LTC3890-3 低静止電流の 60V デュアル 2フェーズ 同期整流式降圧 DC/DCコントローラ 特長 n n n n n n n n n n n n n n 広い入力電圧範囲：4V ∼ 60V（絶対最大定格 65V） 低い動作時 IQ：50μA（1 チャネルがオンしているとき） 広い出力電圧範囲：0.8V ≤ VOUT ≤ 24V RSENSE または DCR による電流検出 位相をずらしたコントローラにより、 入力容量と電源起因のノイズを低減 位相同期可能な周波数（75kHz ～ 850kHz） プログラム可能な固定周波数（50kHz ～ 900kHz） 軽負荷時に連続動作、パルス・スキップ動作、 低リップル Burst Mode® 動作のいずれかを選択可能 ドロップアウト電圧の非常に低い動作：デューティ・サイクル99% 出力電圧のソフトスタートまたはトラッキングを調整可能 パワーグッド出力による電圧モニタ 低いシャットダウン時 IQ：14μA 未満 内蔵のLDOがVIN またはEXTVCC からゲート駆動回路に電力を供給 縦型 SSOP パッケージ アプリケーション n n n 自動車用常時稼動システム バッテリ駆動のデジタル装置 分散 DC 電源システム L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Burst Mode、OPTI-LOOP、PolyPhaseお よ び Linearの ロゴはリニアテクノロジー社の登録商標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの 所有者に帰属します。5481178、5705919、5929620、6100678、6144194、6177787、6304066、 6580258、7230497を含む米国特許により保護されています。 概要 LTC®3890-3は、すべてのNチャネル同期パワー MOSFET 段 を駆動する、高性能デュアル降圧スイッチング・レギュレータ DC/DCコントローラです。固定周波数電流モード・アーキテク チャにより、850kHzまでの周波数に位相同期可能です。電力 損失および電源ノイズは、2つのコントローラ出力段の位相を ずらして動作させることによって最小限に抑えられます。 無負荷時の静止電流が 50μAなので、バッテリ駆動システム での動作寿命が長くなります。OPTI-LOOP® 補償回路により、 幅広い出力容量値および ESR 値にわたってトランジェント応 答を最適化することができます。入力電源範囲が 4V ∼ 60V と広いので、さまざまな中間バス電圧および各種のバッテリ 組成に対応します。 コントローラごとに独立しているTRACK/SSピンにより、出力 電圧は起動時に緩やかに立ち上がります。電流モード制御 により、短絡状態時のインダクタ電流が制限されます。また、 PLLIN/MODEピンにより、軽負荷時の動作をBurst Mode動作、 パルス・スキップ・モード動作、連続導通モード動作のいずれ かに選択できます。 別の機能や追加機能を備えたいくつかのバージョンにつ いては、このデータシートの 「ピン機能」セクションにある LTC3890ファミリのまとめ （表 1） を参照してください。 標準的応用例 高効率のデュアル 8.5V/3.3V 出力降圧コンバータ 22µF 4.7µF INTVCC BOOST1 TG2 SW1 SW2 BG1 BG2 LTC3890-3 8µH PGND SENSE1+ SENSE2+ SENSE1– VFB1 ITH1 – VOUT1 3.3V 5A 100k 470µF 1000pF 31.6k 34.8k SENSE2 VFB2 ITH2 100k 1000pF TRACK/SS1 SGND TRACK/SS2 0.1µF 0.1µF 34.8k 10.5k 80 1000 70 100 60 50 10 40 30 20 0.01Ω 0.008Ω 10000 VIN = 12V 90 VOUT = 3.3V 0.1µF BOOST2 100 VOUT2 8.5V 3A 330µF POWER LOSS (mW) 4.7µH 0.1µF VIN VIN 9V TO 60V EFFICIENCY (%) TG1 効率および電力損失と 出力電流 1 10 0 0.0001 0.001 0.01 0.1 1 OUTPUT CURRENT (A) 0.1 10 38903 TA01b 38903 TA01a 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 1 LTC3890-3 絶対最大定格 （Note 1） ピン配置 入力電源電圧（VIN）...............................................–0.3V ～ 65V トップサイド・ドライバ電圧 BOOST1、BOOST2..............................................–0.3V ～ 71V スイッチ電圧（SW1、SW2）.......................................–5V ～ 65V （BOOST1-SW1）間、 （BOOST2-SW2）間 ...................–0.3V ～ 6V RUN1、RUN2 ............................................................–0.3V ～ 8V 8Vを超える電源から各ピンに流れる最大電流............. 100µA SENSE1+、SENSE2+、SENSE1– SENSE2– の電圧 .....................................................–0.3V ～ 28V PLLIN/MODE、INTVCC の電圧...................................–0.3V ～ 6V FREQの電圧......................................................–0.3V ～ INTVCC EXTVCC....................................................................–0.3V ～ 14V ITH1、ITH2、VFB1、VFB2 の電圧 .................................–0.3V ～ 6V PGOOD1の電圧 .......................................................–0.3V ～ 6V TRACK/SS1、TRACK/SS2の電圧 .............................–0.3V ～ 6V 動作接合部温度範囲（Note 2、3） LTC3890E-3、LTC3890I-3 .............................. –40°C ～ 125°C LTC3890H-3 ................................................... –40°C ～ 150°C LTC3890MP-3 ................................................ –55°C ～ 150°C 保存温度範囲.................................................... –65°C ～ 150°C TOP VIEW ITH1 1 28 TRACK/SS1 VFB1 2 27 PGOOD1 SENSE1+ 3 26 TG1 SENSE1– 4 25 SW1 FREQ 5 24 BOOST1 PLLIN/MODE 6 23 BG1 SGND 7 22 VIN RUN1 8 21 PGND RUN2 9 20 EXTVCC SENSE2– 10 19 INTVCC SENSE2+ 11 18 BG2 VFB2 12 17 BOOST2 ITH2 13 16 SW2 TRACK/SS2 14 15 TG2 GN PACKAGE 28-LEAD PLASTIC SSOP TJMAX = 150°C, θJA = 80°C/W 発注情報 鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング * パッケージ 温度範囲 LTC3890EGN-3#PBF LTC3890EGN-3#TRPBF LTC3890GN-3 28-Lead Plastic SSOP –40°C to 125°C LTC3890IGN-3#PBF LTC3890IGN-3#TRPBF LTC3890GN-3 28-Lead Plastic SSOP –40°C to 125°C LTC3890HGN-3#PBF LTC3890HGN-3#TRPBF LTC3890GN-3 28-Lead Plastic SSOP –40°C to 150°C LTC3890MPGN-3#PBF LTC3890MPGN-3#TRPBF LTC3890GN-3 28-Lead Plastic SSOP –55°C to 150°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 非標準の鉛仕上げの製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。 38903f 2 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 電気的特性 l は全動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 Cでの値。 注記がない限り、VIN ＝ 12V、VRUN1,2 ＝ 5V、EXTVCC ＝ 0V。 （Note 2） SYMBOL PARAMETER VIN Input Supply Operating Voltage Range VOUT Regulated Output Voltage Range VFB1,2 Regulated Feedback Voltage CONDITIONS ITH1,2 Voltage = 1.2V (Note 4) –40°C to 85°C, All Grades LTC3890E-3, LTC3890I-3, LTC3890H-3, LTC3890MP-3 IFB1,2 Feedback Current (Note 4) VREFLNREG Reference Voltage Line Regulation VIN = 4.5V to 60V (Note 4) VLOADREG Output Voltage Load Regulation (Note 4) Measured in Servo Loop, ∆ITH Voltage = 1.2V to 0.7V (Note 4) Measured in Servo Loop, ∆ITH Voltage = 1.2V to 2V gm1,2 Transconductance Amplifier gm ITH1,2 = 1.2V, Sink/Source = 5µA (Note 4) IQ Input DC Supply Current (Note 5) Pulse-Skipping or Forced Continuous Mode (One Channel On) UVLO ISENSE+ – ISENSE MIN l l TYP MAX UNITS 4 60 V 0.8 24 V 0.808 0.812 0.812 V V V 0.792 0.788 0.786 0.800 0.800 0.800 ±5 ±50 nA 0.002 0.02 %/V l 0.01 0.1 % l –0.01 –0.1 % 2 mmho RUN1 = 5V and RUN2 = 0V, VFB1 = 0.83V or RUN1 = 0V and RUN2 = 5V, VFB2 = 0.83V 2 mA Pulse-Skipping or Forced Continuous Mode (Both Channels On) RUN1,2 = 5V, VFB1,2 = 0.83V (No Load) 2 mA Sleep Mode (One Channel On) RUN1 = 5V and RUN2 = 0V, VFB1 = 0.83V or RUN1 = 0V and RUN2 = 5V, VFB2 = 0.83V 50 75 µA Sleep Mode (Both Channels On) RUN1,2 = 5V, VFB1,2 = 0.83V (No Load) 60 100 µA Shutdown RUN1,2 = 0V 14 25 µA Undervoltage Lockout INTVCC Ramping Up INTVCC Ramping Down 3.92 3.80 4.2 4.0 V V SENSE+ Pin Current Each Channel ±1 µA SENSE– Pins Current Each Channel VSENSE– < INTVCC – 0.5V VSENSE– > INTVCC + 0.5V ±1 µA µA l l 3.6 700 DFMAX Maximum Duty Factor In Dropout 98 99 ITRACK/SS1,2 Soft-Start Charge Current VTRACK1,2 = 0V 0.7 1.0 1.4 µA VRUN1 On VRUN2 On RUN1 Pin On Threshold RUN2 Pin On Threshold VRUN1 Rising VRUN2 Rising l l 1.15 1.20 1.21 1.25 1.27 1.30 V V VRUN1,2 Hyst RUN Pin Hysteresis VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Threshold VFB1,2 = 0.7V, VSENSE1–,2– = 3.3V, ILIM = 0 l 64 ゲート･ドライバ % 50 75 mV 85 mV TG1,2 Pull-Up On-Resistance TG1,2 Pull-Down On-Resistance 2.5 1.5 Ω Ω BG1,2 Pull-Up On-Resistance BG1,2 Pull-Down On-Resistance 2.4 1.1 Ω Ω TG1,2 tr TG1,2 tf TG Transition Time: Rise Time Fall Time (Note 6) CLOAD = 3300pF CLOAD = 3300pF 25 25 ns ns BG1,2 tr BG1,2 tf BG Transition Time: Rise Time Fall Time (Note 6) CLOAD = 3300pF CLOAD = 3300pF 25 25 ns ns 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 3 LTC3890-3 電気的特性 l は全動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 Cでの値。 注記がない限り、VIN ＝ 12V、VRUN1,2 ＝ 5V、EXTVCC ＝ 0V。 （Note 2） SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS TG/BG t1D Top Gate Off to Bottom Gate On Delay Synchronous Switch-On Delay Time CLOAD = 3300pF Each Driver 30 ns BG/TG t1D Bottom Gate Off to Top Gate On Delay Top Switch-On Delay Time CLOAD = 3300pF Each Driver 30 ns tON(MIN) Minimum On-Time (Note 7) 95 ns VINTVCCVIN Internal VCC Voltage 6V < VIN < 60V, VEXTVCC = 0V VLDOVIN INTVCC Load Regulation ICC = 0mA to 50mA, VEXTVCC = 0V INTVCC リニア・レギュレータ VINTVCCEXT Internal VCC Voltage 6V < VEXTVCC < 13V VLDOEXT INTVCC Load Regulation ICC = 0mA to 50mA, VEXTVCC = 8.5V EXTVCC Ramping Positive 4.85 4.85 VEXTVCC EXTVCC Switchover Voltage VLDOHYS EXTVCC Hysteresis 4.5 f25kΩ Programmable Frequency RFREQ = 25k, PLLIN/MODE = DC Voltage 5.1 5.35 V 0.7 1.1 % 5.1 5.35 V 0.6 1.1 % 4.7 4.9 V 250 mV 105 kHz 発振器およびフェーズロック・ループ f65kΩ Programmable Frequency RFREQ = 65k, PLLIN/MODE = DC Voltage f105kΩ Programmable Frequency RFREQ = 105k, PLLIN/MODE = DC Voltage 375 440 505 835 kHz kHz fLOW Low Fixed Frequency VFREQ = 0V, PLLIN/MODE = DC Voltage 320 350 380 kHz fHIGH High Fixed Frequency VFREQ = INTVCC, PLLIN/MODE = DC Voltage 485 535 585 kHz fSYNC Synchronizable Frequency PLLIN/MODE = External Clock 850 kHz l 75 PGOOD1 出力 VPGL PGOOD1 Voltage Low IPGOOD = 2mA IPGOOD PGOOD1 Leakage Current VPGOOD = 5V VPG PGOOD1 Trip Level VFB with Respect to Set Regulated Voltage VFB Ramping Negative Hysteresis –13 VFB with Respect to Set Regulated Voltage VFB Ramping Positive Hysteresis 7 tPG 0.2 Delay for Reporting a Fault 0.4 V ±1 µA –10 2.5 –7 % % 10 2.5 13 % % 25 Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与 える恐れがある。 Note 2：LTC3890-3は、TJ が TA にほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3890E-3は、 0°C ～ 85°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。–40°C ～ 125°Cの動作 接合部温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの 相関で確認されている。LTC3890I-3は–40°C ～ 125°Cの動作接合部温度範囲で保証されてお り、LTC3890H-3は–40°C ～ 150°Cの動作接合部温度範囲で保証されており、LTC3890MP-3は –55°C ～ 150°Cの動作接合部温度範囲でテストされ、保証されている。 接合部温度が高いと動作寿命が短くなる。125°Cを超える接合部温度では動作寿命はディレーティン グされる。これらの仕様を満たす最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱インピーダン スおよび他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まることに注意。 µs Note 3：TJ は周囲温度 TA および電力損失 PD から次式に従って計算される。 TJ = TA + (PD • 90°C/W) Note 4：LTC3890-3は帰還ループを使ってVITH1,2 を規定電圧にサーボ制御し、そのときのVFB 電圧を測定してテストされる。85°Cでの仕様は製造時にはテストされず、設計、特性評価およ び他の温度（LTC3890E-3/LTC3890I-3では125°C、LTC3890H-3/LTC3890MP-3では150°C）での 製造時のテストとの相関によって確認されている。LTC3890MP-3の場合、–40°Cでの仕様は製 造時にはテストされず、設計、特性評価および –55°Cでの製造時のテストとの相関によって確 認されている。 Note 5：動作時の電源電流は、スイッチング周波数で供給されるゲート電荷によって増加する。 「アプリ ケーション情報」を参照してください。 Note 6：立ち上がり時間と立ち下がり時間は10%と90%のレベルを使って測定する。遅延時 間は50%レベルを使って測定する。 Note 7：最小オン時間の条件は、インダクタのピーク・トゥ・ピーク・リップル電流が IMAX 以上の 場合に対して規定されている （「アプリケーション情報」 のセクションの 「最小オン時間に関す る検討事項」 を参照）。 38903f 4 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 標準的性能特性 BURST EFFICIENCY 90 1000 80 70 FCM LOSS 100 60 50 BURST LOSS PULSE-SKIPPING LOSS 40 10 30 FCM EFFICIENCY 20 0 0.0001 1 PULSE-SKIPPING EFFICIENCY 10 0.001 0.01 0.1 1 OUTPUT CURRENT (A) FIGURE 13 CIRCUIT 98 VOUT = 3.3V 60 50 40 30 20 94 92 90 FIGURE 13 CIRCUIT 86 82 10 80 VOUT 100mV/DIV ACCOUPLED VOUT 100mV/DIV ACCOUPLED IL 2A/DIV IL 2A/DIV IL 2A/DIV 38903 G04 50µs/DIV VIN = 12V VOUT = 3.3V FIGURE 13 CIRCUIT 38903 G05 ソフトスタート 軽負荷時のインダクタ電流 FORCED CONTINUOUS MODE 38903 G03 38903 G06 50µs/DIV VIN = 12V VOUT = 3.3V FIGURE 13 CIRCUIT トラッキング起動 VOUT2 2V/DIV Burst Mode OPERATION 1A/DIV 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 INPUT VOLTAGE (V) 負荷ステップ 強制連続モード VOUT 100mV/DIV ACCOUPLED 50µs/DIV VIN = 12V VOUT = 3.3V FIGURE 13 CIRCUIT ILOAD = 2A 0 FIGURE 13 CIRCUIT 38903 G02 負荷ステップ パルス・スキップ・モード 負荷ステップ Burst Mode 動作 VOUT1 = 3.3V 88 84 Burst Mode OPERATION VIN = 12V 0 0.0001 0.001 0.01 0.1 1 OUTPUT CURRENT (A) 38903 G01 VOUT2 = 8.5V 96 70 10 0.1 10 100 VOUT = 8.5V 80 POWER LOSS (mW) EFFICIENCY (%) 100 EFFICIENCY (%) VIN = 12V 90 VOUT = 3.3V 効率と入力電圧 効率と出力電流 10000 EFFICIENCY (%) 100 効率および電力損失と 出力電流 VOUT2 2V/DIV VOUT1 2V/DIV VOUT1 2V/DIV PULSE-SKIPPING MODE 5µs/DIV VIN = 12V VOUT = 3.3V ILOAD = 200µA 38903 G07 2ms/DIV FIGURE 13 CIRCUIT 38903 G08 2ms/DIV FIGURE 13 CIRCUIT 38903 G09 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 5 LTC3890-3 標準的性能特性 SUPPLY CURRENT (µA) 250 200 300µA LOAD 150 100 NO LOAD 50 0 EXTVCC 切り替え電圧および INTVCC 電圧と温度 5.8 5.6 5.0 5.4 INTVCC 5.2 5.0 EXTVCC RISING 4.8 EXTVCC FALLING 4.6 4.4 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 0 –20 0 0.2 0.4 0.6 0.8 VITH (V) 1.0 600 500 400 300 200 100 0 FORCED CONTINUOUS MODE –40 1.2 –100 1.4 0 70 75 20 10 0 75 70 65 5.50 VIN = 12V 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 DUTY CYCLE (%) INTVCC と負荷電流 VIN = 12V 5.25 70 65 INTVCC VOLTAGE (V) QUIESCENT CURRENT (µA) MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV) 80 30 80 38903 G15 静止電流と温度 電流制限と帰還電圧 40 85 38903 G14 80 50 90 60 5 10 15 25 20 VSENSE COMMON MODE VOLTAGE (V) 38903 G13 60 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 INPUT VOLTAGE (V) 最大電流検出しきい値と デューティ・サイクル MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV) 60 20 ILOAD = 10mA 38903 G12 SENSE– ピンの入力バイアス電流 700 SENSE– CURRENT (µA) CURRENT SENSE THESHOLD (mV) 800 5% DUTY CYCLE Burst Mode OPERATION 3.0 38903 G11 最大電流検出電圧とITH 電圧 40 4.0 4.2 38903 G10 PULSE-SKIPPING MODE 4.5 3.5 4.0 –75 –50 –25 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 INPUT VOLTAGE (V) 80 INTVCC の入力レギュレーション 5.5 INTVCC VOLTAGE (V) VOUT = 3.3V FIGURE 13 CIRCUIT 6.0 EXTVCC AND INTVCC VOLTAGE (V) 300 全入力電源電流と入力電圧 60 55 50 45 40 EXTVCC = 0V 5.00 EXTVCC = 8.5V 4.75 EXTVCC = 5V 4.50 4.25 35 0 100 200 300 400 500 600 FEEDBACK VOLTAGE (MV) 700 800 30 –75 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 38903 G16 38903 G17 4.00 0 20 60 80 40 LOAD CURRENT (mA) 100 38903 G18 38903f 6 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 標準的性能特性 シャットダウン （RUN） しきい値と 温度 TRACK/SSのプルアップ電流と温度 RUN PIN VOLTAGE (V) TRACK/SS CURRENT (µA) 1.05 1.00 0.95 1.30 RUN1 RISING RUN2 RISING 1.25 1.20 1.15 RUN1 FALLING 1.10 RUN2 FALLING 1.05 0.90 –75 –50 –25 1.00 –75 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 30 SHUTDOWN CURRENT (µA) SENSE– CURRENT (µA) 500 400 300 200 100 –100 –75 –50 –25 500 15 10 3.7 3.6 –75 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) FREQ = INTVCC 450 400 FREQ = GND 350 300 –75 –50 –25 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 INPUT VOLTAGE (V) 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 38903 G24 発振器周波数と入力電圧 22 FREQ = GND 354 352 350 348 346 344 シャットダウン電流と温度 VIN = 12V 20 SHUTDOWN CURRENT (µA) OSCILLATOR FREQUENCY (kHz) 3.8 発振器周波数と温度 20 356 FALLING 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 38903 G23 4.2 RISING 794 550 低電圧ロックアウトしきい値と 温度 3.9 796 600 38903 G22 4.0 798 25 0 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 4.1 800 シャットダウン電流と入力電圧 5 VOUT < INTVCC – 0.5V 0 802 38903 G21 FREQUENCY (kHz) 800 VOUT > INTVCC + 0.5V 804 38903 G20 SENSE– ピンの入力バイアス電流と 温度 600 806 792 –75 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 38903 G19 700 REGULATED FEEDBACK VOLTAGE (mV) 808 1.35 INTVCC VOLTAGE (V) 安定化された帰還電圧と温度 1.40 1.10 18 16 14 12 10 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 65 INPUT VOLTAGE (V) 38903 G26 38903 G25 8 –75 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 38903 G27 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 7 LTC3890-3 ピン機能 ITH1、ITH2（ピン1、ピン13） ：エラーアンプの出力およびスイッ チング・レギュレータの補償ポイント。対応する各チャネルの 電流コンパレータのトリップ点は、 この制御電圧に応じて増加 します。 VFB1、VFB2（ピン2、ピン12） ：リモートで検出された各コント ローラの帰還電圧を、出力に接続された外付けの抵抗分割 器から受け取ります。 + SENSE1+、SENSE2（ピン3、 ピン11） ：差動電流コンパレータ への （+）入力は通常、DCR 検出ネットワークまたは電流セン ス抵抗に接続されます。RSENSEとともに、ITHピンの電圧、お よび SENSE– ピンとSENSE+ ピンの間の制御されたオフセット によって、電流トリップしきい値が設定されます。 – SENSE1–、SENSE2（ピン4、 ピン10） ：差動電流コンパレータ の （）入力。INTVCC – 0.5Vより大きい場合、SENSE– ピンは 電流コンパレータに電流を供給します。 FREQ（ピン5） ：内部 VCOの周波 数 制 御ピン。このピンを GNDに接続すると、VCOは350kHzの固定低周波数に強制 されます。このピンをINTVCC に接続すると、VCOは535kHz の固定高周波数に強制されます。FREQとGNDの間に抵抗 を使って、50kHz ∼ 900kHzの他の周波数にプログラムするこ とができます。20μAの内部プルアップ電流が、周波数を制御 するためにVCO が使用する電圧を発生させます。 PLLIN/MODE（ピン6） ：位相検出器への外部同期入力と強制 連続モード入力。このピンに外部クロックを与えると、フェー ズロック・ループが TG1 信号の立ち上がりを外部クロックの 立ち上がりエッジに強制的に同期させます。外部クロックに 同期させない場合、 （両方のコントローラに作用する） この入 力により、軽負荷時のLTC3890-3の動作モードが決まります。 このピンをグランドに引き下げると、Burst Mode 動作が選択 されます。このピンをフロートさせると、グランドに接続された 内部 100k 抵抗により、Burst Mode 動作が作動します。このピ ンをINTVCC に接続すると、連続インダクタ電流動作を強制 します。このピンを1.2Vより高くINTVCC - 1.3Vより低い電圧 に接続すると、パルス･スキップ動作が選択されます。 SGND（ピン7） ：両方のコントローラに共通の小信号グランド。 CIN コンデンサの共通（）端子に接続される大電流グランド とは別に配線する必要があります。 RUN1、RUN2 （ピン8、ピン9） ：各コントローラのデジタル実行 制御入力。RUN1を1.16Vより下げるか、RUN2を1.20Vより 下げると、そのコントローラがシャットダウンします。これら両 方のピンを0.7Vより下に強制するとLTC3890-3 全体がシャッ トダウンし、静止電流が約 14μAに減少します。 INTVCC（ピン19） ：内部の低損失リニア・レギュレータの出力。 ドライバと制御回路にはこの電圧源から電力が供給されます。 最小 4.7μFのセラミック・コンデンサまたは他の低 ESRコンデ ンサを使って、このピンを電源グランドにデカップリングする 必要があります。INTVCC ピンは他のいかなる目的にも使用し ないでください。 EXTVCC（ ピン20） ：INTVCC に接続された内部 LDO への外 部 電 源 入力。EXTVCC が 4.7Vを超えると、VIN から電力を 供給される内部のLDOを迂回して、このLDO が INTVCC 電 源に電力を供給します。 「アプリケーション情報」 セクションの 「EXTVCC の接続」を参照してください。このピンをフロート させたり、電圧が 14Vを超えたりしないようにしてください。 PGND（ピン21） ：ドライバの電源グランド。ボトム （同期） Nチャ ネルMOSFETのソースおよび CIN の （）端子に接続します。 VIN （ピン22） ：主電源ピン。このピンと信号グランド・ピンの間 にバイパス・コンデンサを接続します。 38903f 8 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 ピン機能 BG1、BG2（ ピ ン23、ピ ン18） ：ボトム （ 同 期 ）Nチャネル MOSFETの高電流ゲート・ドライブ。これらのピンの電圧振幅 はグランドからINTVCC までです。 PGOOD1 （ピン27） ：オープン・ドレインのロジック出力。VFB1ピ ンの電圧が設定ポイントの 10% 以内にないと、PGOOD1は グランドに引き下げられます。 BOOST1、BOOST2（ピン24、ピン17） ：トップサイド・フローティ ング・ドライバへのブートストラップされた電源。コンデンサを BOOSTピンとSWピンの間に接続し、ショットキ・ダイオード をBOOSTピンとINTVCC ピンの間に接続します。BOOSTピ ンの電圧振幅はINTVCC から （VIN＋INTVCC)までです。 TRACK/SS1、TRACK/SS2（ピン28、ピン14） ：外部トラッキング とソフトスタート入力。LTC3890-3はVFB1（VFB2）の電圧を、 0.8VとTRACK/SS1ピン （TRACK/SS2ピン）の小さい方に安 定化します。このピンには内部で1µAプルアップ電流源が接 続されています。このピンとグランドの間に接続したコンデン サにより、最終的な安定化出力電圧までのランプ時間が設定 されます。あるいは、別の電源の抵抗分割器をこのピンに接 続すると、LTC3890-3の出力は起動時に別の電源をトラッキ ングすることができます。 SW1、SW2 （ピン25、ピン16） ：インダクタへのスイッチ・ノード の接続ピン。 TG1、TG2（ピン26、ピン15） ：トップ NチャネルMOSFETの高 電流ゲート・ドライバ。これらは、電圧振幅がスイッチ・ノード 電圧 SWにINTVCC – 0.5Vを重ねた電圧に等しいフローティ ング・ドライバの出力です。 表 1．LTC3890ファミリ・デバイス間の相違点のまとめ LTC3890 あり LTC3890-1 なし LTC3890-2 あり LTC3890-3 なし PolyPhase® 動作のための CLKOUTピンと PHASMDピン あり なし あり なし チャネルごとに独立した PGOODピン あり。 PGOOD1および PGOOD2 なし。 PGOOD1のみ あり。 PGOOD1および PGOOD2 なし。 PGOOD1のみ 過電圧保護用 ボトム・ゲート“クローバ” あり あり 過電流発生時の 電流フォールドバック あり あり なし なし 強制連続 強制連続 パルス・スキップ動作 パルス・スキップ動作 SENSEの同相電圧が 0.5V 未満の動作には、 VFB < 0.65V が必要 SENSEの同相電圧が 0.5V 未満の動作には、 VFB < 0.65V が必要 VFB 電圧に依存しない。 グランド基準の 電流検出機能を備えた 非同期の昇圧または SEPICコンバータを 容易に構成可能 VFB 電圧に依存しない。 グランド基準の 電流検出機能を備えた 非同期の昇圧または SEPICコンバータを 容易に構成可能 調整可能な電流検出電圧 のためのILIM ピン PLLIN/MODEピンを使って 外部クロックに同期する 場合の軽負荷動作 SENSEピンの 同相電圧範囲 なし。 なし。 BGはオンに強制されない BGはオンに強制されない 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 9 LTC3890-3 機能図 INTVCC DUPLICATE FOR SECOND CONTROLLER CHANNEL PGOOD1 BOOST DROP OUT DET 0.88V VFB1 + – + 0.72V S Q R Q D BOT SWITCH LOGIC BOT INTVCC BG – VCO VOUT CLK2 0.425V CLK1 + SLEEP – ICMP PFD + – CLP –+ +– + SYNC DET PLLIN/MODE IR – SENSE+ 2.7V 0.65V 100k SENSE– SLOPE COMP VFB VIN + EA – OV – 5.1V LDO EN LDO EN 7µA (RUN1) 0.5µA (RUN2) SHDN RST 2(VFB) + – FOLDBACK 11V SGND INTVCC 0.80V TRACK/SS RB RA + EXTVCC 5.1V RSENSE L 3mV 4.7V COUT PGND 20µA FREQ CIN SW TOP ON SHDN CB TG TOP VIN DB 0.88V ITH 1µA TRACK/SS CC CC2 RC CSS SHDN RUN 38901 FD 38903f 10 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 動作（機能図を参照） メイン制御ループ LTC3890-3は、2つのコントローラ・チャネルが 180 度の位相 差で動作する、固定周波数、電流モード降圧アーキテクチャ を採用しています。通常動作時は、各チャネルのクロックが RSラッチをセットすると、対応する外付けトップ MOSFET が オンし、メイン電流コンパレータICMP が RSラッチをリセッ トするとオフします。ICMP が作動してラッチをリセットする ピーク・インダクタ電流は、ITHピンの電圧によって制御され ます。この電圧はエラーアンプ EAの出力です。エラーアンプは VFB ピンの出力電圧帰還信号（これは出力電圧 VOUT からグ ランドに接続した外付けの抵抗分割器によって発生します） を内部の降圧用0.800Vリファレンス電圧と比較します。負荷 電流が増加するとリファレンス電圧に対してVFB がわずかに 低くなるので、平均インダクタ電流がその後負荷電流に釣り合 うまで、エラーアンプはITH 電圧を上昇させます。 トップ MOSFET が各サイクルでオフした後は、インダクタ電 流が逆流し始めて電流コンパレータIR がそれを検出する までか、または次のクロック・サイクルが始まるまで、ボトム MOSFET がオンします。 INTVCC/EXTVCC 電源 トップおよびボトムのMOSFETドライバおよび他の大部分 の内部回路への電源は、INTVCC ピンから供給されます。 EXTVCC ピンを4.7Vより低い電圧に接続すると、VIN LDO （低損失リニア・レギュレータ）が VIN からINTVCC に5.1V を供給します。EXTVCC を4.7Vより上にするとこのVIN LDO はオフし、EXTVCC LDO がオンします。イネーブルされると、 EXTVCC LDOはEXTVCC からINTVCC に5.1Vを供給します。 EXTVCC ピンを使うと、LTC3890-3スイッチング・レギュレータ の出力の1つのような高効率の外部電源からINTVCC の電力 を得ることができます。 各トップ MOSFETドライバはフローティング状態のブートスト ラップ・コンデンサCB からバイアスされます。このコンデンサ は通常、トップ MOSFET がオフしているとき、それぞれのサイ クル中に外付けのダイオードを通じて再充電されます。入力 電圧 VIN が VOUT に近い電圧まで低下してくると、ループがド ロップアウト状態に入り、トップ MOSFETを連続してオンしよ うとすることがあります。 ドロップアウト検出器がこれを検出し、 トップ MOSFETを10サイクルに1 回、クロック周期の約 1/20 の間強制的にオフすることにより、CB を再充電できるようにな ります。 シャットダウンと起動（RUN1、RUN2、および TRACK/SS1、 TRACK/SS2 の各ピン） LTC3890-3の2つのチャネルは、RUN1ピンとRUN2ピンを使っ て個別にシャットダウンすることができます。これらのいずれ かのピンを1.15Vより下げると、そのコントローラのメイン制 御ループがシャットダウンします。両方のピンを0.7Vより下げ ると、両方のコントローラと、INTVCC LDOを含むほとんどの 内部回路をディスエーブルします。この状態では、LTC3890-3 にはわずか 14μAの静止電流しか流れません。 いずれかのRUNピンを解放すると、小さい内部電流がその ピンをプルアップし、そのコントローラをイネーブルします。 RUN1には7μAのプルアップ電流が備わっており、RUN2ピン にはもっと小さな0.5μAのプルアップ電流が備わっています。 RUN1の7μAの電流は十分大きく設計されているので、湿気 や基板の他のリーク電流がこのピンをプルダウンする心配な しに、RUN1ピンを安全にフロートさせてコントローラを常に イネーブルすることができます。これは、1つまたは両方のコン トローラが常時イネーブルされており、決してシャットダウンさ れない常時オンのアプリケーションに最適です。 RUNピンを外部から引き上げるか、またはロジックで直接ドラ イブすることができます。低インピーダンスのソースでRUNピ ンをドライブする場合、このピンの8Vの絶対最大定格を超え ないようにしてください。RUNピンには内部に11Vの電圧クラ ンプが備わっているので、RUNピンの最大電流が 100μAを 超えない限り、抵抗を介してRUNピンをもっと高い電圧（たと に接続することができます。 えば、VIN） 各コントローラの出力電圧 VOUT のスタートアップは、その チャネルのTRACK/SSピンの電圧によって制御されます。 TRACK/SSピンの電圧が0.8Vの内部リファレンスより低いと、 LTC3890-3はVFB の 電 圧 を0.8Vのリファレンスで はなく TRACK/SSピンの電圧に制御します。このため、外付けコン デンサをTRACK/SSピンからSGNDに接続することにより、 TRACK/SSピンを使ってソフトスタートを設定することができ ます。1μAの内部プルアップ電流がこのコンデンサを充電し、 TRACK/SSピンに電圧勾配を発生します。TRACK/SS 電圧 が 0V から0.8V（さらにそれより上 5V） まで直線的に上昇する につれ、出力電圧 VOUT が滑らかにゼロからその最終値まで 上昇します。 代わりに、TRACK/SSピンを使って、VOUT の起動が別の電 源の起動を トラッキングするようにすることができます。このた めには一般に、別の電源からグランドに接続された外付けの 抵抗分割器をTRACK/SSピンに接続する必要があります （ 「ア プリケーション情報」 のセクションを参照）。 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 11 LTC3890-3 動作（機能図を参照） 軽負荷電流動作（Burst Mode 動作、パルス・スキップ、または 強制連続モード） （PLLIN/MODEピン） LTC3890-3は低負荷電流で、高効率 Burst Mode 動作、固定 周波数パルス･スキップ動作、または強制連続導通モードに 入るようにイネーブルすることができます。Burst Mode 動作を 選択するには、PLLIN/MODEピンを0.8Vより低いDC電圧（た とえば SGND） に接続します。強制連続動作を選択するには、 PLLIN/MODEピンをINTVCCに接続します。パルス･スキップ・ モードを選択するには、PLLIN/MODEピンを1.2Vより高く、 INTVCC – 1.3Vより低いDC 電圧に接続します。 コントローラが Burst Mode 動作にイネーブルされているとき、 ITHピンの電圧が低い値を示していても、インダクタの最小 ピーク電流は最大検出電圧の約 25%に設定されます。平 均インダクタ電流が負荷電流より大きい場合、エラー・アンプ （EA）はITHピンの電圧を低下させます。ITH 電圧が 0.425V より下になると、内部のスリープ信号が H になり （スリープ・ モードがイネーブルされ）、両方の外付けMOSFET がオフし ます。するとITHピンはEAの出力から切断され、0.450Vに一 時的に保持されます。 スリープ・モードでは内部回路のほとんどがオフしており、 LTC3890-3を流れる静止電流が減少します。一方のチャネル がシャットダウンしていて、他方のチャネルがスリープ・モード のとき、LTC3890-3に流れる静止電流はわずか 50μAです。両 方のチャネルがスリープ・モードの場合、LTC3890-1を流れる 消費電流はわずか 60μAです。スリープ・モードでは、負荷電 流が出力コンデンサによって供給されます。出力電圧が低下 するにつれて、EAの出力は上昇し始めます。出力電圧が十分 下がるとITHピンが EAの出力に再度接続され、スリープ信 号が L になり、コントローラは内部発振器の次のサイクルで 外付けトップ MOSFETをオンして通常動作を再開します。 コントローラが Burst Mode 動作するようにイネーブルされてい ると、インダクタ電流は反転できません。インダクタ電流がゼ ロに達する直前に、逆電流コンパレータ （IR） が外付けボトム MOSFETをオフし、インダクタ電流が反転して負になるのを防 ぎます。したがって、コントローラは不連続動作状態で動作し ます。 強制連続動作時、またはフェーズロック・ループを使用するた め外部クロック・ソースによって駆動される場合（「周波数の 選択とフェーズロック・ループ」 のセクションを参照）、インダク タ電流は軽負荷または大きな過渡状態で反転することができ ます。ピーク・インダクタ電流は、通常動作と全く同様に、ITH ピンの電圧によって決まります。このモードでは、軽負荷での 効率が Burst Mode 動作よりも低下します。ただし、連続動作 には出力電圧リップルが小さく、オーディオ回路への干渉が 少ないという利点があります。強制連続モードでは、出力リッ プルは負荷電流に依存しません。 PLLIN/MODEピンがパルス・スキップ・モードになるように接続 されていると、LTC3890-3は軽負荷時にPWMパルス・スキップ・ モードで動作します。このモードでは、出力電流が最大設計 値の約 1%になるまで固定周波数動作が維持されます。非常 に軽い負荷では、電流コンパレータICMPは数サイクルにわ たって作動したままになることがあり、外付けトップ MOSFET を同じサイクル数だけ強制的にオフにする （つまり、パルスをス キップする） ことがあります。インダクタ電流は反転することが できません （不連続動作）。強制連続動作と同様、このモード では、Burst Mode 動作に比べて出力リップルとオーディオ・ノ イズが小さくなり、RF 干渉が減ります。低電流での効率が強 制連続動作より高くなりますが、Burst Mode 動作ほど高くは ありません。 周波数の選択とフェーズロック・ループ （FREQピンとPLLIN/ MODEピン） スイッチング周波数の選択は効率と部品サイズの間の兼ね合 いによって決まります。低周波数動作は、MOSFETのスイッチン グ損失を低減して効率を向上させますが、出力リップル電圧を 低く保つには大きなインダクタンスや容量が必要になります。 LTC3890-3のコントローラのスイッチング周波数はFREQピン を使って選択することができます。 38903f 12 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 動作（機能図を参照） PLLIN/MODEピンを外部クロック・ソースによってドライブし ない場合、FREQピンをSGNDに接続するか、INTVCC に接 続するか、または外付け抵抗を介してプログラムすることが できます。FREQをSGNDに接続すると350kHz が選択され、 FREQをINTVCC に 接 続 すると535kHz が 選 択 され ます。 FREQとSGNDの間に抵抗を接続することにより、周波数を 50kHz ∼ 900kHzに設定することができます （図 10を参照）。 を使って外部クロックに同期しているとき、LTC3890-3は軽負 荷時にパルス・スキップ・モードで動作します。 パワーグッド （PGOOD1ピン） PGOOD1ピンは、内部 NチャネルMOSFETのオープン・ドレ インに接続されています。対応するVFB1 ピンの電圧が、0.8V リファレンス電圧の 10% 以内にないと、MOSFET がオンし LTC3890-3にはフェーズロック・ループ （PLL） が備わっており、 てPGOOD1ピンを L にします。対応するRUN1ピンが L PLLIN/MODEピンに接続された外部クロック・ソースに内部 （シャットダウン）のときも、PGOOD1ピンは L になります。 VFB1 ピンの電圧が 10%の条件を満たすと、MOSFET がオ 発振器を同期させることができます。LTC3890-3の位相検出 フするので、外付け抵抗を使って、6Vを超えない電源までこ 器が （内部ローパス・フィルタを介して）VCO 入力の電圧を調 のピンをプルアップすることができます。 節してコントローラの外付けトップ MOSFETのターンオンを 同期信号の立ち上がりエッジに揃えます。こうして、コントロー 2フェーズ動作の原理と利点 ラ2の外付けトップ MOSFETのターンオンは、外部クロック・ なぜ 2フェーズ動作が必要なのでしょうか。2フェーズの製品 ソースの立ち上がりエッジに対して180 度位相がずれます。 ファミリが登場するまで、固定周波数デュアル・スイッチング・ 外部クロックが与えられる前に、VCO 入力の電圧はFREQピ レギュレータは、両チャネルが同位相で （つまり1フェーズで） ンによって設定される動作周波数にプリバイアスされます。 動作していました。つまり、両方のスイッチが同時にオンする FREQピンとSGNDピンの間に接続された抵抗を使用して、 ので、入力コンデンサおよびバッテリから、1つのレギュレータ VCOの入力電圧を希望する周波数にプリバイアスできます。 の最大 2 倍の振幅の電流パルスが流れます。この振幅の大き 外部クロックの周波数の近くにプリバイアスしておくと、PLL い電流パルスによって入力コンデンサから流れる合計 RMS 電 ループは、外部クロックの立ち上がりエッジをTG1の立ち上 流が増加するので、より高価な入力コンデンサが必要になり、 がりエッジに同期させるのに、VCO 入力をわずかに変化させ 入力コンデンサとバッテリのEMIと損失が両方とも増加します。 る必要があるだけです。ループ・フィルタをプリバイアスする能 2フェーズ動作では、デュアル・スイッチング・レギュレータの2 力により、PLLは望みの周波数から大きく外れることなく短時 つのチャネルは、180 度位相がずれて動作します。このため、 間でロックインすることができます。 スイッチを流れる電流パルスは事実上インターリーブされる フェーズロック・ループの標 準 的キャプチャ・レンジは約 ので、互いに重なり合うオーバーラップ時間が大幅に短縮さ 55kHz ∼ 1MHzで、75kHz ∼ 850kHz が保証されています。つ れます。 その結果、合計RMS入力電流が大幅に減少するため、 まり、LTC3890-3のPLLは75kHz ∼ 850kHzの周波数の外部 安価な入力コンデンサを使うことができ、EMI 対策のシール クロック・ソースにロックすることが保証されています。 ド条件が緩和され、実際の動作効率が向上します。 PLLIN/MODEピンの入力クロックしきい値は標準で1.6V（立 ち上がり） および 1.1V（立ち下がり） です。PLLIN/MODEピン 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 13 LTC3890-3 動作 （機能図を参照） 5V SWITCH 20V/DIV 3.3V SWITCH 20V/DIV INPUT CURRENT 5A/DIV INPUT VOLTAGE 500mV/DIV IIN(MEAS) = 2.53ARMS IIN(MEAS) = 1.55ARMS 38903 F01 図 1．12V から5V/3A および 3.3V/3A にそれぞれ変換するデュアル・スイッチング・レギュレータの 1フェーズ動作（a） と 2フェーズ動作（b）。2フェーズ・レギュレータでは入力リップルが減少するので、廉価な入力コンデンサが使用可能となり、 EMI に対するシールド条件が緩和され効率が改善される もちろん、2フェーズ動作で得られる性能の改善はデュアル・ス イッチング・レギュレータの相対的デューティ・サイクルの関数な ので、結局は入力電圧 VIN に依存します （デューティ・サイクル＝ VOUT/VIN）。広い入力電圧範囲にわたって、3.3Vレギュレー タと5Vレギュレータの1フェーズ動作と2フェーズ動作で、 RMS 入力電流がどのように変化するかを図 2に示します。 2フェーズ動作の利点は狭い動作範囲だけに限定されるもの ではなく、ほとんどのアプリケーションで2フェーズ動作の入 力コンデンサの要件は、最大電流で50%のデューティ・サイク ルで動作している1チャネルだけの場合の要件にまで緩和さ れることがすぐに分ります。 3.0 SINGLE PHASE DUAL CONTROLLER 2.5 INPUT RMS CURRENT (A) 代表的な1フェーズのデュアル・スイッチング・レギュレータの 入力波形と、LTC3890-3の2フェーズのデュアル・スイッチング・ レギュレータの入力波形の比較を図 1に示します。この条件で のRMS 入力電流の実測値は、2フェーズ動作により、入力電 流が 2.53ARMS から1.55ARMS に減少したことを示しています。 これ自体でも大きな減少ですが、電力損失はIRMS の2 乗に比 例するので、実際に浪費される電力は2.66 分の1に減少する ことに注意してください。入力リップル電圧が低下すると入力 電源経路での電力損失が減少します。入力電源経路にはバッ テリ、スイッチ、トレースやコネクタの抵抗、および保護回路が 含まれます。入力のRMS 電流とRMS 電圧の減少の直接の結 果として、伝導 EMIと放射 EMIも改善されます。 2.0 1.5 2-PHASE DUAL CONTROLLER 1.0 0.5 0 VO1 = 5V/3A VO2 = 3.3V/3A 0 10 20 30 INPUT VOLTAGE (V) 40 38903 F02 図 2．RMS 入力電流の比較 38903f 14 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 アプリケーション情報 最初のページの 「標準的応用例」 はLTC3890-3の基本的なアプ リケーション回路です。LTC3890-3はDCR（インダクタの抵抗） による検出または低い値の抵抗による検出のどちらかを使うよ うに構成することができます。2つの電流検出方式のどちらを 選択するかは、主として設計上、 コスト、消費電力、精度のどれ を採るかで決まります。DCRによる検出は高価な電流センス 抵抗を省くことができ、特に高電流のアプリケーションで電力 効率が高いので普及しつつあります。ただし、電流センス抵抗 からは、コントローラの最も正確な電流制限値が得られます。 他の外付け部品の選択は負荷条件に基づいて行い、 （もし RSENSE が使われていれば）RSENSEとインダクタ値の選択から 始めます。次に、パワー MOSFETとショットキ・ダイオードを選 択します。最後に、入力と出力のコンデンサを選択します。 SENSE+ ピンとSENSE– ピン の近くに配置して、敏感な小信号ノードへノイズがカップリン グするのを防ぎます。 TO SENSE FILTER, NEXT TO THE CONTROLLER COUT 38903 F03 INDUCTOR OR RSENSE 図 3．インダクタまたはセンス抵抗を使ったセンス・ラインの配置 VIN INTVCC VIN BOOST SENSE+ ピンとSENSE– ピンは、電流コンパレータへの入力 です。 これらのピンの同相電圧範囲は0V∼28V（絶対最大値） であり、LTC3890-3は出力電圧を （許容差と過渡変動のマー ジンをもたせて）公称 24Vまで安定化することができます。こ の同相範囲はVFB ピンの状態には依存しません。 SENSE+ ピンは全同相範囲にわたって高インピーダンスな ので、流れる電流は多くても 1μAです。このように高インピー ダンスなので、電流コンパレータをインダクタのDCRによる検 出に使うことができます。 SENSE–ピンのインピーダンスは同相電圧に応じて変化します。 SENSE– が INTVCC – 0.5Vより低いと、1μA 未満の小さな電 流がこのピンから流れ出します。SENSE– がINTVCC ＋0.5Vよ り高いと、もっと大きな電流（約 700μA）がこのピンに流れ込 みます。INTVCC – 0.5VとINTVCC ＋0.5Vの間では、電流は 小電流からもっと大きな電流に遷移します。 検出ラインに関係するフィルタ部品はLTC3890-3の近くに配 置し、検出ラインは電流センス素子の下の4 端子接続に近づ けて一緒に配線します （図 3を参照）。他の場所で電流を検出 すると、寄生インダクタンスと容量が電流検出素子に実質的 に追加され、検出端子の情報が劣化して、設定された電流制 限を予測不可能にすることがあります。インダクタDCRによる 検出を使う場合（図 4b）、センス抵抗 R1をスイッチング・ノード TG RSENSE SW LTC3890-3 VOUT BG R1* SENSE+ SENSE– SGND C1* PLACE CAPACITOR NEAR SENSE PINS *R1 AND C1 ARE OPTIONAL. 38903 F04a （4a）電流検出に抵抗を使用 VIN INTVCC VIN BOOST INDUCTOR TG L SW LTC3890-3 DCR VOUT BG R1 SENSE+ C1* R2 SENSE– SGND *PLACE C1 NEAR SENSE PINS (R1||R2) • C1 = L DCR RSENSE(EQ) = DCR R2 R1 + R2 38903 F04b （4b）電流検出にインダクタの DCRを使用 図 4．電流検出方法 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 15 LTC3890-3 アプリケーション情報 値の小さな抵抗による電流検出 ディスクリート抵抗を使用した標準的な検出回路を図 4aに示 します。RSENSE は必要な出力電流に基づいて選択します。 電流コンパレータは、最大しきい値 VSENSE（MAX）を持ちます。 電流コンパレータのしきい値電圧によってインダクタ電流の ピーク値が設定され、このピーク値からピーク・トゥ・ピーク・ リップル電流 ∆IL の半分を差し引いた値に等しい最大平均出 力電流 IMAX が得られます。センス抵抗の値を計算するには 次式を使用します。 外部の （R1||R2）• C1の時定数が正確にL/DCRの時定数に 等しくなるように選択すると、外付けコンデンサ両端の電圧降 下はインダクタのDCR 両端の電圧降下にR2/（R1＋R2） を掛 けたものに等しくなります。R2は、目標とするセンス抵抗値より もDCR が大きいアプリケーションの検出端子両端の電圧の スケールを設定します。外付けのフィルタ部品の大きさを適切 に決定するには、インダクタのDCRを知る必要があります。イ ンダクタのDCRは良質のRLCメーターを使って測定できま すが、DCRの許容誤差は常に同じではなく、温度によって変 化します。詳細については、メーカーのデータシートを参照し てください。 VSENSE(MAX) ∆I IMAX + L 2 アプリケーションが全動作温度範囲にわたって確実に最 大負荷電流を供給するようにするには、電流検出しきい値 （VSENSE（MAX）） の最小値を選択します。 「インダクタの値の計算」 のセクションのインダクタ・リップル電 流値を使用すると、目標とするセンス抵抗値は次のようになり ます。 非常に低い損失電圧でコントローラを使用すると、 デューティ・ ファクタ50% 以上で動作中の降圧レギュレータの安定性基準 に適合するために必要な内部補償のため、最大出力電流レベ ルが低下します。動作デューティ・ファクタに依存するピーク・ インダクタ電流レベルのこの減少を推定するための特性曲線が 「標準的性能特性」 のセクションに示してあります。 アプリケーションが全動作温度範囲にわたって確実に最 大負荷電流を供給するようにするには、電流検出しきい値 （VSENSE（MAX）） の最小値を選択します。 RSENSE = インダクタDCR による検出 高負荷電流で可能な限り高い効率を必要とするアプリケー ションでは、図 4bに示すように、LTC3890-3はインダクタの DCR両端の電圧降下を検出することができます。インダクタの DCRとは、銅線のDC 抵抗の小さな値を表し、最近の値の小 さい大電流インダクタでは1mΩより小さいことがあります。 この ようなインダクタを必要とする大電流アプリケーションでは、 センス抵抗による電力損失はインダクタDCRによる検出に比 べると数ポイントの効率低下になると考えられます。 RSENSE(EQUIV) = VSENSE(MAX) ∆I IMAX + L 2 次に、 インダクタのDCRを決定します。与えられている場合は、 通常 20 Cで与えられているメーカーの最大値を使います。 約0.4%/ Cの銅の温度係数を考慮して、 この値を増加させます。 （TL（MAX）） の控えめな値は100 Cです。 インダクタの最大 DCRを必要なセンス抵抗値（RD） に合わせ てスケール調整するには、次の分圧器の比を使います。 RD = RSENSE(EQUIV) DCRMAX at TL(MAX) C1は通常、0.1μF ∼ 0.47μFの範囲で選択します。これにより、 R1||R2 が約 2kΩに強制されるので、SENSE+ ピンの 1µAの 電流によって生じるであろう誤差が減少します。 38903f 16 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 アプリケーション情報 等価抵抗 R1||R2は室温のインダクタンスと最大 DCRに従っ て次のようにスケール調整されます。 R1|| R2 = L (DCR at 20°C) • C1 ∆IL = センス抵抗の値は、次のようになります。 R1|| R2 R1• RD R1= ; R2 = RD 1– RD R1での最大電力損失はデューティ・サイクルと関係があり、連 続モード時に最大入力電圧で発生します （次式）。 PLOSS インダクタの値は、 リップル電流に直接影響を与えます。インダ クタのリップル電流 ∆IL は、インダクタンスまたは周波数が高く なると減少し、VIN が高くなると増加します （次式）。 ( VIN(MAX) – VOUT ) • VOUT R1= R1 R1の電力定格がこの値より大きいことを確認します。軽負荷 時に高い効率が必要な場合、DCR 検出とセンス抵抗のどちら を使用するかを決定するときに、この電力損失を検討します。 軽負荷での電力損失は、R1によって余分のスイッチング損失 が生じるため、センス抵抗の場合よりDCRネットワークの方 がわずかに大きくなることがあります。ただし、DCRによる検出 ではセンス抵抗が省かれるので、導通損失が減少し、重負荷 時の効率が高くなります。ピーク効率はどちらの方法でもほぼ 同じです。 インダクタ値の計算 動作周波数が高いほど小さい値のインダクタとコンデンサを 使用できるという意味で、動作周波数とインダクタの選択には 相関関係があります。そうであれば、なぜ誰もが大きな値の部 品を使用した低い周波数での動作を選ぶのでしょうか。答え は効率です。MOSFETのスイッチング損失とゲート電荷損失 のために、一般に周波数が高いほど効率が低下します。この 基本的なトレードオフに加えて、リップル電流と低電流動作に 対するインダクタ値の影響も考慮しなければなりません。 ⎛ V ⎞ 1 VOUT ⎜1– OUT ⎟ VIN ⎠ ( f) (L) ⎝ 大きな値の∆IL を受け入れれば、低いインダクタンスを使用 できますが、出力電圧リップルが高くなりコア損失が大きく なります。リップル電流を設定するための妥当な出発点は、 ∆IL ＝0.3 （IMAX） です。∆IL が最大になるのは、入力電圧が最 大のときです。 インダクタの値は、2 次的な影響も与えます。必要な平均イン ダクタ電流が低下した結果、ピーク電流が、RSENSE によって 決定される電流リミットの約 25%を下回ると、Burst Mode 動 作への移行が始まります。インダクタ値を低くすると （∆IL を高 くすると）、相対的に低い負荷電流でバースト・モードに移行 するので、低電流動作の相対的に上の範囲の効率が低下す る可能性があります。Burst Mode 動作では、インダクタンス値 が小さくなるとバースト周波数が低下します。 インダクタのコアの選択 Lの値が求まったら、インダクタの種類を選択する必要があり ます。高効率コンバータは、通常、低価格の鉄粉コアに見られ るコア損失を許容できないので、より高価なフェライトまたは モリパーマロイのコアを使わざるをえません。一定のインダク タの値に対して、実際のコア損失はコア・サイズには依存しま せんが、選択したインダクタンス値に大きく依存します。インダ クタンスが大きくなると、コア損失は減少します。インダクタン スを大きくするには、ワイヤの巻数を増やす必要があるため、 銅損失は残念ながら増加します。 フェライトを使用した設計ではコア損失がきわめて小さく、高 いスイッチング周波数に適しているため、設計目標を飽和の 防止と銅損失に集中することができます。フェライト・コアの材 質は 「ハードに」飽和します。つまり、設計電流のピーク値を超 えるとインダクタンスが急激に減少します。その結果、インダク タのリップル電流が急増し、そのため出力電圧リップルが増加 します。コアを飽和させないでください。 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 17 LTC3890-3 アプリケーション情報 パワー MOSFETとショットキ・ダイオード （オプション） の 選択 LTC3890-3ではコントローラ1つに付き、2 個の外付けパワー MOSFETを選択する必要があります。 トップ （メイン） スイッチ 用およびボトム （同期） スイッチ用にそれぞれ 1 個のNチャネル MOSFETです。 ピーク・トゥ・ピーク駆動レベルはINTVCC 電圧により設定さ れます。この電圧は、起動時には標準 5.1Vです （「EXTVCC ピ ンの接続」 を参照）。したがって、ほとんどのアプリケーション では、ロジック・レベルのしきい値を持つMOSFETを使用する 必要があります。MOSFETのBVDSS 仕様にも十分注意してく ださい。 パワー MOSFETの選択基準には、オン抵抗 RDS（ON）、ミラー 容量 CMILLER、入力電圧、 および最大出力電流が含まれます。 ミラー容量 CMILLER は、MOSFETのメーカーのデータシート に通常記載されているゲート電荷曲線から推定することがで きます。CMILLER は、曲線がほぼ平らな区間の水平軸に沿っ たゲート電荷の増分を、規定のVDS 電圧変化で割ったものに 等しくなります。次に、この結果に、アプリケーションで印加さ れるVDSとゲート電荷曲線で規定されているVDSとの比を掛 けます。このデバイスが連続モードで動作しているときのトッ プ MOSFETとボトムMOSFETのデューティ・サイクルは以下 の式で与えられます。 Main Switch Duty Cycle = VOUT VIN Synchronous Switch Duty Cycle = VIN − VOUT VIN 最大出力電流でのMOSFETの電力損失は、以下の式で与え られます。 PMAIN = VOUT (IMAX )2 (1+ δ) RDS(ON) + VIN ⎛I ⎞ ⎝ 2 ⎠ ( VIN )2 ⎜ MAX ⎟ (RDR ) (CMILLER ) • ⎡ 1 ⎤ 1 + ⎢ ⎥( f) ⎣ VINTVCC – VTHMIN VTHMIN ⎦ PSYNC = VIN – VOUT (IMAX )2 (1+ δ) RDS(ON) VIN ここで、δはRDS（ON）の温度依存性、RDR（約 2Ω） はMOSFET のミラーしきい値電圧での実効ドライバ抵抗です。VTHMIN は、 MOSFETの最小しきい値電圧の標準値です。 I2R 損失は両方のMOSFETに共通していますが、 トップサイド Nチャネルの式には遷移損失の項が追加されており、これは 入力電圧が高いときに最も大きくなります。VIN < 20Vでは、 高電流のときの効率はより大型のMOSFETを使用すると向 上しますが、VIN > 20Vでは遷移損失が急激に増加し、その 影響は、CMILLER が小さく、RDS（ON）が大きなデバイスを使用 する方がむしろ効率が良くなるほどです。同期 MOSFETの損 失は、トップスイッチのデューティ・ファクタが低く入力電圧が 高い場合、または同期スイッチが周期の100% 近くオンになる 短絡時に最も大きくなります。 MOSFETの場合の （1＋δ） の項は一般に正規化されたRDS（ON） と温度の曲線で与えられますが、低電圧 MOSFETの場合の 近似値として δ＝0.005/ Cを使用することができます。 38903f 18 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 アプリケーション情報 図 11に示されているオプションのショットキ・ダイオードD3お よびD4は、2つのパワー MOSFETのそれぞれの導通期間の 間隙に生じるデッドタイム中に導通します。これによって、ボトム MOSFETのボディ・ダイオードがデッドタイム中にオンして電荷 を蓄積するのを防止し、逆回復時間を不要にします。逆回復時 間により、VIN が高いときに効率が最大 3% 低下することがあり ます。平均電流は比較的小さいので、通常は1A ∼ 3Aのショッ トキが両方の動作領域に対する適切な妥協点となります。これ より大きなダイオードは接合容量が大きいため、遷移損失が増 加します。 CIN とCOUT の選択 2フェーズ・アーキテクチャと、入力回路（バッテリ/ヒューズ/コ ンデンサ） を流れるワーストケースRMS 電流へのこのアーキ テクチャの影響によって、CIN の選択が簡単になります。コン デンサのRMS 電流の最悪条件は、片方のコントローラだけ が動作しているときです。最大 RMSコンデンサ電流の条件を 求めるには、VOUTとIOUT の積が最大になる方のコントローラ を式 1で使用する必要があります。他方のコントローラから供 給される出力電流を増やすと、実際には入力のRMSリップル 電流がこの最大値から減少します。逆位相方式では、1フェー ズの電源ソリューションと比較すると、入力コンデンサのRMS リップル電流が一般に30% ∼ 70%ほど減少します。 連続モードでは、トップ MOSFETのソース電流のデューティ・ サイクルはVOUT/VIN の方形波になります。大きな電圧トラン ジェントを防止するには、1チャネルの最大 RMS 電流に対応 するサイズの低 ESRコンデンサを使用する必要があります。コ ンデンサの最大 RMS 電流は次式で与えられます。 CIN Required IRMS ≈ IMAX VIN ⎡( V ) V – V ⎤1/2 OUT ⎦ ⎣ OUT IN ( ) (1) この式はVIN ＝2VOUT で最大値を取ります。ここで、IRMS ＝ IOUT/2です。設計では多くの場合、この単純なワーストケース 条件が使用されます。条件を大きく振っても値は改善されな いからです。コンデンサ・メーカーが定めるリップル電流定格 は、多くの場合、わずか 2000 時間の動作寿命に基づいている ことに注意が必要です。このため、コンデンサをさらにディレー ティングする、つまり要件よりも高い温度定格のコンデンサを 選択するようにしてください。設計でのサイズまたは高さの要 件に適合させるため、複数のコンデンサを並列に接続できます。 LTC3890-3は動作周波数が高いため、CIN にセラミック・コン デンサを使用することもできます。疑問点がある場合は、必ず メーカーに問い合わせてください。 LTC3890-3の2フェーズ動作の利点は、電力の大きい方のコ ントローラに対して式 1を使用し、次に両方のコントローラの チャネルが同時にオンするとき生じると思われる損失を計算 することによって推測することができます。両方のコントローラ が動作しているときは、入力コンデンサのESRを流れる電流 パルスのオーバーラップが減るため、総 RMS 電力損失が減 少します。これが、デュアル・コントローラの設計では、ワースト ケースのコントローラについて上式で計算した入力コンデン サの要件で十分である理由です。さらに、2フェーズ・システム ではピーク電流が減少するため、入力保護ヒューズの抵抗、 バッテリ抵抗、および PC 基板のトレース抵抗による各損失 も減少します。マルチフェーズ設計の総合的なメリットがすべ て得られるのは、効率のテストに電源 / バッテリのソース・イン ピーダンスが含まれている場合だけです。トップ MOSFETの ドレインは互いに1cm 以内に配置し、CIN を共有させます。ド レインとCIN を離すと、VIN に不要な電圧共振や電流共振を 生じる可能性があります。 小さな （0.1μF ∼ 1μF） バイパス・コンデンサをLTC3890-3の近 くに配置し、VIN ピンとグランドの間に挿入することを推奨し ます。CIN （C1） とVINピンの間に10Ωの抵抗を置くと2つのチャ ネルはさらに分離されます。 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 19 LTC3890-3 アプリケーション情報 COUT は、等価直列抵抗（ESR） に基づいて選択します。一般に、 ESRの要件が満たされていれば、その容量はフィルタリング 機能にも十分です。出力リップル （∆VOUT） は次式で近似でき ます。 ⎛ ⎞ 1 ∆VOUT ≈ ∆IL ⎜ESR + ⎟ 8 • f • COUT ⎠ ⎝ ここで、fは動作周波数、COUT は出力容量、∆IL はインダクタ のリップル電流です。∆IL は入力電圧に応じて増加するので、 出力リップルは入力電圧が最大のとき最大になります。 出力電圧の設定 LTC3890-3の出力電圧は、図 5に示されているように、出力両 端に注意深く配置した外付け帰還抵抗分割器によってそれ ぞれ設定されます。安定化出力電圧は次式で求められます。 ⎛ R ⎞ VOUT = 0.8V ⎜1+ B ⎟ ⎝ RA ⎠ トラッキングとソフトスタート （TRACK/SSピン） 各 VOUT の起動は、対応するTRACK/SSピンの電圧によって 制御されます。TRACK/SSピンの電圧が 0.8Vの内部リファレ ンスより低いと、LTC3890-3はVFB ピンの電圧を0.8Vではな くTRACK/SSピンの電圧に安定化します。TRACK/SSピンを 使って、外部ソフトスタート機能を設定するか、またはVOUT が起動時に別の電源をトラッキングするようにできます。 図 6に示されているように、ソフトスタートは単にコンデンサを TRACK/SSピンからグランドに接続することによってイネーブ ルされます。内部 1μA 電流源がこのコンデンサを充電して、直 線的に変化するランプ電圧をTRACK/SSピンに発生します。 LTC3890-3はVFB ピン （したがって、VOUT） をTRACK/SSピン の電圧に従って制御するので、VOUT は滑らかに0V から安定 化された最終値まで上昇することができます。総ソフトスター ト時間はほぼ次のようになります。 tSS = CSS • 周波数応答を改善するには、フィードフォワード・コンデンサ （CFF） を使うことができます。VFB ラインは、インダクタやSW ラインなどのノイズ源から離して配線するよう、十分注意してく ださい。 1/2 LTC3890-3 TRACK/SS CSS SGND 38903 F06 VOUT 1/2 LTC3890-3 RB VFB RA 38903 F05 図 5．出力電圧の設定 0.8V 1µA CFF 図 6．TRACK/SSピンを使ったソフトスタートの設定 代 わりに、図 7aと図 7bに概 念 的に示されているように、 TRACK/SSピンを使って、起動時に2つ （以上）の電源をト ラッキングすることができます。これを行うには、図 8に示され ているように、抵抗分割器をマスタ電源（VX） からスレーブ電 源（VOUT） のTRACK/SSピンに接続します。起動中、VOUT は 抵抗分割器によって次のように設定された比に従ってVX をト ラッキングします。 R + RTRACKB VX RA = • TRACKA VOUT RTRACKA RA + RB 38903f 20 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 アプリケーション情報 OUTPUT VOLTAGE VX(MASTER) 同時トラッキング （起動する間 VOUT ＝VX） の場合、次のよう になります。 RA = RTRACKA VOUT(SLAVE) RB = RTRACKB INTVCC レギュレータ 38903 F07a TIME （7a） 同時トラッキング OUTPUT VOLTAGE VX(MASTER) VOUT(SLAVE) 38903 F07b TIME （7b） 比例トラッキング 図 7．出力電圧トラッキングの 2つの異なるモード Vx VOUT RB 1/2 LTC3890-3 VFB RA RTRACKB TRACK/SS RTRACKA 38903 F08 図 8．TRACK/SSピンを使ったトラッキング LTC3890-3には2つの異なるPチャネル低損失リニア・レギュ レータ （LDO）が内蔵されており、EXTVCC ピンの接続状態 に従って、VIN 電源ピンまたはEXTVCC ピンのどちらからか INTVCC ピンに電力を供給します。INTVCC はゲート・ドライバ とLTC3890-3の内部回路のほとんどに電力を供給します。VIN LDOとEXTVCC LDOはINTVCC を5.1Vに安定化します。これ らの各 LDOは50mAのピーク電流を供給可能であり、4.7μF 以上のセラミック・コンデンサでグランドにバイパスする必要 があります。どんな種類のバルク・コンデンサを使うにしろ、 追加の1μFセラミック・コンデンサをデバイスのINTVCC ピン とPGNDピンのすぐ 近くに 接 続 することを推 奨します。 MOSFETゲート・ドライバが必要とする大きなトランジェント 電流を供給し、チャネル間の相互作用を防ぐため、十分なバ イパスが必要です。 大きなMOSFET が高い周波数でドライブされる高入力電圧 のアプリケーションでは、LTC3890-3の最大接合部温度定格 を超える恐れがあります。ゲート充電電流によって支配される INTVCC 電流は、VIN LDOまたはEXTVCC LDOのどちらか によって供給することができます。EXTVCCピンの電圧が4.7V より低いと、VIN LDO がイネーブルされます。この場合のデバ イスの電力損失は最大となり、 VIN • IINTVCCに等しくなります。 「効率に関する検討事項」 で説明されているように、ゲート充 電電流は動作周波数に依存します。接合部温度は 「電気的 特性」 のNote 3に与えられている式を使って推定することがで きます。たとえば、LTC3890E-3のINTVCC 電流は、70 Cの周 囲温度でEXTVCC 電源を使用しない場合、次に示すように、 40Vの電源では15mA 未満に制限されます。 TJ = 70°C + (15mA)(40V)(90°C/W) = 125°C 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 21 LTC3890-3 アプリケーション情報 最大接合部温度を超えないようにするには、最大 VIN での強 制連続モード （PLLIN/MODE＝INTVCC）動作時の入力電 源電流をチェックする必要があります。 EXTVCC ピンに印加される電圧が 4.7Vを超えると、VIN LDO がオフしてEXTVCC LDO がイネーブルされます。EXTVCC に与えられる電圧が 4.5Vより上に保たれる限り、EXTVCC LDOはオンしたままです。EXTVCC LDOはINTVCC の電圧を 5.1Vに安定化しようとするので、EXTVCC が 5.1Vより低い間 はLDO がドロップアウト状態になり、INTVCC の電圧はほぼ EXTVCCに等しくなります。EXTVCC が 5.1Vより高く、絶対 最大定格の14Vを超えないとき、INTVCC は5.1Vに安定化さ れます。 EXTVCC LDOを使うと、通常動作時には、MOSFETドライバ とコントロールの電力をLTC3890-3のスイッチング・レギュレー タの1つの出力 （4.7V ≤ VOUT ≤ 14V） から得ることができ、出 力が安定化状態から外れると （たとえば、起動時や短絡時）、 VIN LDO から得ることができます。EXTVCC LDOを通して規 定値以上の電流が必要な場合は、EXTVCC ピンとINTVCC ピ ンの間に外付けのショットキ・ダイオードを追加することがで きます。この場合、6Vを超える電圧をEXTVCC に印加しないで ください。また、EXTVCC ≤ VIN であることを確認してください。 ドライバ電流および制御電流に起因するVIN 電流は、 （デュー ティ・サイクル）（ / スイッチャの効率） に比例するため、出力か らINTVCC に電力を供給すれば効率と熱特性を大幅に改 善できます。つまり、5V ∼ 14Vのレギュレータ出力の場合、 EXTVCCピンを直接VOUTに接続します。EXTVCCピンを8.5V 電源に接続すると、前の例の接合部温度は125 C から次の値 まで下がります。 TJ = 70°C + (15mA)(8.5V)(90°C/W) = 82°C 以下、EXTVCC の可能な4つの接続方法を示します。 1. EXTVCC をグランドに接続します。こうすると、5.1Vの内部 レギュレータからINTVCC に電力が供給されるため、入力 電圧が高いときに効率が最大で10%ほど低下します。 2. EXTVCC をVOUT に直接接続します。これは5V ∼ 14Vの レギュレータでは通常の接続であり、効率が最も高くなり ます。 3. EXTVCC を外部電源に接続します。5 ∼ 14Vの外部電源を 利用できる場合、MOSFETゲート・ドライブの要件に適合し ていれば、これを使用してEXTVCC に電力を供給することが できます。必ず EXTVCC < VINとなるようにします。 4. 出力を電源とする昇圧回路網にEXTVCC を接続します。 3.3Vレギュレータなどの低電圧レギュレータでは、4.7V 以 上に昇圧した出力から得られる電圧にEXTVCC を接続す れば効率が改善されます。これは、図 9に示されているよう な容量性チャージポンプを使って行うことができます。必 ず EXTVCC < VINとなるようにします。 2.2µF CIN VIN MBR0520 2.2µF MTOP TG1 1/2 LTC3890-3 L SW EXTVCC RSENSE MBR0520 VOUT FDN340P MBOT BG1 PGND ただし、3.3Vなど他の低電圧出力の場合、出力からINTVCC の電力を得るには追加回路が必要です。 COUT NDS331N 38903 F09 図 9．EXTVCC の容量性チャージポンプ 38903f 22 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 アプリケーション情報 トップ MOSFETドライバの電源（CB、DB） BOOSTピンに接続された外付けのブートストラップ・コンデ ンサCB は、トップサイドMOSFETにゲート・ドライブ電圧を 供給します。SWピンが L のとき、 「機能図」 のコンデンサCB が INTVCC から外付けダイオードDB を通して充電されます。 トップサイドMOSFETの1つをオンさせるとき、ドライバはそ のMOSFETのゲート・ソース間にCB の電圧を印加します。こ れによってこのトップ MOSFETスイッチが導通し、オンします。 スイッチ・ノード電圧 SWはVIN まで上昇し、BOOSTピンの電 圧もこれに追従します。トップ MOSFET がオンしているとき、 BOOST 電圧は入力電源より高くなります。VBOOST ＝VIN ＋ VINTVCC. 昇圧コンデンサCB はトップ MOSFETの全入力容 量の100 倍の値が必要です。外付けショットキ・ダイオードの 逆ブレークダウン電圧はVIN（MAX）より大きくなければなりま せん。 外付けダイオードDBは、 ショットキ・ダイオードまたはシリコン・ ダイオードにすることができますが、どちらの場合も、リーク電 流が小さく、リカバリが高速なものにします。このダイオードの 高温時における逆リーク電流の仕様には十分注意を払って ください。一般的に、逆リーク電流は高温時にかなり増加し ます。スイッチングの頻度が低く出力電圧が約 5Vを上回るア プリケーションでは、ダイオードDBのリーク電流が大きいと、 ブートストラップ・コンデンサCBを放電しきって、出力電圧か らBOOSTピンとINTVCC への電流経路が形成される可能 性があります。これにより、コンバータの静止電流が増えるだ けでなく、リーク電流が INTVCC の消費電流を超えた場合に INTVCC が危険なレベルまで上昇する可能性があります。 特に、これは無負荷時または負荷が非常に軽いときのBurst Mode 動作で問題になります。この動作の場合、デバイスはス イッチングの頻度がかなり低くなり、INTVCC を流れる電流が 非常に少なくなります （標準で約 35μA）。一般に、パルス・ス キップ・モードと強制連続モードでは、頻繁にスイッチングす ることでブートストラップ・コンデンサCB を充電された状態に 保つことにより、出力電圧からINTVCC への電流経路が形成さ れないようにするので、リーク電流の影響をあまり受けません。 ただし、コンバータが （どのモードであっても）動作していて シャットダウンする場合、出力電圧が約 5Vを下回るまで放電 する前にダイオードDB のリーク電流によりブートストラップ・ コンデンサCB が完全に放電されると、出力電圧からINTVCC への漏れ電流経路が形成される可能性があります。シャット ダウン状態では、INTVCC ピンは約 30μAをシンク可能です。 シャットダウン状態のこの値を超えるダイオードのリーク電流 に対応するため、INTVCC は外付け抵抗で負荷をかけるか、 またはツェナー・ダイオードでクランプすることができます。ある いは、コンバータがシャットダウンするとPGOOD が L に引き 下げられるので、PGOOD 抵抗を使って電流をシンクすること ができます （抵抗でINTVCC にプルアップすることを仮定）。い ずれにしても、あらゆる条件下で低静止電流を維持するには、 漏れ電流の少ないダイオードを使用することが最良の選択肢 です。 フォルト状態：電流制限と電流フォールドバック LTC3890-3のピーク電流モード制御アーキテクチャは、出力が グランドに短絡したときにインダクタ電流を制限します。デュー ティ・サイクルが非常に低いときの短絡状態では、LTC3890-3 は短絡電流を制限するためにサイクル・スキップを開始します。 この状況ではボトムMOSFET が大半の電力を消費します。短 絡時のリップル電流は、次式のように、LTC3890-3の最小オン 時間 tON（MIN） （約 90ns）、入力電圧およびインダクタ値によっ て決まります。 ⎛V ⎞ ∆IL(SC) = tON(MIN) ⎜ IN ⎟ ⎝ L ⎠ この結果生じる平均短絡電流は次のとおりです。 1 ISC = ILIM(MAX) – ∆IL(SC) 2 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 23 LTC3890-3 アプリケーション情報 フェーズロック・ループと周波数同期 LTC3890-3には位相周波数検出器、ローパス・フィルタおよ び電圧制御発振器（VCO） で構成される内部フェーズロック・ ループ （PLL） が備わっています。これにより、コントローラ1の トップ MOSFETのターンオンを、PLLIN/MODEピンに加えら れた外部クロック信号の立ち上がりエッジにロックさせること ができます。したがって、コントローラ2のトップ MOSFETの ターンオンは、外部クロックに対して180 度位相がずれます。 位相検出器はエッジに反応するデジタル・タイプで、外部発振 器と内部発振器の位相シフトをゼロ度にします。この種の位 相検出器は、外部クロックの高調波に誤ってロックすることが ありません。 FREQピンを使って自走周波数を必要な同期周波数の近くに 設定することにより、高速フェーズロックを実現することができ ます。VCOの入力電圧はFREQピンによって設定される周波 数に対応した周波数にプリバイアスされます。プリバイアスさ れていると、PLLは周波数をわずかに調整するだけでフェーズ ロックと同期を実現することができます。自走周波数を外部ク ロック周波数に近くに設定することは必須ではありませんが、 近くに設定すると、PLL がロックする際に動作周波数が広い 周波数範囲を通過せずに済みます。 1000 900 より高 外部クロックの周波数が内部発振器の周波数（fOSC） いと、位相検出器の出力から電流を連続的にソースし、VCO 入力を引き上げます。外部クロックの周波数がfOSCより低いと、 電流を連続的にシンクし、VCO 入力を引き下げます。外部周 波数と内部周波数が等しくても位相が異なると、位相差に相 当する時間だけ電流源がオンします。VCO 入力の電圧は、内 部発振器と外部発振器の位相と周波数が等しくなるまで調 整されます。安定した動作点では、位相検出器の出力は高イ ンピーダンスになり、内部フィルタ・コンデンサCLP が VCO 入 力の電圧を保持します。 TC3890-3は周波 数が TC3890-3の内部 VCOの範 囲（ 公 称 55kHz ∼ 1MHz） の外部クロックにだけ同期することができる ことに注意してください。これは75kHz ∼ 850kHzとなることが 保証されています。 外部クロック入力の （PLLIN/MODEピンの）H のしきい値は 標準で1.6V、L のしきい値は1.1Vです。 FREQUENCY (kHz) 800 700 600 500 400 300 200 100 0 15 25 35 45 55 65 75 85 95 105 115 125 FREQ PIN RESISTOR (kΩ) 38903 F10 図 10．発振器周波数とFREQピンの抵抗値の関係 FREQピンを使用できるさまざまな状態を表 2にまとめます。 表2 FREQピン 0V INTVCC 抵抗 上記のいずれか PLLIN/MODEピン DC 電圧 DC 電圧 DC 電圧 外部クロック 周波数 350kHz 535kHz 50kHz ～ 900kHz 外部クロックに フェーズロック 38903f 24 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 アプリケーション情報 最小オン時間に関する検討事項 最小オン時間 tON（MIN）は、LTC3890-3 がトップ MOSFETをオ ンすることができる最小時間です。これは内部タイミング遅延 とトップMOSFETをオンするのに必要なゲート電荷の量によっ て決まります。低デューティ・サイクルのアプリケーションでは、 この最小オン時間のリミットに接近する可能性があるので、以 下の点に注意が必要です。 tON(MIN) < VOUT VIN ( f) デューティ・サイクルが最小オン時間で対応可能な値より低く なると、コントローラはサイクル・スキップを開始します。出力 電圧は引き続き安定化されますが、電圧リップルと電流リップ ルが増加します。 LTC3890-3の最小オン時間は、約 90nsです。ただし、ピーク 検出電圧が低下するに従って最小オン時間は最長約 TBDns まで次第に増加します。これは、強制連続アプリケーション でリップル電流が小さく負荷が軽い場合に、特に懸念される 点です。この状況でデューティ・サイクルが最小オン時間のリ ミットを下回ると、大きなサイクル・スキップが発生する可能 性があり、それに応じて電流および電圧のリップルが大きく なります。 効率に関する検討事項 スイッチング・レギュレータのパーセント表示の効率は、出力電 力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくなります。 個々の損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、ま た何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場 合がよくあります。パーセント表示での効率は、次式で表すこ とができます。 回路内の電力を消費するすべての要素で損失が生じますが、 LTC3890-3の回路の損失の大部分は、次の4つの主な損失要 因によって生じます。それは、1） デバイスのVIN 電流、2）INTVCC レギュレータ電流、3）I2R 損失、4） トップサイドMOSFETの遷移 損失です。 1. VIN 電流は 「電気的特性」 の表に記載されているDC 電源 電流であり、これにはMOSFETドライバ電流や制御電流 は含まれません。VIN 電流による損失は通常小さな値です （0.1% 未満）。 2. INTVCC 電流は、MOSFETドライバ電流と制御電流の合 計です。MOSFETドライバ電流は、パワー MOSFETのゲー ト容量をスイッチングすることによって流れます。MOSFET のゲートが L から H に切り替わり、再び L に切り替わ るたびに、INTVCC からグランドに一定量の電荷（dQ） が移 動します。それによって生じるdQ/dtはINTVCC から流出す る電流であり、一般に制御回路の電流よりはるかに大きく なります。連続モードでは、IGATECHG ＝f（QT ＋QB） です。 ここで、 QTとQB はトップMOSFETとボトムMOSFETのゲー ト電荷です。 出 力 から得られる電 力ソースからEXTVCC を 介して INTVCC に電力を供給すると、ドライバおよび制御回路に 必要なVIN 電流は、 （デューティ・サイクル）（ / 効率） を比例 係数にして減少します。たとえば、20V から5V への降圧ア プリケーションでは、INTVCC 電流が 10mAの場合、VIN 電流は約 2.5mAになります。これにより、 （ドライバが VIN か ら直接電力を供給されている場合） 中間電流損失は、10% 以上からわずか数パーセントに減少します。 % 効率 = 100% – (L1 + L2 + L3 + ...) ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセント値で表し た個々の損失です。 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 25 LTC3890-3 アプリケーション情報 3. I2R 損失は、ヒューズ （使用する場合）、MOSFET、インダ 最小 20μF ∼ 40μFの容量を必要とします。LTC3890-3の2 クタ、電流センス抵抗の各 DC 抵抗、入力および出力コン フェーズ・アーキテクチャの場合、通常必要な入力容量は デンサのESRから予 測できます。連 続モードでは、Lや 競合製品に比べて半分になります。デッドタイムのショット RSENSE に平均出力電流が流れますが、トップ MOSFETと キの導通損失やインダクタのコア損失など、その他の損失 同期 MOSFETの間でこま切れにされます。2 個のMOSFET が占める割合は、一般に全追加損失の2% 未満です。 のRDS（ON）がほぼ同じ場合、片方のMOSFETの抵抗に、 トランジェント応答のチェック Lの抵抗、RSENSE、およびESRを加算するだけでI2R 損失 を求めることができます。たとえば、各 RDS（ON）＝30mΩ、 レギュレータのループ応答は、負荷電流のトランジェント応答 RL ＝50mΩ、RSENSE ＝10mΩ、および RESR ＝40mΩ（ 入 を調べることで確認できます。 スイッチング・レギュレータは、DC 力容量と出力容量の両方の損失の和） であれば、全抵抗 （抵抗性）負荷電流のステップに応答するのに数サイクルを は130mΩです。この結果、5V出力の場合、出力電流が 要します。負荷ステップが発生すると、VOUT は∆ILOAD（ESR） 1A から5Aに増加すると損失は3% ∼ 13%、3.3V出力では に等しい大きさだけシフトします。ここで、ESRはCOUT の等 4% ∼ 20%の範囲になります。外付け部品および出力電力 価直列抵抗です。また∆ILOAD は、COUT の充電または放電を レベルが同じ場合、効率はVOUT の2 乗に反比例して変化 開始して、帰還誤差信号を発生します。この信号によりレギュ します。高性能デジタル・システムでは低出力電圧と大電 レータは、電流変化に適応してVOUT を定常状態の値に戻す 流がますます要求されているので、その相乗効果により、ス よう強制されます。この回復期間に、安定性に問題があること イッチング・レギュレータ・システムの損失項の重要性は倍 を示す過度のオーバーシュートやリンギングが発生しないか、 増ではなく4 倍増となります。 VOUT をモニタできます。OPTI-LOOP 補償回路により、幅広 い出力容量値および ESR 値にわたってトランジェント応答を 4. 遷移損失はトップ MOSFETだけに生じ、しかも高入力電 最適化することができます。ITHピンを備えているので、制御 圧 （通常 15V 以上） で動作しているときに限って大きくなり ループ動作を最適化できるだけでなく、 DC 結合され、ACフィ ます。遷移損失は次式から概算できます。 ルタを通した閉ループ応答のテスト・ポイントも得られます。 遷移損失 = (1.7) • VIN • 2 • IO(MAX) • CRSS • f このテスト・ポイントでの DCステップ、立ち上がり時間、お よびセトリングは、閉ループ応答を正確に反映します。2 次 銅トレースや内部バッテリ抵抗など他の隠れた損失は、携 特性が支配的なシステムを想定すれば、位相余裕や減衰係 帯用システムではさらに5% ∼ 10%の効率低下を生じる可 数は、このピンで見られるオーバーシュートのパーセンテージ 能性があります。これらのシステム・レベルの損失を設計段 を使用して概算するこ とができます。このピンの立ち上がり時 階で含めることが非常に重要です。内部バッテリとヒューズ 間を調べることにより、帯域幅も概算できます。図 13の回路に の抵抗損失は、スイッチング周波数においてCIN に適切な 示すITHピンの外付け部品は、ほとんどのアプリケーションに 電荷を蓄積し、ESRを小さくすれば最小に抑えることがで おいて妥当な出発点となります。 きます。25W 電源は一般にESR が最大 20mΩ ∼ 50mΩの 38903f 26 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 アプリケーション情報 ITHの直列RC-CCフィルタにより、支配的なポール-ゼロ・ルー プ補償が設定されます。これらの値は、最終的なプリント回 路基板のレイアウトを完了し、特定の出力コンデンサの種類と 容量値を決定したら、トランジェント応答を最適化するために 多少は （推奨値の0.5 ∼ 2 倍）変更することができます。ループ の利得と位相は、出力コンデンサのさまざまな種類と値によっ て決まるため、出力コンデンサを適切に選択する必要があり ます。立ち上がり時間が 1μs ∼ 10μsの、全負荷電流の20% ∼ 80%の出力電流パルスによって、帰還ループを開くことなく全 体的なループの安定性を判断することができる出力電圧波形 とITHピンの波形が発生します。 パワー MOSFETを出力コンデンサの両端に直接接続し、適 当な信号発生器でそのゲートを駆動するのが、現実的な負 荷ステップ状態を発生する実用的な方法です。出力電流のス テップ変化によって生じる初期出力電圧ステップは帰還ルー プの帯域幅内にない場合があるため、位相マージンを決定す るのにこの信号を使用することはできません。このため、ITH ピンの信号を調べる方が確実です。この信号は帰還ループ内 にあり、フィルタを通して補償された制御ループ応答です。 ループの利得はRC を大きくすると増加し、ループの帯域幅は CC を小さくすると広くなります。CC を減少させるのと同じ比率 でRC を増加させると、ゼロの周波数は変化しないため、帰還 ループの最も重要な周波数範囲で位相シフトが一定に保た れます。出力電圧のセトリング動作は閉ループ・システムの安 定性に関係し、電源全体の実際の性能を表します。 次に、大容量の （>1µF）電源バイパス・コンデンサが接続され ている負荷をスイッチングすると、さらに大きなトランジェント が発生します。放電しきったバイパス・コンデンサが実質的に COUTと並列接続状態になるため、VOUTが急激に低下します。 負荷スイッチの抵抗が小さく、かつ急速に駆動されると、どの ようなレギュレータでも、出力電圧の急激なステップ変化を防 止するだけ素早く電流供給を変えることはできません。CLOAD 対 COUT の比率が 1：50より大きい場合は、スイッチの立ち上 がり時間を制御して、負荷の立ち上がり時間を約 25・CLOAD に制限するようにしてください。そうすることにより、10µFのコ ンデンサでは250µsの立ち上がり時間が必要とされ、充電電 流は約 200mAに制限されるようになります。 設計例 1チャネルの場合の設計例として、VIN ＝12V（公称）、VIN ＝22V （ 最 大 ）、VOUT ＝3.3V、IMAX ＝5A、VSENSE（MAX）＝75mV および f ＝350kHzと仮定します。 リップル電流を30%と仮定して、まずインダクタンス値を選 択します。 リップル電流の最大値は、最大入力電圧で発生し ます。FREQピンをGNDに接続すると350kHz動作になります。 30%のリップル電流の場合、最小インダクタンスは次式のとお りです。 ∆IL = ⎞ VOUT ⎛ V ⎜1– OUT ⎟ ( f) (L) ⎜⎝ VIN(NOM) ⎟⎠ 4.7μHのインダクタは29%のリップル電流を発生します。 ピーク・ インダクタ電流は、最大 DC 値にリップル電流の1/2を加えた 値（つまり5.73A） になります。リップル電流を増やすことは、最 小オン時間である95nsに違反しないようにするのにも役立ち ます。最小オン時間は、以下のように最大 VIN で発生します。 tON(MIN) = VOUT 3.3V = = 429ns VIN(MAX) ( f) 22V (350kHz ) 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 27 LTC3890-3 アプリケーション情報 等価 RSENSE の抵抗値は、最大電流検出しきい値（43mV） の 最小値を使用することによって算出することができます。 RSENSE ≤ 64mV ≈ 0.01Ω 5.73A VORIPPLE = RESR (∆IL) = 0.02Ω(1.45A) = 29mVP-P 1% 抵抗を選択すると、RA ＝25kおよび RB ＝78.7kのとき出 力電圧は3.32Vになります。 トップMOSFETの電力損失は容易に推定できます。Fairchild FDS6982SデュアルMOSFETを 選 択 すると、RDS（ON）＝ 0.035Ω/0.022Ω、CMILLER ＝215pFとなります。T （概算値） ＝ 50 Cで最大入力電圧の場合、次のようになります。 PMAIN = 3.3V (5A )2 ⎡⎣1+ (0.005) (50°C – 25°C)⎤⎦ 22V 5A (0.035Ω) + (22V )2 (2.5Ω) (215pF ) • 2 ⎡ 1 ⎤ 1 + ⎢⎣ ⎥ (350kHz ) = 331mW 5V – 2.3V 2.3V ⎦ PC 基板レイアウトのチェックリスト プリント回路基板をレイアウトするときは、以下のチェックリス トを使用して、このデバイスが正しく動作するようにします。こ れらの項目は図 11のレイアウト図にも示してあります。連続 モードで動作している2フェーズ同期整流式レギュレータの 様々な枝路に現れる電流波形を図 12に示します。レイアウト では、以下の項目をチェックしてください。 1. NチャネルMOSFETのMTOP1とMTOP2は互いに1cm 以 内に配置され、CIN で共通ドレイン接続されていますか。2 つのチャネルの入力デカップリングを分割すると大きな共 振ループが形成されることがあるので、入力デカップリング は分割しないでください。 グランドへの短絡によって、次のフォールドバック電流が流れ ます。 ISC = のを選択します。連続モードでの出力リップルは、入力電圧が 最大のときに最大になります。ESRによる出力電圧リップルは、 およそ次のとおりです。 34mV 1 ⎛ 95ns (22V ) ⎞ – ⎜ ⎟ = 3.18A 0.01Ω 2 ⎝ 4.7µH ⎠ ただし、標準的な値はRDS（ON）で、δ＝ （0.005/ C） （25 C） ＝0.125 です。その結果生じるボトムMOSFETの電力損失は次のとお りです。 2 PSYNC = (3.18A ) (1.125) (0.022Ω) = 250mW これは最大負荷状態での値より小さい値です。 CIN は、このチャネルだけが動作しているものと仮定して、全 動作温度で最低 3AのRMS 電流定格のものを選択します。 COUT は、出力リップルが小さくなるようにESR が 0.02Ωのも 2. 信号グランドと電源グランドは分離されていますか。1つに まとめたこのデバイスの信号グランド・ピンとCINTVCC のグ ランド・リターンは、1つにまとめたCOUT の （）端子に戻す 必要があります。 トップ NチャネルMOSFET、ショットキ・ダ イオードおよび CIN コンデンサで形成される経路のリード とPCトレースを短くします。コンデンサは互いに隣接させ、 また上記のショットキ・ループからは離して配置し、出力コ ンデンサの （）端子と入力コンデンサの （）端子を可能な 限り近づけて接続してください。 3. LTC3890-3のVFB ピンの抵抗分割器はCOUT の （＋）端子 に接続されていますか。抵抗分割器は、COUT の （＋）端子 と信号グランドの間に接続する必要があります。帰還抵抗 は入力コンデンサからの高電流入力経路に沿って配置し ないでください。 38903f 28 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 アプリケーション情報 4. SENSE+とSENSE −は最小の基板トレース間隔で一緒に PC 基板レイアウトのデバッグ 配線されていますか。SENSE+とSENSE– の間のフィルタ・ 最初、1つのコントローラだけオンします。回路をテストす コンデンサは、できるだけデバイスに近づけて配置します。 るとき、DC ∼ 50MHzの電流プローブを使用してインダクタ SENSE 抵抗にはケルビン接続を使って精密な電流検出を の電流をモニタすることは有用です。出力スイッチング・ノード 確実に行います。 （SWピン） をモニタして、オシロスコープを内部発振器に同 期させ、実際の出力電圧も調べてください。アプリケーション 5. INTVCC のデカップリング・コンデンサは、INTVCCと電源 グランド・ピン間に、デバイスの近くで接続されていますか。 で予想される動作電圧および電流範囲で、適切な性能が達 成されていることをチェックします。ドロップアウト状態になる このコンデンサはMOSFETドライバのピーク電流を供給 までの入力電圧範囲で、さらに、出力負荷が低電流動作しき します。1μFセラミック・コンデンサを1 個、INTVCC ピンと い値（Burst Mode 動作では通常最大設計電流レベルの25%） PGNDピンのすぐ隣に追加すると、ノイズ性能を大幅に改 を下回るまで、動作周波数が保たれるようにしてください。 善できます。 6. スイッチング・ノード （SW1、SW2）、トップ・ゲート・ノー ド （TG1、TG2）、お よ び ブ ー スト・ノ ー ド （BOOST1、 BOOST2） を敏感な小信号ノード、特に反対側のチャネル の電圧検出帰還ピンおよび電流検出帰還ピンから離してく ださい。これらすべてのノードの信号は非常に大きく高速 に変化するので、 LTC3890-3の出力側に置き、 基板のトレー ス面積を最小限に抑えます。 7. 改良型の 「スター・グランド」手法を使用します。これは、入 力コンデンサおよび出力コンデンサと同じ基板の側にある 低インピーダンスの大きな銅領域の中央接地点で、ここに INTVCC デカップリング・コンデンサの下側、帰還抵抗分 圧器の下側、およびデバイスのSGNDピンを接続します。 適切に設計によって実装された低ノイズのPCBにおいては、 デューティ・サイクルのパーセンテージがサイクル間で変動しま せん。低調波の周期でデューティ・サイクルが変動する場合、 電流検出入力または電圧検出入力でノイズを拾っているか、ま たはループ補償が適当でない可能性があります。レギュレー タの帯域幅の最適化が不要であれば、ループの過補償を用 いてPCレイアウトの不備を補うことができます。両方のコン トローラを同時にオンするのは必ず各コントローラの個々の 性能をチェックした後にしてください。特に条件の厳しい動 作領域は、一方のコントローラ・チャネルが電流コンパレー タのトリップ点に近づいているときに他方のチャネルがトップ MOSFETをオンするときです。これは内部クロックの位相同 期のために、どちらかのチャネルのデューティ・サイクルが 50% 付近のとき発生し、デューティ・サイクルの小さなジッタを引き 起こす可能性があります。 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 29 LTC3890-3 アプリケーション情報 VINをその公称レベルから下げて、 ドロップアウト状態のレギュ レータ動作を確認します。出力をモニタしながらさらにVIN を 下げて動作を確認し、 低電圧ロックアウト回路の動作をチェッ クします。 MOSFETと、ノイズの影響を受けやすい電流および電圧検出 トレース間に誘導性結合がないかを調べます。さらに、これら の部品とデバイスのSGNDピンの間の共通グランド経路の電 圧ピックアップも調べてください。 問題があるのは出力電流が大きいときのみ、または入力電圧 が高いときのみであるかどうかを調べます。入力電圧が高くか つ出力電流が小さいときに問題が発生する場合は、BOOST、 SW、TGおよび BGの各接続と、影響を受けやすい電圧ピン および電流ピンとの間の容量性結合を調べます。電流検出 ピン間に接続するコンデンサは、デバイスのピンのすぐ近くに 配置する必要があります。このコンデンサは、高周波容量性 結合による差動ノイズの混入の影響を最小限に抑えるのに 役立ちます。入力電圧が低く電流出力負荷が大きいときに問 題が生じる場合は、CIN、ショットキ・ダイオード、およびトップ 電流検出のリード線を逆方向に接続した場合、その他の点で はスイッチング・レギュレータが正しく動作するため、かえって 見逃すおそれのある厄介な問題が生じます。このような不適 切な接続状態でも出力電圧は維持されますが、電流モード 制御の利点は得られません。電圧ループの補償は部品選択 に対してはるかに敏感です。この現象は電流センス抵抗を一 時的に短絡して調べることができます。センス抵抗を短絡して もレギュレータは引き続き出力電圧を制御するので心配いり ません。 38903f 30 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 アプリケーション情報 ITH1 TRACK/SS1 VFB1 PGOOD1 TG1 SENSE1+ SW1 SENSE1– LTC3890-3 BOOST1 CB1 M1 PLLIN/MODE RUN1 RIN VIN CVIN VOUT1 D1* 1µF CERAMIC COUT1 + PGND RUN2 EXTVCC SGND C2* M2 RSENSE BG1 FREQ fIN VPULL-UP PGOOD1 L1 R1* C1* RPU1 SENSE2– INTVCC SENSE2+ BG2 + VIN CINTVCC BOOST2 ITH2 SW2 TRACK/SS2 M3 + COUT2 1µF CERAMIC R2* VFB2 GND CIN M4 D2* CB2 RSENSE TG2 VOUT2 L2 38903 F11 *R1, R2, C1, C2, D1, D2 ARE OPTIONAL. 図 11．プリント回路基板の推奨レイアウト図 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 31 LTC3890-3 アプリケーション情報 SW1 L1 RSENSE1 D1 VOUT1 COUT1 RL1 VIN RIN CIN SW2 BOLD LINES INDICATE HIGH SWITCHING CURRENT. KEEP LINES TO A MINIMUM LENGTH. L2 RSENSE2 D2 VOUT2 COUT2 RL2 38903 F12 図 12．枝路電流の波形 38903f 32 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 標準的応用例 C1 1nF RB1 100k RA1 31.6k SENSE1+ – SENSE1 INTVCC PGOOD1 100k VFB1 CITH1A 100pF BG1 RITH1 34.8k CITH1 1000pF MBOT1 SW1 L1 4.7µH BOOST1 ITH1 LTC3890-3 CSS1 0.01µF TRACK/SS1 TG1 RSENSE1 8mΩ CB1 0.1µF VOUT1 3.3V 5A COUT1 470µF MTOP1 D1 VIN PLLIN/MODE SGND EXTVCC RUN1 RUN2 FREQ VOUT2 RFREQ 41.2k INTVCC TRACK/SS2 RITH2 34.8k 2.2µF ×3 MTOP2 CB2 0.1µF L2 8µH BOOST2 SW2 VFB2 RB2 100k VIN 9V TO 60V CIN 100µF D2 TG2 ITH2 RA2 10.5k CINT 4.7µF PGND CSS2 0.01µF CITH2 470pF + RSENSE2 10mΩ VOUT2 8.5V 3A COUT2 330µF MBOT2 BG2 SENSE2– C2 1nF SENSE2+ 38903 TA02a MTOP1, MTOP2, MBOT1, MBOT2: RJK0651DPB L1: COILCRAFT SER1360-472KL L2: COILCRAFT SER1360-802KL COUT1: SANYO 6TPE470M COUT2: SANYO 10TPE330M D1, D2: DFLS1100 図 13．高効率のデュアル 8.5V/3.3V 降圧コンバータ 効率および電力損失と 出力電流 BURST EFFICIENCY 90 1000 70 FCM LOSS 100 60 50 40 PULSE-SKIPPING LOSS BURST LOSS 10 30 20 10 0 0.0001 FCM EFFICIENCY PULSE-SKIPPING EFFICIENCY 0.001 0.01 0.1 1 OUTPUT CURRENT (A) 1 0.1 10 38903 TA02b 80 POWER LOSS (mW) EEFICIENCY (%) 80 効率と入力電圧 100 VOUT = 8.5V 98 VOUT = 3.3V VOUT2 = 8.5V 96 70 EEFICIENCY (%) VIN = 12V 90 VOUT = 3.3V 100 EEFICIENCY (%) 100 効率と負荷電流 10000 60 50 40 30 94 92 90 86 20 84 10 82 VIN = 12V 0 0.0001 0.001 0.01 0.1 1 OUTPUT CURRENT (A) 10 38903 TA02c VOUT1 = 3.3V 88 80 ILOAD = 2A 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 INPUT VOLTAGE (V) 38903 TA02d 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 33 LTC3890-3 標準的応用例 高効率の 8.5Vデュアル・フェーズ降圧コンバータ RB1 100k RA1 10.5k C1 1nF SENSE1+ INTVCC SENSE1– PGOOD1 100k VFB1 MBOT1 CITH1A 100pF BG1 L1 8µH SW1 RITH1 34.8k BOOST1 ITH1 CITH1 C SS1 0.01µF 470pF LTC3890-3 TRACK/SS1 TG1 CB1 0.1µF VIN VIN PLLIN/MODE SGND RRUN V 1000k OUT EXTVCC RUN1 RUN2 FREQ RFREQ 41.2k VFB2 VIN 9V TO 60V 2.2µF ×3 D2 TG2 CB2 0.1µF MTOP2 L2 8µH BOOST2 ITH2 CIN 100µF CINT 4.7µF PGND TRACK/SS2 CITH2 100pF + INTVCC COUT1 330µF MTOP1 D1 INTVCC RMODE 100k VOUT1 8.5V 6A RSENSE1 10mΩ SW2 BG2 RSENSE2 10mΩ COUT2 330µF MBOT2 SENSE2– C2 1nF SENSE2+ 38903 TA03 MTOP1, MTOP2, MBOT1, MBOT2: RJK0651DPB L1, L2: COILCRAFT SER1360-802KL COUT1, COUT2: SANYO 10TPE330M D1, D2: DFLS1100 38903f 34 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 標準的応用例 高効率のデュアル 12V/5V 降圧コンバータ RB1 100k RA1 6.98k C1 1nF SENSE1+ SENSE1– INTVCC PGOOD1 100k VFB1 CITH1A 100pF CITH1 470pF BG1 RITH1 34.8k MBOT1 SW1 BOOST1 ITH1 LTC3890-3 CSS1 0.01µF L1 8µH TRACK/SS1 TG1 CB1 0.47µF RSENSE1 9mΩ COUT1 180µF MTOP1 D1 VIN PLLIN/MODE SGND EXTVCC RUN1 RUN2 FREQ RFREQ 41.2k CITH2 470pF RITH2 20k CINT 4.7µF PGND CIN 100µF VIN 12.5V TO 60V 2.2µF ×3 D2 TG2 CSS2 0.01µF TRACK/SS2 + INTVCC VOUT1 12V 3A CB2 0.47µF BOOST2 MTOP2 L2 4.7µH SW2 RSENSE2 10mΩ VOUT2 5V 5A COUT2 470µF ITH2 BG2 RA2 18.7k MBOT2 VFB2 RB2 100k SENSE2– C2 1nF SENSE2+ 38903 TA04 MTOP1, MTOP2, MBOT1, MBOT2: RJK0651DPB L1: COILCRAFT SER1360-802KL L2: COILCRAFT SER1360-472KL COUT1: 16SVP180MX COUT2: SANYO 6TPE470M D1, D2: DFLS1100 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 35 LTC3890-3 標準的応用例 高効率のデュアル 24V/5V 降圧コンバータ RB1 487k C1 1nF CF1 33pF RA1 16.9k INTVCC SENSE1– PGOOD1 100k VFB1 CITH1A 100pF CITH1 680pF SENSE1+ BG1 RITH1 46k MBOT1 L1 22µH SW1 BOOST1 ITH1 TRACK/SS1 TG1 MTOP1 D1 VIN PLLIN/MODE SGND TG2 TRACK/SS2 RITH2 20k ITH2 CB2 0.47µF BOOST2 MTOP2 L2 4.7µH SW2 BG2 RA2 18.7k 2.2µF ×3 D2 CSS2 0.01µF CITH2 470pF VIN 28V TO 60V CIN 100µF CINT 4.7µF PGND EXTVCC RUN1 RUN2 FREQ RFREQ 60k + INTVCC VOUT1 24V 1A COUT1 22µF ×2 CERAMIC CB1 0.47µF LTC3890-3 CSS1 0.01µF RSENSE1 25mΩ RSENSE2 10mΩ VOUT2 5V 5A COUT2 470µF MBOT2 VFB2 RB2 100k SENSE2– C2 1nF SENSE2+ 38903 TA05 MTOP1, MTOP2, MBOT1, MBOT2: RJK0651DPB L1: SUMIDA CDR7D43MN L2: COILCRAFT SER1360-472KL COUT1: KEMET T525D476MO16E035 COUT2: SANYO 6TPE470M D1, D2: DFLS1100 38903f 36 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 標準的応用例 12V SEPIC および 3.3V 降圧コンバータ L1 6.8µF VOUT1 RB1 100k C1 100pF RA1 6.98k SENSE1– M1 TG1 D2 COUT 68µF 6.8µF 100Ω VOUT1 12V 2A RSNS1 6mΩ SW1 BOOST1 ITH1 CSS1 0.01µF 10µH 6.8µF BG1 RITH1 12.1k 10µH PGOOD1 VFB1 CITH1A 47pF CITH1 10nF SENSE1+ • • LTC3890-3 TRACK/SS1 VIN RMODE 100k INTVCC PLLIN/MODE SGND RFREQ 41.2k CSS2 0.01µF RITH2 7.15k CINT 4.7µF CIN 100µF VIN 5V TO 35V 2.2µF x3 D1 TG2 TRACK/SS2 CITH2 4.7nF INTVCC PGND EXTVCC RUN1 RUN2 FREQ VOUT1 + CB2 0.1µF BOOST2 MTOP2 L2 3.3µH SW2 RSENSE2 4mΩ VOUT2 3.3V 10A ITH2 BG2 COUT2 470µF MBOT2 CITH2A 47pF VFB2 RA2 31.6k SENSE2– RB2 100k C2 1nF SENSE2+ 38903 TA05a M1, MBOT1, MBOT2: RJK0651DPB L1: WÜRTH 7448709100 L2: WÜRTH 7443320330 COUT1: SANYO 16TQC68M COUT2: SANYO 6TPE470M D1: DFLS1100 D2: PDS560 38903f 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 37 LTC3890-3 標準的応用例 高効率の 12V/25Aデュアル・フェーズ降圧コンバータ RB1 499k 10pF C1 1nF RA1 35.7k SENSE1– INTVCC PGOOD1 100k VFB1 CITH1A 100pF BG1 RITH1 9.76k CITH1 4.7nF SENSE1+ MBOT1 L1 10µH SW1 BOOST1 ITH1 CSS1 0.1µF TRACK/SS1 TG1 MTOP1 D1 PLLIN/MODE VIN SGND FREQ RRUN1 1000k + INTVCC CIN 100µF CINT 4.7µF PGND VOUT 12V 25A COUT 150µF ×2 CB1 0.1µF LTC3890-3 VIN RFREQ 30.1k RSENSE1 3mΩ VIN 16V TO 60V 2.2µF x2 D2 TG2 RUN1 RUN2 RRUN2 57.6k TRACK/SS2 BOOST2 MTOP2 L2 10µH SW2 ITH2 VOUT CB2 0.1µF EXTVCC BG2 RSENSE2 3mΩ MBOT2 VFB2 SENSE2– C2 1nF SENSE2+ 38903 TA05b MTOP1, MTOP2, MBOT1, MBOT2: RJK0651DPB L1, L2: WÜRTH 7443631000 COUT: SANYO 16SVPC150M CIN: SUN ELECT. 63CE100BS D1, D2: DFLS1100 38903f 38 詳細：www.linear-tech.co.jp/3890-3 LTC3890-3 パッケージ GN Package GN パッケージ 28-Lead Plastic SSOP (Narrow .150 Inch) 28ピン ・プラスチックSSOP （細型 0.150インチ） （Reference (Reference LTC LTC DWG DWG ## 05-08-1641 05-08-1641 Rev Rev B） B) .386 – .393* (9.804 – 9.982) .045 ±.005 28 27 26 25 24 23 22 21 20 19 18 17 1615 .254 MIN .033 (0.838) REF .150 – .165 .229 – .244 (5.817 – 6.198) .0165 ±.0015 .150 – .157** (3.810 – 3.988) .0250 BSC 1 RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT .015 ±.004 × 45° (0.38 ±0.10) .0075 – .0098 (0.19 – 0.25) 2 3 4 5 6 7 8 .0532 – .0688 (1.35 – 1.75) 9 10 11 12 13 14 .004 – .0098 (0.102 – 0.249) 0° – 8° TYP .016 – .050 (0.406 – 1.270) 注記： 1. 標準寸法：インチ インチ 2. 寸法は （ミリメートル） .008 – .012 (0.203 – 0.305) TYP .0250 (0.635) BSC GN28 REV B 0212 3. 図は実寸とは異なる 4. ピン 1 は斜めのエッジかへこみのいずれか * 寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは各サイドで 0.006"（0.152mm） を超えないこと ** 寸法にはリード間のバリを含まない。 リード間のバリは各サイドで 0.010"（0.254mm） を超えないこと 38903f リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 39 LTC3890-3 標準的応用例 高効率のデュアル 12V/3.3V 降圧コンバータ RB1 100k RA1 6.98k C1 1nF SENSE1+ SENSE1– INTVCC PGOOD1 100k VFB1 CITH1A 100pF BG1 RITH1 34.8k CITH1 470pF MBOT1 SW1 BOOST1 ITH1 LTC3890-3 CSS1 0.01µF L1 8µH TRACK/SS1 TG1 CB1 0.47µF RSENSE1 9mΩ COUT1 180µF MTOP1 D1 VIN PLLIN/MODE VOUT1 RFREQ 41.2k EXTVCC RUN1 RUN2 FREQ TRACK/SS2 RITH2 34.8k CIN 220µF VIN 12.5V TO 60V D2 TG2 CB2 0.47µF BOOST2 MTOP2 L2 4.7µH SW2 RSENSE2 10mΩ ITH2 CITH2A 100pF RA2 31.6k CINT 4.7µF PGND CSS2 0.01µF CITH2 1000pF + INTVCC SGND VOUT1 12V 3A BG2 MBOT2 VOUT2 3.3V 5A COUT2 470µF VFB2 RB2 100k SENSE2– C2 1nF MTOP1, MTOP2, MBOT1, MBOT2: RJK0651DPB L1: COILCRAFT SER1360-802KL L2: COILCRAFT SER1360-472KL COUT1: 16SVP180MX COUT2: SANYO 6TPE470M D1, D2: DFLS1100 SENSE2+ 38903 TA06 関連製品 製品番号 LTC3891 説明 低静止電流の、60V、同期整流式降圧 DC/DC コントローラ 注釈 PLLによる固定周波数：50kHz ∼ 900kHz、4V ≤ VIN ≤ 60V、 0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、TSSOP-20E、3mm 4mm QFN-20 LTC3857/LTC3857-1/ 99%デューティ・サイクルの、低静止電流、デュアル LTC3858/LTC3858-1 出力、2フェーズ同期整流式降圧 DC/DCコントローラ PLLによる固定周波数：50kHz ∼ 900kHz、4V ≤ VIN ≤ 38V、 0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、IQ ＝50µA/170µA LTC3834/LTC3834-1/ 99%デューティ・サイクルの、低静止電流、シングル LTC3835/LTC3835-1 出力同期整流式降圧 DC/DCコントローラ PLLによる固定周波数：140kHz ∼ 650kHz、 4V ≤ VIN ≤ 36V、0.8V ≤ VOUT ≤ 10V、IQ ＝30µA/80µA LTC3810 100V 同期整流式降圧 DC/DCコントローラ オン時間が一定の谷電流モード、4V ≤ VIN ≤ 100V、 0.8V ≤ VOUT ≤ 0.93VIN、SSOP-28 パッケージ LTC3859A 改良されたBurst Mode 動作の、低静止電流、トリプル コールドクランク時にも出力（≥ 5V）がレギュレーション状態を維持、 出力、同期整流式降圧 / 降圧 / 昇圧 DC/DCコントローラ 2.5V ≤ VIN ≤ 38V、VOUT（BUCK） ：最大 24V、VOUT（BOOST） ：最大 60V 38903f 40 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp LT 0113 •PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2013