LTC3785 10V、高効率 同期整流式No RSENSE 昇降圧コントローラ 特長 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 概要 単一インダクタ・アーキテクチャにより、 出力電圧を 下回る、上回る、 または等しい入力電圧での動作が可能 入力/出力電圧範囲：2.7V∼10V 効率：最大96% 出力電流：最大10A すべてNチャネルのMOSFET、No RSENSE™ シャットダウン時に真に出力を切断 電流制限およびソフトスタートを設定可能 オプションの短絡シャットダウン・タイマ 出力の過電圧および低電圧保護 設定可能な周波数：100kHz～1MHz 選択可能なBurst Mode®動作 24ピン （4mm×4mm）露出パッド付きQFNパッケージ アプリケーション LTC®3785は、 出力電圧を上回るまたは下回る入力電圧でも、 また出力電圧と等しい入力電圧でもすべてNチャネルのパワー MOSFETをドライブする高電力同期整流式昇降圧コントロー ラです。 LTC3785は入力電圧範囲が2.7V∼10Vなので、 様々な 1セルまたは2セルのリチウムイオン･バッテリや複数セルのアル カリ/NiMHバッテリのアプリケーションに適しています。 動作周波数は100kHz∼1MHzに設定することができます。 ソフ トスタート時間と電流制限も設定できます。 ソフトスタート・コ ンデンサは、設定されたオフ時間が経過した後にデバイスを ラッチオフまたはリサイクルするように設定できるフォールト・タ イマとしても使用できます。Burst Mode動作はユーザーによっ て制御され、MODEピンを H にドライブすることによりイネー ブルできます。 保護機能には、 フォールドバック電流制限、 短絡および過電圧 保護などがあります。 パームトップ・コンピュータ ■ ハンドヘルド計測器 ■ ワイヤレス・モデム ■ 携帯電話 ■ L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、LinearのロゴおよびBurst Modeはリニアテクノロジー社の その他すべての商標の所有権 登録商標です。No R SENSEはリニアテクノロジー社の商標です。 は、 それぞれの所有者に帰属します。 標準的応用例 VOUT VIN 205k VBST1 FB 12k 1nF 59k VC 22µF TG1 121k 270pF 121k 100 SW1 0.22µF ISSW1 VDRV BG1 LTC3785 RT 4.7µH VOUT 3.3V 5A ISVOUT TG2 MODE EFFICIENCY (%) 205k 効率と入力電圧 VCC ISVIN VSENSE 1.3k VIN 2.7V TO 10V 4.7µF VOUT = 3.3V FOSC = 500kHz 95 ILOAD = 2A ILOAD = 1A 90 85 2.5 4 5.5 7 8.5 10 VIN (V) VBST2 42.2k 1nF RUN/SS ILSET CCM GND SW2 ISSW2 3785 TA01b 0.22µF 100µF BG2 3785 TA01a 3785fc 1 LTC3785 ピン配置 入力電源電圧 ....................................................... −0.3V～11V ISVOUT、ISVIN ........................................................... −0.3V～11V SW1、 SW2、ISSW1、ISSW2の電圧： DC ........................................................................ −1V ～11V パルス<1µs ........................................................... −2V～12V RUN/SS、MODE、CCM、VDRV、VCCの電圧 ................. −0.3V～6V VBST1電圧.............................................................. −0.3V～16V SW1基準 ............................................................. −0.3V～6V VBST2電圧.............................................................. −0.3V～16V SW2基準 ............................................................. −0.3V～6V ピーク・ドライバ出力電流<10µs （TG1、TG2、BG1、BG2）.......................................................... 3A VCCの平均出力電流 ...................................................... 100mA 動作接合部温度範囲（Note 2）........................ −40℃～125℃ 接合部温度......................................................................125℃ 保存温度範囲................................................... −65℃～150℃ SW1 TG1 VBST1 ISVIN VCC VIN TOP VIEW 24 23 22 21 20 19 RUN/SS 1 18 ISSW1 17 BG1 VC 2 FB 3 16 VDRV 25 GND VSENSE 4 15 BG2 14 ISSW2 CCM 6 13 SW2 TG2 VBST2 9 10 11 12 NC 8 ISVOUT 7 RT ILSET 5 MODE 絶対最大定格 （Note 1） UF PACKAGE 24-LEAD (4mm × 4mm) PLASTIC QFN TJMAX = 125°C, θJA = 40°C/W 1 LAYER BOARD, θJA = 30°C/W 4 LAYER BOARD EXPOSED PAD (PIN 25) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲 LTC3785EUF#PBF LTC3785EUF#TRPBF 3785 24-Lead (4mm × 4mm) Plastic QFN –40°C to 85°C LTC3785IUF#PBF LTC3785IUF#TRPBF 3785 24-Lead (4mm × 4mm) Plastic QFN –40°C to 125°C 鉛ベース仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲 LTC3785EUF LTC3785EUF#TR 3785 24-Lead (4mm × 4mm) Plastic QFN –40°C to 85°C LTC3785IUF LTC3785IUF#TR 3785 24-Lead (4mm × 4mm) Plastic QFN –40°C to 125°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 *温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 この製品はトレイでのみ供給されます。詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/packaging/ をご覧ください。 電気的特性 ●は全動作接合部温度範囲での規格値を意味する。 それ以外はTA = 25℃での値。VIN = ISVOUT = VDRV = VBST1 = VBST2 = 3.6V、RT = 49.9k、RILSET = 59k。 PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS VIN Supply Input Operating Voltage l 2.7 10 V Quiescent Current—Burst Mode Operation VC = 0V, MODE = 3.6V (Note 4) 86 200 µA Quiescent Current—Shutdown RUN/SS = 0V, ISVOUT = 3.6V 15 25 µA Quiescent Current—Active MODE = 0V (Note 4) 0.8 1.5 mA 1.225 1.25 V 1 500 Error Amp Feedback Voltage Feedback Input Current (Note 5) l 1.200 nA 3785fc 2 LTC3785 電気的特性 ●は全動作接合部温度範囲での規格値を意味する。 それ以外はTA = 25℃での値。VIN = ISVOUT = VDRV = VBST1 = VBST2 = 3.6V、RT = 49.9k、RILSET = 59k。 PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS Error Amp Source Current –500 µA Error Amp Sink Current 900 µA 90 dB Error Amp AVOL Overvoltage Threshold VSENSE Pin % Above FB LTC3785E LTC3785I l l 6 6 10 10 14 15 % % Undervoltage Threshold VSENSE Pin % Below FB LTC3785E LTC3785I l l –3.5 –3.5 –6.5 –6.5 –9.5 –10.5 % % VSENSE Input Current VSENSE = Measured FB Voltage 1 500 nA VCC Regulator VCC Maximum Regulating Voltage VIN = 5V, IVCC = –20mA l 4.15 4.35 4.55 V VCC Regulation Voltage VIN = 3.6V, IVCC = –20mA l 3.3 3.5 3.6 V VCC Regulator Sink Current ISVOUT = VCC = 5V 800 µA Run/Soft-Start RUN/SS Threshold When IC is Enabled When EA is at Maximum Boost Duty Cycle l 0.35 0.7 1.9 1.1 V V RUN/SS Input Current RUN/SS = 0V –1 RUN/SS Discharge Current During Current Limit 20 30 µA µA Current Limit Current Limit Sense Threshold ISVIN to ISSW1, RILSET = 121k ISVIN to ISSW1, RILSET = 59k l l 20 55 60 105 100 155 mV mV Reverse Current Limit Sense Threshold ISSW2 to ISVOUT, CCM > 2V ISSW2 to ISVOUT, CCM < 0.4V, LTC3785E ISSW2 to ISVOUT, CCM < 0.4V, LTC3785I l l –50 –110 –15 –15 –170 –35 –40 mV mV mV Input Current ISVIN ISVOUT ISSW1, ISSW2 80 10 0.1 150 20 5 µA µA µA CCM Input Threshold (High) l CCM Input Threshold (Low) l CCM Input Current 2.2 CCM = 3.6V V 0.4 V 0.01 1 µA Burst Mode Operation 1.5 2.2 V Mode Input Current 0.01 1 µA tON Time 1.4 Mode Threshold l 0.8 µs Oscillator l 370 509 l 80 90 99 % % TG1, TG2 Driver Impedance 2 Ω BG1, BG2 Driver Impedance 2 Ω 20 ns Frequency Accuracy 650 kHz Switching Characteristics Maximum Duty Cycle TG1, TG2 Rise Time Boost (% Switch BG2 On) Buck (% Switch TG1 On) CLOAD = 3300pF (Note 3) 3785fc 3 LTC3785 電気的特性 ●は全動作接合部温度範囲での規格値を意味する。 それ以外はTA = 25℃での値。VIN = ISVOUT = VDRV = VBST1 = VBST2 = 3.6V、RT = 49.9k、RILSET = 59k。 PARAMETER CONDITIONS MIN BG1, BG2 Rise Time CLOAD = 3300pF (Note 3) 20 ns TG1, TG2 Fall Time CLOAD = 3300pF (Note 3) 20 ns BG1, BG2 Fall Time CLOAD = 3300pF (Note 3) 20 ns Buck Driver Nonoverlap Time TG1 to BG1 100 ns Boost Driver Nonoverlap Time TG2 to BG2 100 ns Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。 また、絶対最大定格状態が長時間続くと、 デバイスの信頼性と寿命に悪影響を 与える恐れがある。 Note 2：LTC3785Eは0℃～85℃の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 −40℃～85℃の動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセ ス・コントロールとの相関で確認されている。LTC3785Iは−40℃～125℃の全動作接合部温度 範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 TYP MAX UNITS Note 3：LTC3785の仕様は設計によって保証されており、 製造時に全数テストは行われない。 Note 4：電流測定は出力がスイッチングしていないときに行われる。 Note 5：このデバイスは測定を行う帰還ループでテストされる。 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25℃。 効率と負荷電流 （リチウムイオンから3.3V） 70 FIXED FREQUENCY 50 40 VIN = 4.2V VIN = 3.6V VIN = 3V MOSFET Si7940 L = 4.7µH WURTH WE-PD fOSC = 500kHz 30 20 10 0 0.0001 0.001 0.1 0.01 LOAD CURRENT (A) 1 10 EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) 80 70 80 FIXED FREQUENCY 60 50 40 VIN = 8.4V VIN = 7.2V VIN = 5.4V MOSFET Si7940 L = 5.6µH MSS1260 fOSC = 430kHz 30 20 10 0 0.0001 0.001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) Burst Mode動作時のリップル 5µs/DIV 10 3785 G04 FIXED FREQUENCY 60 50 VIN = 9V VIN = 4.2V VIN = 3.6V VIN = 2.7V MOSFET Si7940 L = 5.6µH MSS1260 fOSC = 430kHz 40 30 20 10 0 0.0001 0.001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) VOUT 200mV/ DIV VIN 3V TO 8.5V ILOAD 10mA TO 2A 500µs/DIV 10 出力電圧の負荷過渡応答 VOUT 500mV/ DIV ILOAD = 300mA VOUT = 5V COUT = 100µF 1 3785 G03 電源ライン過渡応答 INDUCTOR CURRENT 1A/DIV VOUT = 3.3V COUT = 100µF 1 70 3785 G02 3785 G01 VOUT 50mV/DIV AC COUPLED Burst Mode OPERATION 90 Burst Mode OPERATION 90 80 60 100 100 Burst Mode OPERATION 90 効率と負荷電流 （リチウムイオン/9Vから5Vの出力電圧） EFFICIENCY (%) 100 効率と負荷電流 （2セル・リチウムイオンから7V） 3785 G05 VIN = 3.6V VOUT = 3.3V COUT = 100µF 100µs/DIV 3785 G06 3785fc 4 LTC3785 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25℃。 正規化された 発振器周波数と温度 1.2255 1.0 1.2250 0.8 CHANGE FROM 25°C (%) 1.2245 VFB (V) 1.2240 1.2235 1.2230 1.2225 1.2220 発振器周波数とRT 1200 1000 OSCILLATOR FREQUENCY (kHz) VFBと温度 0.6 0.4 0.2 0 –0.2 –0.4 –0.6 800 600 400 200 –0.8 1.2215 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) –1.0 –50 –25 0 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3785 G07 20 40 60 RT (kΩ) 80 3785 G08 3785 G09 Burst Mode動作時の VIN消費電流と温度 VIN起動電圧と温度 2.490 100 過電圧および 低電圧スレッショルドと温度 12 100 2.485 2.475 THRESHOLD (%) 2.480 90 85 2.470 OV THRESHOLD 8 95 VIN CURRENT (µA) VIN START-UP VOLTAGE (V) 10 6 4 2 0 –2 –4 UV THRESHOLD –6 2.465 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 80 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3785 G10 –8 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3785 G12 3785 G11 ピン機能 RUN/SS（ピン1） ：実行制御およびソフトスタート入力。1μAの 内部電流源によってソフトスタート・コンデンサを約2.5Vまで 充電します。電流制限フォールト時にはこのソフトスタート・ コンデンサが段階的に放電します。 このピンの電圧が1.225V を下回るとデバイスはフォールト・モードになり、 ソフトスター ト時間の32倍の長さにわたって出力をオフします。外部から 5μAを超える電流を与えると （RUN/SS = 1.225V）、 デバイスは フォールトの検出後にラッチオフします。外部から40μA（RUN/ SS = 1.225V） を超える電流を与えると、 電流制限フォールト時 もソフトスタート・コンデンサは放電しません。 V（ ：エラーアンプ出力。 このピンからFBピンに周波数 C ピン2 ） 補償ネットワークを接続してループを補償します。 ガイドライン としては 「アプリケーション情報」 の 「帰還ループを閉じる」 の セクションを参照してください。 FB（ピン3） ：帰還ピン。 ここに抵抗分割器のタップを接続しま す。帰還リファレンス電圧は標準1.225Vで、出力電圧は次式 に従って2.7V∼10Vの範囲で調整できます。 VOUT = 1.225V • R1+ R2 R2 3785fc 5 LTC3785 ピン機能 VSENSE （ピン4） ：過電圧と低電圧の検出。過電圧スレッショル ドは安定化FB電圧を10%上回る値に内部設定され、低電圧 スレッショルドは安定化FB電圧を6.5%下回る値に内部設定 されています。 このピンはFBピンに接続できますが、応答時間 を最適化するにはV OUTからの電圧分割器を使用することを 推奨します。 この分割器を帰還値からずらすことにより、必要 なUVスレッショルドやOVスレッショルドを得ることができま す。 ILSET （ピン5） ：電流制限の設定。 このピンからグランドに抵抗 を接続することにより、ISVINピンとISSW1ピンによる電流制限 のスレッショルドを設定します。 CCM （ピン6） ：連続導通モード制御ピン。L に設定すると、 イ ンダクタ電流はわずかに負になります （ISVOUTピンISSW2ピ ンを基準として15mV）。 H にドライブすると、逆電流制限 が、ILSETピンによって設定される順方向電流制限と同じ値に 設定されます。 RT （ピン7） ：発振器設定ピン。 このピンからGNDに抵抗を接続 してデバイスの自走周波数を設定することができます。 ⎛ 25000 ⎞ fOSC ≅ ⎜ ⎟ MHz ⎝ RT ⎠ MODE （ピン8） ：Burst Mode制御ピン。 ・MODE = H ：Burst Mode動作をイネーブルします。Burst Mode動作時はデバイスの動作周波数を変えることができる ので、軽負荷での効率が大幅に向上します。Burst Mode動 作はこのピンが L にドライブされるまで継続します。 ・MODE = L ：Burst Mode動作をディスエーブルして低ノイ ズの固定周波数動作を継続します。 NC （ピン9） ：未接続。 パッケージ内部にこのピンへの電気的接 続はありません。 ISVOUT （ピン10） ：逆電流制限コンパレータの非反転入力。 この ピンは通常、 （TG2でドライブされる）NチャネルMOSFET Dの ドレインに接続します。 VBST2 （ピン11） ：昇圧スイッチDの昇圧されたフローティング・ ドライバ電源。 このピンはVCCよりもダイオードの電圧降下分 だけ低い電圧から、VOUT＋VCCVDIODEまで振幅します。 SW2 （ピン13） ：ドライバDのグランド・リファレンス。TG2からの ゲート・ドライブは、出力スイッチCおよびDの共通ポイントを 基準にしています。 ISSW2 （ピン14） ：逆電流制限コンパレータの反転入力。 このピ ンは通常、 （ TG2でドライブされる）NチャネルMOSFET Dの ソースに接続します。 VDRV （ピン16） ：グランドを基準にしたスイッチのドライバ電源。 このピンはVCC電位に接続します。 BG1、 BG2 （ピン17、15） ：ボトム・ゲート・ドライバ・ピン。 グランド を基準にしたNチャネルMOSFETスイッチBとCをドライブしま す。 ISSW1 （ピン18） ：順方向電流制限コンパレータの非反転入力。 このピンは通常、 （TG1でドライブされる）NチャネルMOSFET Aのソースに接続します。 SW1 （ピン19） ：ドライバAのグランド・リファレンス。TG1からの ゲート・ドライブは、出力スイッチAおよびBの共通ポイントを 基準にします。 TG1、 TG2 （ピン20、21） ：トップ・ゲート・ドライバ・ピン。SW1ノー ドとSW2ノードにそれぞれVCCVDIODEを重畳した値に等し い電圧振幅で、 トップNチャネルMOSFETスイッチAとDをドラ イブします。 VBST1 （ピン21） ：降圧スイッチAの昇圧されたフローティング・ド ライバ電源。 このピンはVCCよりもダイオードの電圧降下分だ け低い電圧から、 VIN＋VCCVDIODEまで振幅します。 ISVIN （ピン22） ：順方向電流制限コンパレータの反転入力。 こ のピンは通常、 （TG1でドライブされる）NチャンルMOSFET A のドレインに接続します。 VCC （ピン23） ：内部4.35V LDOレギュレータの出力。最大VGS ドライブ電圧を制限するために、 ドライバ回路と制御回路の 電力はこの電圧から供給されます。 このピンは、少なくとも 4.7μFのセラミック・コンデンサで電源グランドにデカップリ ングします。V IN 電圧が低いアプリケーションでは、ショット キー・ダイオードによりVCCをVOUTからブートストラップするこ とができます。 V IN（ピン24 ） ：V CCレギュレータの入力電源ピン。V INピンと GNDピンの近くに少なくとも10μFのセラミック・コンデンサを 配置することを推奨します。 ：GNDピンとPGNDピンは露出 グランド （露出パッド・ピン25） パッドに接続されており、露出パッドは、電気的接触と定格熱 性能を得るためにPCBのグランドに接続する必要があります。 3785fc 6 LTC3785 ブロック図 VIN 2.7V TO 10V 24 + – – + 1.225V VBE VIN FAULT LOGIC RUN TSD + – UVLO VREF 1.225V 2.4V ILIMIT 1/25k 1 RUN/SS ISVIN + – gm TG1 ADRV ILIM(OUT) ILIM(OUT) 10µA MAX + – + – IMAX VBST1 X10 SW1 V = 90k/RILSET + – 4 CP1 R2 3 2 RT 7 FB OV REVERSE LIMIT VC RT BG1 BG1 BBM SW2 DELAY SW2 PULSE + – 1.225V R1 OV DDRV OSC ISSW1 VDRV BDRV – + +10% UV SAMPLED TG1 TG2 BG2 DISABLE VOUT LOW 15mV OR 1X ILIMIT – + VOUT UV BBM SW1 DELAY SW1 PULSE REVERSE CURRENT LIMIT (ZERO LIMIT FOR BURST) + – –6.5% VOUT 1.8V 8 MODE – + 22 100% DUTY CHARGE PUMP CIN 21 CA SW1 19 18 D1 OPT 16 MB 17 L1 ISVOUT VOUT 10 D2 OPT VREV TG2 1 = Burst Mode OPERATION 0 = FIXED FREQUENCY BURST LOGIC MA 20 PGND VBST2 1.5V 23 V = 60k/RILSET 2µA VSENSE CVCC VCC IDEAL DIODE 1µA CSS 100% DUTY CHARGE PUMP 4.35V REG SW2 BURST ISSW2 SAMPLED MD 12 11 CB 13 SW2 14 VDRV RILSET SS 5 ILSET ILIMIT SET ILIM COMP IMAX COMP BG2 CDRV 15 MC COUT PGND 1/2 LIMIT AT VOUT < 1V VREV GND/PGND 0 = 15mV 1 = ILIMIT CCM 6 25 3785 BD 3785fc 7 LTC3785 動作 メイン制御ループ LTC3785は、入力電圧を上回る出力電圧、入力電圧に等しい 出力電圧、 または入力電圧を下回る出力電圧を供給する昇降 圧電圧モード・コントローラです。 また、 リニアテクノロジー社独自の技術と制御アーキテクチャ は、順方向電流と逆方向電流を制限するために （RSENSEを使 用しない） ドレイン-ソース間検出を採用しています。 このコント ローラはすべてNチャネルのMOSFET出力スイッチをドライブ するので、低RDS（ON）に加え、 シングル・パッケージの複数パ ワースイッチ技術を容易に実現できます。 エラーアンプの出力 電圧（VC） によって、 スイッチの出力デューティ・サイクルが決ま ります。VCピンの信号はフィルタ処理され、高周波ノイズが除 去されます。 FBピンは電圧帰還信号を受け取り、 エラーアンプがこの信号 を内部リファレンス電圧と比較します。 トップMOSFETドライバ はフローティング・ブートストラップ・コンデンサからバイアスさ れます。 このコンデンサは通常、 トップMOSFETがオフすると、 外付けダイオードを通じてそれぞれのオフサイクル中に再充 電されます。 同期スイッチBとDの両端にオプションのショット キー・ダイオードを接続することにより、 デッドタイム中の電圧 降下を小さく抑え、 ボディー・ダイオードの逆回復による効率 の低下を無くすことができます。 RUN/SSピンを L にするとメイン制御ループがシャットダウン されます。1μAの内部電流源がRUN/SSピンを充電し、 ピン電 圧が0.7Vを超えるとデバイスがイネーブルされます。次いでVC 電圧はRUN/SS電圧より0.7V低い値にクランプされ、CSSは起 動時に徐々に充電されます。 このソフトスタート・クランプによ り、入力電源からの突入電流が防止されます。 パワースイッチ制御 4個のパワースイッチがインダクタ、VIN、VOUT、GNDにどのよ うに接続されているかを示す簡略図を図1に示します。 また、 デューティ・サイクルDと相関関係をもつLTC3785の動作領域 を図2に示します。パワースイッチは、モード間の移行が連続 的に行われるように適切に制御されます。 降圧領域（VIN>VOUT） 降圧モードではスイッチDは常にオンしており、スイッチCは 常にオフしています。 エラーアンプの出力電圧V Cが約0.1Vを 超えると出力Aがスイッチングを開始します。 スイッチAのオフ 時間のあいだ、同期スイッチBはスイッチング周期の残りの時 VOUT VIN TG1 A SW1 BG1 L B D TG2 C BG2 SW2 3785 F01 図1. 出力スイッチの構成 90% DMAX BOOST DMIN BOOST DMAX BUCK A ON, B OFF PWM C, D SWITCHES BOOST REGION FOUR SWITCH PWM BUCK/BOOST REGION D ON, C OFF PWM A, B SWITCHES BUCK REGION DMIN BUCK 3785 F02 図2. 動作モードとVC電圧 間オンになります。 スイッチAとBは、標準的な同期降圧レギュ レータと同様に交互に動作します。制御電圧が上がるにつれ て、 スイッチAのデューティ・サイクルは、降圧モードのコンバー タの最大デューティ・サイクルDMAX_BUCKに達するまで増加 します。DMAX_BUCKは次式で与えられます。 DMAX_BUCK = 100−D4（SW）% は4スイッチ領域のデューティ・サイクル （%） ここで、D4（SW） です。 D4（SW）=（300ns • f）• 100% ここで、fは動作周波数（Hz） です。 この点を超えると4スイッチ領域、 すなわち昇降圧領域となりま す。 昇降圧領域、 つまり4スイッチ領域 （VINがVOUTにほぼ等しい） エラーアンプの出力電圧（V C）が約0.65Vを上回ると、 スイッ チ・ペアADはデューティ・サイクルがDMAX_BUCKの間オン状 態を保ち、 スイッチ・ペアACはフェーズインを開始します。 ス 3785fc 8 LTC3785 動作 イッチ・ペアACがフェーズインするにつれ、 スイッチ・ペアBDが フェーズアウトします。VC電圧が昇降圧領域の端（約0.7V） に 達するとACスイッチ・ペアがBDスイッチ・ペアを完全にフェー ズアウトし、 デューティ・サイクルD4（SW） で昇圧フェーズが開 始されます。 4スイッチ領域が開始される入力電圧VINは次式で与えられま す。 VIN = VOUT V 1– ( 300ns • f ) 4スイッチ領域の終点は次式で与えられます。 （1−D）= VOUT （1−300ns • f）V VIN = VOUT 昇圧領域（VIN<VOUT） 昇圧モードではスイッチAが常にオンしており、 スイッチBは 常にオフしています。 エラーアンプの出力電圧V Cが約0.7Vを 上回ると、 スイッチ・ペアCとDが交互に切り替わって昇圧され た出力電圧を供給します。 この動作は同期整流式昇圧レギュ レータでは一般的です。 コンバータの最大デューティ・サイク ルは標準で90%に制限されています。 Burst Mode動作 Burst Mode動作時のLTC3785は出力が安定化されるまで出 力にエネルギーを供給し、安定化後はスリープ状態になりま す。 スリープ状態では出力がオフになり、 デバイスの消費電流 はわずか86μAです。Burst Mode動作時の出力リップルには、 負荷電流に応じて変化する周波数成分が含まれます。 コンバータが出力にエネルギーを供給している間にインダクタ サイクルごと はオン時間tONで決定されるピーク電流に達し、 にゼロ電流で終了します。 オン時間は次式で与えられます。 tON = 2.4 VIN • f ここでfは発振器の周波数です。 ピーク電流は次式で与えられます。 VIN •t L ON 2.4 IPEAK = f •L IPEAK = このように、 ピーク電流はVINには左右されず、fとLの積に反比 例するので、 さまざまなアプリケーションでエネルギー変換を 最適化します。 Burst Mode動作における最大出力電流は次式で与えられま す。 IOUT(MAX,BURST) ≈ 1.2 • VIN A f •L • ( VOUT + VIN ) Burst Mode動作は、MODEピンをドライブすることによって ユーザーが制御します。Burst Modeをイネーブルするには MODEピンを H に、 ディスエーブルするには L にしてくださ い。 VCCレギュレータ 内部Pチャネル低損失レギュレータは、VIN電源ピンからVCC ピンに4.35Vを発生させます。VCCはLTC3785のドライバと内 部回路に電力を供給します。VCCピンのレギュレータは100mA のピーク電流を供給することができます。 このレギュレータは、 VCCピンとGNDピンに隣接させて配置した最小4.7μFのコン デンサでグランドにバイパスする必要があります MOSFET ゲート・ドライバが必要とする大きな過渡電流を供給し、 チャ ネル間の相互作用を防止するには、十分なバイパスが必要で す 必要であれば、低入力電圧のアプリケーションで高電圧 のゲート・ドライブを供給するために、 ショットキー･ダイオード を介してVOUTにVCCレギュレータを接続することができます。 VCCレギュレータは、 （ショットキー・ダイオードを使わずに）外 付けの5V電源で直接ドライブすることもできます。 トップサイドMOSFETドライバ電源（VBST1、VBST2） VBST1ピンとVBST2ピンに接続されている外付けブートストラッ プ・コンデンサは、 トップサイドMOSFETスイッチAとDのゲー ト・ドライブ電圧を供給します。 トップMOSFETスイッチAがオ ンするとスイッチノードSW1の電圧がV INまで上がり、V BST2 ピンの電圧は約VIN＋VCCまで上がります。 ボトムMOSFETス イッチBがオンするとスイッチノードSW1が L に下がり、V CC に接続されたダイオードを介して昇圧コンデンサが充電され ます。 トップMOSFETスイッチDがオンするとスイッチノード SW2の電圧がVOUTまで上がり、VBST2ピンの電圧は約VOUT ＋V CCまで上がります。 ボトムMOSFETスイッチCがオンする とスイッチノードSW2が L に下がり、V CCに接続されたダイ オードを介して昇圧コンデンサが充電されます。昇圧コンデン サは、 トップMOSFETスイッチAとDが必要とするゲート電荷 3785fc 9 LTC3785 動作 の約100倍の電荷を蓄える必要があります。 ほとんどのアプリ ケーションでは、0.1μF∼0.47μFのX5RまたはX7Rの誘電体コ ンデンサで十分です。 実行/ソフトスタート （RUN/SS） RUN/SSピンは、LTC3785のイネーブル、 ソフトスタート機能、 フォールト設定に使用します。1μAの電流源が外付けのコン デンサを充電します。RUN/SSの電圧がダイオードの電圧降下 分（約0.7V） を上回るとデバイスがイネーブルされます。 デバイ スがイネーブルされると、RUN/SSの電圧からダイオードの電 圧降下分を差し引いた電圧（RUN/SS0.7V） によってエラー アンプの出力 （VC）がクランプされ、 デューティ・サイクルが制 限されます。 デューティ・サイクルのクランプ範囲は、約0.7V∼ 1.7Vです。RUN/SSピンは約2.2Vにクランプされます。電流が 制限値に達すると、RUN/SSピンは、 インダクタ電流の過電流 制限の大きさによって決定される電流で放電を開始します が、 この電流が10μAを超えることはありません。 この機能につ いては、 「順方向電流制限」 のセクションで詳しく説明します。 発振器 動作周波数はRTピンからグランドに接続された抵抗によって 設定され、 その値は次式で与えられます。 ⎛ 25000 ⎞ fOSC ≅ ⎜ ⎟ MHz ⎝ RT ⎠ エラーアンプ エラーアンプは電圧モードのアンプで、 その非反転入力には 内部で1.225Vのリファレンス電圧が接続されています。 ループ 補償部品をこのアンプの周囲に配置して、 コンバータのルー プ補償を行います。RUN/SSピンは、 エラーアンプ出力VCをク ランプしてソフトスタート機能を提供します。 低電圧保護と過電圧保護 LTC3785には、 フォールト保護や過渡制限のために過電圧 （OV）保護機能と低電圧（UV）保護機能が組み込まれてい ます。両方のコンパレータはVSENSEピンに接続されており、 こ のピンには通常、補償機能を持たないエラーアンプと同じ電 圧分割器が接続されています。過電圧スレッショルドはリファ レンスを10%上回る値です。低電圧スレッショルドはリファレ ンスを6.5%下回る値で、 どちらのコンパレータにも1.5%のヒス テリシスがあります。過電圧フォールト時は、 フォールト状態が 解消されるまですべての出力スイッチングが停止します。低電 圧フォールト時は、 （ Burst Mode動作がディスエーブルされ） デバイスは固定周波数のみで動作します。設計上、一方のコ ンパレータのスレッショルドを厳しくする必要がある場合は、 VSENSEピンの電圧分割器の設定をずらすことによってこの目 的を達することができます。 スレッショルドの範囲は一定なの で、UVスレッショルドを厳しくするとOVスレッショルドが緩く なります。逆の場合も同様です。 順方向電流制限 LTC3785は、MOSFET Aのオン時間中（TG1 = H ） にこの スイッチの両端の電圧をサンプリングすることによって入力 電流を検出するように設計されています。検出ピンはI SVINと ISSW1です。精度を上げる必要がある場合は、電流検出抵抗を 使うことができます。電流制限スレッショルドは、ILSETピンの 抵抗によって設定できます。必要な電流制限値が決まれば、 RILSETは次式により求めることができます。 RILSET = 6000 Ω RDS(ON)A •ILIMIT ここで、 RDS（ON）AはNチャネルMOSFETスイッチAのRDS（ON）、 ILIMITは電流制限値 （アンペア） です。 I SVINとI SSW1の間の電圧がスレッショルドを超えると、電圧 ループを制御するためにFBから電流が流れ出し、 その結果、 出力電圧が低下して入力電流が安定化されます。 このフォー ルト状態によって、RUN/SSのコンデンサが放電を開始しま す。放電電流のレベルは、電流が設定されたスレッショルドを どれだけ超えるかによって異なります。図3は、電流検出およ びフォールト回路の簡略図です。電流制限フォールト時間が RUN/SSコンデンサを1.225Vより下まで放電するのに十分な 長さである場合、 フォールト・ラッチがセットされてRUN/SSコ ンデンサの動作（1μAの充電と1μAの放電）が16回繰り返さ れ、 ソフトスタート時間の32倍のオフ時間が生じた後、 出力が 切り替えられて出力電圧がリスタートします。電流制限フォー ルト・レベルが設定されたI LIMITレベルの150%を超えると常 にIMAXコンパレータがトリップされ、 出力スイッチBとDがオン して、 サイクルの残りの時間でインダクタ電流を放電します。 3785fc 10 LTC3785 動作 フォールト時にパワー・コンバータをラッチオフさせるには、 RUN/SSピンに4μA∼7μAのプルアップ電流を流せば、 フォー ルトが長引いた場合に長い時間をかけてRUN/SSコンデンサ を放電させることができ、 コンバータがオフのままになってし まうフォールトの繰り返しが避けられます。 これを実現する方 法の1つは、V OUTからRUN/SSピンにダイオード （アノードを V OUTに接続） と抵抗を接続することです。RUN/SSに流れ込 む電流はVOUT 0.7を抵抗値で割った値になります。 すべて のフォールトを無視するには、 （RUN/SSピンが1.225Vの状態 で）40μAを上回る電流をRUN/SSピンに流します。最大フォー ルト電流は制限されているので、 これによりRUN/SSコンデン サの放電が阻止されます。 ソフトスタート・コンデンサは、 これ に応じ、起動時の追加的な充電電流に対応できるサイズにす る必要があります。 THERMAL SD 0.7V 1 CSS ILIMIT COMP S FAULT S LOGIC gm = 1/20k TURN SWITCHES B AND D ON 2.2V 1/3 • ILIM(OUT) 10µA MAX CP1 3 2 FB 1.225V + – ERROR AMP SAMPLED V = 90k/RILSET SWITCH D OFF REVERSE CURRENT LIMIT – + RILSET A 18 CCM ISVOUT B L1 6 VOUT 10 TG2 12 D COUT SW2 13 R2 5 ISSW1 BG1 17 VC ILSET 22 SW1 19 + X10 – CCM = HIGH = 6k/RILSET CCM = LOW = 15mV VOUT R1 + – ILIM(OUT) 30µA MAX 4 VIN TG1 20 IMAX COMP 2µA ISVIN + gm – V = 60k/RILSET (15k/RILSET WHEN VOUT < 1.8V) RUN 1µA RUN/SS 逆電流制限 LTC3785は完全なクラスD動作を行うように設定することがで きます。 つまり、電流制限設定値に等しい電流のソースとシン クが可能です。 これはCCMピンを H レベルにすることにより 実現されます。逆出力電流を最小限に抑えるには、CCMピン を L にドライブするかグランドに接続します。 このモードの間 のみ、 出力スイッチDの両端電圧を標準15mVとすることがで き、 この電圧はISVOUTピンとISSW2ピンで検出されます。 – + + – – + 1.225V 出力短絡時、 またはVOUTが1.8Vを下回る場合、電流制限は 設定レベルの50%に減少します。 ILIMIT SET SAMPLED ILIM COMP IMAX COMP ISSW2 14 BG2 15 C 3785 F03 図3. 電流制限フォールト回路のブロック図 3785fc 11 LTC3785 アプリケーション情報 インダクタの選択 LTC3785は高い周波数で動作するので、小型表面実装インダ クタを使用することができます。 インダクタの電流リップルは、 標準で最大インダクタ電流の20%∼40%に設定されます。所 定のリップルに対し、 インダクタンスの項は以下のように求め られます。 L> L> ( ) VIN(MIN)2 • VOUT – VIN(MIN) • 100 f •IOUT(MAX) • %Ripple • VOUT 2 ( ) VOUT • VIN(MAX) – VOUT • 100 f •IOUT(MAX) • %Ripple • VIN(MAX) , （昇圧モード） , （降圧モード） この式はVIN = 2VOUTの時に最大値を取り、 その時のRMS電 流はIOUT（MAX）/2です。条件を大きく変化させてもそれほど状 況は改善されないので、通常はこの単純なワーストケース条 件が設計に使用されます。 コンデンサの製造元の定めるリップ ル電流定格は、多くの場合2000時間に限定した寿命試験に 基づいているので、 コンデンサをディレーティングすることを推 奨します。昇圧モードでは不連続電流が入力から出力に移る ので、COUTは出力電圧リップルを低減できなければなりませ ん。所定の出力リップル電圧に対する適切なコンデンサを選 択するときは、ESR（等価直列抵抗） とバルク容量の影響を考 慮する必要があります。 バルク容量の充放電による定常リップ ルは次式で与えられます。 ここで、 f = 動作周波数（Hz） %Ripple = 許容されるインダクタ電流リップル （%） VIN（MIN）= 最小入力電圧（ワーストケースでは 最小VOUT/2に制限、V） VIN（MAX）= 最大入力電圧（V） VOUT = 出力電圧（V） IOUT（MAX）= 最大出力負荷電流（A） 高効率を実現するには、 フェライトなどの高周波コア素材を使 用したインダクタを選択してコア損失を低減します。 インダクタ ま はI 2R損失を減らすためにESR（等価直列抵抗値）が低く、 た飽和せずにピーク・インダクタ電流に対応できるものにしま す。 モールド型チョークコイルやチップ・インダクタのコアは、一 般に3A∼6Aの範囲のピーク・インダクタ電流に対応するのに は不十分です。放射ノイズを最小限に抑えるために、 トロイド、 ポット型コア、 またはシールドされたボビン・インダクタを使用 します。 CINとCOUTの選択 昇圧モードでは入力電流は連続で、降圧モードでは入力電 流は不連続です。降圧モードでは、入力コンデンサC INは、入 力矩形波電流をフィルタ処理する必要性に基づいて選択しま す。最大RMS電流に対応できるサイズの低ESRコンデンサを 使用します。降圧動作では、最大RMSコンデンサ電流は次式 で与えられます。 IRMS ~IOUT(MAX) • VOUT ⎛ VOUT ⎞ • ⎜ 1– ⎟ VIN ⎝ VIN ⎠ VRIPPLE _ BOOST = VRIPPLE _ BUCK = ( IOUT(MAX) • VOUT – VIN(MIN) COUT • VOUT • f ( VOUT • VIN(MAX) – VOUT 8 •L • COUT • VIN(MAX) • f ) ) 2 ここで、COUTは出力フィルタ・コンデンサの容量（F） です。 ESR両端の電圧降下による定常リップルは次式で与えられま す。 ΔVBOOST,ESR = IL（MAX,BOOST）• ESR ∆VBUCK,ESR = (V IN(MAX) – VOUT L • f • VIN )• V OUT •ESR ESRとRMS電流の処理要件を満たすには、複数のコンデンサ を並列に配置しなければならないことがあります。乾式タンタ ル・コンデンサ、特殊ポリマ・コンデンサ、 アルミ電解コンデン サ、 セラミック・コンデンサは、 すべて表面実装パッケージのも のを使用できます。セラミック・コンデンサは優れた低ESR特 性を備えていますが、電圧係数が高いことがあります。現在で は、OS-CONやPOSCAPなどの低ESRで高リップル電流定格 のコンデンサを利用することができます。 パワーNチャネルMOSFETの選択と効率に関する検討事項 LTC3785には4個の外付けNチャネル・パワーMOSFETが 必要です。内訳はトップ・スイッチ用に2個（図1のスイッチA とD）、 ボトム・スイッチ用に2個（図1のスイッチBとC） です。パ ワーMOSFETの重要なパラメータは、 ブレークダウン電圧 V BR（DSS）、 スレッショルド電圧VGS（TH）、 オン抵抗RDS（ON）、 逆伝達容量CRSS、最大電流IDS（MAX）です。 3785fc 12 LTC3785 アプリケーション情報 ドライブ電圧は4.5VのV CC 電源によって設定されます。 した がって、LTC3785のアプリケーションではロジックレベル・ス レッショルドのMOSFETを使用する必要があります。入力 電圧が5Vを下回ると予想される場合は、サブロジックのス レッショルドのMOSFETを検討する必要があります。パワー MOSFETを選択するには、 デバイスによって消費される電力を 知る必要があります。 スイッチCは昇圧モードで制御スイッチとして動作します。最大 電流時におけるその電力損失は次式で与えられます。 スイッチAの場合、最大電力損失は、 スイッチAが常にオン状 態となる昇圧モードで生じます。最大出力電流時におけるそ の最大電力損失は次式で与えられます。 ここでCRSSは、通常、MOSFETの製造元によって規定されて います。逆回復電流によって生じる損失を表す定数kはゲー ト・ドライブ電流に反比例し、経験値は1.0です。 2 ⎞ ⎛V PA(BOOST) = ⎜ OUT •IOUT(MAX) ⎟ • ρT •RDS(ON) V ⎝ IN ⎠ ここでρTは正規化係数（25℃で1） です。 これは温度によってオ ン抵抗が大きく変化することを表すもので、図4に示すように 標準で約0.4%/℃です。最大接合部温度が125℃の場合は、 ρT = 1.5が妥当な値です。 スイッチBは降圧モードで同期整流器として動作します。最大 出力電流時におけるその電力損失は次式で与えられます。 PB(BUCK) = VIN – VOUT •IOUT(MAX)2 • ρT •RDS(ON) VIN ρT NORMALIZED ON-RESISTANCE 2.0 1.5 1.0 0.5 0 –50 50 100 0 JUNCTION TEMPERATURE (°C) 150 3785 F04 図4. 正規化されたRDS（ON）と温度 PC(BOOST) = ( VOUT – VIN ) • VOUT •I VIN 2 OUT(MAX) • RDS(ON) + k • VOUT 3 • 2 • ρT IOUT(MAX) VIN • CRSS • f スイッチDの最大電力損失は、昇圧モードでデューティ・サイク ルが50%を上回った場合に生じます。最大出力電流時におけ るその最大電力損失は次式で与えられます。 PD (BOOST ) = VOUT 2 •I • ρT •RDS(ON) VIN OUT(MAX) 通常、 出力に短絡が生じた場合を除き、 スイッチAの電力損失 が最も大きく、 スイッチBの電力損失が最も小さくなります。 パ ワーMOSFETでの既知の電力損失から、次式を使って接合 部温度を求めることができます。 TJ = TA＋P • RTH（JA） この式で 使 われているR T H（ J A ）には、通 常 、デバイスの RTH（JC）、 ケースから周囲温度までの熱抵抗（RTH（CA））が含 まれます。次に、T Jのこの値を反復計算に使用された元の仮 定値と比べることができます。 ショットキー・ダイオード （D1、D2） の選択 ブロック図に示すオプションのショットキー・ダイオードD1と D2は、パワーMOSFETスイッチの導通時間の間隙に生じる デッドタイム中に導通します。 これらのダイオードは、 デッドタイ ム中に同期スイッチBとDのボディー・ダイオードがオンして電 荷を蓄積するのを防ぐためのものです。特に、D2は、 スイッチD がオフしてからスイッチCがオンするまでの間の逆回復電流を 大幅に低減するので、 コンバータの効率が改善されてスイッ チCの電圧ストレスが減少します。D2を効果的なものとするに は、SWDの間近に配置する必要があります。 3785fc 13 LTC3785 アプリケーション情報 帰還ループを閉じる LTC3785には電圧モードの制御回路が内蔵されています。 出 力利得の制御は次式で与えられます。 GBUCK = 1.6 • VIN , 降圧モード GBOOST = 1.6 • VOUT 2 , 昇圧モード VIN 出力フィルタはダブル・ポール応答特性を示し、次式で与えら れます。 fFILTER _ POLE = 1 2 • π • L • COUT ここで、COUTは出力フィルタ・コンデンサです。 出力フィルタのゼロは次式で与えられます。 fFILTER _ ZERO = 1 2 • π •RESR • COUT タイプIの補償を備えたエラーアンプのユニティゲイン周波数 は次式で与えられます。 fUG = 1 2 • π •R1• CP1 ほとんどのアプリケーションでは、 出力フィルタ・コンデンサを 小さくできるように、過渡応答を改善する必要があります。帯 域幅を拡大するには、図6に示すようにタイプIIIの補償が必要 です。 ダブル・ポール応答を補償するには2つのゼロが必要で す。 1 （非常に低い周波数） 2 • π • 32e3 • CP1 •R1 1 fZERO1 = 2 • π •R Z • CP1 1 fZERO2 = 2 • π •R1• CZ1 1 fPOLE2 ≈ 2 • π •R Z • CP2 fPOLE1 ≈ ここで、RESRはコンデンサの等価直列抵抗です。 昇圧モードで面倒なのは右半平面（RHP） のゼロで、 これは次 式で与えられます。 fRHPZ = 簡単なタイプIの補償ネットワーク （図5） を組み込んでループ を安定させることができますが、 この場合は帯域幅が減少し て過渡応答速度も低下します。適切な位相マージンを確保す るには、LCのダブル・ポールより1桁下の周波数でループをク ロスオーバーさせる必要があります。 VIN 2 2 • π •IOUT •L • VOUT ループ利得は通常、RHPのゼロ周波数よりも前でロールオフ します。 + ERROR AMP – 1.225V R1 FB VC VOUT VOUT + ERROR AMP – CP1 R2 3785 F05 1.225V R1 FB VC CP1 RZ CZ1 R2 CP2 3785 F06 図5. タイプIの補償を備えたエラーアンプ 図6. タイプIIIの補償を備えたエラーアンプ 3785fc 14 LTC3785 アプリケーション情報 効率に関する検討事項 スイッチング・レギュレータのパーセント表示の効率は、出力 電力を入力電力で除して100を乗じた値（%）に等しくなりま す。 多くの場合、 効率を制限する要素がどれであり、 また何が変化 すれば最も効率が改善されるかを判断するには、個々の損失 を解析することが有効です。回路内の電力を消費するすべて の要素で損失が生じますが、LTC3785のアプリケーション回 路の損失の大部分は4つの主な損失要因によって生じます。 この損失は、MOSFET、検出抵抗（使用され 1. DCのI2R損失。 ている場合）、 インダクタ、PC基板トレースの抵抗成分から 生じ、高出力電流時の効率を低下させます。 2. 遷移損失。 この損失はスイッチAまたはスイッチCの電圧遷 移時間が短いことにより生じ、特に、 スイッチ電圧、 インダク タ電流、 ドライバ強度、MOSFET容量の各要因に左右され ます。 Transition Loss～VSW2 • IL • CRSS • f ここで、CRSSは逆伝達容量です。 3. C INとC OUTの損失。入力コンデンサには、降圧モードでレ ギュレータに流れる大きなRMS入力電流を除去するという 困難な役割があります。 出力コンデンサには、昇圧モードで 大きなRMS出力電流をフィルタ処理するという、 より困難な 2 役割があります。CINとC OUTはともにACのI R損失を最小 限に抑えるためにESRを小さくする必要があり、 また、RMS 電流によって上流にあるヒューズやバッテリに追加損失が 生じないように、容量を十分大きくする必要があります。 4. その他の損失。 オプションのショットキー・ダイオードD1と D2は、 デッドタイムと軽負荷での導通時に導通損失を生じ ます。 コア損失は軽負荷でのインダクタ損失の大部分を占 めます。 スイッチCをオンすると、昇圧モードで逆回復電流 損失が生じます。効率を改善するための調整を行う場合 は、入力電流が効率の変化を示す最良の指標になります。 変更を加えた場合に入力電流が減少すれば、効率は向上 しています。入力電流に変化がなければ、効率にも変化はあ りません。 たとえば2セルのリチウムイオン・ 5. VCCレギュレータの損失。 バッテリを使用する場合など、入力電圧が5Vを上回るアプ リケーションでは、電圧差や出力スイッチのゲートをドライ ブする平均出力電流により、V CCレギュレータがある程度 の電力を消費します。VCCピンは、 そうしたければ高効率の 外部5V電源から直接ドライブして、負荷が軽くなるにつれ 全体的効率を向上させることができます。 設計例 設計例として、V IN = 2.7V∼10V（公称3.6Vのリチウムイオ ン・バッテリと9Vアダプタ）、VOUT = 3.3V（5%）、IOUT（MAX）= 3A、f = 500kHzの場合を考えます。 インダクタ値の決定 インダクタのリップルを40%に設定して 「インダクタの選択」 の セクションの式を使用すると、以下の値が得られます。 2 2.7 ) • ( 3.3 – 2.7 ) • 100 ( L> = 0.67µH 2 500 • 103 • 3 • 40 • ( 3.3) 3.3 • (10 – 3.3) • 100 L> = 3.7µH 500 • 103 • 3 • 40 • 10 このアプリケーションのワーストケースのリップルは降圧モー ドで生じるので、3.3μHの標準インダクタ値を選択します。 3785fc 15 LTC3785 アプリケーション情報 適切なインダクタ・タイプの選択 最大のインダクタ電流は昇圧モードで生じ、 その値は次式で 与えられます。 ここで、ηはこのモードにおける推定効率です （80%を使用）。 3.3 • 3 IL(MAX _ AV) = = 4.6A 2.7 • 0.8 インダクタのESRの最大効率損失を5%以下に抑えるための 式は次のようになります。 ESRL(MAX) ~ VOUT •IOUT • %Loss 2 IL(MAX _ AV) • 100 = 24mΩ このアプリケーションに適したインダクタとしては、Coiltronics のCD1-3R8が考えられます。 このインダクタの定格DC電流は 6Aで、ESRは13mΩです。 適切なMOSFETスイッチの選択 インダクタの E S Rと同じガイドラインを使 用した場 合 、 MOSFETとして適しているのはSiliconix Si7940DPです。 これ は表面実装パッケージのデュアルMOSFETで、ESRは2.5Vで 25mΩ、総ゲート電荷は12nCです。 パッケージの熱抵抗は60 C/Wなので、各スイッチの電力損失 をチェックすれば動作の信頼性を確保することができます。 スイッチAとCの電力損失は昇圧モード時に最大となります。 接合部温度TJ = 100℃、ρ100C = 1.3、電力損失をVIN = 2.7の 時の値と仮定し、 「効率に関する検討事項」 のセクションの式 を使用すると、以下のような値が得られます。 ⎛ 3.3 ⎞ 2 PA(BOOST) = ⎜ • 3⎟ • 1.3 • 0.025 = 0.43W ⎝ 2.7 ⎠ PC(BOOST) = (3.3 – 2.7) • 3.3 • 32 • 1.3 • 0.025 2.72 + 1• 3.33 • = 0.09W 10 – 3.3 2 • 3 • 1.3 • 0.025 = 0.20W 10 3.3 2 • 3 • 1.3 • 0.025 = 0.10W PD(BOOST) = 10 PB(BUCK) = VOUT •IOUT VIN • η IL(MAX _ AV) = スイッチBとDの電力損失は降圧モードで最大となり、次式で 与えられます。 3 • 0.45 – 9 • 500 • 103 2.7 ここで、 パッケージのTJを50℃の周囲温度で再度チェックしま す。 これはデュアルNMOSパッケージなので、 スイッチA＋BとC ＋Dのワーストケースを追加することができます。MOSFETが 別々のパッケージにあるアプリケーションでは、各デバイスの 最大TJは以下のように計算する必要があります。 （PA＋PB） T（ J PKG1）= TA＋θJA = 50＋60 •（0.43＋0.20）= 88℃ （PC＋PD） T（ J PKG2）= TA＋θJA = 50＋60 •（0.09＋0.10）= 60℃ 最大電流制限の設定 デバイスの最大電流制限を設定する式は以下のようになりま す。 R ILSET = 6000 Ω RDS(ON)A •ILIMIT 100 Cでのワーストケースの変動を考慮するために、最大電流 はIL（PEAK）を25%上回る値（6A） に設定します。 R ILSET = 6000 = 42k 0.025 • 6 入力容量と出力容量の選択 入力容量は、降圧モードでワーストケースとなる電流リップル をフィルタ処理する必要があります。入力電流は6Aに達するこ とがあるので、ESRが10mΩ以下のコンデンサの入力リップル は60mVになります。 出力容量は、昇圧モードでワーストケースとなる電流リップル をフィルタ処理する必要がありますが、通常はループ応答、最 大負荷過渡、許容過渡応答によって決定されます。 3785fc 16 LTC3785 アプリケーション情報 PC基板レイアウトのチェックリスト PC基板の基本的なレイアウトには専用のグランド・プレーン 層が必要です。 また、高電流では、多層基板を使用すれば電 力部品のヒートシンク機能が得られます。 ・スイッチA、 スイッチB、D1、C INコンデンサで形成される経 路は、 リードとPCトレースを短くする必要があります。 スイッ チC、 スイッチD、D2、COUTコンデンサで形成される経路も、 リードとPCトレースを短くする必要があります。 ・グランド・プレーン層にはトレースを配 置 せず、パワー MOSFETのある層にできるだけ近付けて配置します。 （）端子は入力コンデンサの （）端子に ・出力コンデンサの できるだけ近づけて接続する必要があります。 スイッチA、 スイッチB、 D1を一箇所に密集させて配置し ・CIN、 ます。COUT、 スイッチC、 スイッチD、D2も一箇所に密集させ て配置します。 ・VCCデカップリング・コンデンサCVCCは、VCCピンとPGNDピ ンに近づけて接続します。 ・部品（LTC3785のGND/PGNDピンを含む） をグランド・プ レーンに接続する場合は、直結するビアを使用します。各電 力部品には大きなビアを複数使用します。 ・良好な電圧フィルタリングを維持して電力損失を低く抑える ために、VINとVOUTにはプレーンを使用します。 ・すべての層のすべての未使用領域を銅で覆います。銅で覆 うことによって電力部品の温度上昇が抑えられます。 この銅 （VINまたはGND） に接続します。 プ 領域はDCネットのどれか リント基板をレイアウトする場合は、以下のチェックリストを 使用してLTC3785が正しく動作するようにします。 ・信号グランドと電源グランドを分離します。 すべての小信号 部品は一点でGNDピンに戻す必要があります。 スイッチBと スイッチCのソースもデバイスのGNDに一点接続します。 ・スイッチBとスイッチCはできるだけコントローラに近づけて 配置し、PGND、BG、SWのトレースを短くします。 TG2の各ノー ・dV/dTが高いSW1、 SW2、 VBST1、VBST2、TG1、 ドは、敏感な小信号ノードから離します。 ・トップ・ドライバの昇圧コンデンサCAは、VBST1ピンとSW1ピ ンに近づけて接続します。 トップ・ドライバの昇圧コンデンサ CBは、VBST2ピンとSW2ピンに近づけて接続します。 ・入力コンデンサC I Nと出力コンデンサC O U T は、パワー MOSFETに近づけて接続します。 これらのコンデンサは昇降 圧モードでMOSFETのAC電流を供給します。 （＋）端子と信号グ ・FBとVSENSEピンの抵抗分割器はCOUTの ランドに接続します。小さなVSENSEデカップリング・コンデン サを使用する場合は、LTC3785のGNDピンにできるだけ近 づけて配置します。 ・ISVINとISSW1のリードは最小限のPCトレース間隔で一緒に 配線します。MOSFET Aまたは検出抵抗の両端にはケルビ ン接続を使用し、高精度の電流検出を行えるようにします。 ・ISVOUTとISSW2のリードは最小限のPCトレース間隔で一緒 に配線します。MOSFET Dまたは検出抵抗の両端にはケル ビン接続を使用し、高精度の電流検出を行えるようにしま す。 ・帰還ネットワークはデバイスに近づけて、V CピンとFBピンの 間に接続します。 3785fc 17 LTC3785 標準的応用例 VIN 2.7V TO 10V 1nF 121k VIN RUN/SS VSENSE R2 121k 12k 1nF SW1 FB MA CMDSH-3 VBST1 1.3k CIN 22µF MA = MB = MC = MD = 1/2 Si7940DY L1 = WÜRTH ELECTRONICS 744311470 D1 = D2 = PMEG2020EJ CA 0.22µF OPTIONAL ISSW1 VDRV BG1 LTC3785 MB D1 L1 4.7µH VC RT ISVOUT RT 59k TG2 MD MODE VBST2 ILSET SW2 ISSW2 CCM GND VOUT 3.3V 3A OPTIONAL D2 CMDSH-3 RILSET 42.2k Li-Ion 2.7V TO 4.2V VCC TG1 270pF R1 205k + CVCC 4.7µF ISVIN 205k 9V REGULATED WALL ADAPTER CB 0.22µF BG2 COUT 100µF MC 3785 TA02 パッケージ UFパッケージ 24ピン・プラスチックQFN （4mm 4mm） （Reference LTC DWG # 05-08-1697） 底面図−露出パッド 4.00 ± 0.10 (4 SIDES) 0.70 ±0.05 R = 0.115 TYP 0.75 ± 0.05 ピン1の トップ・マーキング （NOTE 6） ピン1のノッチ R = 0.20（標準） または 0.35 45 の面取り 23 24 0.40 ± 0.10 1 2 4.50 ± 0.05 2.45 ± 0.05 (4 SIDES) 2.45 ± 0.10 (4-SIDES) 3.10 ± 0.05 パッケージ の外形 0.25 ±0.05 0.50 BSC 推奨する半田パッドのピッチと寸法 (UF24) QFN 0105 0.200 REF 0.00 – 0.05 0.25 ± 0.05 0.50 BSC NOTE： 1.図はJEDECパッケージ外形MO-220のバリエーション （WGGD-X） にするよう提案されている （承認待ち） 2. 図は実寸とは異なる 3. すべての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない モールドのバリは （もしあれば） 各サイドで0.15mmを超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない 3785fc 18 LTC3785 改訂履歴 （Rev Cよりスタート） REV 日付 概要 ページ番号 C 3/10 LTC3785IUF（Iグレード） を追加、 データシート全体に反映 1～20 3785fc リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資 料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 19 LTC3785 標準的応用例 リチウムイオン・バッテリ/9V ACアダプタから5V/2A VIN 2.7V TO 10V 1nF 66.5k VIN RUN/SS VSENSE 66.5k 12k 59k 1nF FB MA CMDSH-3 VBST1 1.3k SW1 ISSW1 VDRV BG1 LTC3785 CIN 22µF CA 0.22µF MA = MB = MC = MD = 1/2 Si7940DY L1 = RLF7030T-3R3M4R1 D1 = D2 = PMEG2020EJ OPTIONAL MB D1 L1 3.3µH VC RT ISVOUT TG2 MD VBST2 SW2 ILSET CCM CB 0.22µF BG2 OPTIONAL COUT 100µF ISSW2 GND VOUT 5V 2A D2 CMDSH-3 MODE 42.2k Li-Ion 2.7V TO 4.2V VCC TG1 270pF 205k + CVCC 4.7µF ISVIN 205k 9V REGULATED WALL ADAPTER MC 3785 TA03 関連製品 製品番号 説明 注釈 LTC3780 最大98%の高効率、同期整流式 4スイッチ昇降圧コントローラ 4V ≤ VIN ≤ 36V、0.8V ≤ VOUT ≤ 30V、 SSOP-24および5mm 5mm QFN-32パッケージ LTM4605 完全な高効率昇降圧DC/DC µModule電源 4.5V ≤ VIN ≤ 20V、0.8V ≤ VOUT ≤ 16V、15mm 15mm 2.8mmパッケージ LTM4607 完全な高効率昇降圧DC/DC µModule電源 4.5V ≤ VIN ≤ 36V、0.8V ≤ VOUT ≤ 25V、15mm 15mm 2.8mmパッケージ LTM4609 完全な高効率昇降圧DC/DC µModule電源 4.5V ≤ VIN ≤ 36V、0.8V ≤ VOUT ≤ 34V、15mm 15mm 2.8mmパッケージ LTC3533 2A、同期整流式昇降圧モノリシック DC/DCコンバータ 1.8V ≤ VIN ≤ 5.5V、1.8V ≤ VOUT ≤ 5.25V、消費電流：40µA、 ISD<1µA、3mm 4mm DFN-14パッケージ LTC3441 1.2A、 同期整流式昇降圧モノリシック DC/DCコンバータ 2.4V ≤ VIN ≤ 5.5V、2.4V ≤ VOUT ≤ 5.25V、消費電流：25µA、 ISD<1µA、3mm 4mm DFN-12パッケージ LTC3440 600mA、同期整流式昇降圧モノリシック DC/DCコンバータ 2.5V ≤ VIN ≤ 5.5V、2.5V ≤ VOUT ≤ 5.5V、消費電流：25µA、 ISD<1µA、3mm 3mm DFN-10およびMSOP-10パッケージ LTC3444 500mA、同期整流式昇降圧モノリシック DC/DCコンバータ 2.7V ≤ VIN ≤ 5.5V、0.5V ≤ VOUT ≤ 5.25V、 WCDMA RFアンプのバイアスに最適化、3mm 3mm DFN-8パッケージ LTC3532 500mA、同期整流式昇降圧モノリシック DC/DCコンバータ 2.4V ≤ VIN ≤ 5.5V、2.4V ≤ VOUT ≤ 5.25V、消費電流：35µA、 ISD<1µA、3mm 3mm DFN-10およびMSOP-10パッケージ LTC3531 LTC3531-3 LTC3531-3.3 200mA、同期整流式昇降圧モノリシック DC/DCコンバータ 1.8V ≤ VIN ≤ 5.5V、2V ≤ VOUT ≤ 5V、消費電流：35µA、 ISD<1µA、3mm 3mm DFN-8およびThinSOT-23パッケージ µModuleはリニアテクノロジー社の登録商標です。 3785fc 20 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp ● ● LT 0310 REV C • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2007