LT3798 アクティブ PFC 機能を備えた オプトカプラ不要の 絶縁型フライバック・コントローラ 特長 n n n n n n n n n 概要 外付け部品点数を最小限に抑えた絶縁型 PFCフライバック VIN とVOUT は外付け部品のみで制限 アクティブ力率補正 高調波歪みが少ない オプトカプラ不要 定電流および定電圧レギュレーション 高精度の安定化電圧および電流（標準 ±5%） エネルギー・スター規格準拠（無負荷動作時の消費電力 が 0.5W 未満） 熱特性の優れた16ピンMSOP パッケージ LT®3798は、アクティブ力率補正（PFC）機能を備え、かつ1 段 式のコンバータに出力電圧を帰還するのにオプトカプラが不 要な定電圧 / 定電流の絶縁型フライバック・コントローラです。 LT3798を基本にした設計では、入力電流をアクティブに調整 することにより、0.97より大きい力率を達成できるので、最高 の高調波電流要件に適合することができます。 LT3798はさまざまな種類のオフライン・アプリケーションに適 しています。入力範囲は、主に外付け部品の選択に応じて変 更できます。最大 100Wの出力電力レベルで86%より高い効 率を達成できます。さらに、LT3798はDC 入力電圧の高いア プリケーションの設計にも簡単に組み込むことができます。 アプリケーション n n n L、LT、LTC、LTM、Linear Technologyおよび Linearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商 標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。5438499および 7471522を含む米国特許によって保護されています。 5W ～ 100W 超のオフライン・アプリケーション DC 入力電圧の高い絶縁型アプリケーション オフラインのバス・コンバータ （12V、24V、または48V 出力） 標準的応用例 汎用入力 24W PFC バス・コンバータ VOUT とIOUT 24.50 90V TO 265V AC 0.1µF 499k 100k 499k 100k D2 20Ω 4:1:1 4.7pF 10µF 2k D3 VIN VIN_SENSE 1M DCM Z1 221k 40.2k 16.5k CTRL3 GATE CTRL2 SENSE CTRL1 OVP INTVCC GND VC 2.2µF 23.50 VAC = 90V VAC = 120V VAC = 220V VAC = 265V 0 0.2 0.4 0.6 IOUT (A) 0.8 1 3798 TA01b 20Ω Z2 0.05Ω 4.7µF COMP+ 24V 1A 560µF ×2 22pF D1 LT3798 100k D4 90.9k 4.99k VREF 24.00 23.75 FB EN/UVLO 95.3k VOUT (V) 24.25 2.2nF COMP– 0.1µF 3798 TA01a 3798fa 1 LT3798 絶対最大定格 ピン配置 （Note 1） EN/UVLO ............................................................................... 30V VIN ....................................................................................... 42V INTVCC .................................................................................. 12V CTRL1、CTRL2、CTRL3........................................................... 4V FB、VREF、COMP+ .................................................................... 3V VC、OVP、COMP– .................................................................... 4V SENSE.................................................................................. 0.4V VIN_SENSE ............................................................................. 1mA DCM .................................................................................. ±3mA 動作温度範囲（Note 2） LT3798E/LT3798I ............................................... –40°C ～ 125°C 保存温度範囲.................................................... –65°C ～ 150°C TOP VIEW CTRL1 CTRL2 CTRL3 VREF OVP VC COMP+ COMP– 1 2 3 4 5 6 7 8 16 15 14 13 12 11 10 9 17 GND VIN_SENSE SENSE GATE INTVCC EN/UVLO VIN DCM FB MSE PACKAGE 16-LEAD PLASTIC MSOP θJA = 50°C/W, θJC = 10°C/W EXPOSED PAD (PIN 17) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング * パッケージ 温度範囲 LT3798EMSE#PBF LT3798EMSE#TRPBF 3798 16-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C LT3798IMSE#PBF LT3798IMSE#TRPBF 3798 16-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C LT3798HMSE#PBF LT3798HMSE#TRPBF 3798 16-Lead Plastic MSOP –40°C to 150°C LT3798MPMSE#PBF LT3798MPMSE#TRPBF 3798 16-Lead Plastic MSOP –55°C to 150°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。 電気的特性 l は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 Cでの値。注記がない限り、VIN = 18V、INTVCC = 11V。 PARAMETER CONDITIONS MIN Input Voltage Range TYP 10 45 UNITS 38 V 70 µA µA VIN Quiescent Current VEN/UVLO = 0.2V VEN/UVLO = 1.5V, Not Switching VIN Quiescent Current, INTVCC Overdriven VINTVCC = 11V 60 µA VIN Shunt Regulator Voltage I = 1mA 40 V VIN Shunt Regulator Current Limit INTVCC Quiescent Current 8 EN/UVLO Pin Threshold VEN/UVLO = 0.2V VEN/UVLO = 1.5V, Not Switching EN/UVLO Pin Voltage Rising EN/UVLO Pin Hysteresis Current EN/UVLO=1V VIN_SENSE Threshold Turn Off VREF Voltage 0 µA Load 200µA Load CTLR1/CTRL2/CTRL3 = 1V CTRL1/CTRL2/CTRL3 Pin Bias Current 60 70 MAX l mA 12.5 1.8 1.21 15.5 2.2 1.25 17.5 2.7 1.29 µA mA V 8 10 12 µA µA 27 l l 1.97 1.95 2.0 1.98 2.03 2.03 ±30 V V nA 3798fa 2 LT3798 電気的特性 l は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 Cでの値。注記がない限り、VIN = 18V、INTVCC = 11V。 PARAMETER CONDITIONS SENSE Current Limit Threshold VIN_SENSE = 150µA Minimum SENSE Current Limit Threshold VIN_SENSE = 34µA Minimum SENSE Current Limit Threshold SENSE Input Bias Current MIN TYP MAX UNITS 96 102 107 mV 14 mV VIN_SENSE = 21µA 4 mV Current Out of Pin, SENSE = 0V 15 µA FB Voltage l 1.22 1.25 1.28 V 0.01 0.03 %/V 4.25 4.4 µA FB voltage Line Regulation 10V < VIN < 35V FB Pin Bias Current (Note 3), FB = 1V FB Error Amplifier Voltage Gain ΔVVC/ΔVFB, CTRL1=1V, CTRL2=2V, CTRL3=2V 180 V/V FB Error Amplifier Transconductance ΔI = 5µA 170 UMHOS Current Error Amplifier Voltage Gain ∆VCOMP+/∆VCOMP–, CTRL1 = 1V, CTRL2 = 2V, CTRL3 = 2V 100 V/V Current Error Amplifier Transconductance ∆I = 5µA 50 UMHOS Current Loop Voltage Gain ΔVCTRL/ΔVSENSE,1000pF Cap from COMP+ to COMP– 21 V/V DCM Current Turn-On Threshold Current Out of Pin 80 µA Maximum Oscillator Frequency COMP+ = 0.95V, VIN_SENSE = 150µA 150 kHz Minimum Oscillator Frequency COMP+ = 0V, VFB <VOVP 4 kHz 0.5 kHz 20 kHz Minimum Oscillator Frequency 4.05 + COMP = 0V, VFB >VOVP Backup Oscillator Frequency リニア・レギュレータ INTVCC Regulation Voltage No Load 9.8 10 10.4 V Dropout (VIN-INTVCC) IINTVCC = –10mA, VIN = 10V 500 900 mV Current Limit Below Undervoltage Threshold 12 25 mA Current Limit Above Undervoltage Threshold 80 120 mA ゲート・ドライバ tr GATE Driver Output Rise Time CL = 3300pF, 10% to 90% 18 ns tf GATE Driver Output Fall Time CL = 3300pF, 90% to 10% 18 ns GATE Output Low (VOL) 0.01 GATE Output High (VOH) Note 1： 絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える恐れがある。 Note 2：LT3798Eは、0°C ～ 125°Cの接合部温度で規定性能に適合することが保証されている。 –40°C～125°Cの動作接合部温度範囲での仕様は設計、 特性評価および統計学的なプロセス・ INTVCC50mV V V コントロールとの相関で確認されている。LT3798Iは–40°C ～ 125°Cの動作接合部温度範囲で 規定性能に適合することが保証されている。LT3798Hは–40°C ～ 150°Cの動作接合部温度範 囲で性能仕様に適合することが保証されている。3798MPは–55°C ～ 150°Cの動作接合部温 度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。高い接合部温度は動作寿命に悪影響 を及ぼす。接合部温度が 125°Cを超えると、動作寿命は短くなる。 Note 3：電流はFBピンから流れ出す。 3798fa 3 LT3798 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25 C。 EN/UVLO のヒステリシス電流と 温度 EN/UVLO のしきい値と温度 1.26 1.24 FALLING 1.22 1.2 –50 –25 0 11.5 11 20 0 2.075 2.04 VIN = 24V WITH 200µA LOAD VREF (V) 2.000 SENSE の電流制限しきい値と温度 2.01 NO LOAD 2 1.99 200µA LOAD 1.97 1.925 1.96 1.900 –50 –25 1.95 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 最大発振器周波数と温度 60 40 MIN ILIM VIN_SENSE = 21µA 10 20 15 25 VIN (V) 30 35 40 FREQUENCY (kHz) 170 145 バックアップ発振器周波数と温度 25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3798 G06a 20 VFB < VOVP 3 2 1 0 –50 –25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3798 G06 FREQUENCY (kHz) 4 0 3798 G05 最小発振器周波数と温度 195 MIN ILIM VIN_SENSE = 34µA 0 –50 –25 5 0 80 20 3798 G05 220 MAX ILIM 100 1.98 1.950 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 120 2.02 VIN = 24V WITH NO LOAD 0 3798 G03 2.03 2.050 VREF (V) 0 –50 –25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) VREF とVIN 2.05 120 –50 –25 40 3798 G02 VREF と温度 0 50 10 2.100 1.975 60 30 10.5 3798 G01 2.025 VIN = 12V 70 10 –50 –25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) VIN = 24V 80 CURRENT LIMIT (mA) EN/UVLO (V) RISING 90 IQ (µA) 1.28 FREQUENCY (kHz) VIN および IQ と温度 100 12 EN/UVLO HYSTERESIS CURRENT (µA) 1.3 10 5 VOVP > VFB 0 15 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3799 G07 0 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3798 G07a 3798fa 4 LT3798 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25 C。 INTVCC と温度 INTVCC とVIN 10.5 NO LOAD 10mA LOAD 25mA LOAD VIN シャント電圧と温度 10.2 42 10 41.5 VIN SHUNT VOLTAGE (V) 10.25 INTVCC (V) INTVCC (V) 9.8 10 9.6 9.4 9.2 0 9 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 5 10 25 20 VIN (V) 30 35 9 8 7 6 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3798 G11 VOUT と温度 25 1.8 1.6 PAGE 17 SCHEMATIC: UNIVERSAL 24.5 1.4 1.2 1 0.8 VAC = 120V 24 VAC = 220V 0.6 23.5 0.4 0.2 0 0 120 60 40 80 100 20 SENSE CURRENT LIMIT THRESHOLD (mV) 23 –50 –25 3798 G12 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3798 G012a 出力電流と入力電圧 1.10 PAGE 17 SCHEMATIC: UNIVERSAL OUTPUT CURRENT (A) VOUT (V) 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3798 G10 2 24.4 24.2 24 23.8 23.6 0 3798 G09 出力電圧と入力電圧 24.6 39 –50 –25 40 VOUT (V) LEAKAGE INDUCTANCE BLANKING TIME (µs) 10 SHUNT CURRENT (mA) 15 漏れインダクタンスのブランキング 時間とSENSE の電流制限しきい値 最大シャント電流と温度 0 40 39.5 3798 G08 5 –50 –25 41 40.5 9.75 9.5 –50 –25 ISHUNT = 1mA 90 110 130 150 170 190 210 230 250 270 VIN (VAC) 3798 G13 1.05 PAGE 17 SCHEMATIC: UNIVERSAL VOUT = 22V 1.00 0.95 0.90 90 110 130 150 170 190 210 230 250 270 VIN (VAC) 3798 G14 3798fa 5 LT3798 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25 C。 力率と入力電圧 効率と入力電圧 100 1.00 0.99 90 0.97 EFFICIENCY (%) POWER FACTOR 0.98 PAGE 17 SCHEMATIC: UNIVERSAL 0.96 0.95 0.94 0.93 80 70 0.92 0.91 PAGE 17 SCHEMATIC: UNIVERSAL 0.90 90 110 130 150 170 190 210 230 250 270 VIN (VAC) 3798 G15 60 90 110 130 150 170 190 210 230 250 270 VIN (VAC) 3798 G16 ピン機能 CTRL1、CTRL2、CTRL3（ピン1、ピン2、ピン3） ： 電流出力 の調整ピン。これらのピンで出力電流を制御します。3つの CTRL 入力の最小値がオペアンプの負入力と比較されます。 VREF（ピン4） ： 電圧リファレンスの出力ピン。標準で2Vです。 このピンは、アナログ調光または出力負荷の温度制限 / 温度 補償のために、CTRLピンの抵抗分割器をドライブします。最 大 200µAの電流を供給することができます。 OVP（ピン5） ： 過電圧保護。このピンはDC 電圧を受け取り、 サンプル・ホールドの電圧出力情報と比較します。出力電圧情 報が OVPを超えると、デバイスは最小スイッチング周波数を 8で割って約 500Hzにします。これによって出力に接続された デバイスを保護します。また、これにより、デバイスは無負荷 時に非常に小さい消費電力で動作することによってエネル ギー・スターの要件を満たすことができます。 VC（ピン6） ： 内部エラーアンプの補償ピン。このピンからグラ ンドに直列のRCを接続してスイッチング・レギュレータを補償 します。100pFのコンデンサを並列に接続すると、ノイズの除 去に効果があります。 – COMP+、COMP（ピン7、 ピン8） ：内部エラーアンプの補償ピ ン。これらの2つのピンの間にコンデンサを接続して、内部帰 還ループを補償します。 FB（ピン9） ： 電圧ループの帰還ピン。FBを使用し、3 次巻線 の電圧をサンプリングすることにより、出力電圧を安定化しま す。コンバータが電流モードで使用されていると、FBピンは通 常 1.25Vより低い電圧レベルであり、出力の開放状態を検出 すると、1.25Vの定常状態に達します。 DCM（ピン10） ： 不連続導通モードの検出ピン。このピンから 3 次巻線にコンデンサと抵抗を直列に接続します。 VIN（ピン11） ： 入 力電 圧。このピンは、内 部 起 動 回 路と INTVCC LDOに電流を供給します。このピンはコンデンサで ローカルにバイパスする必要があります。42Vのシャント・レ ギュレータがこのピンに内部で接続されています。 EN/UVLO（ピン12） ： イネーブル/ 低電圧ロックアウト。VIN に 接続された抵抗分割器をこのピンに接続して、LT3798 がオン する最小入力電圧を設定します。1.25Vより低いと、内部回路 のほとんどがディスエーブルされた状態でデバイスに60µA が 流れ、EN/UVLOピンから10µAのヒステリシス電流が引き出 されます。1.25Vより高いと、 デバイスはイネーブルされてスイッ チングを開始し、10µAのヒステリシス電流はオフします。 INTVCC（ピン13） ：内部負荷とゲート･ドライバの安定化電源。 VINから給電され、10V（標準） に安定化されます。INTVCCは、 ピンの近くに配置した4.7µFのコンデンサでバイパスする必要 があります。 3798fa 6 LT3798 ピン機能 GATE（ピン14） ： NチャネルFETゲート・ドライバの出力。 INTVCCとGNDの間でスイッチングします。シャットダウン状 態の間はGNDにドライブされ、低電圧状態の間は H に保た れます。 VIN_SENSE（ピン16） ：ライン電圧の検出ピン。このピンを使っ てACライン電圧を検出し、力率補正を行います。このピンに はライン電圧と直列に抵抗を接続します。PFC 機能が不要な 場合、このピンは25k 抵抗でINTVCC に接続します。 SENSE（ピン15） ： 制御ループの電流検出入力。このピンは、 NFETのソースのスイッチ電流検出抵抗 RSENSE の正端子に ケルビン （4 線）接続します。電流検出抵抗の負端子はデバイ スの近くでGNDプレーンに接続します。 GND（露出パッド・ピン17） ：グランド。パッケージの露出パッ ドは、グランドへの電気的接続とプリント回路基板への良好 な熱的接触を行います。適切に動作させるため、露出パッドを 回路基板に半田付けする必要があります。 ブロック図 D2 • R4 R1 R13 L1C C1 R5 R15 EN/UVLO + A2 + – – VIN_SENSE R9 COMP+ FB ONE SHOT COMP– – A7 + 600mV A9 A3 – A5 + CTRL2 S R C5 S GATE DRIVER SENSE A4 A6 MULTIPLIER VOUT – Q MASTER LATCH MINIMUM C7 R11 + A1 – SW1 CTRL1 VOUT + INTVCC R7 CURRENT COMPARATOR R12 1M C6 D1 L1B N:1 VIN 1.22V S&H OVP T1 L1A R14 STARTUP INTERNAL REG VREF C2 C3 DCM R8 VRECTIFIED R3 GND LOW OUTPUT CURRENT OSCILLATOR R6 CTRL3 S&H FB VC R10 1.22V + A8 – 3798 BD C4 3798fa 7 LT3798 動作 LT3798は、絶縁型フライバック・トポロジーを使って定電流 / 定電圧電源を生成するために設計された、電流モード・スイッ チング・コントローラ・デバイスです。一般に、このような回路 で生じる特殊な問題として、レギュレーションを維持するため に、 トランスの絶縁されている2 次側の出力電圧と電流に関す る情報を1 次側に伝えなくてはならない点があります。従来、 これはオプトアイソレータを使って行われていました。LT3798 は、検出抵抗からの外付けMOSFETのピーク電流情報を用 いてフライバック・コンバータの出力電流を計算するという新 しい手法を使用しており、オプトカプラは不要です。 オフライン電源にはアクティブな力率補正が必須なものになっ てきており、電力レベルが減少しています。力率 1は、供給さ れる電流が入力電圧に比例する場合に得られます。LT3798 は、スケール調整された入力電圧を使ってピーク電流制限を 調整します。この手法により、0.97 以上の力率が得られます。 システムの全体像を 「ブロック図」 に示します。外付け部品は フライバック・トポロジーで構成されています。3 次巻線は出力 電圧を検出するとともに、定常状態の動作時にデバイスに電 力を供給します。VIN ピンはINTVCC ピンに10Vを生成する内 部 LDOに電力を供給します。この新しい制御回路は、2 個の エラーアンプ、最小回路、乗算器、伝送ゲート、電流コンパレー タ、低出力電流発振器、およびマスタ・ラッチで構成されてい ます。これらについては以下のセクションで説明します。このデ バイスは、3 次巻線からの出力電圧をサンプリングするサンプ ル・ホールド機能も備えています。3 次巻線にコンデンサを接 続し、コンパレータを使って不連続導通モード （DCM） の検出 を行います。このデバイスは1.9Aのゲート・ドライバを備えて います。 LT3798はオフライン・アプリケーションとDCアプリケーショ ンの両方を対象に設計されています。ヒステリシスを伴ったマ イクロパワー起動を行うようにEN/UVLOと抵抗分割器を構 成することができます。 「ブロック図」 のR3は高い電源電圧に 耐えるために使用されています。VIN が 2.5Vを超えると、内部 LDO が INTVCC に電流を供給し始めます。VINとINTVCC の コンデンサはR3からの電流によって充電されます。VIN がター ンオンしきい値を超え、INTVCC が 10Vでレギュレーション状 態になると、デバイスはスイッチングを開始します。VIN のヒス テリシスはEN/UVLOの抵抗分割器によって設定されます。 3 次巻線の電圧が VIN 電圧を上回ると、3 次巻線が VIN に電 力を供給します。フォルト保護のために電圧シャント機能が備 えられており、VIN が 40Vを超えると、8mAの電流をシンクす ることができます。 標準的サイクルでは、ゲート･ドライバが外付けMOSFETを オンし、1 次巻線に電流が流れます。この電流は、入力電圧に 比例し、トランスの磁化インダクタンスに反比例したレートで 増加します。制御ループによって最大電流が決定され、その 電流レベルに達すると電流コンパレータがスイッチをオフしま す。スイッチがオフすると、トランスのコア内のエネルギーが出 力ダイオードD1を介して2 次巻線から流れます。この電流は 出力電圧に比例したレートで減少します。電流がゼロまで減 少すると、出力ダイオードがオフし、トランスの寄生容量と磁 化インダクタンスにより、2 次巻線の両端の電圧が発振し始め ます。すべての巻線の両端の電圧は等しいので、3 次巻線にも リンギングが生じます。リンギングが生じると、DCMピンに接 続されたコンデンサC1 が、dv/dt 検出器として機能するコンパ レータA2をトリップします。このタイミング情報を使って出力 電流を計算します （以下の説明を参照）。dv/dt 検出器がリン ギング波形が最小値に達するのを待ってから、スイッチがオン に戻ります。このスイッチング動作はゼロ・ボルト・スイッチング と同様で、スイッチがオンに戻る際のエネルギーの損失量を 最小限に抑え、効率を5% 程度改善します。このデバイスは連 続導通モードと不連続導通モードの境界で動作するので、こ の動作モードは臨界導通モード （またはバウンダリ導通モー ド） と呼ばれています。 1 次側制御ループ LT3798は、2つの異なるエラーアンプを使用することにより、 定電流 / 定電圧動作を実行します。これらの2つのアンプは、 「ブロック図」 の 「MINIMUM」 ブロックに示すように、2つのう ち低い方の電圧を出力する回路に接続されています。この電 圧は、乗算器に加えられる前に電流に変換されます。 3798fa 8 LT3798 動作 1 次側電流制御ループ CTRL1、CTRL2、CTRL3の各ピンは、 フライバック・コントローラ の出力電流を制御します。ループを簡素化するため、VIN_SENSE ピンが 1V 以上の一定電圧に保たれていると仮定して、制御 ループから乗算器を切り離します。エラーアンプ A5は、外 付けコンデンサC6を使った積分器として構成されています。 COMP+ ノードの電圧は、V/IコンバータA6によって乗算器 への電流に変換されます。A7の出力は一定であり、乗算器の 出力はA6に比例するので無視することができます。乗算器の 出力は、電流コンパレータA1に接続されており、ピーク電流 を制御します。乗算器の出力は伝送ゲートSW1にも接続され ており、1M 抵抗に接続されます。出力コンデンサに2 次側電 流が流れると、伝送ゲートSW1はオンします。これは出力ダイ オードD1 がオン状態のフライバック期間と呼ばれています。 1M 抵抗を介した電流はA5によって積分されます。最も小さ いCTRL 入力が定常状態のA5の負入力に等しくなります。 電流出力レギュレータは、一般に出力電流と直列の検出抵抗 を用い、帰還ループを使ってスイッチング・コンバータのピー ク電流を制御します。この絶縁型の場合、出力電流の情報は 得られないので、代わりに、LT3798はトランスの1 次側で得ら れる情報を使って出力電流を求めます。出力電流は、出力ダ イオードの電流を平均することによって計算することができま す。図 1に示すように、ダイオードの電流は、底辺がフライバッ ク期間で高さが 2 次巻線のピーク電流の三角波形をしてい ます。フライバック・トポロジーでは、2 次巻線の電流は1 次巻 線の電流のN 倍になります。ここで、NPS は1 次対 2 次の巻数 比です。この領域を三角波形とみなす代わりに、パルス幅変調 （PWM）波形として考えます。フライバック期間の間、平均電 流は2 次巻線のピーク電流の半分になり、サイクルの残りの 期間はゼロになります。 出力電流の計算式は以下のようになり ます。 IOUT = 0.5 • IPK • NPS • D ここで、Dはフライバック期間で表されるサイクルの割合に等し くなります。LT3798は、電流コンパレータへの入力である1 次 巻線の電流とフライバック期間の開始時および終了時を操作 できます。したがって、出力電流は、電流制限の大きさとサイ 2 次側ダイオード の電流 IPK(sec) スイッチ波形 TFLYBACK TPERIOD 3798 F01 図 1. 2 次側ダイオードの電流とスイッチ波形 クル全体のフライバック期間のデューティ・サイクルを使って PWM 波形を平均化することにより、計算することができます。 前記の帰還ループでは、積分器への入力はこのような波形を しています。積分器は、計算された出力電流が制御電圧に等し くなるまでピーク電流を調整します。計算された出力電流が制 御ピンに比べて小さいと、エラーアンプが COMP+ ノードの電 圧を上げるので、電流コンパレータの入力電圧が上昇します。 1 次側電圧制御 出力電圧は1 次側の3 次巻線を介して得られます。抵抗分割 器が電圧エラーアンプへの出力電圧を減衰させます。サンプ ル・ホールド回路が減衰した出力電圧をサンプリングし、エ ラーアンプに供給します。エラーアンプの出力はVC ピンです。 このノードには、出力電圧の制御ループを補償するためのコ ンデンサが必要です。 力率補正 VIN_SENSE 電圧が電源電圧の抵抗分割器に接続されている 場合、電流制限は電源電圧に比例します。2つのエラーアンプ の出力の最小値は、VIN_SENSE ピンの電圧で乗算されます。 LT3798 が高速制御ループで構成されている場合、VIN_SENSE ピンがゆっくり変化すると、電流制限や出力電流に対して干 渉しません。COMP+ ピンはVIN_SENSE の変化に対応します。 乗算器を機能させる唯一の方法は、制御ループの周波数を 3798fa 9 LT3798 動作 VIN_SENSE 信号の基本周波数より１桁小さい値に設定する ことです。オフライン電源の場合、電源電圧の基本周波数は 120Hzなので、制御ループのユニティゲイン周波数を約 12Hz 以下に設定する必要があります。2 次側に大きなエネルギー 蓄積がない場合、出力電流は電源電圧の変化による影響を 受けますが、出力電流のDC 成分は変化しません。DC 入力の アプリケーションやPFC 機能のないAC 入力のアプリケーショ ンでは、VIN_SENSE からACライン電圧ではなく、INTVCC に 25k 抵抗を接続します。 起動 LT3798はヒステリシスを伴った起動を使用し、オフライン電 源電圧から動作します。電源電圧に抵抗を接続することによ り、デバイスを高電圧から保護します。この抵抗はデバイスの VIN ピンに接続し、コンデンサでバイパスします。この抵抗が VIN ピンをEN/UVLOの抵抗分割器で設定されたターンオン 電圧まで充電し、INTVCC ピンがレギュレーション・ポイントに なると、デバイスはスイッチングを開始します。定常状態では、 抵抗はデバイスに電力を供給できませんが、コンデンサによっ てデバイスが起動し、3 次巻線が抵抗とともにVIN ピンに電力 を供給し始めます。VIN ピンには内部電圧クランプが備わって おり、抵抗の電流によってVIN ピンがこのピンの絶対最大定 格電圧より高くなるのを防ぎます。内部クランプは40Vに設定 されており、 室温で8mA （標準） の電流を流すことができます。 VIN のターンオン電圧およびターンオフ電圧の設定 3 次巻線がデバイスに電力を供給するための時間を確保する ため、VIN のターンオン電圧とVIN のターンオフ電圧の間に大 きな電圧差があることが望まれます。EN/UVLOによって、こ れら2つの電圧が設定されます。このピンの電流シンクは、ピ ンの電圧が 1.25Vより低いときは10µAで1.25Vより高いとき は0µAです。VIN ピンは図 2に示すように抵抗分割器に接続し ます。VINの上昇時のUVLOしきい値は次式のようになります。 1.25V • (R1+ R2) + 10µA • R1 R2 The UVLO Threshold for VIN Falling is : VIN(UVLO,RISING) = VIN(UVLO,FALLING) = 1.25V • (R1+ R2) R2 VIN R1 EN/UVLO R2 LT3798 GND 3798 F02 図 2. 低電圧ロックアウト （UVLO） 出力電圧の設定 出力電圧は3 次巻線からFBピンへの抵抗分割器を使用して 設定します。 「ブロック図」に示されるように、抵抗 R4および R5 が 3 次巻線からの抵抗分割器を構成しています。また、FB はダイオードの電圧降下を補償する内部電流源を備えていま す。この電流源は出力電圧にオフセットを生じますので、出力 電圧を設定する際に考慮する必要があります。出力電圧の式 は次のようになります。 VOUT = VBG (R4+R5)/(NST • R5)–(VF + (R4 • ITC)/NST) ここで、VBG は内部リファレンス電圧、NST は2 次巻線と3 次 巻線の巻数比、VF は出力整流ダイオードの順方向電圧降下、 ITC はFBピンの内部電流源です。 ダイオードの順方向電圧降下の温度係数は、(R4 • ITC)/NST の項を打ち消す値にする必要があります。温度に対する部分 導関数を求めることにより、R4の値が以下であることが分か ります。 R4 = NST(1/(δITC/δT)(δVF/δT)) δITC/δT = 12.4nA/°C ITC = 4.25µA ここで、δITC/δTはITC 電流源の部分導関数、δVF/δTは出力 整流ダイオードの順方向電圧降下の部分導関数です。 上式で設定されたR4により、R5の抵抗値を次式を使って求 められます。 R5 = (VBG • R4)/(NST(VOUT+VF)+R4 • ITC-VBG) 3798fa 10 LT3798 動作 出力電流の設定 フライバック・トポロジーでは、最大出力電流は電源電圧と出 力電圧に依存します。VIN_SENSE ピンが 100µAの電流源と DC 電源電圧に接続された状態では、最大出力電流は、最小 電源電圧と最大出力電圧のときに次式で求められます。 IOUT(MAX) = 2•(1– D)• NPS 42 • R SENSE where D= この最大出力電流を達成するための最大制御電圧は2V • (1-D) です。 デバイスの許容差にマージンを与えるため、これらの値の 95%で動作させることを推奨します。 力率の補正を設計する場合、出力電流波形が半正弦波の二 乗波になり、上記の電流を供給することができなくなります。 半サイクルにわたって正弦波の二乗を積分することにより、平 均出力電流がピーク出力電流の値の半分になることが分かり ます。この場合、推奨する最大平均出力電流は以下のように なります。 NPS • 47.5% 42 • R SENSE where D= VOUT • NPS VOUT • NPS + VIN この最大出力電流を達成するための最大制御電圧は(1-D) • 47.5% です。 最大制御電圧以下では、出力電流は次式に等しくなります。 IOUT = CTRL • 2NPS R1= R2 – 1 42 •IOUT • RSENSE ここで、R1はVREF ピンと CTRLピンに接続された抵抗で、R2 はCTRLピンとグランドに接続された抵抗です。 VIN_SENSE 抵抗の設定 VOUT • NPS VOUT • NPS + VIN IOUT(MAX) = 2•(1−D) • 制御ピンのうちの１つに抵抗分割器を接続します。次式では 抵抗分割器を使って出力電流を設定します。 NPS 42 • R SENSE VREF ピンは制御ピンで使用される2Vのリファレンス電圧を 供給します。出力電流を設定するには、2Vのリファレンスから VIN_SENSE 抵抗により、電流制限を調整して力率補正を行う 内部乗算器に流れる電流が設定されます。最大ライン電圧 VMAX のとき、電流は360µAに設定されます。この条件では、 抵抗値は （VMAX/360µA） に等しくなります。 DC 入力のアプリケーションやPFC 機能のないAC 入力のア プリケーションでは、VIN_SENSE からACライン電圧ではなく INTVCC に25k 抵抗を接続します。 臨界導通モードの動作 臨界導通モードは可変周波数スイッチング手法であり、サイク ルごとに2 次側電流を必ずゼロに戻します。電流検出手法が サイクルごとに2 次側電流をゼロに戻すことを仮定しているの で、LT3798はバウンダリ・モードと不連続モードに基づいて 臨界電流を求めます。DCMピンは小容量のコンデンサと併用 して高速電流入力コンパレータを使用し、3 次巻線のdv/dtを 検出します。漏れインダクタンスによる誤ったトリップを防ぐた め、スイッチがオフした後に600ns ∼ 2μsのブランキング時間 が与えられます。この時間は、 「標準的性能特性」 のセクション の 「漏れインダクタンスのブランキング時間とSENSEの電流 制限しきい値」 の曲線によって決まります。検出器は、2 次側ダ イオードがオフするときの3 次巻線の電圧低下によってDCM ピンに流れる80μAの電流を検出します。出力電流がこのコン パレータの出力を使って求められるので、この検出は重要で す。スイッチ電圧が引き続きVIN + VOUT • NPS に近く、スイッ チ・ノードの寄生容量に蓄積されたすべてのエネルギーを消 費する可能性があるので、これはスイッチをオンする最適な時 点ではありません。2 次側電流がゼロに達すると不連続なリン 3798fa 11 LT3798 動作 ギングが始まり、スイッチ・ノードの寄生容量のエネルギーが 入力コンデンサに移動します。これは、スイッチ・ノードの寄生 容量とトランスの1 次巻線の磁化インダクタンスで構成される 2 次のネットワークです。この不連続なリンギングの間のスイッ チ・ノードの最小電圧はVIN – VOUT • NPS です。LT3798は、 不連続なスイッチ波形の間、dv/dt 検出器を使ってスイッチ波 形の勾配が負から正になる時点を検出することにより、この時 点でスイッチをオンに戻します。このスイッチング手法は効率 を5% 改善する可能性があります。 検出抵抗の選択 外 付 けNチャネルMOSFETのソースとGNDの 間 の 抵 抗 RSENSE は、電流制限しきい値を超えることなくアプリケーショ ンをドライブする適正なスイッチ電流が得られるように選択し ます。 力率補正を行わないアプリケーションでは、次式に従って抵 抗を選択します。 RSENSE = 2(1– D)NPS • 95% IOUT • 42 where D= VOUT • NPS VOUT • NPS + VIN 力率補正を行うアプリケーションでは、次式に従って抵抗を 選択します。 RSENSE = 2(1– D)NPS • 47.5% IOUT • 42 where D= VOUT • NPS VOUT • NPS + VIN 最小電流制限 LT3798は、ピーク電流制限の約 18%の最小電流制限を行い ます。電流制限値が小さいと動作周波数が非常に高くなるの で、臨界導通モードで動作するときに最小電流制限が必要 になります。出力電圧検出回路には、3 次巻線の出力電圧を 検出するために最小時間のフライバック波形が必要です。必 要な時間は350nsです。最小電流制限により、小型のトランス を使用することができます。これは、出力電圧の情報をサンプ リングする時間を与えるのに、1 次側インダクタンスを大きく磁 化させる必要がないからです。 ライン入力電流のクロスオーバー歪みを改善させるため、 VIN_SENSE の電流が 27µAより小さくなると、補助の6%の最 小電流制限が有効になります。この小さい最小電流制限では オフ時間が非常に短くなるので、サンプル・ホールドが非アク ティブになります。 汎用入力 LT3798は90VAC ∼ 265VACの一般的な入力電圧範囲で動 作します。 「標準的性能特性」 のセクションの 「出力電圧と入力 電圧」 および 「出力電流と入力電圧」 のグラフは、 「標準的応用 例」 のセクションの最初のアプリケーション回路の出力電圧お よび出力電流の入力レギュレーションを示しています。 巻数比の選択 バウンダリ・モード動作では、トランスの巻数比の選択に大き な自由度が与えられます。最大入力電圧ではデューティ・サイ クルを小さくし、NPS を小さく保つことを推奨します。これは、 AC 波形がゼロ・ボルトまで低下すると、デューティ・サイクルが 大きくなるからです。NPS を大きくすると出力電流が増加しま すが、1 次側の電流制限は一定に保たれます。これは良い案 に思えますが、代償として2 次側ダイオードのRMS 電流が増 加します。このことは、1 次側 MOSFETのスイッチとしての性能 が優れているので、望ましいと言えないかもしれません。NPS を大きくすると2 次側ダイオードの電圧ストレスが小さくなりま すが、1 次側 MOSFETの電圧ストレスが大きくなります。最大 出力負荷でのスイッチング周波数が一定に保たれると、NPS に関係なく、トランスによってサイクルごとに供給されるエネル ギーの量も一定に保たれます。したがって、トランスのサイズ は実際的なNPSの値では変わりません。所定のアプリケーショ ンに最適なMOSFETとダイオードを探す有効な方法は、巻数 比を調整することです。 3798fa 12 LT3798 動作 スイッチ電圧のクランプ要件 絶縁要件が追加されることにより、AC 電源トランスの漏れイ ンダクタンスが大きくなります。漏れインダクタンスによるエネ ルギーは2 次側に結合されませんが、MOSFETのドレイン・ ノードに注入されます。400V 以上の定格のMOSFET がなだ れ降伏によってこのエネルギーを必ずしも処理できるとは限 らないので、これは問題です。したがって、MOSFETを保護 する必要があります。すべてのオフライン・アプリケーションに は、図 3に示すように、トランジェント電圧サプレッサ （TVS） とダイオードを接続することを推奨します。TVSデバイスには (VOUT + VF) • NPSより大きな逆ブレークダウン電圧が必要で す。ここで、VOUT はフライバック・コンバータの出力電圧、VF は2 次側ダイオードの順方向電圧、NPS は巻数比です。TVSク ランプの代わりに、RCDクランプを使用することができます。 寄生容量の値が求められ、これにより寄生インダクタンスも初 期時間から求められます。同様に、前に述べたスイッチの容量 とトランスの漏れインダクタンスを使って初期値を推定するこ とができます。いったんドレイン・ノードの容量とインダクタン スの値が分ると、スナバ容量に直列抵抗を追加することによっ て電力を消費し、リンギングを大幅に減衰させることができま す。観測された時間（tPERIOD および tPERIOD(SNUBBED)） とスナ バ容量（CSNUBBER） を使って最適な直列抵抗を求める式を 以下に示し、この結果得られる波形を図 4に示します。 CPAR = LPAR = VSUPPLY VSUPPLY GATE GATE CSNUBBER tPERIOD(SNUBBED) 2 –1 tPERIOD tPERIOD2 CPAR • 4π2 LPAR CPAR RSNUBBER = 90 80 70 3798 F03 図 3. TVS および RCD のスイッチ電圧クランプ 短絡からの保護が必要な設計には、スパイクのクランプに加 えて、RCスナバを使用することによってリンギングの量を減ら すことが必要となる場合があります。漏れインダクタンスによる リンギングは短絡状態のときに最悪になり、バイアス・コンデ ンサをピーク充電することでコンバータがオン/オフを繰り返 さないようにできます。出力ダイオードの電力損失を小さく保 つには、オン/オフ・サイクルが必要です。代わりに、ヒートシン クを使ってダイオード温度を管理することができます。 RCスナバの推奨設計手順は、スナバなしでMOSFETをオフ するときのMOSFETのドレインのリンギング時間を測定し、 次いで、容量を （100pF 程度から始めて） リンギング時間が 1.5 倍∼ 2 倍になるまで増やします。この時間の変化によって VDRAIN (V) 60 50 40 30 スナバなし スナバ・ コンデンサあり 抵抗と コンデンサあり 20 10 0 0 0.05 0.10 0.15 0.20 TIME (µs) 0.25 0.30 3798 F04 図 4. 異なるRCスナバを使ったMOSFET のドレインで 観測される波形 スナバによって吸収されるエネルギーは熱に変換され、負荷 には供給されないことに注意してください。高電圧や高電流 のアプリケーションでは、スナバを熱損失に対応したサイズに する必要があるかもしれません。容量性損失によるスナバ抵 3798fa 13 LT3798 動作 抗の電力損失を求めるには、MOSFET がオンする直前のドレ イン電圧を測定し、この電圧とMOSFETのスイッチング周波 数に関係する次式を使って予測される電力損失を求めます。 PSNUBBER = fSW • CSNUBBER • VDRAIN2/2 LT3798と一緒に使用するように予め設計されたフライバック・ トランスを製作するため、主要な磁気部品メーカ数社と協力 してきました。これらのいくつかのトランスの詳細を表 1に示し ます。 コンデンサの値を小さくすると、MOSFETのドレインのピーク 電圧が上昇する代わりにスナバで消費される電力を低減でき る一方で、容量の値を大きくするとオーバーシュートが小さく なります。 トランスの設計に関する検討事項 トランスの仕様と設計は、LT3798をうまく利用する上で重要 な部分です。高周波数用絶縁型電源トランスの設計に関する 一般的な注意事項に加えて、以下の情報を注意深く検討しま す。 トランスの2 次側の電流は1 次側でサンプリングされる電 流から推定されるので、トランスの巻数比を厳密に制御して 安定した出力電流を確保する必要があります。 トランス間の巻数比に 5%の許容誤差があると、出力レギュ レーションに 5%より大きな変化が生じる可能性がありま す。幸い、ほとんどの磁気部品メーカは1% 以内の許容誤差 の巻数比を保証することができます。リニアテクノロジーは、 ループ補償 電圧帰還ループは従来のGMエラーアンプです。PFC が正常 に動作するため、ループのクロスオーバー周波数はライン周 波数の2 倍よりも大幅に低く設定されています。 電流出力の帰還ループは、オペアンプの負入力と出力の間の 補償コンデンサを使った積分器で構成されています。これは 1ポール・システムなので、補償にゼロを必要としません。PFC 機能を備えたオフライン・アプリケーションでは、クロスオー バー周波数を120Hzや100Hzのライン周波数より1 桁小さく 設定する必要があります。 「標準的応用例」 では、補償コンデ ンサは0.1μFです。 PFC 機能のないアプリケーションでは、クロスオーバー周波 数を上げてトランジェント性能を改善することができます。最 適な性能を得るには、望みのクロスオーバー周波数をスイッチ ング周波数より1 桁小さく設定する必要があります。 表 1. 予め設計されたトランス （注記がない限り、標準仕様） ターゲット・ アプリケーション (VOUT/IOUT) 22V/1A トランスの 製品番号 JA4429 サイズ (L W H) 21.1mm×21.1mm×17.3mm LPRI (µH) 400 NPSA (NP:NS:NA) 1:0.24:0.24 RPRI (mΩ) 252 RSEC (mΩ) 126 メーカ Coilcraft 7508110210 15.75mm×15mm×18.5mm 2000 6.67:1:1.67 5100 165 Würth Elektronik 10V/0.4A 750813002 15.75mm×15mm×18.5mm 2000 20:1.0:5.0 6100 25 Würth Elektronik 3.8V/1.1A 750811330 43.2mm×39.6mm×30.5mm 300 6:1.0:1.0 150 25 Würth Elektronik 18V/5A 750813144 16.5mm×18mm×18mm 600 4:1:0.71 2400 420 Würth Elektronik 28V/0.5A 750813134 16.5mm×18mm×18mm 600 8:1:1.28 1850 105 Würth Elektronik 14V/1A 750811291 31mm×31mm×25mm 400 1:1:0.24 550 1230 Würth Elektronik 85V/0.4A 750813390 43.18mm×39.6mm×30.48mm 100 1:1:0.22 150 688 Würth Elektronik 90V/1A 750811290 31mm×31mm×25mm 460 1:1:0.17 600 560 Würth Elektronik 125V/0.32A X-11181-002 23.5mm×21.4mm×9.5mm 500 72:16:10 1000 80 Premo 30V/0.5A 750811248 31mm×31mm×25mm 300 4:1.0:1.0 280 25 Würth Elektronik 24V/2A S001621 25mm×22.2mm×16mm 820 16:1.0:4.0 1150 10 Renco 5V/4A 750312872 43.2mm×39.6mm×30.5mm 14 1:1:0.8 11 11 Würth Elektronik 28V/4A 3798fa 14 LT3798 動作 MOSFETとダイオードの選択 力率補正 / 高調波成分 LT3798は、強力な1.9Aゲート･ドライバを備えており、ほと んどの高電圧 MOSFETを効率的にドライブすることができ ます。効率を最大にするには、Qg が小さいMOSFETを推奨 します。ほとんどのアプリケーションでは、MOSFETの温度 上昇を制限するようにRDS(ON) を選択する必要があります。 MOSFET がオフ状態で2 次側ダイオードに電流が流れている 間、MOSFETのドレインが VOUT • NPS + VIN のストレスを受 けます。ただし、ほとんどのアプリケーションでは、漏れインダ クタンスによる電圧スパイクはこの電圧を超えます。このスト レスの電圧はスイッチの電圧クランプによって決まります。ス イッチ波形をオシロスコープで常にチェックして、漏れインダク タンスによる電圧スパイクが MOSFETのブレークダウン電圧 より低いことを確認します。 トランジェント電圧サプレッサとダ イオードは漏れインダクタンスによる電圧スパイクより遅いの で、計算値より高い電圧になります。 LT3798は、内部乗算器を使ってメイン・パワースイッチのピー ク電流をライン電圧に比例させることにより、力率を大きくし て高調波成分を小さくします。ほとんどのアプリケーション では、このデータシートの設計の計算式に従うことにより、 0.97 以上の力率が容易に達成できます。適切に設計すること により、LT3798のアプリケーションはほとんどの高調波の基 準を容易に満たすことができます。 2 次側漏れインダクタンスによってダイオードのアノードにリン ギングが生じることにより、2 次側ダイオードのストレスが最大 でVOUT + 2 • VIN/NPS になる可能性があります。ダイオード と並列にRCスナバを接続すると、このリンギングが除去され るので、逆電圧ストレスはVOUT + VIN/NPS に制限されます。 NPS が大きく出力電流が 3A 以上の場合、ダイオードを流れる IRMS が非常に大きくなる可能性があるので、順方向電圧降 下が小さいショットキー・ダイオードを推奨します。 不連続モードの検出 不連続モードの検出器は、AC 結合を使って3 次巻線のリン ギングを検出します。ほとんどの設計に、30kの抵抗と直列接 続した22pFのコンデンサを推奨します。漏れインダクタンスに よるリンギングの大きさによっては、漏れインダクタンスによる リンギングによって誤ったトリップが生じないように、追加の 電流が必要になる可能性があります。INTVCC からDCMピン に抵抗を接続すると、この電流が増えます。場合によっては、 最大 100μAの追加の電流が必要になる可能性があります。 DCMピンは約 0.7Vなので、抵抗値は以下の式を使って選択 します。 R= 軽出力負荷での動作 LT3798は、3 次巻線の電圧を調べることにより、出力の過電 圧状態を検出します。メイン・パワースイッチがオフ状態で2 次 側ダイオードに電流が流れている場合、3 次巻線の電圧は出 力電圧に比例します。出力電圧を検出するには、出力に電力 を供給する必要があります。出力電流が非常に小さい場合、 このように出力電流を周期的に流すと負荷電流を超える可能 性があります。OVPピンによって出力の過電圧しきい値が設 定されます。サンプル・ホールドの出力がこの電圧を上回ると、 図 5に示すように、最小スイッチング周波数が 1/8になります。 このOVPのしきい値は1.35Vより高く設定する必要があり、ま た出力電圧トランジェントを避けて設定するようにしてくださ い。出力クランプ・ポイントは次式を使って設定します。 VOUT = VOVP(R4 + R5)/(NST • R5)–(VF + (R4•ITC)/NST) VOVP ピンの電圧はVREF ピンからの抵抗分割器によって供給 することができます。この周波数分割によって出力に供給され る出力電流が大きく減少しますが、残りの出力電流を消費す るためにツェナー・ダイオードや抵抗が必要です。ツェナー・ダ イオードの電圧は、FBピンに接続された抵抗分割器によって 設定される出力電圧より5% 高くする必要があります。高出力 電力のアプリケーションでは、ツェナー・ダイオードの温度を 仕様範囲内に保つために、複数のツェナー・ダイオードを直列 に接続することが必要な場合があります。 10V – 0.7V I ここで、IはDCMピンに流れる追加の電流に相当します。 3798fa 15 LT3798 動作 出力短絡状態からの保護 DC 入力電圧での使用 出力短絡状態の間、図 6に示すように、LT3798は最小動作周 波数で動作します。通常動作時には3 次巻線がデバイスに電 力を供給しますが、短絡状態の間は3 次巻線の電圧はゼロに なります。これにより、デバイスのVIN のUVLO がスイッチング をシャットダウンします。VIN がターンオン電圧に達すると、デ バイスはスイッチングを再開します。 LT3798は、低い電圧から非常に高い電圧のDC 入力電圧の アプリケーションで良好に動作する柔軟性があります。電源 電圧が 40Vより低い場合、起動抵抗が不要で、デバイスの VIN を電源電圧に直接接続することができます。40Vより高い 電圧での起動シーケンスは、高電圧のオフライン電源電圧に 関して説明したものと同様です。 LT3798は低速の50Hz/60Hz AC 入力電圧に対してPFC 機能 を実行する必要がないので、ループ補償部品の値は高速の ループ応答が得られるように選択することができます。DC 入 力のアプリケーションでは、VIN_SENSE からINTVCC に25kの 抵抗を接続します。 V3RD WINDING 20V/DIV VOUT 10V/DIV IOUT 1A/DIV 1ms/DIV 3798 F05 図 5. 出力開放時または負荷が非常に軽いとき のスイッチング波形 VIN 20V/DIV V3RD WINDING 50V/DIV IPRI 1A/DIV 100ms/DIV 3798 F06 図 6. 出力短絡時の周波数スイッチング波形 3798fa 16 LT3798 標準的応用例 汎用入力 24W PFC バス・コンバータ L2 800µH L1 33mH BR1 C1 0.068µF 90V TO 265V AC C2 0.1µF R3 499k R4 499k R5 1M R7 100k R17 D2 20Ω R8 100k C4 C5 4.7pF 10µF D3 4:1:1 R13 2k VIN DCM VIN_SENSE FB R14 90.9k Z1 R15 4.99k EN/UVLO R6 95.3k BR1: DIODES, INC. HD06 C8: VISHAY 440LD22-R D1: CENTRAL SEMICONDUCTOR CMR1U-06M D2, D3: DIODES INC. BAV20W D4: CENTRAL SEMICONDUCTOR CMR1U-02M M1: FAIRCHILD FDPF15N65 T1: COILCRAFT JA4429-AL Z1: FAIRCHILD SMBJ170A Z2: CENTRAL SEMICONDUCTOR CMZ5937B GATE CTRL3 SENSE CTRL2 INTVCC CTRL1 R12 221k R10 16.5k COMP+ C3 2.2µF + C10 560µF ×2 D1 M1 Z2 RS 0.05Ω C8 2.2nF C9 4.7µF GND OVP VC 24V 1A COMP– “Y1 CAP” C7, 0.1µF 3798 TA02 汎用入力 48W PFCアプリケーション L1 1mH L2 27mH R9 40.2k C6 22pF R16 20Ω LT3798 VREF R11 100k D4 BR1 C1 0.1µF 90V TO 265V AC C2 0.22µF R3 499k R7 100k R4 499k R8 100k R17 D2 47Ω D3 R5 2.4M VIN EN/UVLO R13 33k BR1: DIODES, INC. HD06 C8: VISHAY 440LD22-R C11: MURATA GRM32ER7YA106KA12L D1: CENTRAL SEMICONDUCTOR CMR1U-06M D2, D3: DIODES INC. BAV20W D4: DIODES INC. SBR20A200CTB M1: INFINEON IPB60R165CP T1: WÜRTH ELEKTRONIK 750811248 Z1: FAIRCHILD SMBJ170A Z2: CENTRAL SEMICONDUCTOR CMZ5937B LT3798 R15 5.49k D4 Z1 R9 40.2k CTRL3 GATE CTRL2 SENSE CTRL1 INTVCC R10 31.6k GND COMP+ VC C3 1µF COMP– C7, 0.1µF R16 20Ω 1000µF ×2 M1 C9 4.7µF 24V 2A + C10 D1 OVP R12 221k R14 100k C6 22pF VREF R11 100k 4:1:1 DCM FB VIN_SENSE R6 301k C4 22pF C5 10µF C11 10µF ×2 Z2 RS 0.03Ω C8 2.2nF “Y1 CAP” 3798 TA03 3798fa 17 LT3798 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ を参照してください。 MSE パッケージ 16 ピン・プラスチック MSOP、露出ダイ・パッド （Reference LTC DWG # 05-08-1667 Rev E） 露出パッド・オプションの 底面図 2.845 ± 0.102 (.112 ± .004) 5.23 (.206) MIN 2.845 ± 0.102 (.112 ± .004) 0.889 ± 0.127 (.035 ± .005) 8 1 0.35 REF 1.651 ± 0.102 (.065 ± .004) 1.651 ± 0.102 3.20 – 3.45 (.065 ± .004) (.126 – .136) DETAIL “B” 0.305 ± 0.038 (.0120 ± .0015) TYP 16 0.50 (.0197) BSC 4.039 ± 0.102 (.159 ± .004) (NOTE 3) 推奨する半田パッド・レイアウト 0.254 (.010) 9 16151413121110 9 0.12 REF DETAIL B の コーナーテールは リードフレームの特徴の 一部参考のみ 測定を目的としない 0.280 ± 0.076 (.011 ± .003) REF DETAIL “A” 0° – 6° TYP ゲージ・ プレーン 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 4) 4.90 ± 0.152 (.193 ± .006) 0.53 ± 0.152 (.021 ± .006) DETAIL “A” 1.10 (.043) MAX 0.18 (.007) シーティング・ プレーン 0.17 – 0.27 (.007 – .011) TYP 1234567 8 0.50 (.0197) BSC NOTE： 1. 寸法はミリメートル（インチ） / 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリを含まない モールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリは、各サイドで 0.152mm （0.006"） を超えないこと 4. 寸法には、 リード間のバリまたは突出部を含まない リード間のバリまたは突出部は、各サイドで 0.152mm （0.006"） を超えないこと 5. リードの平坦度（成形後のリードの底面） は最大 0.102mm （0.004"） であること 6. 露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない 露出パッドのモールドのバリは、各サイドで 0.254mm （0.010"） を超えないこと 0.86 (.034) REF 0.1016 ± 0.0508 (.004 ± .002) MSOP (MSE16) 0911 REV E 3798fa 18 LT3798 改訂履歴 REV 日付 概要 A 12/12 Hグレードおよび MPグレードの製品を追加 ページ番号 2、3 3798fa リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 19 LT3798 標準的応用例 広範囲入力の産業用 112W DC 電源 VIN 20V TO 60V R17 D2 20Ω R7 6.8k C2 10µF TO INTVCC R4 24k R5 402k R8 6.8k D3 VIN R13 15k EN/UVLO 1:1:0.8 R14 100k DCM FB VIN_SENSE R6 51.1k C4 15pF C5 10µF R15 5.9k LT3798 D4 C6 22pF Z1 Z3 D1 D5 C10 10µF ×4 28V 4A VREF R11 100k R9 40.2k CTRL3 GATE CTRL2 SENSE CTRL1 INTVCC OVP R12 221k R10 34.8k VC M1 C9 4.7µF GND COMP+ C3 0.1µF R3 16.2k C2: TDK C5750X7S2A106M C8: VISHAY 440LD22-R C10: MURATA GRM32ER7YA106KA12L D1: DIODES INC. DFLS1150 D2, D3: DIODES INC. BAV20W D4: ON SEMICONDUCTOR MBR20200CT D5: DIODES INC. DFLS2100 COMP– Z2 RS 0.004Ω C8 2.2nF “Y1 CAP” C7, 22nF 3798 TA04 M1: T1: Z1: Z2: Z3: FAIRCHILD FDP2532 WÜRTH ELEKTRONIK 750312872 DIODES INC. SMCJ60A CENTRAL SEMICONDUCTOR CMZ59398 FAIRCHILD SMBJ170A 関連製品 製品番号 LT3799/LT3799-1 説明 アクティブ PFC 機能を備えたオフラ イン絶縁型フライバックLEDコント ローラ 100V 絶縁型フライバック・コント ローラ 40V 絶縁型フライバック・コンバータ 注釈 オプトカプラ不要、TRIAC 調光可能、外付け部品によってのみVINと VOUT を制限、MSOP-16E パッケージ 5V ≤ VIN ≤ 100V、オプトカプラ不要のフライバック・コントローラ、 高電圧ピン間にスペースを設けたMSOP-16 パッケージ LT3573/LT3574/LT3575 1.25A/0.65A/2.5Aスイッチを内蔵したオプトカプラ不要のモノリシック・ フライバック・コンバータ LT3511/LT3512 100V 絶縁型フライバック・コンバータ 240mA/420mAスイッチを内蔵したオプトカプラ不要のモノリシック・フ ライバック・コンバータ LT3757/LT3758 40V/100Vフライバック/ 昇圧コント 小型パッケージ、強力なゲートドライブを備えた汎用コントローラ ローラ LT3957/LT3958 40V/100Vフライバック/ 昇圧コン 5A/3.3Aスイッチを内蔵したモノリシック・コンバータ バータ LTC3803/LTC3803-3/LTC3803-5 200kHz/300kHzフライバック・コント 外付け部品によってのみVINとVOUT を制限 ローラ LTC3805/LTC3805-5 周波数を調整可能なフライバック・ 外付け部品によってのみVINとVOUT を制限 コントローラ LT3748 3798fa 20 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp LT1212 REV A • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2012