アプリケーションノート 電源用ＩＣ スイッチングレギュレータ（NJM2360 / 2360A） Ver 1.0 -1- NJM2360/60A の応用 【注意事項】 １． 当社は、製品の品質、信頼性の向上に努めておりますが、半導体製品はある確率で故障が発生すること がありますので、当社半導体製品の故障により結果として、人身事故、災害事故、社会的な損害等を生じ させることのないように、お客様の責任においてフェールセーフ設計、冗長設計、延焼対策設計、誤動作 防止設計等の安全設計を行い、機器の安全性の確保に十分留意されますようお願いします。 ２． 本アプリケーションノートに掲載されている製品を、特に高度の信頼性が要求される下記の機器にご使 用になる場合は、必ず事前に当社営業窓口までご相談願います。 ・航空宇宙機器 ・海底機器 ・発電制御機器（原子力、火力、水力等） ・生命維持に関する医療装置 ・防災／防犯装置 ・可動物の制御機器（自動車、飛行機、鉄道、船舶等） ・各種安全装置 ３． 本アプリケーションノートに掲載されている製品の仕様を逸脱した条件でご使用になりますと、製品の 劣化、破壊等を招くことがありますので、なさらないように願います。仕様を逸脱した条件でご使用にな られた結果、人身事故、災害事故、社会的な損害等を生じた場合、当社は一切その責任を負いません。 ４． 本アプリケーションノートに掲載されている製品の仕様等は、予告なく変更することがあります。ご使 用にあたっては、納入仕様書の取り交わしが必要です。 このアプリケーションノートの掲載内容の正確さには万全を期しておりますが、掲載内容について何ら かの法的な保証を行うものではありません。とくに応用回路については、製品の代表的な応用例を説明す るためのものです。また、工業所有権その他の権利の実施権の許諾を伴うものではなく、第三者の権利を 侵害しないことを保証するものでもありません。 -2- NJM2360/60A の応用 は じ め に 電子機器の小型化が進む中、電子機器に搭載される電源部の小型化も進み、昔に比べ様変わりしてきていま す。近年では"オン・ボード電源"がもてはやされ電源の専門家でなくとも電源回路を設計する機会が増えてい ます。 電源回路は一見簡単にみられがちですが、実際に設計してみると意外に難しく、様々な"ノウ・ハウ"が必要 です。特にスイッチング電源を設計するとなると、さらなる困難が待ち受けています。 本アプリケーションノートは、電源の専門家でない方を対象に構成しています。従って専門家の方々にとっ ては、わかりきった内容になっているかもしれませんが、少しでも多くの方に弊社電源 IC を御使用いただき たく、その参考になればと本アプリケーションノートを発行しました。 本文中、説明や展開において不十分な点も多くあると思いますが、皆様方からご教示を賜れば幸いです。 平成 15 年 4 月 新日本無線株式会社 汎用 IC 事業部 商品企画部 -3- NJM2360/60A の応用 第１章 カタログについて ６ページ 第２章 NJM2360/60A の応用 １．カタログ項目について ９ページ ２．使用上の注意点 １９ページ ３．各種応用回路例 -4- ３−１．降圧回路・小電力 ２１ページ ３−２．降圧回路・大電力 ２６ページ ３−３．昇圧回路・小電力 ３２ページ ３−４．昇圧回路・大電力 ３８ページ ３−５．極性反転回路・小電力 ４５ページ NJM2360/60A の応用 第１章 カタログについて -5- カタログについて NJM2360/60A の応用 ■絶対最大定格 あらゆる条件のもとで、瞬時たりとも越えてはならない限界値です。この値を越えた場合、特性が劣化した り、素子が破壊することがあります。これら全ての項目を充分に満たした設計が必要です。 IC が定格値を越えた状態に瞬時たりともおかれた場合は、たとえ定格内に復帰させても、正常な動作、特 性を保証することはできません。 ① 電源電圧 電源端子と GND 端子に印可し得る最大電圧です。特に電源のノイズやリップルにも注意が必要です。 ② 電圧に関する最大定格 電圧に関する最大定格としては、電源電圧のほか入力電圧、出力電圧等があります。 ③ 電流に関する最大定格 電流に関する最大定格としては、入力電流、出力電流等があります。その最大定格が適用端子に対して規定 した値を一瞬たりとも越えないようにします。 ④ 消費電力 IC 内部で消費し得る電力の最大値です。一般的には常温（周囲温度 25℃）時における値が記載されてい ます。パッケージの形状、材質、ジャンクション温度の規定、実装条件により異なります。 定格値を越えて使用した場合には、製品の自己発熱により劣化・破壊等が起きる可能性があります。 なお、後述の「消費電力−周囲温度特性例」のように消費電力は周囲温度によって値が変わるため注意が必 要です。 ⑤ 動作温度範囲 IC を使用できる温度範囲を示します。通常は周囲雰囲気の温度で示されます。 ⑥ 保存温度 無通電状態において IC を放置できる温度範囲を示します。通常は周囲雰囲気の温度で示します。 ■推奨動作条件 IC のもつ動作、特性が充分に期待できる動作条件の範囲です。 ■電気的特性 記載された条件における IC の電気的諸特性を示します。 最大値／最小値の記入してある項目は、原則として全数試験を実施しています。標準値のみの項目は設計値 または分布中心値を示し、試験を実施しません。 ■特性例 IC の機能、特徴を示す上での代表的な電気的特性例です。一般的には、複数のサンプルによる代表値であ り、バラツキ等は考慮されていません。各条件下（電源電圧・周囲温度など）における特性値の目安として参 照します。 -6- カタログについて NJM2360/60A の応用 ■応用回路例 IC を正常に動作させるための周辺回路を含めた動作回路の一部を掲載したものです。応用回路はユーザー ごとの仕様によって異なるため膨大な数になり、本項ではその代表的な例を掲載しています。なお応用回路例 については参考資料であり、これにより工業所有権、その他権利に対する保証、実施権等の許諾を行うもので はありません。 ■最大許容損失（消費電力−周囲温度特性例） IC の常温（周囲温度 25℃）時の最大許容損失は、各 IC の絶対最大定格で消費電力（PD）として規定され ています。 周囲温度が 25℃を越える場合には、各 IC に対応したパッケージの熱低減曲線（ディレーティングカーブ） を参照することが必要になります。それが、ここで示す「消費電力−周囲温度特性例」に相当します。 一般的な「消費電力−周囲温度特性例」を図 1-1 に示します。 PD (mW) パッケージおよび実装状態で異なります 消費電力 125℃ or 150℃ Topr (max) 25℃ 周囲温度 図 1-1 Tj (max.) Ta (℃) 消費電力−周囲温度特性例 上記「消費電力−周囲温度特性例」では見やすいように斜線を描いていますが、IC を使用するにはこの斜 線の範囲内で使用しなければなりません。 特性例中の記号は、 Tj(max) ：ジャンクション温度の最大値 Topr(max) ：動作温度の最大値 を表します。 特性例中のジャンクション温度 Tj(max)は製品毎に規定しており通常、保存温度 Tstg の最大値と等しくなり ます（Tstg(max) = Tj(max)）。当社 IC では 125℃と 150℃の２種類があります。 また、常温（周囲温度 25℃）時の消費電力 PD(max)は、「絶対最大定格」においてパッケージ毎に記載して います。 なお、製品によっては「消費電力−周囲温度特性例」の記載が無い場合もありますが、25℃時の消費電力 PD とジャンクション温度 Tj(max)を結ぶことにより熱低減曲線を描くことができます。 -7- NJM2360/60A の応用 第２章 NJM2360/60A の応用 -8- NJM2360/60A の応用 NJM2360/60A は、DC/DC コンバータ制御用 IC です。この章では、少ない外付け素子により DC/DC コン バータが構成できる、NJM2360/60A について説明します。 なお、NJM2360Ａは NJM2360 の基準電圧高精度版 IC であり、高精度の外付け抵抗と組み合わせることで、 より精度の高い出力電圧を得ることができます。 １．カタログ項目について ここでは NJM2360/60A のカタログ項目について説明します。 ■NJM2360/60A の端子配列について 図 2-1 に、NJM2360/60A の端子配列を示しま す。IC によっては、パッケージにより端子配列が 異なる場合があり、注意が必要です。 1 8 2 7 3 6 4 5 ピン配置 1. CS スイッチコレクタ 2. ES スイッチエミッタ 3. CT タイミングキャパシタ 4. GND GND 5. INVIN コンパレータ反転入力 6. V+ 電源 7. SI IPK センス 8. CD ドライバコレクタ NJM2360D/60AD NJM2360M/60AM 図 2-1 NJM2360/60A の端子配列 ■NJM2360/60A のブロック図について 図 2-2 に、NJM2360/60A のブロック図を示しま す。ブロック図は IC の内部回路を模式化したもの であり、IC の動作理解や応用回路の設計時の手助 けになります。 スイッチ コレクタ 1 Q2 Q1 スイッチ エミッタ タイミング キャパシタ S 8 ドライバ コレクタ 7 Ipk センス 6 V+ 5 コンパレータ 反転入力 R 2 内蔵パワー トランジスタ 部 Ipk CT OSC 過電流検出回路部 3 VREF 1.25V GND Q 4 COMP 出力電圧検出回路部 図 2-2 NJM2360/60A のブロック図 ■NJM2360/60A の絶対最大定格について 表 2-1 に NJM2360/60A の絶対最大定格（Ta=25℃）を示します。 項 目 記 号 電源電圧 コンパレータ入力電圧 スイッチ電流 V+ VIR ISW 消費電力 PD 動作温度範囲 保存温度範囲 TOPR TSTG 定 NJM2360 40 -0.3∼40 1.5 (DIP 8) 700 (DMP 8) 600 (注) -40∼+85 -40∼+125 格 NJM2360A 40 -0.3∼40 1.5 (DIP 8) 875 (DMP 8) 750 (注) -40∼+85 -40∼+150 単 位 V V A mW ℃ ℃ (注) DMP(M タイプ)消費電力は基板実装時とします。 表 2-1 NJM2360/60A の絶対最大定格 -9- NJM2360/60A の応用 ■NJM2360/60A 電気的特性について 表 2-2 に NJM2360/60A の電気的特性を示します。 直流特性 (V+=5V, Ta=25℃) 項 目 記 号 条 件 + 消費電流 ICC 5≤ V ≤40V CT=0.001uF, SI=V+ INVIN＞Vth, ES=GND 充電電流 放電電流 電圧振幅 充放電電流比 電流制限検出電圧 Ichg 5≤ V+≤40V 5≤ V+≤40V Idischg VOSC Idischg/Ichg VIPK(SENSE) SI=V+ Ichg=Idischg 最小 標準 最大 単位 − 2.4 3.5 mA 20 150 − − 250 35 200 0.5 6 300 50 250 − − 350 uA uA VP-P − mV − 1.0 1.3 V − 0.5 0.7 V 35 − 120 10 − − − nA 1.18 1.225 − 1.25 1.250 40 1.32 1.275 400 V V nA 出力スイッチ（注） 飽和電圧 1 VCE(sat)1 飽和電圧 2 VCE(sat)2 直流電圧利得 オフ時コレクタ電流 hFE IC(Off) ダーリントン接続(CS=CD) ISW=1.0A ISW=1.0A,Ic(driver)=50mA (Forced β≒20) ISW=1.0A,VCE=5.0V VCE=40V コンパレータ スレッシホールド電圧 Vth 入力バイアス電流 IIB (NJM2360 の場合) (NJM2360A の場合) IN+=0V （注）出力スイッチテストは消費電力を最小にするためパルス条件で行う。 表 2-2 NJM2360/60A の電気的特性 電気的特性には、特性表の一番上に必ず測定条件や雰囲気温度等の諸条件が示してあります。特性表の条件 で明記されていない限りは、その条件で試験します。 - 10 - NJM2360/60A の応用 電気的特性の各項目について説明します。 ■直流特性 ①消費電流 ICC IC を動作させるために必要な IC 単体で消費する電流です。負荷変動等による動作電流分は含まれていませ ん。 ②充電電流 Ichg IC の発振周波数を決定する要素の一つである「図 2-3 NJM2360/60A の三角波」の三角波の立ち上がり時 間 ton を決定する項目です。 ③放電電流 Idischg 図 2-3 の三角波の立ち下がり時間 toff を決定する項目です。 ④電圧振幅 Vosc 図 2-3 の三角波の振幅を示します。これら②∼④で三角波の波形が決定されます。 電圧 V VOSC 時間 t ton ton toff ton toff toff 図 2-3 NJM2360/60A の三角波 ⑥充放電電流比 Idischg/Ichg ②、③に示す充電電流と放電電流の比です。 ⑦電流制限検出電圧 VIPK(SENSE) 過電流検出回路が動作するために必要な V+端子−Ipk 端子間の電位差を示します。 V+端子−Ipk 端子間に電流制限検出電圧 VIPK(SENSE)以上の電圧降下が生じたとき、出力トランジスタの発振 動作が停止します。 電流検出制限をかけない場合には、V+端子−Ipk 端子間をショートしてください。 - 11 - NJM2360/60A の応用 ■出力スイッチ 出力スイッチの項目は、表 2-2 電気的特性表の「(注) 出力スイッチテストは消費電力を最小にするためパ ルス条件で行う」が適用されます。 出力スイッチの各特性については、IC の自己発熱による特性変動の影響を避けるため、パルス印加試験に て行います。 ⑧飽和電圧 1 VCE(sat)1 内部パワートランジスタ(Q1,Q2)をダーリントン接続し、1.0A のコレクタ電流を流したときの飽和電圧を示 します。 パワートランジスタが大電流を引く場合、この飽和電圧がスイッチング電源の特性に影響します。 ⑨飽和電圧 2 VCE(sat)2 内部パワートランジスタをダーリントン接続しないで、飽和電圧を測定したものです。これは、内部の初段 トランジスタ Q2 のコレクタ電流(Ic=50mA)を一定にして次段のトランジスタ Q1 に 1.0A のコレクタ電流を流 したときの Q1 の飽和電圧を測定しています。 ⑩直流電流利得 hFE 内蔵パワートランジスタ Q1 に 1A の電流を流したときの Q1 の hFE 値です。この値により内蔵パワートラ ンジスタをダーリントン接続しないときの初段のトランジスタ Q2 のコレクタ電流を決めることができます。 ⑪オフ時コレクタ電流 IC(off) 内蔵パワートランジスタをオフしたときに Q1 のエミッタ−コレクタ間に流れるリーク電流を示します。 アプリケーションで外付けスイッチングトランジスタを接続した場合、このリーク電流によって、外付けス イッチングトランジスタが誤動作しないように設計してください。 ■コンパレータ 出力電圧検出回路部の特性を規定しています。 ⑫スレッシホールド電圧 Vth 出力電圧検出電圧の精度を示します。基準電圧回路自体のバラツキとコンパレータのオフセット電圧のバラ ツキが含まれます。 （NJM2360：±5.6%、NJM2360A：±2%） 応用回路の出力電圧を抵抗分割して帰還をかけ、出力電圧を設定します。 ⑬入力バイアス電流 IIB コンパレータのバイアス電流を示します。このコンパレータは、入力回路が PNP 入力であるため流出電流 になります。 - 12 - NJM2360/60A の応用 ■NJM2360/60A の特性例 ①消費電力−周囲温度特性例 本特性例は、IC が消費できる電力 PD の最大値の温度特性を示したものです。通常、熱低減曲線またはディ レーティングカーブとも呼び、IC を使用する場合、このカーブより下側の領域で使用しなければなりません。 消費電力−周囲温度特性例 (NJM2360) 消費電力−周囲温度特性例 (NJM2360A) 1000 800 消費電力 PD (mW) 消費電力 PD (mW) 1000 DIP 600 DMP 400 200 DIP 800 DMP 600 400 200 0 0 0 25 50 75 100 周囲温度 Ta (℃) 0 25 50 75 100 周囲温度 Ta (℃) 注 DMP(M タイプ)消費電力は基板実装時とします ＜使用例＞ 応用回路の設計において、下記条件になったとします。 NJM2360D (DIP)が消費する電力 ：200mW 使用周囲温度範囲 ：-40∼85℃ 熱低減曲線より NJM2360 で周囲温度 Ta=85℃の場合、消費電力許容値は約 280mW(DIP)となり、最大周 囲温度においても許容値を下回るため問題ないと判断できます。 応用回路において、使用する最高温度で許容値を上回る場合は外部にスイッチングトランジスタを付加し、 NJM2360D の消費電力を下げる必要があります。後述の応用回路例における「外付けトランジスタについ て」を参照ください。 - 13 - NJM2360/60A の応用 ②発振周波数対タイミングキャパシタ特性例 本特性例は、タイミングキャパシタと発振周波数の関係を示したものです。 この特性例を使用し、スイッチング周波数と、その周波数に対応したタイミングキャパシタ値を決めること ができます。 電気的特性の充電電流・放電電流・電圧振幅・充放電電流比から、発振周波数に対応したタイミングキャパ シタ値を算出することもできます。 ③スイッチ ON/OFF 時間対タイミングキャパシタ特性例 本特性例はスイッチ ON/OFF 時間とタイミングキャパシタの関係を示したものです。 この特性例を使用し、 設定された発振周波数における最大 ON 時間を読みとることができます。 このスイッチ ON 時間は、インダクタンス L、ピーク電流 IPK 等を算出するときに用います。 - 14 - NJM2360/60A の応用 ④消費電流対電源電圧特性例 本特性例は、IC の電源電圧に対する消費電流の変動特性を示したものです。 ⑤出力スイッチ飽和電圧（飽和電圧 1）対コレクタ電流特性例（ダーリントン接続） 本特性例は、ダーリントン接続時の出力スイッチ飽和電圧（飽和電圧 1）とコレクタ電流の関係を示したも のです。ただし、測定はパルス印加試験で行います。 内部パワートランジスタ Q2 と Q1 をダーリントン接続しているため、エミッタ−コレクタ間の飽和電圧が 大きくなります。 - 15 - NJM2360/60A の応用 ⑥出力スイッチ飽和電圧（飽和電圧 2）対コレクタ電流特性例(β≒20) 本特性例は、スイッチング電源の効率とドライブ能力を決定する出力スイッチ飽和電圧（飽和電圧 2）とコ レクタ電流の関係を示したものです。ただし、測定はパルス印加試験で行います。 ⑦飽和電圧 1 温度特性例（ダーリントン接続） 本特性例は、ダーリントン接続した内蔵パワートランジスタの、エミッタ−コレクタ間飽和電圧 （コレクタ電流 1A）の温度特性を示したものです。ただし、測定はパルス印加試験で行います。 - 16 - NJM2360/60A の応用 ⑧飽和電圧 2 温度特性例 この特性例は、内蔵パワートランジスタ Q1 のエミッタ−コレクタ間飽和電圧（コレクタ電流 1A）の温度 特性を示したものです。ただし、測定はパルス印加試験で行います。 ⑨消費電流温度特性例 本特性例は、IC 単体の消費電流の温度特性を示したものです。 - 17 - NJM2360/60A の応用 ⑩充放電電流比温度特性例 本特性例は、IC のスイッチング周波数を決定する内部発振回路の充放電電流比の温度特性を示したもので す。本 IC は充放電電流比を"6"（typ. Ta=25℃）に設計しています。 ⑪スレッシュホールド電圧温度特性例 本特性例は、内部基準電圧の温度特性を示したものです。この特性例から、応用回路の出力電圧の温度ドリ フトが推測できます。本 IC は、基準電圧回路にバンドギャップ回路を採用しています。高精度化が必要な場 合は補償を検討してください。 - 18 - NJM2360/60A の応用 ２ 使用上の注意点 ２−１ 間欠発振 NJM2360/60A に限らず、PWM 型スイッチング電源は、間欠発振（パルス抜け）を起こす可能性をもって います。間欠発振のメカニズムを以下に説明します。 ■PWM 型スイッチング電源の間欠発振のメカニズム 図 2-4∼図 2-7 を用いて間欠発振を説明します。 図 2-4 CT 端子発振波形 ON OFF 図 2-5 スイッチングトランジスタ E-C 間電圧波形 ON OFF 図 2-6 出力電力が下がったときの スイッチングトランジスタ E-C 間電圧波形 ON 図 2-6 よりさらに 出力電力が下がったとき OFF パルス抜けが発生します（間欠発振） 図 2-7 間欠発振状態の スイッチングトランジスタ E-C 間電圧波形 図 2-4 にスイッチング電源のタイミングを作り出す CT 端子の発振波形（三角波）を示します。 図 2-5 に一般的なスイッチング電源で使用されるスイッチングトランジスタのエミッタ・コレクタ間 電圧波形（以後、E-C 間波形）を示します。この波形は、図 2-4 と同期した波形となります。 図 2-6 は、図 2-5 の状態から負荷が軽くなり、スイッチング電源の出力電力が下がった場合の E-C 間波形 を示します。出力電力は、スイッチングトランジスタの ON 時間に比例し、出力電力が下がると ON 時間の幅 が狭くなります。 図 2-7 に、さらに出力電力が下がった場合の波形を示します。 - 19 - NJM2360/60A の応用 E-C 間波形の最小幅（分解能）は、制御回路、スイッチングトランジスタ、インダクタンス等で決まります。 この分解能を越えて出力電力が下がった場合、出力電圧が上昇し過電圧の状態になります。この時、スイッチ ング電源は電力の供給を停止し、次のパルスのサイクルで休止状態をつくります。このパルス抜けが発生する 状態を”間欠発振”と呼びます。 ■間欠発振の主な発生原因 PWM 型スイッチング電源における間欠発振の主な原因として、下記の項目が考えられます。 ・スイッチング電源の出力能力が、最大・最小負荷時に対応できない設計になっている場合 ・入力電圧の範囲を十分に考慮していない場合 ・過電流検出回路のバラツキが考慮されていない場合 ・外付け部品（例：スイッチングトランジスタ等）のバラツキが考慮されていない場合 ・GND 配線の引き回しが不適当な場合 等 スイッチング電源では、上記項目を十分に考慮し、十分な確認実験をした上で応用回路および基板を設計す る必要があります。 ■NJM2360/60A 特有の間欠発振 NJM2360/60A では、負荷が軽くなり出力電力が下がった状態だけでなく、負荷が重くなった場合にも間欠 発振が発生する可能性があります。 NJM2360/60A は擬似的な PWM 制御回路を使用しており、この擬似的な PWM 制御回路は、回路の構成上、 負荷が重くなると CT 端子の発振周波数が高くなり、間欠発振が発生します。図 2-8 は負荷を重くした時の CT 端子波形の変化を示します。 負荷を重くしたときの発振波形（周波数が高くなります） ：＜破線＞ 負荷が軽い時：＜実線＞ 図 2-8 NJM2360/60A の CT 端子発振周波数の変化 ON 時間が一定の時に発振周波数が高くなると、NJM2360/60A の出力電力が増加します。 次に、出力電力が増加することは、出力 ON 時間が短くなることを意味します。 引き続き負荷が重くなり、負荷側が必要とする電力に対応した ON 時間が、出力スイッチトランジスタの動 作し得る分解能を超えた瞬間、負荷が必要とする以上の電力を NJM2360/60A は供給してしまいます。 その結果、出力電圧が過電圧の状態となり間欠発振を発生します。 以上より、負荷が変動するような電源にご使用になる場合は、間欠発振が起きる可能性があることを考慮し、 ご使用下さい。しかし、間欠発振が発生した場合にリップル電圧は大きくなりますが、レギュレーション上の 問題はありません。 - 20 - NJM2360/60A の応用 ３．各種応用回路例 ここでは、NJM2360/60A を使用した応用回路例を示します。応用回路例は、各設計条件を満足する１つの 実現例です。入力電圧、最大負荷、外付け部品等のバラツキを十分考慮した上で、必ず実験による確認、合わ せ込みを実施し、実際の回路設計を行ってください。 ３−１ NJM2360/60A 降圧回路：小電力編 ここでは、NJM2360/60A を用いて出力電力 400mW の降圧回路を設計します。 スイッチングトランジスタは NJM2360/60A に内蔵されているパワートランジスタを用います。 NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタの出力電力は 2W 以下を目安とします。ただし、後述の「外付け スイッチングトランジスタについて」を参考に使用温度範囲内において PD 内である事を確認の上回路設計を 行って下さい。 ■設計条件 VIN VO IO Vripple(p-p) η Ta = = ≧ ≦ ≧ = +10V +5V 80mA 50mV 75% 25℃ （入力電圧） （出力電圧） （出力電流） （出力リップル電圧） （想定効率） （周囲温度） 降圧回路の応用回路例を図 2-9 に示します。 VIN=10V RSC 0.6Ω 7 6 8 1 NJM2360/60A η=76.6% 4 CIN 330uF / 25V VO=5V L=300uH / 1A IO=80mA 2 R2 36kΩ 5 3 CT 680pF D1 R1 12kΩ CO 470uF / 25V 図 2-9 小電力降圧回路例 ■発振周波数の決定 発振周波数は、可聴領域、出力電力および NJM2360/60A の周波数特性を考慮し決定します。 今回は小電力を扱い、間欠発振状態を避けるため、発振周波数は低めで可聴領域外に設定します。 「発振周 波数対タイミングキャパシタ特性例」より、タイミングキャパシタおよび発振周波数を設定します。 この応用回路例ではキャパシタとして選択しやすい 680pF に設定しました。 - 21 - NJM2360/60A の応用 発振周波数 ：f = 42kHz タイミングキャパシタ ：CT = 680pF 次に、「スイッチ ON/OFF 時間対タイミングキャパシタ特性例」からタイミングキャパシタ CT=680pF 時の スイッチ ON 時間 ton とスイッチ OFF 時間 toff を読みとります。 スイッチ ON 時間 スイッチ OFF 時間 ：ton = 17.7us ：toff = 4.3us ■インダクタンスの設計 本応用回路例では、図 2-10 に示すように NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタをダーリントン接続し、 スイッチングトランジスタとして使用するので、飽和電圧 VSAT は電気的特性の「飽和電圧 1：VCE(sat)1」の最 大値を代入します。 インダクタンスに蓄えられる電力量は出力電力と等しいため (2-1)式のようになります。 PL = PO = (VIN - VSAT - VO )2 × ton 2 × f （２−１） 2L VO：出力電圧 L：インダクタンス VIN：入力電圧 VSAT：スイッチングトランジスタの飽和電圧 ton：スイッチ ON 時間 ｆ：発振周波数 (2-1)式より、発振周波数 f、インダクタンス L および各電圧が一定の場合には、出力電力 PO はスイッチ ON 時間 ton の二乗に比例します。 この式に各定数を代入し、インダクタンス L の値を求めます。 VSAT (VCE(SAT)1) VIN 1 L VO 2 8 D1 CO NJM2360/60A 図 2-10 内蔵パワートランジスタの構成 L (MIN ) = = (VIN - VSAT - VO )2 × ton 2 × f 2 × PO (10 - 1.3 - 5)2 × (17.7u)2 × 42k 2 × 5 × 0.08 =225uH インダクタンス L の値は 225uH 以上のものを使用します。 応用回路例では、L=300uH としました。 - 22 - （２−２） NJM2360/60A の応用 ■ピーク電流の計算について スイッチングトランジスタおよびインダクタンスに流れるピーク電流 Ipk(MAX)は、 次の (2-3)式で求まります。 V - VSAT - VO Ipk (MAX ) = IN × ton L 10 - 1.3 - 5 = × 17.7u 300u （２−３） =218mA ピーク電流は Ipk(MAX)=218mA となります。 インダクタンス L に要求される許容電流値は、通常目安として Ipk(MAX)の約 2 倍が必要です。 以上より、L の許容電流値：IL(MIN)=450mA 以上となります。 ■外付けスイッチングトランジスタについて 本応用回路例 (図 2-9)では外付けスイッチングトランジスタは必要ありません。NJM2360/60A の消費電力 およびピーク電流 Ipk(MAX)の２点から外付けスイッチングトランジスタが不要なことを確認します。 ①NJM2360/60A（内蔵パワートランジスタ）が消費する電力 チョッパ型の DC/DC コンバータの電力損失は、ほとんどスイッチングトランジスタで消費されます。 NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタをスイッチングトランジスタとして使用した場合、電力損失はほ とんどが NJM2360/60A 内部で消費されます。ここでは概算により NJM2360/60A の内部で消費する電力を求 めます。 出力電力 PO と想定効率ηの関係より入力電力を算出します。 PIN = PO VO × IO 5 × 0.08 = = = 533mW η η 0.75 （２−４） よって、NJM2360/60A が消費する電力は次のようになります。 PIN – PO = 533 – 400 = 133mW （２−５） NJM2360/60A の絶対最大定格の消費電力 PD(MAX) NJM2360 ・・・・DIP：700mW DMP：600mW（基板実装時） NJM2360A ・・・・DIP：875mW DMP：750mW（基板実装時） 以上から、NJM2360/60A が消費する電力は PD(MAX)内におさまっているため、内蔵パワートランジスタをス イッチングトランジスタとして使用しても問題ありません。ただし、これは周囲温度が 25℃の場合であり、 使用する最高温度での消費電力許容値を「消費電力対周囲温度特性」にて確認する必要があります。 - 23 - NJM2360/60A の応用 ②ピーク電流 NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタのスイッチ電流は最大定格 1.5A を規定しています。 これに対し、 応用回路例のピーク電流は Ipk(MAX)=218mA であり、ピーク電流はスイッチ電流を下回っています。したがっ て内蔵パワートランジスタを使用しても問題ありません。 以上の 2 点より外付けスイッチングトランジスタは不要となります。 ■検出抵抗 R1 および R2 の設計 NJM2360/60A には基準電圧 VREF=1.25Ｖとその電圧を比較するコンパレータが含まれています。このコン パレータ反転入力(５ピン)に出力電圧検出抵抗 R1・R2 で分圧した電圧を印加することにより出力電圧を決定 します。 出力電圧検出抵抗を設計する場合、コンパレータの入力バイアス電流を考慮しなければなりません。バイア ス電流を無視できる値の電流を R1 および R2 に流すことにより検出精度を良くすることができます。 IIB(MAX)=400nA：Ta=25℃ R1、R2 に流れる電流は、IIB に対して 100 倍以上に設定すれば良いでしょう。 ここでは R2 に流れる電流を IIB の 250 倍に設定したときの R2 を求めます。（IR2=250・IIB） R2 = VO - Vth 5 - 1.25 = = 37.5kΩ IR 2 400 × 10 -9 × 250 ( ) （２−６） R1、R2 に流れる電流は、IIB に対してはるかに大きいため IR1=IR2 と見なすことができます。 よって、R1 は次のようになります。 R1 = Vth 1.25 = = 12.5kΩ IR1 400 × 10 -9 × 250 ( ) （２−７） 実際には上記の抵抗値に近いもので、R1・R2 の比を合わせて抵抗値を決定します。応用回路例では検出抵 抗を、R1=12Ω、R2=36kΩとしました。 ■RSC（過電流検出抵抗）の設計 過電流検出回路は過電流に対するパワートランジスタとインダクタンスを保護する回路です。それぞれの許 容電流は ①パワートランジスタ ：スイッチ電流の絶対最大定格 ISW ②インダクタンス ：許容電流値（直流重畳値）の最小値 IL(MIN) ですが、過電流として検出する値は①と②の値のうち低い方の値を使い、過電流検出抵抗 RSC を設計します。 今回の設計では ISW=1.5A、IL(MIN)=450mA となり、IL(MIN)=450mA を使います。 - 24 - NJM2360/60A の応用 電気的特性の電流制限検出電圧 VIPK の規定は(MIN：250mV)となりますので、過電流検出抵抗 RSC は (2-8) 式で求めます。 R SC = VIPK (MIN ) IL( MIN) = 250m = 0.56Ω 450m （２−８） 応用回路例では 0.6Ωとしました。 ■出力平滑容量 CO の設計 出力平滑容量 CO は出力リップル電圧を抑制します。 出力平滑容量を求める式として (2-9)式があります。 CO = Ipk (MAX ) × ( ton + toff ) （２−９） 8 × Vripple( p-p ) しかし、入力平滑容量、スイッチングノイズなどの影響により、(2-9)式で求められた出力平滑容量 CO では 出力リップル電圧を設計値通りにはできません。よって、CO は実験により設定するようにしてください。 応用回路例では 470uF としました。 ■ダイオード（フライフォイールダイオード D1）の選択 使用するダイオードは、インダクタンスから放出される電流と電源から供給される電圧（逆方向耐圧）に対 して十分な余裕を持たせ、さらにダイオードの安全動作領域を考慮した上で選択してください。 ダイオードは一般的に、ショットキーバリアダイオードを使用します。 ■特性例 図 2-9、小電力降圧回路の特性例を示します。 6 出力電圧対入力電圧特性例 出力電圧対出力電流特性例 (Vo=5V,Io=80mA,CT=680pF, L=300uH, Ta=25℃) (VIN=10V,Vo=5V, CT=680pF, L=300uH, Ta=25℃) 6 5 出力電圧 Vo (V) 出力電圧 Vo (V) 5 4 3 2 1 0 4 3 2 1 0 0 5 10 15 20 入力電圧 VIN (V) 25 30 0 50 100 150 200 出力電流 Io (mA) 250 - 25 - NJM2360/60A の応用 ３−２ NJM2360/60A 降圧回路：大電力編 ここでは、NJM2360/60A を用いて出力電力 10W の降圧回路を設計します。 スイッチングトランジスタは外付けスイッチングトランジスタを用います。 NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタの出力電圧は 2W 以下を目安とします。 出力電圧が 2W を越える場合は、外付けトランジスタを使用する必要があります。 ■設計条件 VIN VO IO Vripple(p-p) η Ta = = ≧ ≦ ≧ = +20V （入力電圧） +10V （出力電圧） 1A （出力電流） 100mV（出力リップル電圧） 75% （想定効率） 25℃ （周囲温度） 降圧回路の応用回路例を図 2-11 に示します。 VIN=20V RSC 0.05Ω RBE 75Ω RBC 300Ω 8 7 6 4 図 2-11 L= 33.3uH / 5A IO=1A R2 70kΩ VO=10V 1 NJM2360/60A η=75.2% CIN 300uF / 25V 2SA1010 2 5 3 CT 330pF D1 R1 10kΩ CO 300uF / 25V 大電力降圧回路例 ■発振周波数の決定 発振周波数は、可聴領域、出力電力および NJM2360/60A の周波数特性を考慮し決定します。 今回は大電力を扱い、間欠発振を避けるため、発振周波数は高めに設定します。「発振周波数対タイミング キャパシタ特性例」より、タイミングキャパシタおよび発振周波数を設定します。この応用回路例ではキャパ シタとして選択しやすい 330pF に設定しました。 発振周波数 ：fosc = 72kHz タイミングキャパシタ ：CT = 330pF 次に、「スイッチ ON/OFF 時間対タイミングキャパシタ特性例」からタイミングキャパシタ CT=330pF 時の スイッチ ON 時間 ton とスイッチ OFF 時間 toff を読みとります。 スイッチ ON 時間 スイッチ OFF 時間 - 26 - ：ton = 9.4us ：toff = 4.0us NJM2360/60A の応用 ■インダクタンスの設計 本応用回路では図 2-12 に示すように、外付けトランジスタをスイッチングトランジスタに使用するため、 スイッチングトランジスタの飽和電圧 VSAT は外付けトランジスタの飽和電圧 VCE(SAT)EXT となります。 インダクタンスに蓄えられる電力量は出力電力と等しいため (2-10)式のようになります。 (VIN - VSAT - VO ) PL = PO = 2×L VSAT (VCE(SAT)EXT ) IPK VIN 2 × ton 2 × f （２−１０） Tx (2SA1010) (2-10)式より、発振周波数 f、インダクタンス L および各電圧が一定の場合 には、出力電力 PO はスイッチ ON 時間 ton の二乗に比例します。 この式に各定数を代入し、インダクタンス L の値を求めます。ここで VSAT は、外付けトランジスタの飽和電圧 VCE(SAT)EXT の最大値を代入します。 この応用回路例では外付けスイッチングトランジスタを 2SA1010 としま した。 RBE 8 1 Q2 158Ω 2SA1010：VCE(SAT)=0.6V(MAX) （電気的特性より） RBC Q1 2 NJM2360/60A 図 2-12 外付けトランジスタ L (MIN ) = (V IN = - VSAT - VO 2 × PO ) 2 × ton 2 × f （２−１１） (20 - 0.6 - 10 )2 × (9.4u)2 × 72k 2 × 10 × 1 =28uH インダクタンス L の値は 28uH 以上のものを使用します。 応用回路例では L=33.3uH としました。 ■ピーク電流の計算について スイッチングトランジスタおよびインダクタンスに流れるピーク電流 Ipk(MAX)は、次の (2-12)式で求まりま す。 V - VSAT - VO （２−１２） Ipk (MAX ) = IN × ton L 20 - 0.6 - 10 = × 9.4u 33.3u =2.7A ピーク電流は Ipk(MAX)=2.7A となります。 インダクタンス L に要求される許容電流値は、通常目安として Ipk(MAX)の約２倍が必要です。 以上より L の許容電流値：IL(MIN)=5.5A 以上となります。 - 27 - NJM2360/60A の応用 ■外付けスイッチングトランジスタについて 本応用回路例 (図 2-11)では外付けスイッチングトランジスタが必要です。NJM2360/60A の内蔵パワートラ ンジスタをスイッチングトランジスタとして使用出来ないことを、消費電力およびピーク電流 Ipk(MAX)の２点 から確認します。 ①内蔵パワートランジスタを使用した場合に NJM2360/60A が消費する電力 NJM2360/60A の内部で消費する電力を求めます。 出力電力 PO と想定効率ηの関係より入力電力を算出します。 PIN = PO VO × IO 10 × 1 = = = 13.3 W η η 0.75 （２−１３） よって、NJM2360/60A が消費する電力は次のようになります。 PIN – PO = 13.3 – 10 = 3.3W （２−１４） NJM2360/60A の絶対最大定格の消費電力 PD(MAX) NJM2360 ・・・・DIP：700mW DMP：600mW（基板実装時） NJM2360A ・・・・DIP：875mW DMP：750mW（基板実装時） 以上から、NJM2360/60A が内部で消費する電力は PD(MAX)を越えるため、スイッチングトランジスタは外付 けトランジスタを使用する必要があります。 ②ピーク電流 NJM2360/60A 内蔵パワートランジスタのスイッチ電流は最大定格にて 1.5A を規定しております。 それに対し、応用回路例のピーク電流は IPK(MAX)=2.7A です。よって、ピーク電流はスイッチ電流を越える ため NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタを使用することはできません。 以上の２点より外付けスイッチングトランジスタが必要となります。 - 28 - NJM2360/60A の応用 ■外付けスイッチングトランジスタの設計 外付けスイッチングトランジスタは応用回路例上のピーク電流、飽和電圧(VCE(SAT))、パッケージの許容損失、 安全動作領域等を考慮し決定します。 応用回路例では大電流（大電力）スイッチング用トランジスタ 2SA1010 を使用しました。 特性：PC = 40W (Ta=25℃) TxhFE(MIN) = 40 IC(DC) = -7A VCE(SAT) (MAX) = -0.6V ■バイアス抵抗 RBE の設計（図 2-12 外付けトランジスタ 参照） バイアス抵抗 RBE は、外付けスイッチングトランジスタを素早くターンオフさせるために接続します。 この抵抗値が大きすぎるとターンオフが遅くなり、スイッチングによる電力損失が大きくなります。また、 小さすぎると RBE による電力損失が大きくなりいずれも効率低下の原因となります。 バイアス抵抗 RBE を流れる電流はベース電流の 1/10 程度になるよう設計します。ベース電流はピーク電流 とパワートランジスタの電流増幅率で求まります。このとき、外付けトランジスタ(2SA1010)の電流増幅率は 最小値 (TxhFE(MIN) = 40)を使用します。 R BE = VBE × 10 0.6 × 10 = = 89Ω ) ( / Txh 2 .7 / 40 ) PK ( MAX ) FE ( MIN ) (I （２−１５） 応用回路例ではバイアス抵抗 RBE を 75Ωとしました。 ■バイアス抵抗 RBC の設計（図 2-12 外付けトランジスタ 参照） バイアス抵抗 RBC は、内部パワートランジスタが ON したときの外付けスイッチングトランジスタの動作電 位の確保と、大電流を流さないよう動作します。バイアス抵抗 RBC は入力電圧、内蔵パワートランジスタの飽 和電圧、電流増幅率およびピーク電流で求まり、外付けトランジスタ(2SA1010)の電流増幅率は最小値 (TxhFE(MIN) = 40)を使用します。 R BC = (I VIN - VBE - VCE(SAT)1 PK ( MAX ) / Txh FE(MIN ) )× (1 + 1 / 10 ) = 20 - 0.6 - 1.3 = 244 Ω (2.7 / 40 ) × 1.1 （２−１６） 応用回路例ではバイアス抵抗 RBC は 300Ωとしました。 ■検出抵抗 R1 および R2 の設計 NJM2360/60A は基準電圧 VREF=1.25Ｖとその電圧を比較するコンパレータが含まれています。このコンパ レータ反転入力(５ピン)に出力電圧検出抵抗 R1・R2 で分圧した電圧を印加することにより出力電圧を決定し ます。 出力電圧検出抵抗を設計する場合、コンパレータの入力バイアス電流を考慮しなければなりません。バイア ス電流を無視できる値の電流を R1 および R2 に流すことにより検出精度を良くすることができます。 - 29 - NJM2360/60A の応用 IIB(MAX)=400nA：Ta=25℃ R1、R2 に流れる電流は、IIB に対して 100 倍以上に設定すれば良いでしょう。 ここでは R2 に流れる電流を IIB の 300 倍として R1、R2 を求めます。 （IR2=300・IIB） R2 = VO - Vth 10 - 1.25 = = 72.9k Ω IR 2 400 × 10 -9 × 300 ( ) （２−１７） R1、R2 に流れる電流は、IIB に対してはるかに大きいため IR1=IR2 と見なすことができます。 R1 = Vth 1.25 = = 10.4k Ω IR1 400 × 10 -9 × 300 ( ) （２−１８） 実際には上記の抵抗値に近いもので、R1・R2 の比を合わせて値を決定します。応用回路例では出力検出抵 抗を、R1=10kΩ、R2=70kΩとしました。 ■RSC（過電流検出抵抗）の設計 過電流検出回路は過電流に対する外付けスイッチングトランジスタとインダクタンスを保護する回路です。 それぞれの許容電流は ①外付けスイッチングトランジスタ：スイッチ電流の絶対最大定格 IC(DC)MAX ②インダクタンス ：許容電流値（直流重畳値）の最小値 IL(MIN) ですが、過電流として検出する値は①と②の値のうち低い方の値を使い、過電流検出抵抗 RSC を設計します。 今回の設計では IL(MIN)=5.5A、IC(DC)=7A となり、IL(MIN)=5.5A を使います。 電気的特性の電流制限検出電圧 VIPK の規定は(MIN：250mV)となりますので、過電流検出抵抗 RSC は (2-19) 式で求めます。 R SC = VIPK (MIN ) Ipk (MAX ) = 0.25 = 0.045 Ω 5. 5 （２−１９） 応用回路例では 0.05Ωとしました。 ■出力平滑容量 CO の設計 出力平滑容量 CO は出力リップル電圧を抑制します。出力平滑容量を求める式として(2-20)式があります。 CO = Ipk (MAX ) × (ton + toff ) 8 × Vripple( p-p) （２−２０） しかし、入力平滑容量、スイッチングノイズなどの影響により、(2-20)式で求められた出力平滑容量 CO で は出力リップル電圧を設計値通りにはできません。よって、CO は実験により設定するようにしてください。 応用回路例では 300uF としました。 - 30 - NJM2360/60A の応用 ■ダイオード（フライフォイールダイオード D1）の選択 使用するダイオードは、インダクタンスから放出される電流と電源から供給される電圧（逆方向耐圧）に対 して十分な余裕を持たせ、さらにダイオードの安全動作領域を考慮した上で選択してください。 ダイオードは一般的に、ショットキーバリアダイオードを使用します。 ■特性例 図 2-11、大電力降圧回路の特性例を示します。 12 出力電圧対入力電圧特性例 出力電圧対出力電流特性例 (Vo=10V,Io=1A,CT=330pF, L=33.3uH, Ta=25℃) (VIN=20V,Vo=10V, CT=680pF, L=33.3uH, Ta=25℃) 12 出力電圧 Vo (V) 出力電圧 Vo (V) 10 8 6 4 2 0 10 8 6 0 10 20 30 入力電圧 VIN (V) 40 0 0.5 1 1.5 Io (A) 出力電流 2 - 31 - NJM2360/60A の応用 ３−３ NJM2360/60A 昇圧回路：小電力編 ここでは、NJM2360/60A を用いて出力電力 1.2W の昇圧回路を設計します。 スイッチングトランジスタは NJM2360/60A に内蔵されているパワートランジスタを用います。 NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタの出力電力は 2W 以下を目安とします。ただし、後述の「外付け スイッチングトランジスタについて」を参考に使用温度範囲内において PD 内であることを確認の上、回路設 計を行ってください。 ■設計条件 VIN VO IO Vripple(p-p) η Ta = = ≧ ≦ ≧ = +5V （入力電圧） +15V （出力電圧） 80mA （出力電流） 100mV（出力リップル電圧） 70% （想定効率） 25℃ （周囲温度） 昇圧回路の応用回路例を図 2-13 に示します。 VIN=5V RSC 0.027Ω VO=15V IO=80mA D1 L=150uH / 2A RC 200Ω 8 7 6 CO 470uF / 25V 1 NJM2360/60A η=65.8% 4 3 CIN 330uF / 25V 図 2-13 R2 165kΩ 2 5 CT 680pF R1 15kΩ 小電力昇圧回路例 ■発振周波数の決定 発振周波数は可聴領域、出力電力および NJM2360/60A の周波数特性を考慮し決定します。 今回は小電力を扱い、間欠発振状態を避けるため、発振周波数は低めで可聴領域外に設定します。 「発振周 波数対タイミングキャパシタ特性例」より、タイミングキャパシタおよび発振周波数を設定します。この応用 回路例ではキャパシタとして選択しやすい 680pF に設定しました。 発振周波数 ：fosc = 42kHz タイミングキャパシタ ：CT = 680pF 次に、「スイッチ ON/OFF 時間対タイミングキャパシタ特性例」から、タイミングキャパシタ CT=680pF 時 のスイッチ ON 時間 ton とスイッチ OFF 時間 toff を読みとります。 スイッチ ON 時間 スイッチ OFF 時間 - 32 - ：ton = 17.7us ：toff = 4.3us NJM2360/60A の応用 ■インダクタンスの設計 本応用回路例では図 2-14 に示すように NJM2360/60A 内蔵パワー トランジスタをダーリントン接続せずに使用するため、 飽和電圧 VSAT は、NJM2360/60A の電気的特性の VCE(sat)2 となります。 インダクタンスに蓄えられる電力量は出力電力と等しいため、 (2-21)式のようになります。 VIN L RC 8 1 Q2 PL = PO = (VIN - VSAT )2 2×L × ton × f 2 （２−２１） 158Ω VSAT (VCE(SAT)2) Q1 2 NJM2360/60A 図 2-14 内部パワートランジスタ (2-21)式より、発振周波数 f、インダクタンス L および各電圧が一定の場合には、出力電力 PO はスイッチ ON 時間 ton の二乗に比例します。 この式に各定数を代入し、インダクタンス L の値を求めます。 ここで VSAT は、電気的特性より「飽和電圧 2：VCE(sat)2」の最大値を代入します。 L (MIN ) = = (VIN - VSAT )2 2 × PO (5 - 0.7 )2 2 × 15 × 0.08 × ton 2 × f × (17.7u ) × 42k 2 =100uH インダクタンス L の値は 100uH 以上のものを使用します。 応用回路例では L=150uH としました。 ■ピーク電流の計算について スイッチングトランジスタおよびインダクタンスに流れるピーク電流 Ipk(MAX)は、次の(2-23)式で求まります。 VIN - VSAT × ton L 5 - 0.7 = × 17.7u 150u Ipk (MAX ) = （２−２３） =507mA ピーク電流は Ipk(MAX)=507mA となります。 インダクタンス L に要求される許容電流値は通常、目安として Ipk(MAX)の約２倍が必要です。 以上より L の許容電流値：IL(MIN)=1A 以上となります。 - 33 - NJM2360/60A の応用 ■外付けスイッチングトランジスタについて 本応用回路例 (図 2-15)では外付けスイッチングトランジスタは必要ありません。NJM2360/60A の消費電力 およびピーク電流 Ipk(MAX)の２点から外付けスイッチングトランジスタが不要なことを確認します。 ①NJM2360/60A（内蔵パワートランジスタ）が消費する電力 NJM2360/60A の内部で消費する電力を求めます。 出力電力 PO と想定効率ηの関係より入力電力を算出します。 PIN = PO VO × IO 15 × 0.08 = = = 1.71W η η 0. 7 （２−２４） よって、NJM2360/60A が消費する電力は次のようになります。 PIN – PO = 1.71 – 1.2 = 0.51 = 510mW （２−２５） NJM2360/60A の絶対最大定格の消費電力 PD(MAX) NJM2360 ・・・・DIP：700mW DMP：600mW（基板実装時） NJM2360A ・・・・DIP：875mW DMP：750mW（基板実装時） 以上から、NJM2360/60A が消費する電力は PD(MAX)内におさまっているため、内蔵パワートランジスタをス イッチングトランジスタとして使用しても問題ありません。ただし、これは周囲温度が 25℃の場合であり、 使用する最高温度での消費電力許容値を「消費電力対周囲温度特性例」にて確認する必要があります。 ②ピーク電流 NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタのスイッチ電流は最大定格 1.5A を規定しています。 それに対し、 応用回路例のピーク電流は IPK(MAX)=507mA であり、ピーク電流はスイッチ電流を下回っています。したがっ て内蔵パワートランジスタを使用しても問題ありません。 以上の２点より外付けスイッチングトランジスタは不要となります。 - 34 - NJM2360/60A の応用 ■コレクタ抵抗 RC の設計（図 2-14 内部パワートランジスタ 参照） この抵抗は、内蔵パワートランジスタが ON したときの内蔵パワートランジスタの動作電位の確保と大電流 を流さないようにします。バイアス抵抗 RC は入力電圧、NJM2360/60A 内蔵パワートランジスタ Q1 の VBE とベース−エミッタ間抵抗(158Ω)、Q2 の飽和電圧、電流増幅率、ピーク電流で求まります。このとき、電流 増幅率はワーストケースを考え、最小値(hFE=35)とします。 RC = (I VIN − VSAT ( Q 2 ) − VBE( Q1) PK ( MAX ) = / h FE ) + (VBE( Q1) / 158 Ω ) （２−２６） 5 − 0.4 − 0.6 (0.5 / 35 ) + (0.6 / 158 ) =221Ω 応用回路例ではコレクタ抵抗 RC を 200Ωとしました。 ■検出抵抗 R1 および R2 の設計 NJM2360/60A には基準電圧 VREF=1.25Ｖとその電圧を比較するコンパレータが含まれています。このコン パレータ反転入力(５ピン)に出力電圧検出抵抗 R1・R2 で分圧した電圧を印加することにより出力電圧を決定 します。 出力電圧検出抵抗を設計する場合、コンパレータの入力バイアス電流を考慮しなければなりません。バイア ス電流を無視できる値の電流を R1 および R2 に流すことにより検出精度を良くすることができます。 IIB(MAX)=400nA：Ta=25℃ R1、R2 に流れる電流は、IIB に対して 100 倍以上に設定すれば良いでしょう。 ここでは R2 に流れる電流を IIB の 200 倍として R1、R2 を求めます。 （IR2=200・IIB） R2 = VO - Vth 15 - 1.25 = = 171.9k Ω IR 2 400 × 10 -9 × 200 ( ) （２−２７） R1、R2 に流れる電流は、IIB に対してはるかに大きいため IR1=IR2 と見なすことができます。 よって、R1 は次のようになります。 R1 = Vth 1.25 = = 15.6k Ω IR1 400 × 10 -9 × 200 ( ) （２−２８） 実際には上記の抵抗値に近いもので、R1・R2 の比を合わせて設計値を決定します。応用回路例では検出抵 抗を R1=15kΩ、R2=165kΩとしました。 - 35 - NJM2360/60A の応用 ■RSC（過電流検出抵抗）の設計 過電流検出回路は過電流に対するパワートランジスタとインダクタンスを保護する回路です。それぞれの許 容電流は ①パワートランジスタ：スイッチ電流の絶対最大定格 ISW ②インダクタンス ：許容電流値（直流重畳値）の最小値 IL(MIN) ですが、過電流として検出する値は①と②の値のうち低い方の値を使い、過電流検出抵抗 RSC を設計します。 今回の設計では IL(MIN)=1A、ISW=1.5A となり、IL(MIN)=1A を使います。 電気的特性の電流制限検出電圧 VIPK の規定は（MIN：250mV）となりますので、過電流検出抵抗 RSC は (2-29) 式で求めます。 R SC = VIPK (MIN ) IL (MIN) = 0.25 = 0.25Ω 1 （２−２９） 応用回路例では 0.25Ωとしました。 ■平滑容量 CO の設計 出力平滑容量 CO は出力リップル電圧を抑制します。出力平滑容量を求める式として (2-30)式があります。 CO = IO × ton Vripple( p −p ) （２−３０） しかし、入力平滑容量、スイッチングノイズなどの影響により、(2-30)式で求められた出力平滑容量 CO で は出力リップル電圧を設計値通りにはできません。よって、CO は実験により設定するようにしてください。 応用回路例では 470uF としました。 ■ダイオード（フライフォイールダイオード D1）の選択 使用するダイオードは、インダクタンスから放出される電流と電源から供給される電圧（逆方向耐圧）に対 して十分な余裕を持たせ、さらにダイオードの安全動作領域を考慮した上で選択してください。 ダイオードは一般的に、ショットキーバリアダイオードを使用します。 - 36 - NJM2360/60A の応用 ■特性例 図 2-13、小電力昇圧回路の特性例を示します。 出力電圧対出力電流特性例 (VIN=5V,Vo=15V, CT=680pF, L=150uH, Ta=25℃) 15 19 出力電圧 Vo (V) 出力電圧 Vo (V) 20 出力電圧対入力電圧特性例 (Vo=15V,Io=80mA,CT=680pF, L=150uH, Ta=25℃) 10 5 17 15 13 11 0 0 2 4 6 8 10 12 入力電圧 VIN (V) 14 16 0 50 100 150 出力電流 Io (mA) 200 - 37 - NJM2360/60A の応用 ３−４ NJM2360/60A 昇圧回路：大電力編 ここでは、NJM2360/60A を用いて出力電力 3.5W の昇圧回路を設計します。 スイッチングトランジスタは外付けスイッチングトランジスタを用います。 NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタの出力電力は 2W 以下を目安とします。出力電力が 2W を越える 場合は、外付けトランジスタを使用する必要があります。 ■設計条件 VIN VO IO Vripple(p-p) η Ta = = ≧ ≦ ≧ = +5V （入力電圧） +7V （出力電圧） 500mA（出力電流） 100mV（出力リップル電圧） 70% （想定効率） 25℃ （周囲温度） 昇圧回路の応用回路例を図 2-15 に示します。 VIN=5V RSC 0.075Ω L=22.6uH / 6A RC2 680Ω RC1 100Ω 8 7 6 4 CIN 940uF / 25V R2 46kΩ VO=7V IO=500mA CO 940uF / 25V TX 2SC3255 1 NJM2360/60A η=71.5% D1 2 5 3 CT 330pF 図 2-15 RBE 220Ω R1 10kΩ 大電力昇圧回路例 ■発振周波数の決定 発振周波数は可聴領域、出力電力および NJM2360/60A の周波数特性を考慮し決定します。 今回は大電力を扱い、間欠発振を避けるため、発振周波数は高めに設定します。「発振周波数対タイミング キャパシタ特性例」より、タイミングキャパシタおよび発振周波数を設定します。この応用回路例ではキャパ シタとして選択しやすい 330pF に設定しました。 発振周波数 ：fosc = 72kHz タイミングキャパシタ ：CT = 330pF 次に、「スイッチ ON/OFF 時間対タイミングキャパシタ特性」例からタイミングキャパシタ CT=330pF 時の "スイッチ ON 時間 ton とスイッチ OFF 時間 toff を読みとります。 スイッチ ON 時間 スイッチ OFF 時間 - 38 - ：ton = 9.4us ：toff = 4.0us NJM2360/60A の応用 ■インダクタンスの設計 本応用回路例では図 2-16 に示すように外付けトランジスタを スイッチングトランジスタに使用するため、飽和電圧 VSAT は 外付けトランジスタの飽和電圧 VCE(SAT)EXT となります。 インダクタンス L に蓄えられる電力量は出力電力と等しいため (2-31)式のようになります。 PL = PO = (VIN - VSAT )2 × ton 2 × f 2×L VIN L D VSAT (VCE(SAT)EXT) VO CO （２−３１） 図 2-16 スイッチングトランジスタ (2-31)式より発振周波数 f、インダクタンス L および各電圧が一定の際には、出力電力 PO はスイッチ ON 時 間 ton の二乗に比例します。 この式に各定数を代入し、インダクタンスＬの値を求めます。ここで VSAT は外付けスイッチングトランジ スタの飽和電圧 VCE(SAT)EXT の最大値を代入します。この応用回路例のパワートランジスタを 2SC3255 としま した。 2SC3255：VCE(SAT)=0.4V(MAX) （電気的特性より） L (MIN) 2 ( VIN - VSAT ) = × ton 2 × f 2 × PO = （２−３２） (5 - 0.4 )2 × (9.4u)2 × 72k 2 × 7 × 0. 5 =19uH インダクタンス L の値は 19uH 以上のものを使用します。 応用回路例では L=22.6uH としました。 ■ピーク電流の計算について スイッチングトランジスタおよびインダクタンスに流れるピーク電流 Ipk(MAX)は、次の(2-33)式で求まります。 VIN - VSAT × ton L 5 − 0.4 = × 9.4u 22.6u Ipk (MAX ) = （２−３３） =1.9A ピーク電流は Ipk(MAX)=1.9A とします。 インダクタンス L に要求される許容電流値は通常、目安として Ipk(MAX)の約２倍が必要です。 以上より、L の許容電流値：IL(MIN)=3.8A 以上となります。 - 39 - NJM2360/60A の応用 ■外付けスイッチングトランジスタについて 本応用回路例図 2-15 では外付けスイッチングトランジスタが必要です。 NJM2360/60A の内蔵パワートラ ンジスタをスイッチングトランジスタとして使用出来ないことを、消費電力およびピーク電流 Ipk(MAX)の２点 から確認します。 ①内蔵パワートランジスタを使用した場合に NJM2360/60A が消費する電力 NJM2360/60A の内部で消費する電力を求めます。 出力電力 PO と想定効率ηの関係より入力電力を求めます。 PIN = PO VO × IO 7 × 0.5 = = = 5W η η 0.7 （２−３４） よって、NJM2360/60A が消費する電力は次のようになります。 PIN – PO = 5 – 3.5 = 1.5W （２−３５） NJM2360/60A の絶対最大定格の消費電力 PD(MAX) NJM2360 ・・・・DIP：700mW DMP：600mW（基板実装時） NJM2360A ・・・・DIP：875mW DMP：750mW（基板実装時） 以上から、NJM2360/60A の内部で消費する電力は PD(MAX)を越えるため、スイッチングトランジスタは外付 けトランジスタを使用する必要があります。 ②ピーク電流 NJM2360/60A 内蔵パワートランジスタのスイッチ電流は最大定格にて 1.5A を規定しています。それに対 し、応用回路例のピーク電流は IPK(MAX)=1.9A です。よって、ピーク電流はスイッチ電流を越えるため、 NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタを使用することはできません。 以上の２点より外付けスイッチングトランジスタが必要となります。 ■外付けトランジスタの設計 外付けスイッチングトランジスタは、応用回路例上のピーク電流、飽和電圧(VCE(SAT))、パッケージ許容損失、 安全動作領域等を考慮し決定します。 応用回路例では大電流（大電力）スッイチング用トランジスタ 2SC3255 を使用しました。 仕様：PC(MAX) = 40W (Ta=25℃) TXhFE(MIN) = 70 IC(DC)(MAX) = 10A VCE(SAT)(MAX) = 0.4V - 40 - NJM2360/60A の応用 ■バイアス抵抗 RBE の設計 （図 2-17 バイアス抵抗・コレクタ抵抗 参照） L VIN バイアス抵抗 RBE は、外付けスイッチングトランジスタを素早 くターンオフさせるために接続します。 この抵抗値が大きすぎるとターンオフが遅くなり、スイッチン グによる電力損失が大きくなります。また、小さすぎると RBE による電力損失が大きくなり、いずれも効率低下の原因となりま す。 バイアス抵抗 RBE に流れる電流はベース電流の 1/10 程度にな るよう設計します。ベース電流はピーク電流とパワートランジス タの電流増幅率で求まります。このとき、外付けトランジスタ (2SC3255)の電流増幅率は最小値(TxhFE(MIN)=70)を使用します。 RC2 RC1 1 8 IPK Q2 158Ω Q1 NJM2360/60A 2 Tx 2SC3255 RBE 図 2-17 バイアス抵抗・コレクタ抵抗 R BE = = VBE × 10 PK ( MAX ) / h FE ( MIN ) ) (I （２−３６） 0.6 × 10 (1.9 / 70 ) =221Ω 応用回路例ではバイアス抵抗 RBE を 220Ωとしました。 ■コレクタ抵抗 RC1、RC2 の設計（図 2-17 バイアス抵抗・コレクタ抵抗 参照） この抵抗は、内蔵パワートランジスタが ON したときの外付けスイッチングトランジスタの動作電位の確保 と、大電流を流さないようにします。 コレクタ抵抗 RC1 は入力電圧、NJM2360/60A 内蔵パワートランジスタ Q1 のコレクタ電流 IRC1 と飽和電圧 と外付けスイッチングトランジスタの VBE より求まります。内蔵パワートランジスタ Q1 のコレクタ電流 IRC1 はピーク電流、内蔵パワートランジスタ Q1 の電流増幅率、バイアス抵抗 RBE と内蔵パワートランジスタ Q1 のバイアス抵抗(158Ω)に流れる電流から求めます。 外付けスイッチングトランジスタ(2SC3255) ：TxhFE(MIN)=70 内蔵パワートランジスタ Q1 ：hFE(MIN)=35 - 41 - NJM2360/60A の応用 IPK (MAX ) IRC1 = Txh FE(MIN ) = + VBE ( Tx ) R BE − VBE( Q1) 158 Ω （２−３７） 1.9 0.6 0.6 + − 70 220 158 =26mA 次にコレクタ抵抗 RC1 を求めます。 VIN − VSAT ( Q1) − VBE( Tx ) R C1 = （２−３８） IRC1 = 5 − 0. 4 − 0. 6 26m =154Ω 次にコレクタ抵抗 RC2 を求めます。RC2 は RC1 を求める定数に加え、Q2 の飽和電圧、Q1 の電流増幅率より 求めます。 R C2 = = VIN − VSAT ( Q 2 ) − VBE( Q1) − VBE( Tx ) IRC1 / hFE(MIN ) + ( VBE( Q1) / 158 Ω ) （２−３９） 5 − 0. 4 − 0. 6 − 0. 6 (26m / 35 ) + (0.6 / 158) =749Ω 応用回路例ではコレクタ抵抗を RC1=100Ω、RC2=680Ωとしました。 ■検出抵抗 R1 および R2 の設計 NJM2360/60A は基準電圧 VREF=1.25Ｖとその電圧を比較するコンパレータが含まれています。このコンパ レータ反転入力（５ピン）に出力電圧検出抵抗 R1・R2 で分圧した電圧を印加することにより出力電圧を決定 します。 出力電圧検出抵抗を設計する場合、コンパレータの入力バイアス電流を考慮しなければなりません。バイア ス電流を無視できる値の電流を R1 および R2 に流すことにより検出精度を良くすることができます。 IIB(MAX)=400nA：Ta=25℃ R1、R2 に流れる電流は、IIB に対して 100 倍以上に設定すれば良いでしょう。 ここでは R1 に流れる電流を IIB の 300 倍として設計したときの R2 を求めます。 (IR2=300・IIB) R2 = - 42 - VO − Vth 7 - 1.25 = = 47.9kΩ IR 2 400 × 10 -9 × 300 ( ) （２−４０） NJM2360/60A の応用 R1、R2 に流れる電流は IIB に対してはるかに大きいため IR1=IR2 と見なすことができます。よって、R1 は次 のようになります。 R1 = Vth 1.25 = = 10.4k Ω IR1 400 × 10 -9 × 300 ( ) （２−４１） 実際には上記の抵抗値に近いもので、R1・R2 の比を合わせて設定します。応用回路例では出力検出抵抗を、 R1=10kΩ、 R2=46kΩとしました。 ■RSC（過電流検出抵抗）の設計 過電流検出回路は過電流に対する外付けスイッチングトランジスタとインダクタンスを保護する回路です。 それぞれの許容電流は ①外付けスイッチングトランジスタ：スイッチ電流の絶対最大定格 IC(DC)MAX ②インダクタンス ：許容電流値（直流重畳値）の最小値 IL(MIN) ですが、過電流として検出する値は①と②の値のうち低い方の値を使い、過電流検出抵抗 RSC を設計します。 今回の設計では IL(MIN)=3.8A、IC(DC)=10A となり、IL(MIN)=3.8A を使います。 電気的特性の電流制限検出電圧 VIPK の規定は（MIN：250mV）となりますので、過電流検出抵抗 RSC は(2-42) 式で求めます。 R SC = VIPK (MIN ) IL( MIN) = 0.25 = 0.066 Ω 3. 8 （２−４２） 応用回路例では 0.075Ωとしました。 ■平滑容量 CO の設計 出力平滑容量 CO は出力リップル電圧を抑制します。出力平滑容量を求める式として(2-43)式があります。 CO = IO × ton Vripple( p −p ) （２−４３） しかし、入力平滑容量、スイッチングノイズなどの影響により、(2-43)式で求められた出力平滑容量 CO で は出力リップル電圧を設計値通りにはできません。よって、CO は実験により設定するようにしてください。 応用回路例では 940uF としました。 ■ダイオード（フライフォイールダイオード D1）の選択 使用するダイオードは、インダクタンスから放出される電流と電源から供給される電圧（逆方向耐圧）に対 して十分な余裕を持たせ、さらにダイオードの安全動作領域を考慮した上で選択してください。 ダイオードは一般的に、ショットキーバリアダイオードを使用します。 - 43 - NJM2360/60A の応用 ■特性例 図 2-15、大電力昇圧回路の特性例を示します。 8 出力電圧対入力電圧特性例 出力電圧対出力電流特性例 (Vo=5V,Io=500mA,CT=330pF, L=22.6uH, Ta=25℃) (VIN=5V,Vo=7V, CT=330pF, L=22.6uH, Ta=25℃) 9 6 出力電圧 Vo (V) 出力電圧 Vo (V) 7 5 4 3 2 1 0 0 - 44 - 1 2 3 4 5 入力電圧 VIN (V) 6 7 8 7 6 5 4 0 0.5 1 出力電流 Io (mA) 1.5 NJM2360/60A の応用 ３−５ NJM2360/60A 極性反転回路：小電力編 ここでは、NJM2360/60A を用いて出力電力 1W の極性反転回路を設計します。 スイッチングトランジスタは NJM2360/60A に内蔵されているパワートランジスタを用います。 NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタの出力電力は 2W 以下を目安とします。ただし、後述の「外付け スイッチングトランジスタについて」を参考に使用温度範囲内において、PD 内であることを確認のうえ回路 設計を行ってください。 ■設計条件 VIN VO IO Vripple(p-p) η Ta = = ≧ ≦ ≧ = +8V （入力電圧） -20V （出力電圧） 50mA （出力電流） 100mV（出力リップル電圧） 70% （想定効率） 25℃ （周囲温度） 極性反転回路の応用回路例を図 2-18 に示します。 VIN=8V RSC 0.45Ω L=400uH / 2A VO=-20V IO=-50mA D1 8 7 6 1 NJM2360/60A η=71.3% 4 CIN 330uF / 25V 3 2 R1 7.5kΩ 5 CT 680pF R2 110kΩ CO 940uF / 25V 図 2-18 小電力極性反転回路例 ■発振周波数の決定 発振周波数は、可聴領域、出力電力および NJM2360/60A の周波数特性を考慮し決定します。 今回は小電力を扱い間欠発振状態を避けるため、発振周波数は低めで可聴領域外に設定します。 「発振周波 数対タイミングキャパシタ特性例」よりタイミングキャパシタおよび発振周波数を設定します。この応用回路 ではキャパシタとして選択しやすい 680pF に設定しました。 発振周波数 ：fosc = 42kHz タイミングキャパシタ ：CT = 680pF 次に、「スイッチ ON/OFF 時間対タイミングキャパシタ特性例」からタイミングキャパシタ CT=680pF 時の スイッチ ON 時間 ton とスイッチ OFF 時間 toff を読みとります。 スイッチ ON 時間 スイッチ OFF 時間 ：ton = 17.7us ：toff = 4.3us - 45 - NJM2360/60A の応用 ■インダクタンスの設計 本応用回路例では図 2-19 に示すように NJM2360/60A 内 蔵パワートランジスタはダーリントン接続となっているた め 、 ス イ ッ チ ン グ ト ラ ン ジ ス タ の 飽 和 電 圧 VSAT は NJM2360/60A の電気的特性の VCE(sat)1 となります。 インダクタンスに蓄えられる電力量は出力電力と等しい ため(2-44)式のようになります。 (VIN - VSAT ) VSAT (VCE(SAT)1) VIN 1 D VO 2 8 L CO NJM2360/60A 2 PL = PO = 2L × ton 2 × f （２−４４） 図 2-19 NJM2360/60A 内蔵トランジスタ (2-44)式より発振周波数 f、インダクタンス L および各電圧が一定の場合には、出力電力 PO はスイッチ ON 時間 ton の二乗に比例します。 この式に各定数を代入し、インダクタンス L の値を求めます。ここで VSAT は電気的特性の「飽和電圧１： VCE(sat)1」の最大値を代入します。 L (MIN ) = = (VIN - VSAT )2 × ton 2 × f 2 × PO (8 - 1.3 )2 2 × 20 × 0.05 （２−４５） × (17.7u) × 42k 2 =295uH インダクタンス L の値は 295uＨ以上のものを使用します。 応用回路例では、L=400uH としました。 ■ピーク電流の計算について パワートランジスタおよびインダクタンスに流れるピーク電流 Ipk(MAX)は、次の(2-46)式で求まります。 VIN - VSAT × ton L 8 - 1.3 = × 17.7u 400u Ipk (MAX ) = （２−４６） =296mA ピーク電流は Ipk(MAX)=296mA となります。 インダクタンス L に要求される許容電流値は通常、目安として Ipk(MAX)の約２倍が必要です。 以上より L の許容電流値：IL(MIN)=600mA 以上となります。 - 46 - NJM2360/60A の応用 ■外付けスイッチングトランジスタについて 本応用回路例図 2-18 では外付けスイッチングトランジスタは必要ありません。NJM2360/60A の消費電力お よびピーク電流 Ipk(MAX)の２点から外付けスイッチングトランジスタが不要なことを確認します。 ①NJM2360/60A（内蔵パワートランジスタ）が消費する電力 NJM2360/60A の内部で消費する電力を求めます。 出力電力 PO と想定効率ηの関係より入力電力を算出します。 PIN = − 20 × 0.05 PO VO × IO = = = 1.43 W η η 0.70 （２−４７） よって、NJM2360/60A が消費する電力は次のようになります。 PIN – PO = 1.43 – 1 = 0.43 = 430mW （２−４８） NJM2360/60A の絶対最大定格の消費電力 PD(MAX) NJM2360 ・・・・DIP：700mW DMP：600mW（基板実装時） NJM2360A ・・・・DIP：875mW DMP：750mW（基板実装時） 以上から、NJM2360/60A が消費する電力は PD(MAX)内におさまっているため、内蔵パワートランジスタをス イッチングトランジスタとして使用しても問題ありません。ただし、これは周囲温度が 25℃時の場合であり、 使用する最高温度での消費電力許容値を「消費電力対周囲温度特性例」にて確認する必要があります。 ②ピーク電流 NJM2360/60A の内蔵パワートランジスタのスイッチ電流は最大定格 1.5A を規定しています。 それに対し、 応用回路例のピーク電流は IPK(MAX)=296mA であり、ピーク電流はスイッチ電流を下回っています。したがっ て内蔵パワートランジスタを使用しても問題ありません。 以上、２点より外付けスイッチングトランジスタは不要となります。 - 47 - NJM2360/60A の応用 ■検出抵抗 R1 および R2 の設計 NJM2360/60A には基準電圧 VREF=1.25Ｖとその電圧を比較するコンパレータが含まれています。このコン パレータ反転入力(５ピン)に出力電圧検出抵抗 R1・R2 で分圧した電圧を印加することにより出力電圧を決定 します。 出力電圧検出抵抗を設計する場合、コンパレータの入力バイアス電流を考慮しなければなりません。バイア ス電流を無視できる値の電流を R1 および R2 に流すことにより検出精度を良くすることができます。 IIB(MAX)=400nA：Ta=25℃ R1、R2 に流れる電流は、IIB に対して 100 倍以上に設定すれば良いでしょう。 ここでは R2 に流れる電流を IIB の 400 倍として設計したときの R2 を求めます。 （IR2=400・IIB） R2 = VO − Vth 20 - 1.25 = = 117 .2kΩ IR 2 400 × 10 -9 × 400 ( ) （２−４９） R1、R2 に流れる電流は、IIB に対してはるかに大きいため IR1=IR2 と見なすことができます。よって、R1 は 次のようになります。 R1 = Vth 1.25 = = 7.8kΩ IR1 400 × 10 -9 × 400 ( ) （２−５０） 実際には上記の抵抗値に近いもので、R1・R2 の比を合わせて抵抗値を決定します。応用回路例では出力検 出抵抗を、R1=7.5kΩ、R2=110kΩとしました。 ■RSC（過電流検出抵抗）の設計 過電流検出回路は過電流に対するパワートランジスタとインダクタンスを保護する回路です。それぞれの許 容電流は ①パワートランジスタ ：スイッチ電流の絶対最大定格 ISW ②インダクタンス ：許容電流値（直流重畳値）の最小値 IL(MIN) ですが、過電流として検出する値は①と②の値のうち低い方の値を使い、過電流検出抵抗 RSC を設計します。 今回の設計では IL(MIN)=600mA、ISW=1.5A となり、IL(MIN)=600mA を使います。 電気的特性の電流制限検出電圧 VIPK の規定は（MIN：250mV）となりますので、過電流検出抵抗 RSC は(2-51) 式で求めます。 R SC = VIPK (MIN ) IL (MIN) = 0.25 = 0.42Ω 0. 6 応用回路例では 0.45Ωとしました。 - 48 - （２−５１） NJM2360/60A の応用 ■平滑容量 CO の設計 出力平滑容量 CO は出力リップル電圧を抑制します。出力平滑容量を求める式として(2-52)式があります。 CO = IO × ton Vripple ( p −p ) （２−５２） しかし、入力平滑容量、スイッチングノイズなどの影響により、(2-52)式で求められた出力平滑容量 CO で は出力リップル電圧を設計値通りにはできません。よって、CO は実験により設定するようにしてください。 応用回路例では 940uF としました。 ■ダイオード（フライフォイールダイオード D1）の選択 使用するダイオードは、インダクタンスから放出される電流と電源から供給される電圧（逆方向耐圧）に対 して十分な余裕を持たせ、さらにダイオードの安全動作領域を考慮した上で選択してください。 ダイオードは一般的に、ショットキーバリアダイオードを使用します。 ■特性例 図 2-18、小電力極性反転回路の特性例を示します。 出力電圧対出力電流特性例 (VIN=8V,Vo=-20V, CT=680pF, L=400uH, Ta=25℃) -20 -25 出力電圧 Vo (V) 出力電圧 Vo (V) -25 出力電圧対入力電圧特性例 (Vo=-20V,Io=80mA,CT=680pF, L=400uH, Ta=25℃) -15 -10 -5 0 -20 -15 -10 -5 0 0 5 10 15 20 入力電圧 VIN (V) 25 30 0 20 40 60 80 出力電流 Io (mA) 100 - 49 - NJM2360/60A の応用 MEMO ＜注意事項＞ このデータブックの掲載内容の正確さには 万全を期しておりますが、掲載内容について 何らかの法的な保証を行うものではありませ ん。とくに応用回路については、製品の代表 的な応用例を説明するためのものです。また、 工業所有権その他の権利の実施権の許諾を伴 うものではなく、第三者の権利を侵害しない ことを保証するものでもありません。 - 50 -