日本語版

1nV/√Hz 低ノイズ
210°C計装アンプ
AD8229
210°C 動作用にデザイン
低ノイズ
入力ノイズ: 1 nV/√Hz
出力ノイズ: 45 nV/√Hz
高い CMRR
G = 100 での最小 CMRR: 126 dB
G = 1、5 kHz までの最小 CMRR: 80 dB
優れた AC 仕様
帯域幅: 15 MHz (G = 1)
帯域幅: 1.2 MHz (G = 100)
スルーレート: 22 V/μs
THD: 130 dB (1 kHz、G = 1)
汎用性
両電源動作: ±4 V～±17 V
1 本の抵抗でゲイン設定(G = 1～1000)
温度範囲: −40°C～+210°C
1
RG
AD8229
8
+VS
2
7
VOUT
RG
3
6
REF
+IN
4
5
–VS
TOP VIEW
(Not to Scale)
図 1.
100
80
60
VOSI (µV)
40
20
0
–20
–40
アプリケーション
–60
ダウンホール計装
厳しい環境でのデータ・アクイジション
排気ガス測定
振動解析
–100
–55 –35 –15
5
25
45
65
85 105 125 145 165 185 205 225
TEMPERATURE (°C)
09412-016
–80
概要
図 2.入力オフセット(typ)の温度特性(G = 100)
AD8229 は、大きな同相モード電圧と高温の中で小さい信号を
計測するためにデザインされた超低ノイズ計装アンプです。
AD8229 は、高温動作向けにデザインされています。製造プロ
セスは、高温でのリーク電流を防止する絶縁体アイソレーショ
ンを採用しています。デザイン・アーキテクチャは、高温での
VBE 電圧低下を補償するように選択されています。長時間信頼
性を強化するため、パッケージ内のワイヤー・ボンディングは、
高温での合金吸収をなくするようにデザインされています。
AD8229 は、小さい信号の識別に優れています。このデバイス
は、業界をリードする 1 nV/√Hz の入力ノイズ性能を提供します。
AD8229 は高い CMRR を持つため、不要な信号によりアクイジ
ションが妨害されるのを防止します。ゲインが高いほど CMRR
が大きくなるため、最も必要とされる場合に高い除去比が得ら
れます。
Rev. 0
–IN
09412-001
機能ブロック図
特長
AD8229 は販売されている最高速計装アンプの 1 つです。このデ
バイスの電流帰還アーキテクチャでは、高いゲインでも非常に
広い帯域幅を提供しています。例えば、G = 100 で 1.2 MHz です。
広い帯域幅から優れた歪み性能が得られるため、振動解析など
の厳しいアプリケーションでの使用が可能になっています。
ゲインは、1 本の抵抗で 1～1000 の範囲で設定できます。REF
ピンを使うと、出力電圧をオフセットさせることができます。
この機能は、A/D コンバータとインターフェースさせる際に便
利です。
AD8229 は、8 ピン・セラミック DIP パッケージを採用していま
す。
アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の利用に
関して、あるいは利用によって生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いません。また、
アナログ・デバイセズ社の特許または特許の権利の使用を明示的または暗示的に許諾するものでもありません。仕様
は、予告なく変更される場合があります。本紙記載の商標および登録商標は、各社の所有に属します。
※日本語データシートは REVISION が古い場合があります。最新の内容については、英語版をご参照ください。
©2011 Analog Devices, Inc. All rights reserved.
社／〒105-6891 東京都港区海岸 1-16-1 ニューピア竹芝サウスタワービル
電話 03（5402）8200
大阪営業所／〒532-0003 大阪府大阪市淀川区宮原 3-5-36 新大阪トラストタワー
電話 06（6350）6868
本
AD8229
目次
特長......................................................................................................1
ゲインの選択................................................................................ 17
アプリケーション ..............................................................................1
REFピン ........................................................................................ 17
概要......................................................................................................1
入力電圧範囲................................................................................ 18
機能ブロック図 ..................................................................................1
レイアウト.................................................................................... 18
改訂履歴..............................................................................................2
入力バイアス電流のリターン・パス ........................................ 19
仕様......................................................................................................3
入力保護........................................................................................ 19
絶対最大定格 ......................................................................................6
無線周波数干渉(RFI) ................................................................... 19
熱抵抗..............................................................................................6
ESDの注意 ......................................................................................6
ピン配置およびピン機能説明 ..........................................................7
入力ステージ・ノイズの計算 .................................................... 20
外形寸法............................................................................................ 21
代表的な性能特性 ..............................................................................8
動作原理............................................................................................17
アーキテクチャ ............................................................................17
改訂履歴
1/11—Revision 0: Initial Version
Rev. 0
－ 2/21 －
オーダー・ガイド ........................................................................ 21
AD8229
仕様
特に指定がない限り、+VS = 15 V、−VS = −15 V、VREF = 0 V、TA = 25°C、G = 1、RL = 10 kΩ。
表 1.
DIP package
Parameter
Test Conditions
Min
Typ
Max
Unit
300
nV/V/°C
COMMON-MODE REJECTION RATIO (CMRR)
CMRR DC to 60 Hz with
1 kΩ Source Imbalance
G=1
Temperature Drift
VCM = ±10 V
86
G = 10
Temperature Drift
106
G = 1000
dB
TA = −40°C to +210°C
G = 100
Temperature Drift
dB
TA = −40°C to +210°C
30
126
dB
TA = −40°C to +210°C
3
nV/V/°C
134
dB
G=1
80
dB
G = 10
90
dB
G = 100
90
dB
90
dB
CMRR at 5 kHz
TA = −40°C to +210°C
nV/V/°C
VCM = ±10 V
G = 1000
VOLTAGE NOISE
VIN+, VIN− = 0 V
Spectral Density1: 1 kHz
Input Voltage Noise, eni
1
1.1
nV/√Hz
Output Voltage Noise, eno
45
50
nV/√Hz
Peak to Peak: 0.1 Hz to 10 Hz
G=1
2
µV p-p
G = 1000
100
nV p-p
Spectral Density: 1 kHz
1.5
pA/√Hz
Peak to Peak: 0.1 Hz to 10 Hz
100
pA p-p
CURRENT NOISE
VOLTAGE OFFSET
VOS = VOSI + VOSO/G
Input Offset, VOSI
Average TC
−40°C to +210°C
0.1
Output Offset, VOSO
Average TC
Offset RTI vs. Supply (PSR)
−40°C to +210°C
3
100
µV
1
µV/°C
1000
µV
10
µV/°C
VS = ±5 V to ±15 V
G=1
−40°C to +210°C
86
dB
G = 10
G = 100
−40°C to +210°C
−40°C to +210°C
106
126
dB
dB
G = 1000
−40°C to +210°C
130
dB
INPUT CURRENT
Input Bias Current
High Temperature
70
nA
TA = 210°C
200
nA
35
nA
TA = 210°C
50
nA
Input Offset Current
High Temperature
Rev. 0
－ 3/21 －
AD8229
DIP package
Parameter
Test Conditions
Min
Typ
Max
Unit
DYNAMIC RESPONSE
Small Signal Bandwidth – 3 dB
G=1
G = 10
15
4
MHz
MHz
G = 100
1.2
MHz
G = 1000
0.15
MHz
Settling Time 0.01%
10 V step
G=1
0.75
µs
G = 10
0.65
µs
G = 100
0.85
µs
G = 1000
5
µs
G=1
0.9
µs
G = 10
0.9
µs
G = 100
1.2
µs
G = 1000
7
µs
22
V/µs
Settling Time 0.001%
10 V step
Slew Rate
G = 1 to 100
GAIN2
G = 1 + (6 kΩ/RG)
Gain Range
Gain Error
1
1000
V/V
%
VOUT = ±10 V
G=1
0.01
0.03
G = 10
0.05
0.3
%
G = 100
0.05
0.3
%
0.1
0.3
%
G = 1000
Gain Nonlinearity
G = 1 to 1000
VOUT = −10 V to +10 V
RL = 10 kΩ
2
G=1
−40°C to +210°C
2
G > 10
−40°C to +210°C
ppm
Gain vs. Temperature
5
ppm/°C
−100
ppm/°C
INPUT
Impedance (Pin to Ground)3
Input Operating Voltage Range4
Over Temperature
1.5||3
GΩ||pF
VS = ±5 V to ±18 V
for dual supplies
−40°C to +210°C
−VS + 2.8
+VS − 2.5
V
−VS + 2.8
+VS − 2.5
V
RL = 2 kΩ
−VS + 1.9
+Vs − 1.5
V
OUTPUT
Output Swing
High Temperature
Output Swing
High Temperature
TA = 210°C
−VS + 1.1
+Vs − 1.1
V
RL = 10 kΩ
−VS + 1.8
+Vs − 1.2
V
TA = 210°C
−VS + 1.1
+Vs − 1.1
V
Short-Circuit Current
35
mA
REFERENCE INPUT
RIN
IIN
VIN+, VIN− = 0 V
Voltage Range
10
kΩ
70
µA
−VS
+VS
V
Reference Gain to Output
1
V/V
Reference Gain Error
0.01
%
Rev. 0
－ 4/21 －
AD8229
DIP package
Parameter
Test Conditions
Min
Typ
Max
Unit
±17
V
7
mA
12
mA
+210
°C
POWER SUPPLY
Operating Range
±4
Quiescent Current
High Temperature
6.7
T = 210°C
TEMPERATURE RANGE
For Specified Performance5
−40
1
総合電圧ノイズ = √(eni2 + (eno/G)2)+ eRG2)。 詳細については、動作原理のセクションを参照してください。
これらの規定値には、外付けゲイン設定抵抗 RG の偏差は含まれません。 G>1 の場合、RG 誤差をこの表の規定値に加算する必要があります。
3
差動および同相モード入力インピーダンスは、ピン・インピーダンス ZDIFF = 2(ZPIN)、ZCM = ZPIN/2 から計算することができます。
4
AD8229 入力ステージのみの入力電圧範囲。 入力範囲は、同相モード電圧、差動電圧、ゲイン、リファレンス電圧に依存します。 詳細については、入力電圧範囲の
セクションを参照してください。
5
210°C での性能は、1000 時間保証します。
2
Rev. 0
－ 5/21 －
AD8229
絶対最大定格
表 2.
Parameter
Rating
Supply Voltage
Output Short-Circuit Current Duration
Maximum Voltage at –IN, +IN1
Differential Input Voltage1
Gain ≤ 4
4 > Gain > 50
Gain ≥ 50
Maximum Voltage at REF
Storage Temperature Range
CERDIP
Specified Temperature Range
CERDIP
Maximum Junction Temperature
CERDIP
±17 V
Indefinite
±VS
1
熱抵抗
θJA は、自然空冷のデバイスで規定。
表 3.
±VS
±50 V/Gain
±1 V
±VS
θJA
Unit
8-Lead, Size Brazed, CERDIP, 4-Layer JEDEC
Board
100
°C/W
ESDの注意
−65°C to +150°C
−40°C to +210°C
245°C
これらの規定値を超える電圧に対しては、入力保護抵抗を使用してください。
詳細については、アプリケーションのセクションを参照してください。
上記の絶対最大定格を超えるストレスを加えるとデバイスに恒
久的な損傷を与えることがあります。この規定はストレス定格
の規定のみを目的とするものであり、この仕様の動作のセクシ
ョンに記載する規定値以上でのデバイス動作を定めたものでは
ありません。デバイスを長時間絶対最大定格状態に置くとデバ
イスの信頼性に影響を与えます。
Rev. 0
Package
－ 6/21 －
ESD（静電放電）の影響を受けやすいデバイスで
す。電荷を帯びたデバイスや回路ボードは、検知さ
れないまま放電することがあります。本製品は当社
独自の特許技術である ESD 保護回路を内蔵してはい
ますが、デバイスが高エネルギーの静電放電を被っ
た場合、損傷を生じる可能性があります。したがっ
て、性能劣化や機能低下を防止するため、ESD に対
する適切な予防措置を講じることをお勧めします。
AD8229
AD8229
–IN
1
8
+VS
RG
2
7
VOUT
RG
3
6
REF
+IN
4
5
–VS
TOP VIEW
(Not to Scale)
09412-003
ピン配置およびピン機能説明
図 3.ピン配置
表 4.ピン機能の説明
ピン番号
記号
説明
1
−IN
負の入力ピン。
2、3
RG
ゲイン設定ピン。RG ピンに抵抗を接続してゲインを設定します。G = 1 + (6 kΩ/RG)。
4
+IN
正の入力ピン。
5
−VS
負の電源ピン。
6
REF
リファレンス電圧ピン。このピンを低インピーダンス電圧源で駆動して出力をレベルシフトさせます。
7
VOUT
出力ピン。
8
+VS
正の電源ピン。
Rev. 0
－ 7/21 －
AD8229
代表的な性能特性
特に指定がない限り、T = 25°C、VS = ±15 V、VREF = 0、RL = 2 kΩ。
60
N: 200
MEAN: 12.2
σ: 8.2
60
N: 201
MEAN: 4.0
σ: 0.7
50
50
40
30
20
20
10
10
0
–60
–40
–20
0
VOSI ±15V (µV)
20
60
40
0
0
2
図 4.入力オフセット電圧の分布
8
図 7.入力オフセット電流の分布
N: 200
MEAN: 0.9
σ: 161.2
35
4
6
IBIAS OFFSET (nA)
09412-007
HITS
30
09412-004
HITS
40
N: 200
MEAN: 10.9
σ: 3.7
120
30
100
25
HITS
HITS
80
20
60
15
40
10
–400
–200
0
200
VOSO ±15V (µV)
400
600
800
0
–60
09412-005
35
HITS
20
N: 198
MEAN: –9.1
σ: 9.9
20
15
15
10
10
5
5
–40
–30
–20
–10
0
10
20
30
09412-006
HITS
60
25
IBIAS (nA)
図 6.入力バイアス電流の分布
Rev. 0
40
30
25
0
–50
20
35
N: 200
MEAN: –10.1
σ: 6.9
30
0
図 8.同相モード除去比(typ)の分布、G = 1
N: 200
MEAN: –6.1
σ: 6.7
INVERTING
NONINVERTING
–20
CMRR G1 (µV/V)
図 5.出力オフセット電圧の分布
40
–40
0
–60
–40
–20
0
20
NINV G ERROR G1 10K ±15V (µV/V)
図 9.ゲイン誤差(Typ)の分布、G = 1
－ 8/21 －
09412-015
0
–600
09412-008
20
5
AD8229
3
3
G = 1, VS = ±5V
25°C
210°C
2
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
1
0
–1
–2
1
0
–1
–2
–4
–3
–2
–1
0
1
2
3
4
5
OUTPUT VOLTAGE (V)
–3
–5
09412-009
25°C
210°C
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
0
1
2
3
4
5
8
4
2
0
–2
–4
–6
–8
6
4
2
0
–2
–4
–6
25°C
210°C
–8
G = 100, VS = ±12V
–8
–6
–4
–2
0
2
4
6
8
10
12
OUTPUT VOLTAGE (V)
–10
–12 –10
09412-010
–10
–12 –10
–8
–6
–4
–2
0
2
4
6
8
10
12
15
OUTPUT VOLTAGE (V)
図 11.出力電圧対入力同相モード電圧
両電源、VS = ±12 V、G = 1
図 14.出力電圧対入力同相モード電圧
両電源、VS = ±12 V、G = 100
14
14
25°C
210°C
G = 1, VS = ±15V
10
12
10
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
8
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
–1
10
G = 1, VS = ±12V
6
6
4
2
0
–2
–4
–6
–8
8
6
4
2
0
–2
–4
–6
–8
–10
–12
–12
–14
–15
–14
–15
–10
–5
0
5
10
OUTPUT VOLTAGE (V)
15
09412-011
–10
25°C
210°C
G = 100, VS = ±15V
–10
–5
0
5
10
OUTPUT VOLTAGE (V)
図 12.出力電圧対入力同相モード電圧
両電源、VS = ±15 V、G = 1
Rev. 0
–2
図 13.出力電圧対入力同相モード電圧
両電源、VS = ±5 V、G = 100
10
12
–3
OUTPUT VOLTAGE (V)
図 10.出力電圧対入力同相モード電圧
両電源、VS = ±5 V、G = 1
8
–4
09412-013
–3
–5
09412-012
25°C
210°C
G = 100, VS = ±5V
09412-014
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
2
図 15.出力電圧対入力同相モード電圧
両電源、VS = ±15 V、G = 100
－ 9/21 －
0
70
–5
60
–10
50
GAIN = 100
40
GAIN (dB)
–20
–25
12.60V
GAIN = 10
20
10
–35
0
–40
–10
–45
–20
–50
–14 –12 –10 –8
–6
–4
–2
0
2
4
6
8
10
12
14
COMMON-MODE VOLTAGE (V)
GAIN = 1
–30
100
1k
10k
図 16.同相モード電圧対入力バイアス電流
160
100
100
CMRR (dB)
120
80
60
20
20
100
1k
10k
100k
1M
FREQUENCY (Hz)
BANDWIDTH
LIMITED
60
40
10
0
1
CMRR (dB)
100
80
60
60
40
20
20
100
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
100k
1M
0
1
10
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
図 21.CMRR の周波数特性、1 kΩ ソース不平衡
図 18.負 PSRR の周波数特性
Rev. 0
100k
1M
BANDWIDTH
LIMITED
GAIN = 1000
GAIN = 100
GAIN = 10
GAIN = 1
80
40
09412-070
NEGATIVE PSRR
100
10
10k
140
120
1
1k
160
120
0
100
図 20.CMRR の周波数特性
GAIN = 1000
GAIN = 100
GAIN = 10
GAIN = 1
140
10
FREQUENCY (Hz)
図 17.正 PSRR の周波数特性
160
100M
80
40
1
10M
GAIN = 1000
GAIN = 100
GAIN = 10
GAIN = 1
140
09412-069
NEGATIVE PSRR
160
120
0
1M
図 19.ゲインの周波数特性
GAIN = 1000
GAIN = 100
GAIN = 10
GAIN = 1
140
100k
FREQUENCY (Hz)
09412-018
–30
30
09412-017
–12.28V
VS = ±15V
GAIN = 1000
－ 10/21 －
1M
09412-019
–15
09412-068
INPUT BIAS CURRENT (nA)
AD8229
12
20
10
15
8
10
CMRR (µV/V)
6
4
0
2
–5
230
09412-023
215
200
185
170
155
140
125
95
図 25.CMRR の温度特性、G = 1、25°C で正規化
10
12
8
INPUT BIAS
CURRENT
0
2
0
–2
–50
–4
–100
–6
–150
8
6
4
2
–8
0
–55
–25
5
35
65
95
125
155
185
215
–40
–10
20
50
80
110
140
170
200
230
TEMPERATURE (°C)
09412-072
–10
–200
–55
–25
5
35
65
95
125
155
185
215
–40
–10
20
50
80
110
140
170
200
230
TEMPERATURE (°C)
図 23.入力バイアス電流と入力オフセット電流の温度特性
図 26.電源電流の温度特性、G = 1
150
50
40
50
30
SHORT CIRCUIT CURRENT (mA)
100
0
–50
–100
–150
–200
09412-073
図 24.ゲイン誤差の温度特性、G = 1、25°C で正規化
Rev. 0
ISHORT+
20
10
0
–10
–20
–30
–40
–250
–55
–25
5
35
65
95
125
155
185
215
–40
–10
20
50
80
110
140
170
200
230
TEMPERATURE (°C)
09412-074
4
50
10
ISHORT–
–50
–55
–25
5
35
65
95
125
155
185
215
–40
–10
20
50
80
110
140
170
200
230
TEMPERATURE (°C)
図 27.短絡電流の温度特性、G = 1
－ 11/21 －
09412-075
6
SUPPLY CURRENT (mA)
INPUT OFFSET
CURRENT
100
INPUT OFFSET CURRENT (nA)
150
GAIN ERROR (µV/V)
80
TEMPERATURE (°C)
図 22.ウォームアップ時間対入力オフセット電圧(VOSI)変化
200
110
WARM-UP TIME (s)
–10
65
700
50
600
35
500
20
400
–5
300
–10
200
–25
100
–55
0
09412-071
0
INPUT BIAS CURRENT (nA)
5
–40
CHANGE IN INPUT OFFSET VOLTAGE (µV)
AD8229
AD8229
30
+VS
–0.4
OUTPUT VOLTAGE SWING (V)
REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES
+SR
25
–SR
SLEW RATE (V/μs)
20
15
10
5
–0.8
–1.2
–55°C
+125°C
–40°C
+150°C
+25°C
+210°C
+85°C
+225°C
+2.0
+1.6
+1.2
+0.8
09412-076
–VS
6
8
10
12
14
16
18
SUPPLY VOLTAGE (±VS)
図 28.スルーレートの温度特性、VS = ±15 V、G = 1
25
4
09412-029
+0.4
0
–55
–25
5
35
65
95
125
155
185
215
–40
–10
20
50
80
110
140
170
200
230
TEMPERATURE (°C)
図 31.電源電圧対出力電圧振幅、RL = 10 kΩ
+VS
+SR
–0.4
SLEW RATE (V/μs)
OUTPUT VOLTAGE SWING (V)
REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES
–SR
20
15
10
5
–0.8
–1.2
–55°C
+125°C
–40°C
+150°C
+25°C
+210°C
+85°C
+225°C
+2.0
+1.6
+1.2
+0.8
–VS
09412-077
0
–55
–25
5
35
65
95
125
155
185
215
–40 –10
20
50
80
110
140
170
200
230
TEMPERATURE (°C)
4
15
+85°C
+225°C
12
14
16
18
VS = ±15V
–55°C
–40°C
+25°C
+85°C
+125°C
+150°C
+210°C
+225°C
10
–1.0
OUTPUT VOLTAGE SWING (V)
INPUT VOLTAGE (V)
REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES
–0.5
+25°C
+210°C
10
図 32.電源電圧対出力電圧振幅、RL = 2 kΩ
+VS
–40°C
+150°C
8
SUPPLY VOLTAGE (±VS)
図 29.スルーレートの温度特性、VS = ±5 V、G = 1
–55°C
+125°C
6
09412-030
+0.4
–1.5
–2.0
–2.5
+2.5
+2.0
+1.5
+1.0
5
0
–5
–10
4
6
8
10
12
14
SUPPLY VOLTAGE (±VS)
16
18
1k
10k
LOAD (Ω)
図 33.負荷抵抗対出力電圧振幅
図 30.電源電圧対入力電圧制限値
Rev. 0
–15
100
－ 12/21 －
100k
09412-031
–VS
09412-028
+1.5
AD8229
1000
+VS
VS = ±15V
OUTPUT VOLTAGE SWING (V)
REFERRED TO SUPPLY VOLTAGES
–0.4
–0.8
100
–1.2
–55°C
+125°C
–40°C
+150°C
+25°C
+210°C
NOISE (nV/√Hz)
–1.6
+85°C
+225°C
+1.8
+1.6
+1.2
GAIN = 1
10
GAIN = 10
GAIN = 100
1
+0.8
GAIN = 1000
100μ
1m
5m
OUTPUT CURRENT (A)
0.1
09412-032
–VS
10μ
1
10
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
図 34.出力電流対出力電圧振幅
09412-037
+0.4
図 37.電圧ノイズ・スペクトル密度の周波数特性
10
GAIN = 1
8
GAIN = 1000, 100nV/DIV
NONLINEARITY (ppm/DIV)
6
4
2
GAIN = 1, 2μV/DIV
0
–2
–4
–8
–8
–6
–4
–2
0
2
4
6
8
10
OUTPUT VOLTAGE (V)
09412-083
1s/DIV
–10
–10
09412-086
–6
図 38.0.1 Hz～10 Hz での RTI 電圧ノイズ
G = 1、G = 1000
図 35.ゲイン非直線性、G = 1、RL = 10 kΩ
10
16
GAIN = 1000
15
8
13
4
12
NOISE (pA/√Hz)
NONLINEARITY (ppm/DIV)
14
6
2
0
–2
–4
11
10
9
8
7
6
5
–6
4
–8
3
–6
–4
–2
0
2
4
6
8
OUTPUT VOLTAGE (V)
10
図 36.ゲイン非直線性、G = 1000、RL = 10 kΩ
Rev. 0
1
1
10
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
図 39.電流ノイズ・スペクトル密度の周波数特性
－ 13/21 －
09412-087
2
–8
09412-084
–10
–10
AD8229
5V/DIV
640ns TO 0.01%
896ns TO 0.001%
1s/DIV
2µs/DIV
TIME (µs)
09412-091
50pA/DIV
09412-088
0.002%/DIV
図 40.1 Hz～10 Hz での電流ノイズ
図 43.大信号パルス応答とセトリング・タイム
G = 10、10 V ステップ、VS = ±15 V
30
VS = ±15V
G=1
25°C
210°C
20
10
VS = ±5V
0
100
1k
10k
100k
1M
10M
FREQUENCY (Hz)
09412-048
5
175°C
225°C
50mV/DIV
15
09412-089
OUTPUT VOLTAGE (V p-p)
25
G=1
図 41.大信号周波数応答
1μs/DIV
図 44.小信号応答、G = 1、RL = 10 kΩ、CL = 100 pF
G = 10
5V/DIV
20mV/DIV
750ns TO 0.01%
872ns TO 0.001%
0.002%/DIV
09412-090
2µs/DIV
TIME (µs)
1μs/DIV
図 42.大信号パルス応答とセトリング・タイム
G = 1、10 V ステップ、VS = ±15 V
Rev. 0
175°C
225°C
09412-049
25°C
210°C
図 45.小信号応答、G = 10、RL = 10 kΩ、CL = 100 pF
－ 14/21 －
AD8229
25°C
175°C
210°C
225°C
1400
G = 100
SETTLING TIME (ns)
1200
SETTLED TO 0.001%
800
SETTLED TO 0.01%
600
400
0
2
4
6
8
10
12
14
16
18
20
STEP SIZE (V)
図 49.ステップ・サイズ対セトリング・タイム
G=1
図 46.小信号応答、G = 100、RL = 10 kΩ、CL = 100 pF
1
NO LOAD
2kΩ LOAD
600Ω LOAD
G = 1, SECOND HARMONIC
VOUT = 10V p-p
0.1
0.01
0.001
0.0001
0.00001
10
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
図 50.2 次高調波歪みの周波数特性、G = 1
図 47.小信号応答、G = 1000、RL = 10 kΩ、CL = 100 pF
1
1µs/DIV
09412-093
50mV/DIV
AMPLITUDE (Percentage of Fundamental)
G = 10
NO LOAD
CL = 100pF
CL = 147pF
NO LOAD
2kΩ LOAD
600Ω LOAD
G = 1, THIRD HARMONIC
VOUT = 10V p-p
0.1
0.01
0.001
0.0001
0.00001
10
100
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
図 51.3 次高調波歪みの周波数特性、G = 1
図 48.様々な容量負荷での小信号応答
G = 1、RL = ∞
Rev. 0
－ 15/21 －
09412-096
20mV/DIV
09412-095
10µs/DIV
AMPLITUDE (Percentage of Fundamental)
G = 1000
100k
09412-097
25°C
175°C
210°C
225°C
09412-092
200
09412-094
2µs/DIV
20mV/DIV
1000
AD8229
AMPLITUDE (Percentage of Fundamental)
1
NO LOAD
2kΩ LOAD
600Ω LOAD
1
G = 1000, SECOND HARMONIC
VOUT = 10V p-p
VOUT = 10V p-p
RL ≥ 2kΩ
0.1
THD (%)
0.1
0.01
1k
10k
100k
FREQUENCY(Hz)
図 52.2 次高調波歪みの周波数特性、G = 1000
1
NO LOAD
2kΩ LOAD
600Ω LOAD
G = 1000, THIRD HARMONIC
VOUT = 10V p-p
0.01
1k
10k
FREQUENCY (Hz)
100k
09412-099
0.001
100
100
1k
FREQUENCY (Hz)
図 54.各周波数での THD
0.1
0.0001
10
0.00001
10
図 53.3 次高調波歪みの周波数特性、G = 1000
－ 16/21 －
10k
100k
09412-100
100
09412-098
0.0001 GAIN = 10
GAIN = 1
0.0001
10
AMPLITUDE (Percentage of Fundamental)
GAIN = 100
0.001
GAIN = 1000
0.001
Rev. 0
0.01
AD8229
動作原理
I
VB
IB
COMPENSATION
I
A1
IB
COMPENSATION
A2
C1
C2
+VS
R2
3kΩ
+VS
+VS
Q1
–IN
OUTPUT
A3
NODE 2
R1
3kΩ
+VS
R4
5kΩ
NODE 1
+VS
R3
5kΩ
Q2
R5
5kΩ
+VS
–VS
R6
5kΩ
REF
+IN
RG
RG–
–VS
RG+
–VS
–VS
–VS
09412-058
–VS
図 55.簡略化した回路図
表 5.1%抵抗を使った場合のゲイン
アーキテクチャ
AD8229 は従来型 3 オペアンプ構成を採用しています。この構成
は、差動増幅用のプリアンプと、それに続く同相モード電圧を
除去しゲインを追加するディファレンス・アンプの 2 ステージ
から構成されています。図 55 に、AD8229 の簡略化した回路図
を示します。
最初のステージは次のように動作します。2 つの入力の一致を
維持させるため、アンプ A1 は Q1 のコレクタ電圧を一定に維持
する必要があります。これは、RG−を–IN からの正確なダイオ
ード電圧降下に一致させ、同様に A2 により RG+を+IN からの
一定ダイオード電圧降下に一致させることにより実現されてい
ます。このため、ゲイン設定抵抗 RG の両端に差動入力電圧と等
しい電圧が加えられます。この抵抗を流れる電流は抵抗 R1 と
R2 にも流れるため、A2 出力と A1 出力との間に増幅された差動
信号が現れます。
2 段目ステージは、アンプ A3 と R3～R6 の抵抗で構成された G
= 1 のディファレンス・アンプです。このステージでは、増幅さ
れた差動信号から同相モード信号を除去します。
ここで、
6 kΩ
RG
ゲイン抵抗を使わない場合は、AD8229 は G = 1(デフォルト)に
設定されます。システムの総合ゲイン精度を求めるときは、RG
抵抗の偏差とゲイン・ドリフトを AD8229 の仕様に加算してくだ
さい。ゲイン抵抗を使用しない場合は、ゲイン誤差とゲイン・
ドリフトが小さくなります。
REFピン
ゲインの選択
RGピン間に抵抗を接続すると、AD8229 のゲインが設定されま
す。ゲインは、表 5 からまたは次式を使って求めることができ
ます。
Rev. 0
1.993
5.000
10.02
19.99
50.59
100.34
200.34
496.9
994.4
1994.355
AD8229 は、入力の差動電圧を RG 抵抗の両端に再生します。RG
の抵抗サイズは、予想消費電力を処理できるように選択する必
要があります。
VOUT = G × (VIN+ − VIN−) + VREF
RG 
Calculated Gain
6.04 k
1.5 k
665
316
121
60.4
30.1
12.1
6.04
3.01
RGの消費電力
AD8229 の伝達関数は次式で表されます。
G 1
1% Standard Table Value of RG (Ω)
6 kΩ
G 1
－ 17/21 －
AD8229 の出力電圧は、REF ピンの電位を基準にして発生され
ます。これは、出力信号を正確に電源の中心レベルにオフセッ
トさせる必要がある場合に便利です。例えば、電圧源を REF ピ
ンに接続して、AD8229 から単電源 ADC を駆動できるように、
出力をレベル・シフトさせることができます。REF ピンは ESD
ダイオードで保護されているため、+VS または−VS を 0.3 V 以上
超えることはできません。
AD8229
最適性能を得るためには、REFピンへ接続するソース・インピ
ーダンスを 1 Ω以下にする必要があります。図 55 に示すように、
REFピンは 5 kΩ抵抗の片側端子に接続されています。REFピン
にインピーダンスを追加接続すると、この 5 kΩの抵抗に加算さ
れるため、正入力に接続された信号が増幅されます。RREFの追
加によるゲインは、次のように計算することができます。
2(5 kΩ + RREF)/(10 kΩ + RREF)
正信号パスのみが増幅されて、負信号パスは影響を受けません。
増幅率が平坦でない場合、CMRR が低下します。
INCORRECT
AD8229
REF
電源
REF
V
安定なDC電圧を使って、計装アンプに電源を供給する必要があ
ります。電源ピンのノイズは性能に悪影響を与えることがあり
ます。PSRR性能カーブの詳細については、図 19 と 図 20 のセク
ションを参照してください。
V
+
09412-059
OP1177
–
レイアウトが正しくないと、同相モード信号が差動信号に変換
されて計装アンプに到達することがあります。このような変換
は、入力パス相互の周波数応答が異なる場合に発生します。周
波数に対して CMRR を高く維持するためには、各パスの入力ソ
ース・インピーダンスと容量が一致している必要があります。
入力パスへソース抵抗(例えば入力保護)を追加するときは、計
装アンプ入力の近くに接続して、PCB パターンの寄生容量との
相互作用を小さくする必要があります。
ゲイン設定ピンの寄生容量も、周波数に対する CMRR に影響を
与えます。ボード・デザインでゲイン設定ピンに部品(例えばス
イッチまたはジャンパ)を接続する場合は、できるだけ寄生容量
の小さい部品を選ぶ必要があります。
CORRECT
AD8229
全周波数での同相モード除去比
0.1 µFのコンデンサを各電源ピンのできるだけ近くに配置する
必要があります。図 58 に示すように、10µFのタンタル・コンデ
ンサをデバイスから離れたところに接続することができます。
多くの場合、このコンデンサは他の高精度ICと共用することが
できます。
図 56.REF ピンの駆動
入力電圧範囲
図 10 ～図 15 に、種々の出力電圧と電源電圧に対する同相モー
ド入力の許容電圧範囲を示します。AD8229 の 3 オペアンプ・ア
ーキテクチャは、ディファレンス・アンプで同相モード電圧が
除去される前に、初段ステージのゲインに適用されます。初段
ステージと 2 段目ステージの間の内部ノード(図 55 のノード 1 と
ノード 2)には、増幅された信号、同相モード信号、ダイオード
電圧降下の組み合わせが加わります。個々の入力信号と出力信
号が制限されていない場合でも、この組み合わせの信号が電圧
電源により制限されることがあります。
+VS
0.1µF
10µF
+IN
RG
VOUT
AD8229
LOAD
REF
–IN
PCB レベルで AD8229 の最適性能を確保するためには、ボー
ド・レイアウトのデザインに注意が必要です。AD8229 のピン
は、このために論理的に配置されています。
–IN 1
8 +VS
RG 2
7 VOUT
RG 3
6 REF
AD8229
REFピン
AD8229 の出力電圧は、REF ピンの電位を基準にして発生され
ます。REF を適切な最寄りのグラウンドに接続するように注意
してください。
5 –VS
TOP VIEW
(Not to Scale)
図 57.ピン配置図
Rev. 0
–VS
10µF
図 58.電源デカップリング、REF、ローカル・グラウンド基準
の出力
09412-060
+IN 4
0.1µF
09412-061
レイアウト
－ 18/21 －
AD8229
RPROTECT
AD8229 の入力バイアス電流には、グラウンドへのリターン・
パスが必要です。熱電対のように信号源にリターン電流パスが
ない場合には、図 59 に示すように設ける必要があります。
CORRECT
+VS
+
VIN+
–
I
AD8229
REF
–VS
VIN–
–
ノイズに敏感なアプリケーションでは、保護抵抗を小さくするこ
とが必要となる場合があります。BAV199 のような低リーク・ダ
イオード・クランプを入力間に使って AD8229 入力から電流を側
路させることにより、保護抵抗値を小さくすることができます。
AD8229
REF
REF
10MΩ
–VS
+
VDIFF
THERMOCOUPLE
I
+VS
+VS
REF
IMAX
REF
–VS
CAPACITIVELY COUPLED
09412-062
–VS
図 59.入力バイアス電流リターン・パスの追加
入力保護
AD8229 の入力は、このデータシートの 絶対最大定格のセクシ
ョンで規定する定格値以内に維持する必要があります。そのま
までは規定値を超えてしまう場合には、AD8229 の前に保護回
路を設けて入力電流を最大電流IMAX に制限することができます。
電源レールを超える入力電圧
電源レールを超える電圧が予想される場合には、外付け抵抗を
各入力に直列に接続して、過負荷時の電流を制限する必要があり
ます。入力の制限抵抗は次式で計算できます。
RPROTECT 
| VIN  VSUPPLY |
I MAX
AD8229 入力の最大電流 IMAX は時間と温度に依存します。デバ
イスは、室温で 10 mA の電流に対して少なくとも 1 日間耐える
ことができます。この時間は、デバイスの寿命中に累積されま
す。210°C では、電流は同じ時間の間 2 mA に制限する必要があ
ります。デバイスは 210°C で 5 mA に 1 時間耐えることができ、
デバイスの寿命中に累積されます。
無線周波数干渉(RFI)
アンプが強いRF信号が存在するアプリケーションで使われる場
合には、RFの整流がしばしば問題になります。外乱が小さい
DCオフセット電圧として現れることがあります。高周波信号は、
図 62 に示すように計装アンプの入力に接続されたローパスRC
回路で除去することができます。このフィルタは、次式の関係
を使って入力信号の帯域幅を制限します。
FilterFrequencyDIFF 
FilterFrequency CM 
ノイズに敏感なアプリケーションでは、保護抵抗を小さくするこ
とが必要となる場合があります。BAV199 のような低リーク・ダ
イオード・クランプを入力に使って AD8229 入力から電流を側路
させることにより、保護抵抗値を小さくすることができます。電
流が主に外付け保護ダイオードを流れるようにするため、ダイオ
ードと AD8229 の間に 33 Ω のような小さい値抵抗を接続します。
Rev. 0
LOW NOISE METHOD
図 61.大きな差動電圧に対する保護
AD8229
C
R
CAPACITIVELY COUPLED
RPROTECT
SIMPLE METHOD
R
1
fHIGH-PASS = 2πRC
AD8229
AD8229
–
RPROTECT
C
C
+ I
VDIFF
AD8229
–
C
RPROTECT
RPROTECT
–VS
THERMOCOUPLE
LOW NOISE METHOD

1 |V
| 1V
RPROTECT   DIFF
 RG 
2
I MAX

+VS
AD8229
–VS
–VS
高ゲインで大きな差動電圧が予想される場合には、外付け抵抗
を各入力に直列に接続して、過負荷時の電流を制限する必要があ
ります。各入力の制限抵抗は次式で計算できます。
TRANSFORMER
+VS
33Ω
高ゲインでの大きな差動入力電圧
–VS
TRANSFORMER
AD8229
図 60.電源レールを超える電圧に対する保護
AD8229
REF
–VS
RPROTECT
SIMPLE METHOD
AD8229
I
+
–VS
VIN–
–
+VS
33Ω
+VS
RPROTECT
+
+VS
RPROTECT
09412-067
INCORRECT
+
VIN+
–
+VS
+VS
09412-066
入力バイアス電流のリターン・パス
－ 19/21 －
ここで、CD  10 CC。
1
2πR(2C D  CC )
1
2πRC C
AD8229
+VS
0.1µF
ソース抵抗ノイズ
AD8229 に接続されるすべてのセンサーには出力抵抗があります。
過電圧または無線周波の干渉から保護するため入力に直列に抵
抗が接続されていることもあります。この組み合わせ抵抗は、
図 63 ではR1 とR2 で表してあります。いかなる抵抗でも、最小
レベルのノイズが発生します。このノイズは、抵抗値の平方根
に比例します。室温で、この値は 4 nV/√Hz × √( kΩ抵抗値)にほ
ぼ等しくなります。
10µF
CC
1nF
R
+IN
4.02kΩ
CD
10nF
VOUT
AD8229
RG
R
REF
–IN
4.02kΩ
例えば、正の入力でのセンサーと保護抵抗の組み合わせを 4 kΩ
とし、負の入力では 1 kΩ とすると、抵抗の総合ノイズは次のよ
うになります。
CC
1nF
0.1µF
09412-063
10µF
–VS
( 4  4 ) 2  ( 4  1) 2 =
64  16 = 8.9 nV/ Hz
計装アンプの電圧ノイズ
図 62.RFI の除去
CD は差動信号に有効で、CC は同相モード信号に有効です。R と
CC の値は、RFI を小さくするように選択する必要があります。
正入力の R×CC と負入力の R×CC との不一致は、AD8229 の
CMRR 性能を低下させます。CC の値より 1 桁大きい CD の値を
使うと、不一致の影響は小さくなるので、性能が改善されます。
計装アンプの電圧ノイズは、デバイス入力ノイズ、出力ノイズ、
Rg 抵抗ノイズの 3 つのパラメータを使って計算されます。次の
ように計算されます。
総合電圧ノイズ=
(Output Noise / G ) 2  ( Input Noise ) 2  ( Noise of Rg Resistor ) 2
抵抗によりノイズが増えるので、選択する抵抗値とコンデンサ
値は、ノイズ、高周波での入力インピーダンス、RFI 耐性の間
でトレードオフする必要があります。RFI フィルタに使用する
抵抗は、入力保護に使用する抵抗と同じにすることができます
例えば、ゲイン= 100、ゲイン抵抗= 60.4 Ω とすると、計装アン
プの電圧ノイズは次のようになります。
入力ステージ・ノイズの計算
計装アンプの電流ノイズ
電流ノイズは、ソース抵抗に電流ノイズを乗算して計算されま
す。
SENSOR
R2
RG
例えば、図 63 のR1 ソース抵抗を 4 kΩとし、R2 ソース抵抗を 1
k Ωとすると、電流ノイズの総合効果は次のように計算されます。
AD8229
((4  1.5) 2  (1  1.5) 2 ) = 6.2 nV/ Hz
09412-064
R1
総合ノイズの計算
図 63.センサーのソース抵抗と保護抵抗を持つ AD8229
アンプ・フロント・エンドの総合ノイズは、このデータシート
の 1 nV/√Hz のヘッドライン規定値より遥かに大きく依存してい
ます。総合ノイズは、ソース抵抗、計装アンプの電圧ノイズ、
計装アンプの電流ノイズの 3 つの要因に依存します。
次の計算では、ノイズは入力換算です(RTI)。言い換えると、す
べてがアンプ入力に存在するかのように計算されます。アンプ
出力換算(RTO)のノイズを計算するときは、RTI ノイズに計装ア
ンプのゲインを乗算します。
Rev. 0
(43 / 100) 2  12  (4  0.0604 ) 2 = 1.5 nV/ Hz
－ 20/21 －
計装アンプの入力換算総合ノイズを求めるときは、ソース抵抗
ノイズ、電圧ノイズ、電流ノイズの各成分の 2 乗和の平方根を
とります。
例えば、図 63 のR1 ソース抵抗を 4 kΩとし、R2 ソース抵抗を 1
k Ωとし、計装アンプのゲインを 100 とすると、入力換算総合ノ
イズは次のように計算されます。
8.92  1.52  6.2 2 ) = 11.0 nV/ Hz
AD8229
外形寸法
0.528
0.520
0.512
8
5
1
4
0.305
0.300
0.295
0.125
0.110
0.095
0.011
0.010
0.009
0.105
0.095
0.085
0.130 NOM
SEATING
PLANE
0.054
NOM
0.175 NOM
0.105
0.100
0.095
0.320
0.310
0.300
0.032
NOM
0.045
0.035
0.025
0.020
0.018
0.016
0.310
0.300
0.290
0.011
0.010
0.009
07-08-2010-B
INDEX
MARK
0.298
0.290
0.282
図 64.8 ピン・サイドブレーズ・セラミック・デュアルインライン・パッケージ[SBDIP]
(D-8-1)
寸法: インチ
オーダー・ガイド
Model1
Temperature Range
Package Description
Package Option
AD8229HDZ
−40°C to +210°C
Ceramic Dual In-Line Package [SBDIP]
D-8-1
1
Z = RoHS 準拠製品
Rev. 0
－ 21/21 －