IIN = 1mA, IIN = 25mA, VRUN/SS = 0V l 9 9.3 9.6 V Default Internal Soft-Start Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、 デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える可能性がある。 Note 2：LTC3873Eは0℃～85℃の接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。 −40℃～85℃の動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセ ス・コントロールとの相関で確認されている。 3.3 ms Note 4：パワーMOSFETのゲートの充電のため （Q G • fOSC）、動的入力電源電流はもっと高い。 「アプリケーション情報」 を参照。 Note 5：LTC3873は、 ITHピンを電圧範囲（0.7V ≤ VITH ≤ 1.9V；中点 = 1.3V） の中点に強制した状 態で、VFBを基準電圧にサーボ制御する帰還ループでテストされる。 Note 6：立上り時間および立下り時間は10%と90%のレベルで測定する。 VCC = 5.6V。 Note 3：TJは周囲温度TAおよび電力損失PDから次式に従って計算される。 TJ = TA＋(PD • θJA) 3873fa 3 LTC3873 標準的性能特性 帰還電圧ライン・レギュレーション 1.24 1.2020 1.23 1.2015 1.22 1.21 1.20 1.19 0 1.2010 1.2005 40 60 80 100 120 TEMPERATURE (°C) 1.0 0.5 6 5 7 0 10 9 8 3873 G03 ゲート・ドライブの 立上り/立下り時間とCLOAD シャットダウン時IQと温度 70 100 80 65 90 70 50 45 40 35 30 80 60 70 50 TIME (ns) SHUTDOWN MODE IQ (µA) 55 40 30 4 5 7 6 VIN (V) 8 9 10 RISE TIME 60 FALL TIME 50 40 30 20 20 10 25 3 0.5 1.0 1.5 2.0 2.5 3.0 3.5 4.0 4.5 5.0 RUN/SS VOLTAGE (V) 3873 G02 シャットダウン・モードのIQとVIN 60 0 VIN (V) 3873 G01 SHUTDOWN MODE IQ (µA) 1.5 1.2000 1.1990 20 VIN = 5V 2.0 1.1995 1.18 –60 –40 –20 20 ITHの電圧とRUN/SSの電圧 2.5 ITH VOLTAGE (V) 1.2025 VFB VOLTAGE (V) VFB VOLTAGE (V) 帰還電圧と温度 1.25 10 0 –60 –40 –20 0 0 20 40 60 80 100 120 TEMPERATURE (°C) 3873 G04 0 2000 6000 4000 CLOAD (pF) 10000 3873 G06 3873 G05 RUNスレッショルドと温度 8000 シャント安定化電圧とISHUNT 1.0 10.2 10.1 0.8 0.7 REGULATION VOLTAGE (V) RUN THRESHOLDS (V) 0.9 RISING FALLING 0.6 10.0 9.9 9.8 9.7 9.6 9.5 9.4 9.3 0.5 –60 –40 –20 0 20 40 60 80 100 120 TEMPERATURE (°C) 3873 G07 9.2 0 5 10 15 20 25 30 ISHUNT (mA) 35 40 45 3873 G08 3873fa 4 LTC3873 標準的性能特性 周波数と温度 最大検出スレッショルドと温度 300 MAXIMUM SENSE THRESHOLD (mV) 250 FREQUECY (kHz) 230 210 190 170 150 –60 –40 –20 0 20 40 60 80 100 120 TEMPERATURE (°C) 3873 G09 IPRG = VIN 250 200 IPRG = FLOAT 150 IPRG = GND 100 50 0 –60 –40 –20 0 20 40 60 80 100 120 TEMPERATURE (°C) 3873 G10 ピン機能 （TS8/DDB） IPRG （ピン1/ピン4） ：電流検出リミット選択ピン。 ITH （ピン2/ピン3） ：このピンは誤差アンプの補償ポイントとして 機能します。 このピンの公称電圧範囲は0.7V∼1.9Vです。 RUN/SS （ピン7/ピン6） ：シャットダウンと外部ソフトスタートの ピン。 シャットダウン時には全ての機能がディスエーブルされ、 NGATEピンは L に保たれます。 SW （ピン8/ピン5） ：外部スロープ補償抵抗を通したインダクタ VFB （ピン3/ピン2） ：このピンは出力に接続された外部抵抗分 割器からの帰還電圧を受け取ります。 および電流検出入力ピンへのスイッチ・ノードの接続。通常、 外部NチャネルMOSFETのドレインをこのピンに接続します。 GND （ピン4/ピン1） ：グランド・ピン。 露出パッド （ NA/ピン9） ：グランド。電気的接続と定格熱性能 を与えるため、PCBに半田付けする必要があります。 NGATE （ピン5/ピン8） ：外部NチャネルMOSFETのゲート・ドラ イブ。 このピンは0VからVINまで振幅します。 VCC （ピン6/ピン7） ：電源ピン。 このピンはGND （ピン4） の近くで デカップリングする必要があります。 3873fa 5 LTC3873 機能図 GND VCC UV UNDERVOLTAGE LOCKOUT VOLTAGE REFERENCE 1.2V SW VCC 9.5V SHUNT REGULATOR SLOPE COMPENSATION – SHUTDOWN COMPARATOR + IPRG CURRENT COMPARATOR 3µA ILIM + SHDN RUN/SS – ITH BUFFER RS LATCH R S Q CURRENT LIMIT CLAMP VIN SWITCHING LOGIC CIRCUIT + INTERNAL SOFT-START RAMP NGATE VFB – ERROR AMPLIFIER 200kHz OSCILLATOR AND MAX DUTY CYCLE 1.2V ITH 3873 FD 3873fa 6 LTC3873 動作 メイン制御ループ LTC3873は、昇圧、 フライバックおよびSEPICアプリケーション 向けの汎用Nチャネル・スイッチングDC/DCコンバータです。 そ のNo RSENSE検出手法により、効率が改善され、電力密度が 増加し、 ソリューション全体のコストが減少します。 回路動作については、 デバイスの機能図と表紙の 「標準的応 用例」 を参照してください。通常動作時は、発振器がRSラッチ をセットするとパワーMOSFETがオンし、電流コンパレータが PWMラッチをリセットするとオフします。分割された出力電圧 が誤差アンプによって内部の1.2Vリファレンス電圧と比較さ れ、誤差信号がITHピンに出力されます。I THピンの電圧によ り、電流コンパレータの入力スレッショルドが設定されます。 負荷電流が増加するとリファレンスに比べてVFB電圧が低下 し、ITHピンの電圧が上昇するので、電流コンパレータは高い ピーク・インダクタ電流値でトリップします。 したがって、平均イ ンダクタ電流が負荷電流に等しくなるまで増加して、 出力を安 定化状態に保ちます。 L VIN D VOUT VCC + SW VSW LTC3873 COUT LTC3873を使うには、パワーMOSFET両端の電圧降下を検 出するか、 またはパワーMOSFETのソースに接続された通 常のセンス抵抗にSWピンを接続することができます。パワー MOSFET両端の電圧を検出する方法を使うとコンバータの 効率が上がり、部品点数が減ります。 このピンの最大定格は 60Vなので、広い範囲の出力電圧範囲でMOSFETによる検出 が可能になります。 シャント・レギュレータ VCCピンからGNDに接続されている内蔵シャント・レギュレー タが25mAを超える電流をシンクするように強制されない限 り、 このシャント・レギュレータはVCC電圧を約9.3Vに制限し ます。 シャント・レギュレータにより、LTC3873の絶対最大定格 を超える多様な給電方式の使用が可能になります。給電方式 の詳細は 「アプリケーション情報」 のセクションで説明されて います。 スタートアップ/シャットダウン LTC3873には動作をディスエーブルおよびイネーブルする2つ のシャットダウン機能が備わっています。V CC 電源ピンの電 圧の低電圧ロックアウトとスレッショルドのRUN/SSピンです。 LTC3873は図3に示されている状態図に従って、 シャットダウ ンに移行し、 シャットダウンから回復します。 NGATE GND GND 3873 F01 LTC3873が シャットダウン 図1．最大効率を与えるSWピン （内部センス・ピン） の接続方法 L VIN D VOUT VSW VCC NGATE + VIN < VTURNOFF （通常4V） VRUN/SS < VSHDN （通常0.8V） VRUN/SS > VSHDN およびVIN > VTURNON （通常8.4V） COUT LTC3873 SW GND RSENSE LTC3873は イネーブル GND 3873 F02 センス抵抗を使うSWピン 図2． （内部センス・ピン） の接続方法 3873 F03 図3． スタートアップ/シャットダウンの状態図 3873fa 7 LTC3873 動作 低電圧ロックアウト （UVLO） メカニズムは、LTC3873が不十 分な電圧でMOSFETをドライブしようとするのを防ぎます。 LTC3873の動作をイネーブルするには、VCCピンの電圧が少 なくとも短時間V TURNON（公称8.4V） を超える必要がありま す。 その後はVCC電圧はVTURNOFF（公称4V） まで下がること ができ、 さらに下がると低電圧ロックアウトによってLTC3873 はディスエーブルされます。 UVLOのヒステリシスの範囲がこの ように広いので、 フライバック・トランスのトリクル・チャージャ を使ってLTC3873に電力を供給することができます （「VCCバ イアス電源」 のセクションを参照）。RUN/SSピンをVSHDN（公 称0.7V） より下までドライブしてLTC3873を強制的にシャット ダウンすることができます。 デバイスがオフのとき、入力消費電 流は標準でわずか55μAです。 MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV) ソフトスタート 内部3.3msソフトスタートを使うには、RUN/SSピンをオープン 状態のままにしておきます。 内部ソフトスタートの間、電圧ラン プがV ITHを制限します。ITHがゼロ電流レベルから最大電流 レベルにランプするのに3.3msかかります。 ソフトスタートは、 外部コンデンサをRUN/SSピンとGNDの間に接続して長くす ることができます。3μAの電流がこのコンデンサを充電して RUN/SSピンをシャットダウン・スレッショルドより上に引き上 げ、引き続き15μAのプルアップ電流がRUN/SSをランプさせ て、 スタートアップの間V ITHを制限します。RUN/SSを外部ロ ジックでドライブする場合、最大I TH範囲を可能にするため、 最小でも2.75Vのロジックを推奨します。 軽負荷動作 非常に軽い負荷電流では、I THピンの電圧は0.85Vのゼロ電 流レベルに非常に近づきます。 負荷電流がさらに減少しても、 電流コンパレータの入力の内部オフセットにより、電流コンパ レータは （ゼロ負荷電流であっても） トリップした状態に留ま り、 レギュレータはレギュレーションを維持するためにサイク ル・スキップを開始します。 この動作により、 レギュレータは非 常に軽い負荷まで固定周波数を維持できるので、可聴ノイズ が下がるとともに出力リップルが下がり、RF干渉が減少し、 同 時に軽負荷で高い効率が与えられます。 電流検出 スイッチのオン時間中、低いデューティ・サイクルで、IPRGが VINまたはGNDに接続されているとき、 またはフロート状態の とき、制御回路が電流検出部品両端の最大電圧降下をそれ ぞれ約295mV、110mVおよび185mVに制限します。 それは、図 4に示されているように、 デューティ・サイクルの増加に伴って 減少します。 300 250 IPRG = HIGH 200 IPRG = FLOAT 150 IPRG = LOW 100 50 0 1 20 40 60 DUTY CYCLE (%) 80 100 3873 F04 図4．最大SENSEスレッショルド電圧とデューティ・サイクル 3873fa 8 LTC3873 アプリケーション情報 VCCバイアス電力 VCCピンとGNDピンに隣接させた最小10μFのセラミック・コン デンサまたはタンタル・コンデンサを使って、V CCピンをGND ピンにバイパスする必要があります。MOSFETゲート・ドライバ が必要とする大きな過渡電流を供給するには電源の適当な バイパスが必要です。 最大の柔軟性を与えるため、LTC3873はその最大定格を大き く超える電圧で使えるように設計されています。最も単純な場 合、入力電圧とVCCの間に接続された抵抗を使ってLTC3873 に給電することができます。VCCピンからGNDに接続されてい るシャント・レギュレータが25mAを超える電流をシンクするよ うに強制されない限り、 このシャント・レギュレータはVCC電 圧を約9.3Vに制限します。 この給電方式には、抵抗内の電力 損失によってコンバータの効率が下がり、25mAシャント・レ ギュレータの最大電流が入力電圧の最大∼最小範囲を制限 することがあるという弱点があります。 場合によっては、入力電圧または出力電圧がLTC3873のVCC の動作範囲内になります。 この場合、入力電圧または出力電 圧のどちらかからLTC3873を直接動作させます。 このデータ シートの最初のページの「標準的応用例」に5V出力のコン バータが示されています。 この回路では、R STARTとC VCCが 起動トリクル・チャージャを形成しており、 コンバータが通常 動作状態になるとD1が出力からV CCに給電します。C VCCが VTURNONまで充電される間、R STARTはわずか55μAのマイク ロパワー起動電流だけ供給する必要があることに注意してく ださい。 このポイントで、VRUN/SS > VSHDNを想定すると、 コン バータは外部MOSFETのスイッチングを開始し、RUN/SSピン のコンデンサCRUN/SSで設定される速度でコンバータの出力 電圧がランプアップします。RSTARTは外部MOSFETを動作さ せるのに十分な電流を供給できないので、C VCCが放電し始 め、VCCが低下します。VCCがVTURNOFFまで低下する前に出 力電圧がその目標値の5Vに達するように、 ソフトスタートは十 分速くなければなりません。 そうでないと、 コンバータは起動に 失敗します。 あるいは、 ソフトスタートが長すぎる場合、入力電 圧を維持するため、 もっと大きなCVCCコンデンサが必要です。 入力と出力のどちらもLTC3873へのバイアス電力供給に適さ ない場合の、 フライバック・コンバータの異なったバイアス電 源方式を図5に示します。 このトリクル・チャージャは、 前のパラ グラフで説明されているものと同じです。 ただし、 フライバック・ トランスには追加のバイアス巻線があり、 バイアス電力を供給 します。 トランスの巻数比を適当に選択することにより、入力電 圧の値やLTC3873のVCCバイアス電力に関係なく出力電圧を 選択できるので、 このトポロジーは非常に強力であることに注 意してください。 バイアス巻線の巻数は次式に従って選択しま す。 NBIAS = NSEC VCC + VD2 VOUT + VD1 ここで、N BIASはバイアス巻線の巻数、N SECは2次巻線の巻 数、VCCはLTC3873に給電する望みの電圧、VOUTはコンバー タの出力電圧、V D1はD1の順方向電圧降下、V D2はD2の順 方向電圧降下です。VOUTはコンバータの制御ループによって 安定化されますので、VCCも （精密ではありませんが）安定化 されることに注意してください。NBIASとNSECは多くの場合小 さな整数の範囲に限られますので、VCCの値は多くの場合制 約されます。適切に動作させるには、V CCの値をV TURNONと VTURNOFFの間にする必要があります。VTURNONのVTURNOFF に対する比は2対1を超えますので、要件を満たすのは比較的 容易です。最後に、全てのトリクル・チャージャ起動方式でそう であるように、C VCCがVTURNOFFまで放電する前に、 バイアス 巻線によって供給される電力が利用可能になるように、 ソフト スタートは十分速くなければなりません。 T1 NBIAS D2 • VIN CIN RSTART R3 CVCC NPRI VCC RUN/SS NGATE CVIN D1 VOUT • • NSEC COUT Q1 LTC3873 CC ITH SW GND RSENSE VFB R1 RSL R2 3873 F05 図5．標準的LTC3873のアプリケーション回路 3873fa 9 LTC3873 アプリケーション情報 図6の回路はLTC3873に電力を供給する3番目の方法を示し ています。直列パス・トランジスタQ1、 ツェナー・ダイオードD1、 およびバイアス抵抗R Bによって構成される外部直列プリレ ギュレータにより、VCCは少なくとも公称7.6Vになり、4Vの最 大定格VCCターンオフ・スレッショルドより十分上にきます。抵 抗RSTARTにより、VCCノードはVCCターンオン・スレッショル ドまで短時間充電され、LTC3873がイネーブルされます。 VIN RB D1 8.2V Q1 RSTART CVCC 0.1µF LTC3873 VCC GND 3873 F06 図6 LTC3873の場合、RDS(ON)検出方式を使うと、SWピンのリンギ ングによりピンからの微小スロープ補償電流が乱されます。 こ の場合は、外部スロープ補償の追加は推奨しません。 出力電圧のプログラミング 出力電圧は、次式に従い、分割抵抗によって設定されます。 R2 VO = 1.2V • 1+ R1 図5に示されているように、 外部抵抗分割器が出力に接続され ているので、 電圧のリモート検出が可能です。 VOUTから引き出 される定常電流による効率の低下を最小に抑えるためR1と R2の抵抗値はできるだけ大きく選びますが、VOUTが安定化 状態のときVFBピンへのゼロではない入力電流に起因する誤 差が1%未満になるように十分小さくします。 目安としてR1が 24k以下になるように選択します。 トランスの設計に関する検討事項 スロープ補償 トランスの仕様と設計は、 LTC3873をうまく使用する上でおそ LTC3873はスロープ補償を内蔵しており、低調波発振に対 らく最も重要な部分です。高周波パワー・トランスの設計に関 して制御ループを安定化します。 また、 そのSWピンから外部 する通常の注意事項に加えて、以下の情報が役立ちます。 スロープ補償抵抗（図5のR SL） にランピング電流を注入する ことにより、スロープ補償を外部から増加させることができ 巻数比 ます。 この電流ランプはNGATEピンが H に設定された直 出力電圧を設定するのに外部帰還抵抗分割器の比を使うの 後にゼロからスタートします。 この電流はピーク （80%の最大 で、 与えられたアプリケーションに合うように比較的自由にトラ デューティ・サイクルで20μA）に向かって直線的に上昇し、 ンスの巻数比を選べます。 たとえば1：1、2：1、3：2などの簡単な NGATEピンが L になるとオフします。SWピンを電流センス 整数比を使えるので、 全巻数と相互インダクタンスをもっと自 抵抗（RSENSE） に接続する直列抵抗（RSL） は、 こうしてランプ 由に設定できます。 また、巻数比が簡単な整数だと、 出力に対 ダウンしていく電圧を生じます。SWピンから見ると、 このラン する入力の電圧比が高いアプリケーションに、 Coiltronics社 プ電圧はセンス抵抗両端の電圧に加算されるので、 デュー のVERSA-PACシリーズなどの 「市販」 の構成設定可能なトラ ティ・サイクルに比例して電流コンパレータのスレッショルド ンスを利用しやすく なります。 たとえば、 6巻線のVERSA-PAC を実効的に低下させます。電流コンパレータのスレッショルド を使い、1次側は3つの巻線を直列に接続し、2次側は3つの巻 （ΔVSENSE ）の減少量は次式を使って計算することができま 線を並列に接続すると、3：1の巻数比を実現できます。巻数比 す。 は望みのデューティ・サイクルに基づいて選択できます。 ただ Duty Cycle – 6% し、 フライバック・パルスを2次側から1次側へ換算した電圧を ∆VSENSE = 20µA • RSLOPE 80% 入力電源電圧に加えた値（漏れスパイク電圧を含む）が、外 部MOSFETの許容される降伏電圧定格を超えないように注 外部プログラム可能なスロープ補償は、内部スロープ補償 意してください。 が不十分なときだけ必要なことに注意してください。ほとん どのアプリケーションでは、R SLを短絡することができます。 3873fa 10 LTC3873 アプリケーション情報 漏れインダクタンス トランスの漏れインダクタンス （1次側または2次側のいずれ か） により、 出力スイッチ （Q1）がオフした後に電圧スパイクが 生じます。 これは負荷電流が大きくなるほど顕著になります。 蓄積された大きなエネルギーを消費しなければならないから です。場合によっては、MOSFETのドレイン・ノードでの過電 圧によるブレークダウンを避けるため、 「スナバ」回路が必要 です。 スナバの設計に関しては、 「アプリケーションノート19」 を 参照してください。バイファイラ巻きや同様の巻線技術が、漏 れインダクタンスの問題を最小限に抑えるのに有効です。 ただ し、 これにより、1次と2次の間のブレークダウン電圧が制限さ れるので、 バイファイラ巻きが常に実際的であるとは限らない ことに注意してください。 パワーMOSFETの選択 LTC3873ではパワーMOSFETは2つの目的に役立ちます。 それは電源パスの主スイッチング素子として機 能し、その R DS(ON)は制御ループの電流検出素子として機能します。 パワーMOSFETの重要なパラメータは、 ドレイン-ソース降 伏電圧（BV DSS ）、 スレッショルド電圧（V GS(TH) ）、 オン抵抗 （R DS(ON) ） とゲート-ソース電圧、ゲート-ソース電荷とゲー ト-ドレイン電荷（それぞれQ GSとQ GD ）、最大ドレイン電流 （I D(MAX) ）およびMOSFETの熱抵抗（RTH(JC)とRTH(JA) ）で す。 RDS(ON)検出を使う昇圧アプリケーションの場合、MOSFET のRDS(ON)の選択に関しては、LTC3872のデータシートを参照 してください。 MOSFETには導通損失（I2R） とスイッチング損失があります。 VDS < 20Vでは、高電流効率は一般にRDS(ON)の低い大きな MOSFETを使うと改善されますが、 VDS > 20Vでは、 遷移損失 が急速に増加して、逆伝達容量CRSSが低くてRDS(ON)が高い デバイスを使う方が実際には高い効率が得られるポイントに 達します。 出力コンデンサ 出力コンデンサは通常その実効直列抵抗（ESR） によって選 択されます。ESRは出力リップル電圧を決定し、効率に影響を 与えます。 出力リップルを最小に抑えるため、低ESRのセラミッ ク・コンデンサが多くの場合使われます。昇圧レギュレータの 出力コンデンサのRMSリップルは大きく、 このコンデンサはこ の電流を扱える定格のものでなければなりません。出力コン デンサのリップル電流（RMS） は次のとおりです。 IRMS(COUT ) ≈ IOUT(MAX ) • VOUT – VIN(MIN) VIN(MIN) 出力リップルは単純に次のようになります。 VOUT = RESR(ΔIL(RMS)) フライバック・コンバータの出力コンデンサのリップル電流定 格は次の値より大きくします。 IRMS = IOUT • DMAX 1 – DMAX 入力コンデンサ 入力電流波形は三角波であり、 出力コンデンサに見られるよ うな大きな方形波を含んでいないので、昇圧コンバータの入 力コンデンサはそれほど条件が厳しくありません。入力電圧の ソース・インピーダンスがコンデンサのサイズを決めます。 これ は一般に10μF∼100μFです。低ESRのものを推奨しますが、 0.3Ω程度になることがある出力コンデンサの場合ほどクリティ カルではありません。 昇圧コンバータの入力のRMSリップル電流は次のとおりです。 IRMS(CIN) = 0.3 • VIN(MIN) L•f • DMAX バッテリが突然コンバータの入力に接続されると入力コンデ ンサには非常に高いサージ電流が生じることがあり、 このよう な条件では固体タンタル・コンデンサは破壊されてしまう可能 性がありますので注意してください。 3873fa 11 LTC3873 アプリケーション情報 フライバック・コンバータでは、入力がパルス状に流れるので、 入力コンデンサに厳しい条件を課します。 リップル電流定格が 次の値より大きな入力コンデンサを選択します。 IRMS = PIN VIN(MIN) 1 – DMAX DMAX デューティ・サイクルに関する検討事項 LTC3873には標準80%の最大デューティ・サイクルのリミット があります。 フライバック・コンバータの場合、最大デューティ・ サイクルにより、 トランスのコアの飽和が防がれます。 ただし、 昇圧コンバータのアプリケーションでは、最大昇圧比、 つまり 与えられた入力電圧に対する最大出力電圧が次のように制 限されます。 VOUT(MAX ) = VIN(MIN) 1 – 0.8 – VD パワー・スイッチと同期整流器への電流ストレスと電圧ストレ ス、入力と出力のコンデンサのRMS電流、およびトランスの 利用 （サイズ対電力） が、 デューティ・サイクルの影響を受けま VIN 36V TO 72V 15k ITH NGATE LTC3873 GND VCC 0.1µF RUN/SS 12.06k RFB* 21.5k NIDEAL = VOUT 1 – D VOUT • = VIN D VIN 出力ダイオードの選択 効率を最大にするには、順方向の電圧降下が小さく、逆方向 の漏れ電流の小さな高速スイッチング・ダイオードが最適で す。昇圧コンバータの出力ダイオードはスイッチのオフ時間に 電流を流します。 ダイオードが耐えなければならないピーク逆 電圧はレギュレータの出力電圧に等しくなります。通常動作の 平均順方向電流は出力電流に等しく、 ピーク電流はピーク・イ ンダクタ電流に等しくなります。 T1 4.7µF 100V 221k 2.2nF す。 あいにく、 これらの要件の全てを同時に最適化するように デューティ・サイクルを調節することはできません。一般に、極 端なデューティ・サイクルはほとんどの部品に対する電流スト レスに大きな影響を与えるので、避けます。 デューティ・サイク ルの妥当な目標値は、公称入力電圧で50%です。 この目安を 使うと、 トランスの最適巻数比は次のようになります。 • • D2 UPS840 100µF 6.3V ×3 VOUT* 3.3V 3A Q1 FAN2512 • D1 BAS516 51Ω 0.1µF IPRG VFB = 1.2V SW VOUT 3873 F07 4.7µF 10V 68mΩ *5V出力の場合、RFBを42.2kに変更する 図7．3.3V出力のテレコム用非絶縁型DC/DC コンバータ 3873fa 12 LTC3873 標準的応用例 VINが9V∼15V、 VOUTが12VのSEPICコンバータ VIN 9V TO 15V 10µF ×3 T1 4.56µH BH510-1009 BH ELECTRONICS 1 4 + 100µF 20V 2 1 2 3 10nF 33.2k 11k 4 ITH SW RUN/SS VFB = 1.2V VCC GND 3 UPS840 + LTC3873 IPRG • 10µF 25V 301Ω 100k • NGATE Si4840 8 47µF 16V ×3 10µF 16V VOUT 12V 2A 7 6 5 4.7µF 0.1µF 3873 TA05 10Wのテレコム用絶縁型コンバータ TR1 ISOLATION BARRIER VIN 36V TO 72V 4.7µF 100V 4• 221k OPT 221k MMBTA42 OPT PDZ6.8B OPT BAS516 1 2 3 4 IRPG ISENSE ITH RUN/SS FB GND VCC GATE VOUT 3.3V 3A 7 8 1 100µF 6.3V ×3 51Ω 5• 2 FDC2512 LTC3873 • 9 10 UPS840 2.2Ω 2 1 8 BAT54CWT1G 7 0.068Ω 6 3 5 4.7µF 1210 AND 0805 1µF OPT 0.1µF 6.8k BAT760 4 NEC PS2801-1 1 3 2 274Ω BAS516 LT4430 1 2 3 VIN OPTO GND COMP OC 0.6V FB 1µF 6 5 4 22nF 330pF 100k 3.01k 22.1k 3873 TA04 2200pF 250V AC 3873fa 13 LTC3873 パッケージ TS8パッケージ 8ピン・プラスチックTSOT-23 (Reference LTC DWG # 05-08-1637) 0.52 MAX 2.90 BSC (NOTE 4) 0.65 REF 1.22 REF 1.4 MIN 3.85 MAX 2.62 REF 2.80 BSC 1.50 – 1.75 (NOTE 4) PIN ONE ID IPC CALCULATORを使った 推奨半田パッド・レイアウト 0.22 – 0.36 8 PLCS (NOTE 3) 0.65 BSC 0.80 – 0.90 0.20 BSC 0.01 – 0.10 1.00 MAX DATUM ‘A’ 0.30 – 0.50 REF NOTE： 1. 寸法はミリメートル 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法には半田を含む 4. 寸法にはモールドのバリやメタルのバリを含まない 5. モールドのバリは0.254mmを超えてはならない 6. JEDECパッケージ参照番号はMO-193 0.09 – 0.20 (NOTE 3) 1.95 BSC TS8 TSOT-23 0802 3873fa 14 LTC3873 パッケージ DDBパッケージ 8ピン・プラスチックDFN (3mm 2mm) (Reference LTC DWG # 05-08-1702 Rev B) 0.61 ±0.05 (2 SIDES) 0.70 ±0.05 2.55 ±0.05 1.15 ±0.05 パッケージの 外形 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 2.20 ±0.05 (2 SIDES) 推奨する半田パッドのピッチと寸法 3.00 ±0.10 (2 SIDES) ピン1バーの トップ・マーキング （NOTE 6を参照） 0.200 REF R = 0.05 TYP R = 0.115 TYP 5 0.40 ± 0.10 8 2.00 ±0.10 (2 SIDES) 0.56 ± 0.05 (2 SIDES) 0.75 ±0.05 0 – 0.05 PIN 1 R = 0.20 または0.25 45 の 面取り 4 0.25 ± 0.05 1 (DDB8) DFN 0905 REV B 0.50 BSC 2.15 ±0.05 (2 SIDES) 底面図―露出パッド NOTE： 1. 図面はJEDECのパッケージ外形MO-229のバージョン （WECD-1） に適合 2. 図は実寸とは異なる 3. 全ての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは （もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージのトップとボトムのピン1の位置の参考に過ぎない 3873fa リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資 料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 15 LTC3873 関連製品 製品番号 説明 注釈 LT 1619 電流モードPWMコントローラ 300kHz固定周波数、昇圧、SEPIC、 フライバック・トポロジー LTC1624 電流モードDC/DCコントローラ SO-8；300kHz動作周波数；降圧、昇圧、SEPICデザイン；VIN：最大36V LTC1700 No RSENSE同期整流式昇圧コントローラ 効率：最大95%、0.9Vまでの低入力動作 LTC1871-7 広い入力範囲のコントローラ No RSENSE、7Vゲート・ドライブ、電流モード制御 ® LTC1872/LTC1872B SOT-23の昇圧コントローラ 最大5Aを供給、550kHz固定周波数、電流モード LT1930 1.2MHz、SOT-23の昇圧コンバータ 出力：最大34V、2.6V ≤ VIN ≤ 16V、 ミニチュア・デザイン LT1931 極性反転1.2MHz、SOT-23のコンバータ 正から負へのDC/DC変換、 ミニチュア・デザイン LTC3401/LTC3402 1A/2A、3MHz同期整流式昇圧コンバータ 効率：最大97%、超小型ソリューション、0.5V ≤ VIN ≤ 5V LTC3704 正-負DC/DCコントローラ No RSENSE、電流モード制御、50kHz∼1MHz LTC1871/LTC1871-7 No RSENSE、広い入力範囲のDC/DC昇圧コントローラ No RSENSE、電流モード制御、2.5V ≤ VIN ≤ 36V LTC3703/LTC3703-5 100V同期整流式コントローラ 昇圧または降圧、600kHz、SSOP-16、SSOP-28 LTC3803/LTC3803-5 200kHzフライバックDC/DCコントローラ 外付け部品によってだけ制限されるVINとVOUT LTC3805 周波数を調節可能なフライバック・コントローラ 外付け部品によってだけ制限されるVINとVOUT LT3825 オプトアイソレータ不要の絶縁型同期整流式 フライバック･コントローラ VIN：24V∼75V、最大80W、電流モード制御 LT3837 オプトアイソレータ不要の絶縁型同期整流式 フライバック･コントローラ VIN：4.5V∼20V、最大60W、電流モード制御 LTC3872 No RSENSE昇圧コントローラ 550kHz固定周波数、2.75V ≤ VIN ≤ 9.8V LTC3873 No RSENSE固定周波数、昇圧/フライバック/ SEPICコントローラ 外付け部品によってだけ制限されるVINとVOUT、200kHz周波数、 ThinSOTまたはDFNパッケージ 3873fa 16 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp ● ● LT 0708 REV A • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2007