日本語版

超低歪み電流帰還
差動ADCドライバ
ADA4927-1/ADA4927-2
ADA4927-1
12 PD
9 VOCM
07574-001
+VS 8
10 +OUT
+FB 4
+VS 7
11 –OUT
–IN 3
+VS 5
+IN 2
24
23
22
21
20
19
+IN1
–FB1
–VS1
–VS1
PD1
–OUT1
図 1.
1
2
3
4
5
6
ADA4927-2
18
17
16
15
14
13
+OUT1
VOCM1
–VS2
–VS2
PD2
–OUT2
07574-002
–IN2
+FB2
+VS2
+VS2
VOCM2
+OUT2
7
8
9
10
11
12
–IN1
+FB1
+VS1
+VS1
–FB2
+IN2
図 2.
アプリケーション
ADC ドライバ
シングルエンド/差動変換
IF およびベースバンドのゲイン・ブロック
差動バッファ
差動ライン・ドライバ
–40
差動ゲイン構成は、4 本の抵抗で構成される外部帰還回路を使
って容易に実現できます。電流帰還アーキテクチャにより、ほ
ぼ独立なクローズド・ループ・ゲインが実現できるため、広い
帯域幅、低歪み、高いゲインでの低ノイズが実現でき、同等の
電圧帰還アンプより消費電力を小さくすることができます。
ADA4927 はアナログ・デバイセズ独自のシリコン・ゲルマニウ
ム相補バイポーラ・プロセスにより製造されているため、非常
に低レベルの歪み、かつ 1.3 nV/√Hz.の小さな入力電圧ノイズを
実現しています。
–50
–60
–70
–80
–90
–100
G=1
G = 10
G = 20
–110
–120
–130
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
07574-026
ADA4927 は、低ノイズ、超低歪み、高速、電流帰還の差動アン
プであり、DC~100 MHz で 16 ビットまでの分解能を持つ高性能
ADC の駆動に最適です。必要とされる ADC 入力コモン・モー
ド・レベルに出力コモン・モード・レベルを容易に一致させる
ことができます。また、内部コモン・モード帰還ループは優れた
出力バランスを維持し、偶数次の歪み積も抑圧します。
SPURIOUS-FREE DYNAMIC RANGE (dBc)
VOUT, dm = 2V p-p
概要
Rev. 0
14 –VS
13 –VS
16 –VS
–FB 1
+VS 6
極めて低い高調波歪み
10 MHz で-105 dBc HD2
70 MHz で-91 dBc HD2
100 MHz で-87 dBc HD2
10 MHz で-103 dBc HD3
70 MHz で-98 dBc HD3
100 MHz で-89 dBc HD3
高いゲインで VF アンプより歪み性能が優れている
低い入力電圧ノイズ: 1.4 nV/√Hz
高速
-3 dB 帯域幅: 2.3 GHz
ゲイン平坦性: 150 MHz まで 0.1 dB
スルーレート: 25%から 75%まで 5,000 V/µs
高速なセトリング・タイム: 0.1%まで 10 ns
入力オフセット電圧: 0.3 mV (Typ)
外部調整可能なゲイン
帰還抵抗により安定性と帯域幅を制御
差動/差動動作またはシングルエンド/差動動作
調整可能な出力コモン・モード電圧
広い電源範囲: +5 V~±5 V
15 –VS
機能ブロック図
特長
図 3.さまざまなゲインでのスプリアス・フリー・ダイナミック・レンジの周波数
特性
ADA4927 は低い DC オフセットと優れたダイナミック性能を持
つため、さまざまなデータ・アクイジション・アプリケーショ
ンや信号処理アプリケーションに適しています。
ADA4927-1 は Pb フリーの 3 mm × 3 mm 16 ピン LFCSP パッケージ
を、ADA4927-2 は Pb フリーの 4 mm × 4 mm 24 ピン LFCSP パッケ
ージを、それぞれ採用しています。ピン配置は、PCB レイアウト
と低歪み向けに最適化されています。動作仕様は、 −40°C~
+105°C の温度範囲で規定されています。
アナログ・デバイセズ社は、提供する情報が正確で信頼できるものであることを期していますが、その情報の利用に
関して、あるいは利用によって生じる第三者の特許やその他の権利の侵害に関して一切の責任を負いません。また、
アナログ・デバイセズ社の特許または特許の権利の使用を明示的または暗示的に許諾するものでもありません。仕様
は、予告なく変更される場合があります。本紙記載の商標および登録商標は、各社の所有に属します。
※日本語データシートは REVISION が古い場合があります。最新の内容については、英語版をご参照ください。
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電話 06(6350)6868
ADA4927-1/ADA4927-2
目次
特長 ......................................................................................................1
用語の定義 ................................................................................... 16
アプリケーション ..............................................................................1
アプリケーション情報 ................................................................... 17
概要 ......................................................................................................1
アプリケーション回路の解析 ................................................... 17
機能ブロック図 ..................................................................................1
クローズド・ループ・ゲインの設定........................................ 17
改訂履歴 ..............................................................................................2
出力ノイズ電圧の計算 ............................................................... 17
仕様 ......................................................................................................3
帰還回路でのミスマッチの影響 ............................................... 18
±5 V 動作 .........................................................................................3
アプリケーション回路入力インピーダンスの計算 ................ 18
+5 V 動作 .........................................................................................5
入力コモン・モード電圧範囲 ................................................... 20
絶対最大定格 ......................................................................................7
入力と出力の容量 AC 結合 ........................................................ 20
熱抵抗..............................................................................................7
出力コモン・モード電圧の設定 ............................................... 20
最大消費電力 ..................................................................................7
パワーダウン ............................................................................... 20
ESD の注意 .....................................................................................7
レイアウト、グラウンド接続、バイパス .................................... 21
ピン配置およびピン機能説明 ..........................................................8
高性能 ADC の駆動 ......................................................................... 22
代表的な性能特性 ..............................................................................9
外形寸法 ........................................................................................... 23
テスト回路 ........................................................................................15
オーダー・ガイド ....................................................................... 23
動作原理 ............................................................................................16
改訂履歴
10/08—Revision 0: Initial Version
Rev. 0
- 2/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2
仕様
±5 V 動作
特に指定がない限り、TA = 25°C、+VS = 5 V、−VS = − 5 V、VOCM = 0 V、RF = 301 Ω、RG = 301 Ω、RT = 56.2 Ω (使用時)。特に指定がない限
り、すべての仕様はシングルエンド入力と差動出力を規定します。信号の定義については、図 46 を参照してください。
±DIN―VOU, dm 間の性能
表 1.
Parameter
DYNAMIC PERFORMANCE
−3 dB Small Signal Bandwidth
−3 dB Large Signal Bandwidth
Bandwidth for 0.1 dB Flatness
Slew Rate
Settling Time to 0.1%
Overdrive Recovery Time
NOISE/HARMONIC PERFORMANCE
Second Harmonic
Third Harmonic
IMD
Voltage Noise (RTI)
Input Current Noise
Crosstalk
INPUT CHARACTERISTICS
Offset Voltage
Conditions
Min
OUTPUT CHARACTERISTICS
Output Voltage Swing
Linear Output Current
Output Balance Error
Rev. 0
Unit
2300
1500
150
120
5000
10
10
MHz
MHz
MHz
MHz
V/µs
ns
ns
See Figure 45 for distortion test circuit
VOUT, dm = 2 V p-p, 10 MHz
VOUT, dm = 2 V p-p, 70 MHz
VOUT, dm = 2 V p-p, 100 MHz
VOUT, dm = 2 V p-p, 10 MHz
VOUT, dm = 2 V p-p, 70 MHz
VOUT, dm = 2 V p-p, 100 MHz
f1 = 70 MHz, f2 = 70.1 MHz, VOUT, dm = 2 V p-p
f1 = 140 MHz, f2 = 140.1 MHz, VOUT, dm = 2 V p-p
f = 100 kHz, G = 28
f = 100 kHz, G = 28
f = 100 MHz, ADA4927-2
−105
−91
−87
−103
−98
−89
−94
−85
1.4
14
−75
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
nV/√Hz
pA/√Hz
dB
VIP = VIN = VOCM = 0 V
tMIN to tMAX variation
−1.3
−15
tMIN to tMAX variation
Input Capacitance
Input Common-Mode Voltage Range
CMRR
Open-Loop Transresistance
Max
VOUT, dm = 0.1 V p-p
VOUT, dm = 2.0 V p-p
VOUT, dm = 0.1 V p-p, ADA4927-1
VOUT, dm = 0.1 V p-p, ADA4927-2
VOUT, dm = 2 V step, 25% to 75%
VOUT, dm = 2 V step
VIN = 0 V to 0.9 V step, G = 10
Input Bias Current
Input Offset Current
Input Resistance
Typ
−10.5
Differential
Common mode
Differential
∆VOUT, dm/∆VIN, cm, ∆VIN, cm = ±1 V
DC
−3.5
−70
120
Each single-ended output, RF = RG = 10 kΩ
−3.8
∆VOUT, cm/∆VOUT, dm, ∆VOUT, dm = 1 V, 10 MHz, see Figure
44 for test circuit
- 3/24 -
+0.3
±1.5
+0.5
±0.1
−0.6
14
120
0.5
+1.3
+15
+10.5
+3.5
−93
185
+3.8
65
−65
mV
µV/°C
µA
µA/°C
µA
Ω
kΩ
pF
V
dB
kΩ
V
mA p-p
dB
ADA4927-1/ADA4927-2
VOCM―VOUT, cm 間の性能
表 2.
Parameter
Conditions
VOCM DYNAMIC PERFORMANCE
Small Signal −3 dB Bandwidth
Slew Rate
Input Voltage Noise (RTI)
VOUT, cm = 100 mV p-p
VIN = −1.0 V to +1.0 V, 25% to 75%
f = 100 kHz
VOCM INPUT CHARACTERISTICS
Input Voltage Range
Input Resistance
Input Offset Voltage
VOCM CMRR
Gain
Min
Typ
Max
1300
1000
15
3.8
−10
−70
0.90
VOS, cm = VOUT, cm, VDIN+ = VDIN− = +VS/2
ΔVOUT, dm/ΔVOCM, ΔVOCM = ±1 V
ΔVOUT, cm/ΔVOCM, ΔVOCM = ±1 V
±3.5
5.0
−2
−97
0.97
Unit
MHz
V/µs
nV/√Hz
7.5
+5.2
1.00
V
kΩ
mV
dB
V/V
全体性能
表 3.
Parameter
Conditions
Max
Unit
11.0
22.1
−89
V
mA
µA/°C
mA
dB
Powered down
<1.8
V
Enabled
To 0.1%
To 0.1%
>3.2
15
400
V
µs
ns
POWER SUPPLY
Operating Range
Quiescent Current per Amplifier
Power Supply Rejection Ratio
Min
Typ
4.5
tMIN to tMAX variation
Powered down
ΔVOUT, dm/ΔVS, ΔVS = 1 V
20.0
±9.0
2.4
−70
POWER-DOWN (PD)
PD Input Voltage
Turn-Off Time
Turn-On Time
PD Pin Bias Current per Amplifier
Enabled
PD = 5 V
−2
+2
µA
Disabled
PD = 0 V
−110
−90
µA
−40
+105
°C
OPERATING TEMPERATURE RANGE
Rev. 0
- 4/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2
+5 V 動作
特に指定がない限り、TA = 25°C、+VS = 5 V、−VS = 0 V、VOCM = 2.5 V、RF = 301 Ω、RG = 301 Ω、RT = 56.2 Ω (使用時)、RL, dm = 1 kΩ。特に
指定がない限り、すべての仕様はシングルエンド入力と差動出力を規定します。信号の定義については、図 46 を参照してください。
±DIN―VOU, dm 間の性能
表 4.
Parameter
DYNAMIC PERFORMANCE
−3 dB Small Signal Bandwidth
−3 dB Large Signal Bandwidth
Bandwidth for 0.1 dB Flatness
Slew Rate
Settling Time to 0.1%
Overdrive Recovery Time
NOISE/HARMONIC PERFORMANCE
Second Harmonic
Third Harmonic
IMD
Voltage Noise (RTI)
Input Current Noise
Crosstalk
INPUT CHARACTERISTICS
Offset Voltage
Conditions
Min
OUTPUT CHARACTERISTICS
Output Voltage Swing
Linear Output Current
Output Balance Error
Rev. 0
Unit
2000
1300
150
110
4200
10
10
MHz
MHz
MHz
MHz
V/µs
ns
ns
See Figure 45 for distortion test circuit
VOUT, dm = 2 V p-p, 10 MHz
VOUT, dm = 2 V p-p, 70 MHz
VOUT, dm = 2 V p-p, 100 MHz
VOUT, dm = 2 V p-p, 10 MHz
VOUT, dm = 2 V p-p, 70 MHz
VOUT, dm = 2 V p-p, 100 MHz
f1 = 70 MHz, f2 = 70.1 MHz, VOUT, dm = 2 V p-p
f1 = 140 MHz, f2 = 140.1 MHz, VOUT, dm = 2 V p-p
f = 100 kHz, G = 28
f = 100 kHz, G = 28
f = 100 MHz, ADA4927-2
−104
−91
−86
−95
−80
−76
−93
−84
1.4
19
−75
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
dBc
nV/√Hz
pA/√Hz
dB
VIP = VIN = VOCM = 0 V
tMIN to tMAX variation
−1.3
−30
tMIN to tMAX variation
Input Capacitance
Input Common-Mode Voltage Range
CMRR
Open-Loop Transresistance
Max
VOUT, dm = 0.1 V p-p
VOUT, dm = 2.0 V p-p
VOUT, dm = 0.1 V p-p, ADA4927-1
VOUT, dm = 0.1 V p-p, ADA4927-2
VOUT, dm = 2 V step, 25% to 75%
VOUT, dm = 2 V step
VIN = 0 V to 0.15 V step, G = 10
Input Bias Current
Input Offset Current
Input Resistance
Typ
−10.5
Differential
Common mode
Differential
∆VOUT, dm/∆VIN, cm, ∆VIN, cm = ±1 V
DC
1.3
−70
120
Each single-ended output
+1.0
∆VOUT, cm/∆VOUT, dm, ∆VOUT, dm = 1 V, 10 MHz, see Figure
44 for test circuit
- 5/24 -
+0.3
±1.5
−12
±0.12
−0.8
14
120
0.5
+1.3
+4.0
+10.5
3.7
−96
185
+4.0
50
−65
mV
µV/°C
µA
µA/°C
µA
Ω
kΩ
pF
V
dB
kΩ
V
mA p-p
dB
ADA4927-1/ADA4927-2
VOCM―VOUT, cm 間の性能
表 5.
Parameter
Conditions
VOCM DYNAMIC PERFORMANCE
Small signal −3 dB Bandwidth
Slew Rate
Input Voltage Noise (RTI)
VOUT, cm = 100 mV p-p
VIN = 1.5 V to 3.5 V, 25% to 75%
f = 100 kHz
VOCM INPUT CHARACTERISTICS
Input Voltage Range
Input Resistance
Input Offset Voltage
VOCM CMRR
Gain
Min
VOS, cm = VOUT, cm, VDIN+ = VDIN− = +VS/2
ΔVOUT, dm/ΔVOCM, ΔVOCM = ±1 V
ΔVOUT, cm/ΔVOCM, ΔVOCM = ±1 V
Typ
Max
1300
1000
15
3.8
−5.0
−70
0.90
1.5 to 3.5
5.0
+2.0
−100
0.97
Min
Typ
Unit
MHz
V/µs
nV/√Hz
7.5
+10
1.00
V
kΩ
mV
dB
V/V
全体性能
表 6.
Parameter
Conditions
Max
Unit
11.0
21.6
−89
V
mA
µA/°C
mA
dB
Powered down
<1.7
V
Enabled
>3.0
20
500
V
μs
ns
POWER SUPPLY
Operating Range
Quiescent Current per Amplifier
Power Supply Rejection Ratio
4.5
tMIN to tMAX variation
Powered down
ΔVOUT, dm/ΔVS, ΔVS = 1 V
20
±7.0
0.6
−70
POWER-DOWN (PD)
PD Input Voltage
Turn-Off Time
Turn-On Time
PD Pin Bias Current per Amplifier
Enabled
PD = 5 V
−2
+2
µA
Disabled
PD = 0 V
−105
−95
µA
−40
+105
°C
OPERATING TEMPERATURE RANGE
Rev. 0
- 6/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2
絶対最大定格
パッケージ内の消費電力(PD)は、静止消費電力と全出力での負
荷駆動に起因するパッケージ内の消費電力との和になります。
静止電力は、電源ピン(VS)間の電圧に静止電流(IS)を乗算して計
算されます。負荷駆動に起因する消費電力は、アプリケーショ
ンに依存します。負荷駆動に起因する電力は、負荷電流とデバ
イスの対応する電圧降下の積として計算されます。これらの計
算では RMS 電圧と RMS 電流を使用する必要があります。
表 7.
Input Currents +IN, −IN, PD
Storage Temperature Range
Operating Temperature Range
Lead Temperature (Soldering, 10 sec)
Junction Temperature
Rating
11 V
See Figure 4
±5 mA
−65°C to +125°C
−40°C to +105°C
300°C
150°C
上記の絶対最大定格を超えるストレスを加えるとデバイスに恒
久的な損傷を与えることがあります。この規定はストレス定格
の規定のみを目的とするものであり、この仕様の動作のセクシ
ョンに記載する規定値以上でのデバイス動作を定めたものでは
ありません。デバイスを長時間絶対最大定格状態に置くとデバ
イスの信頼性に影響を与えます。
強制空冷を使うと、放熱量が増えるため、実効的に θJA が小さ
くなります。さらに、メタル・パターン、スルー・ホール、グ
ラウンド・プレーン、電源プレーンとパッケージ・ピン/露出パ
ッドが直接接触する場合、これらのメタルによっても θJA が小
さくなります。
図 4 に、パッケージの最大安全消費電力対周囲温度をシングル
の 16 ピ ン LFCSP (87°C/W) と デ ュ ア ル の 24 ピ ン LFCSP
(47°C/W)について示します。両パッケージは、JEDEC 規格 4 層
ボード上で厚いプレーンに接続されている PCB パッドに露出パ
ッドをハンダ付けしています。
4.5
熱抵抗
4.0
MAXIMUM POWER DISSIPATION (W)
θJA は、デバイス(露出パッドを含む)を EIA/JESD 51-7 で規定さ
れる熱伝導性の高い 2s2p 回路ボードにハンダ付けした状態に対
して規定します。
表 8.
Package Type
θJA
Unit
16-Lead LFCSP (Exposed Pad)
24-Lead LFCSP (Exposed Pad)
87
47
°C/W
°C/W
3.5
3.0
ADA4927-2
2.5
2.0
ADA4927-1
1.5
1.0
0.5
最大消費電力
ADA4927 のパッケージ内での安全な最大消費電力は、チップの
ジャンクション温度(TJ)上昇により制限されます。約 150°C の
ガラス遷移温度で、プラスチックの属性が変わります。この温
度規定値を一時的に超えた場合でも、パッケージからチップに
加えられる応力が変化して、ADA4927 のパラメータ性能が永久
的にシフトしてしまうことがあります。150°C のジャンクショ
ン温度を長時間超えると、シリコン・デバイス内に変化が発生
して、故障の原因になることがあります。
0
–40
–20
0
20
40
60
80
AMBIENT TEMPERATURE (°C)
100
07574-003
Parameter
Supply Voltage
Power Dissipation
図 4.最大消費電力対周囲温度、4 層ボード
ESD の注意
ESD(静電放電)の影響を受けやすいデバイ
スです。電荷を帯びたデバイスや回路ボード
は、検知されないまま放電することがありま
す。本製品は当社独自の特許技術である ESD
保護回路を内蔵してはいますが、デバイスが
高エネルギーの静電放電を被った場合、損傷
を生じる可能性があります。したがって、性
能劣化や機能低下を防止するため、ESD に対
する適切な予防措置を講じることをお勧めし
ます。
Rev. 0
- 7/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2
+IN1
–FB1
–VS1
–VS1
PD1
–OUT1
24
23
22
21
20
19
13 –VS
15 –VS
14 –VS
16 –VS
ピン配置およびピン機能説明
10 +OUT
9 VOCM
1
2
3
4
5
6
PIN 1
INDICATOR
ADA4927-2
+OUT1
VOCM1
–VS2
–VS2
PD2
–OUT2
7
8
9
10
11
12
TOP VIEW
(Not to Scale)
18
17
16
15
14
13
NOTES
1. CONNECT THE EXPOSED PADDLE TO ANY PLANE
BETWEEN AND INCLUDING +VS AND –VS.
図 5.ADA4927-1 のピン配置
07574-006
–IN2
+FB2
+VS2
+VS2
VOCM2
+OUT2
NOTES
1. CONNECT THE EXPOSED PADDLE TO ANY PLANE
BETWEEN AND INCLUDING +VS AND –VS.
07574-005
+VS 5
TOP VIEW
(Not to Scale)
–IN1
+FB1
+VS1
+VS1
–FB2
+IN2
11 –OUT
+VS 8
–IN 3
+FB 4
12 PD
ADA4927-1
+VS 7
+IN 2
PIN 1
INDICATOR
+VS 6
–FB 1
図 6.ADA4927-2 のピン配置
表 9.ADA4927-1 のピン機能説明
表 10.ADA4927-2 のピン機能説明
ピン番号
記号
説明
ピン番号
記号
説明
1
−FB
帰還部品接続の負側出力
1
−IN1
加算ノード 1 への負側入力
2
+IN
加算ノードへの正側入力
2
+FB1
帰還部品接続 1 の正側出力
3
−IN
加算ノードへの負側入力
+VS1
正電源電圧 1
4
+FB
帰還部品接続の正側出力
3、4
5
−FB2
帰還部品接続 2 の負側出力
5~8
+VS
正電源電圧
6
+IN2
加算ノード 2 への正側入力
9
VOCM
コモン・モード電圧出力
7
−IN2
加算ノード 2 への負側入力
10
+OUT
負荷接続の正側出力
8
+FB2
帰還部品接続 2 の正側出力
11
−OUT
負荷接続の負側出力
正電源電圧 2
12
PD
パワーダウン・ピン
9、10
11
+VS2
VOCM2
出力コモン・モード電圧 2
13~16
17 (EPAD)
−VS
負電源電圧
12
+OUT2
負荷接続 2 の正側出力
露出パッド
(EPAD)
露出パッドは電圧+VS~−VS のプレーン
に接続します。
13
−OUT2
負荷接続 2 の負側出力
14
PD2
パワーダウン・ピン 2
15、16
17
−VS2
負電源電圧 2
VOCM1
出力コモン・モード電圧 1
18
+OUT1
負荷接続 1 の正側出力
19
−OUT1
負荷接続 1 の負側出力
20
PD1
パワーダウン・ピン 1
21、22
−VS1
負電源電圧 1
23
−FB1
帰還部品接続 1 の負側出力
24
+IN1
加算ノード 1 への正側入力
25 (EPAD)
露出パッド
(EPAD)
露出パッドは電圧+VS~−VS のプレー
ンに接続します。
Rev. 0
- 8/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2
代表的な性能特性
特に指定がない限り、TA = 25°C、+VS = 5 V、−VS = −5 V、VOCM = 0 V、RG = 301 Ω、RF = 301 Ω、RT = 56.2 Ω (使用時)、RL, dm = 1 kΩ。基本
テスト・セットアップについては、図 43 を参照してください。信号の定義については、図 46 を参照してください。
3
3
VOUT, dm = 2V p-p
0
–3
–6
–9
G = 1, RF = 301Ω
G = 10, RF = 442Ω
G = 20, RF = 604Ω
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
10k
–3
–6
G = 1, RF = 301Ω
G = 10, RF = 442Ω
G = 20, RF = 604Ω
–9
–12
07574-007
–12
0
1
図 7.さまざまなゲインでの小信号周波数応答
10k
VOUT, dm = 2V p-p
CLOSED-LOOP GAIN (dB)
0
–3
–6
0
–3
–6
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
10k
–9
10
07574-008
–9
100
1k
FREQUENCY (MHz)
10k
07574-011
VS = ±5V
VS = ±2.5V
VS = ±5V
VS = ±2.5V
図 11.さまざまな電源での大信号周波数応答
図 8.さまざまな電源での小信号周波数応答
3
3
VOUT, dm = 2V p-p
VOUT, dm = 100mV p-p
0
CLOSED-LOOP GAIN (dB)
0
–3
–6
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
10k
TA +25°C
TA +105°C
TA –40°C
–12
07574-009
–12
1
–6
–9
TA +25°C
TA +105°C
TA –40°C
–9
–3
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
図 12.さまざまな温度での大信号周波数応答
図 9.さまざまな温度での小信号周波数応答
- 9/24 -
10k
07574-012
CLOSED-LOOP GAIN (dB)
1k
3
VOUT, dm = 100mV p-p
CLOSED-LOOP GAIN (dB)
100
FREQUENCY (MHz)
図 10.さまざまなゲインでの大信号周波数応答
3
Rev. 0
10
07574-010
NORMALIZED CLOSED-LOOP GAIN (dB)
NORMALIZED CLOSED-LOOP GAIN (dB)
VOUT, dm = 100mV p-p
ADA4927-1/ADA4927-2
3
3
VOUT, dm = 100mV p-p
VOUT, dm = 2V p-p
0
–3
–6
RL = 200Ω
RL = 1kΩ
–12
1
10
–6
RL = 1kΩ
RL = 200Ω
–9
100
FREQUENCY (MHz)
1k
10k
–12
07574-013
–9
–3
1
10
図 13.さまざまな負荷での小信号周波数応答
100
FREQUENCY (MHz)
1k
10k
07574-016
CLOSED-LOOP GAIN (dB)
CLOSED-LOOP GAIN (dB)
0
図 16.さまざまな負荷での大信号周波数応答
3
VOUT, dm = 2V p-p
–3
–6
VOCM = –3.5V
VOCM = 0V
VOCM = +3.5V
–9
–12
1
図 14.さまざまな VOCM レベルでの小信号周波数応答
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
10k
07574-017
CLOSED-LOOP GAIN (dB)
0
図 17.さまざまな VOCM レベルでの大信号周波数応答
3
0
–3
–6
VOCM = 0V dc
VOCM = +2.5V dc
VOCM = +4.1V dc
VOCM = –2.5V dc
VOCM = –4.1V dc
–9
–12
1
図 15.さまざまな負荷と電源での 0.1 dB 平坦性小信号周波数応答
Rev. 0
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
図 18.さまざまな DC レベルの VOCM 小信号周波数応答
- 10/24 -
5k
07574-018
NORMALIZED CLOSED-LOOP GAIN (dB)
VOUT, cm = 100mV p-p
ADA4927-1/ADA4927-2
図 19.さまざまな負荷での高調波歪みの周波数特性
図 22.さまざまなゲインでの高調波歪みの周波数特性
図 20.さまざまな電源での高調波歪みの周波数特性
図 23.高調波歪み対 VOU, dm および電源電圧
f = 10 MHz
–20
VOUT, dm = 2V p-p
–40
VOUT, dm = 2V p-p
–40
HARMONIC DISTORTION (dBc)
–50
–50
–60
–70
–80
–90
–100
HD2, 10MHz
HD3, 10MHz
–120
–1.2 –1.0 –0.8 –0.6 –0.4 –0.2 0 0.2
VOCM (V)
0.4
0.6
0.8
1.0
–60
HD2, 10MHz
HD3, 10MHz
–70
–80
–90
–100
–110
1.2
–120
–4
–3
–2
–1
0
VOCM (V)
1
2
3
図 21.高調波歪み対 VOCM、10 MHz、±2.5 V 電源
図 24.高調波歪み対 VOCM、10 MHz、±5 V 電源
Rev. 0
- 11/24 -
4
07574-024
–110
07574-021
HARMONIC DISTORTION (dBc)
–30
ADA4927-1/ADA4927-2
20
VOUT, dm = 2V p-p
NORMALIZED SPECTRUM (dBc)
0
–20
–40
–60
–80
–120
69.6
図 25.さまざまな VOUT, dm での高調波歪周波数特性
69.8
69.9 70.0 70.1 70.2
FREQUENCY (MHz)
–50
–50
70.5
INPUT AMP2 TO OUTPUT AMP1
INPUT AMP1 TO OUTPUT AMP2
–60
CROSSTALK (dB)
–60
–70
–80
–90
–100
G=1
G = 10
G = 20
10
100
FREQUENCY (MHz)
–90
–100
–110
–130
–130
1
–80
1k
–140
0.1
図 26.さまざまなゲインでのスプリアス・フリー・ダイナミック・レンジの周波数
特性
1
10
FREQUENCY (MHz)
図 29.ADA4927-2 クロストークの周波数特性
–40
RL, dm = 200Ω
–45
–50
–55
–60
–65
–70
–75
–80
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
07574-027
–85
–90
図 30.PSRR の周波数特性
図 27.CMRR の周波数特性
- 12/24 -
100
1k
07574-029
–120
–70
–120
07574-026
–110
CMRR (dB)
70.4
–40
VOUT, dm = 2V p-p
Rev. 0
70.3
図 28.70 MHz 相互変調歪み
–40
SPURIOUS-FREE DYNAMIC RANGE (dBc)
69.7
07574-028
–100
ADA4927-1/ADA4927-2
–30
RL, dm = 200Ω
OUTPUT BALANCE (dB)
–40
–50
–60
–80
1
10
100
FREQUENCY (MHz)
1k
07574-031
–70
図 31.出力バランスの周波数特性
図 34.オープン・ループ相互インピーダンスと位相の周波数特性
30
25
VOP, VS = ±5V
VON, VS = ±5V
VOP, VS = ±2.5V
VON, VS = ±2.5V
20
15
10
5
0
–5
–10
0.1
図 32.リターン損失(S11、S12)の周波数特性
1
10
FREQUENCY (MHz)
100
1k
07574-035
CLOSED-LOOP OUTPUT IMPEDANCE (Ω)
35
図 35.さまざまな電源電圧でのクローズド・ループ出力インピーダンスの
周波数特性、G = 1
100
10
VOLTAGE (V)
5
10
0
100
1k
10k
100k
FREQUENCY (Hz)
1M
10M
100M
–10
0
図 33.電圧ノイズ・スペクトル密度、入力換算
10
20
30
40
50
60
TIME (ns)
70
80
図 36.オーバードライブ回復時間、G = 10
- 13/24 -
90
100
07574-036
1
10
Rev. 0
VOUT, dm
–5
07574-033
INPUT VOLTAGE NOISE (nV/ Hz)
VIN × 10
ADA4927-1/ADA4927-2
1.0
40
30
20
10
0
–10
–20
–30
–40
–50
–60
0
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
TIME (ns)
0.5
0
–0.5
–1.0
0
1
2
7
8
9
10
30
20
10
0
–10
–20
–30
–40
–50
2
3
4
5
6
7
8
9
10
TIME (ns)
8
9
10
0
–0.5
–1.0
–1.5
0
0.6
7
1.0
0.5
6
0.8
0.4
0.6
0
–0.2
–0.1
–0.4
–0.2
–0.6
–0.3
INPUT
PD VOLTAGE (V)
0
50
60
TIME (ns)
70
80
2.00
1.75
1.50
1.25
2
1
1.00
0
0.75
–1
–2
–4
–5
–0.5
–6
–0.6
90
–7
07574-039
–1.0
40
7
0.50
–3
–0.4
30
6
3
ERROR (%)
0.1
20
5
4
0.2
ERROR
0.2
10
4
5
0.3
0
3
図 41.VOCM 大信号パルス応答
1.2
–0.8
2
TIME (ns)
図 38.VOCM 小信号パルス応答
0.4
1
0.25
PD
VOUT, dm
0
–0.25
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22
TIME (µs)
図 39.セトリング・タイム
図 42.PD 応答時間
- 14/24 -
OUTPUT VOLTAGE (V)
1
0.5
07574-042
0
1.0
07574-041
COMMON-MODE OUTPUT VOLTAGE (mV)
40
07574-038
DIFFERENTIAL OUTPUT VOLTAGE (mV)
6
1.5
50
–60
INPUT SIGNAL (mV)
5
図 40.大信号パルス応答
60
Rev. 0
4
TIME (ns)
図 37.小信号パルス応答
–1.2
–10
3
07574-040
DIFFERENTIAL OUTPUT VOLTAGE (mV)
50
07574-037
DIFFERENTIAL OUTPUT VOLTAGE (mV)
60
ADA4927-1/ADA4927-2
テスト回路
301Ω
DC-COUPLED
GENERATOR
+5V
50Ω
VIN
301Ω
ADA4927
56.2Ω
1kΩ
301Ω
07574-043
0.1µF
–5V
301Ω
図 43.等価基本テスト回路、G = 1
DIFFERENTIAL
NETWORK
ANALYZER INPUT
NETWORK
ANALYZER
OUTPUT
AC-COUPLED
301Ω
49.9Ω
50Ω
+5V
50Ω
301Ω
56.2Ω
VIN
VOCM
ADA4927
301Ω
–5V
301Ω
DIFFERENTIAL
NETWORK
ANALYZER INPUT
49.9Ω
50Ω
07574-044
0.1µF
図 44.出力バランスのテスト回路、CMRR
301Ω
DC-COUPLED
GENERATOR
VIN
+5V
0.1µF
301Ω
LOW-PASS
FILTER
56.2Ω
VOCM
ADA4927
261Ω
0.1µF
301Ω
25.5Ω
442Ω
2:1
50Ω
DUAL
FILTER
HP
LP
CT
442Ω
0.1µF
–5V
301Ω
図 45.歪み測定のテスト回路
Rev. 0
200Ω
- 15/24 -
07574-045
50Ω
ADA4927-1/ADA4927-2
動作原理
2 つの帰還ループを採用して、差動モードとコモン・モードの
出力電圧を制御しています。差動帰還ループでは外部抵抗を使
う電流帰還アーキテクチャを採用し、差動出力電圧のみを制御
します。コモン・モード帰還ループは内部にあり、電圧帰還を使
い、コモン・モード出力電圧のみを制御します。このアーキテ
クチャにより、出力コモン・モード・レベルを規定範囲内の任
意の値に容易に設定することができます。内部コモン・モー
ド・ループにより、出力コモン・モード電圧が VOCM 入力に加え
られた電圧に等しくなるように維持されます。
外付け部品の厳密なマッチングなしでも、内部のコモン・モー
ド帰還ループにより、広い周波数範囲でバランスした出力が発
生されます。このために、真の同振幅と 180°の位相差に近い差
動出力が得られます。
用語の定義
–FB
+DIN
RG
RF
–OUT
+IN
VOCM
ADA4927
–DIN
RG R
F
–IN
+OUT
+FB
図 46.回路の定義
差動電圧
2 つのノード電圧間の差。たとえば、出力差動電圧(または等価
な出力差動モード電圧)は、次のように定義されます。
VOU, dm = (V+OUT − V−OUT)
ここで、V+OUT と V−OUT は+OUT ピンと−OUT ピンの電圧(共通グ
ラウンドを基準)。同様に、差動入力電圧は次式で定義されます。
VIN, dm = (+DIN − (−DIN))
コモン・モード電圧
コモン・モード電圧とは、2 つのノード電圧の平均を意味しま
す(ローカル・グラウンドを基準)。出力コモン・モード電圧は
次式で定義されます。
VOUT, cm = (V+OUT + V−OUT)/2
バランス
出力バランスは、2 つの差動信号が同振幅と逆位相にある度合
を表します。出力バランスは、一致した抵抗分圧器を差動電圧
ノード間に接続し、デバイダの中点での信号振幅を差動信号の
振幅と比較することにより、容易に求めることができます(図
44 参照)。この定義を使うと、出力バランスは、出力コモン・
モード電圧の振幅を出力差動モード電圧の振幅で除算して求め
られます。
Output BalanceError 
Rev. 0
RL, dm VOUT, dm
07574-046
ADA4927 は、電圧が反対方向に動く 2 つの出力と入力 VOCM が
追加されている点で、従来型オペアンプと異なっています。さ
らに、ADA4927 では電流帰還アーキテクチャを採用しています。
このデバイスは、従来型電流帰還オペアンプと同様に、高いオ
ープン・ループ相互インピーダンス T(s)とこれらの出力を所望
の電圧にする負帰還に依存しています。ADA4927 は標準の電流
帰還オペアンプと同様に動作し、シングルエンド/差動変換、コ
モン・モード・レベル・シフト、差動信号増幅の機能を持って
います。また、ADA4927 は電流帰還オペアンプと同様に、低入
力インピーダンスの加算ノードを持っています。この加算ノー
ドは実際にはエミッタ・フォロワ出力になっています。
ADA4927 出力は低インピーダンスであり、クローズド・ループ
出力インピーダンスはオープン・ループ出力インピーダンスを(1
+ループ・ゲイン)で除算した値です。ADA4927 は電流帰還を使
っているため、一定の公称帰還抵抗帯域幅積を持っています。
言い換えると、ADA4927 のクローズド・ループ帯域幅と安定性
は、基本的に帰還抵抗値に依存します。一般的な構成のクロー
ズド・ループ・ゲインの式は、同等の電圧帰還差動アンプの式
と同じです。主な違いは、ADA4927 のダイナミック性能がノイ
ズ・ゲインではなく帰還抵抗値に依存することです。このため、
帰還ループで使用する素子は安定性と十分な帯域幅を与える値
を持つ抵抗である必要があります。
- 16/24 -
VOUT , cm
VOUT , dm
ADA4927-1/ADA4927-2
アプリケーション情報
アプリケーション回路の解析
出力ノイズ電圧の計算
ADA4927 では、高いオープン・ループ相互インピーダンスと差
動誤差電流を小さくするように差動出力電圧を制御する電流負
帰還を使用しています。差動誤差電流は、2 つの差動入力(+IN
と−IN)に流れる電流として定義されます(図 46 参照)。多くの場
合、これらの電流はゼロと見なすことができます。+IN 入力と
−IN 入力の間の電圧は内部で 0 V にブートストラップされるた
め、アンプ入力での電圧は一致し、電圧帰還アンプの場合と同
様に外部で解析することができます。同様に、実際の出力コモ
ン・モード電圧と VOCM に加えられる電圧との間の差もゼロと
見なすことができます。これらの原理から、アプリケーション
回路を解析することができます。
ADA4927 の差動出力ノイズは、図 47 に示すノイズ・モデルを
使って計算することができます。入力換算ノイズ電圧密度 vnIN
は差動入力としてモデル化され、ノイズ電流 inIN−と inIN+は各入
力とグラウンドの間で流れます。vnIN に起因する出力電圧は、vnIN
とノイズ・ゲイン GN ( GN の式で定義)の積として求められます。
ノイズ電流は同じ 2 乗平均値と相関関係がなく、各々はノイズ電
流と対応する帰還抵抗の積に等しい出力電圧を発生します。
VOCM ピンでのノイズ電圧密度は vnCM です。多くの場合と同様
に帰還回路の帰還係数が同じである場合、vnCM に起因する出力
ノイズはコモン・モードになります。4 本の各抵抗の寄与分は
(4kTRxx)1/2 になります。帰還抵抗からのノイズは直接出力に現
れ、各ゲイン抵抗からのノイズは RF/RG 倍されて出力に現れます。
表 11 に、入力ノイズ源、乗算係数、出力換算ノイズ密度の項を
まとめます。
クローズド・ループ・ゲインの設定
前述の方法を使うと、図 46 の差動モード・ゲインは次のように
求めることができます。
V IN , dm

RG1
VnRF1
RF1
inIN+
RF
RG
+
inIN–
ここでは、入力抵抗(RG)と帰還抵抗(RF)は等しいと仮定していま
す。
VnIN
ADA4927
VnOD
VOCM
VnRG2
RG2
RF2
VnCM
VnRF2
07574-047
V OUT , dm
VnRG1
図 47.ノイズ・モデル
表 11.マッチングした帰還回路の出力ノイズ電圧密度の計算
Input Noise Contribution
Input Noise Term
Input Noise
Voltage Density
Output
Multiplication Factor
Differential Output Noise
Voltage Density Term
Differential Input
Inverting Input
Noninverting Input
VOCM Input
Gain Resistor, RG1
Gain Resistor, RG2
Feedback Resistor, RF1
Feedback Resistor, RF2
vnIN
inIN
inIN
vnCM
vnRG1
vnRG2
vnRF1
vnRF2
vnIN
inIN × (RF2)
inIN × (RF1)
vnCM
(4kTRG1)1/2
(4kTRG2)1/2
(4kTRF1)1/2
(4kTRF2)1/2
GN
1
1
0
RF1/RG1
RF2/RG2
1
1
vnO1 = GN(vnIN)
vnO2 = (inIN)(RF2)
vnO3 = (inIN)(RF1)
vnO4 = 0
vnO5 = (RF1/RG1)(4kTRG1)1/2
vnO6 = (RF2/RG2)(4kTRG2)1/2
vnO7 = (4kTRF1)1/2
vnO8 = (4kTRF2)1/2
表 12.差動入力、DC 結合
Nominal Gain (dB)
RF (Ω)
RG (Ω)
RIN, dm (Ω)
Differential Output Noise Density (nV/√Hz)
0
20
26
301
442
604
301
44.2
30.1
602
88.4
60.2
8.0
21.8
37.9
表 13.グラウンド基準のシングルエンド電圧入力、DC 結合、RS = 50 Ω
Nominal Gain (dB)
RF (Ω)
RG1 (Ω)
RT (Ω)
RIN, cm (Ω)
RG2 (Ω)1
Differential Output Noise Density (nV/√Hz)
0
20
26
309
511
806
301
39.2
28
56.2
158
649
401
73.2
54.2
328
77.2
74.4
8.1
18.6
29.1
1
RG2 = RG1 + (RS||RT)。
Rev. 0
- 17/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2
こ こ で 、 GN 
は回路のノイズ・ゲイン。
RG1
RG2
と β2 
は帰還係数。
RF1  RG1
RF2  RG2
回路の実効入力インピーダンスは、シングルエンドまたは差動
のいずれの信号源でアンプを駆動するかに依存します。平衡差
動入力信号の場合(図 48)、入力間(+DIN と−DIN)の入力インピー
ダンス(RIN, dm)は RIN, dm = RG + RG = 2 × RG になります。
RF
帰還係数が一致する場合、RF1/RG1 = RF2/RG2、β1 = β2 = β となる
ため、ノイズ・ゲインは次のようになります。
GN 
+VS
1
R
1 F
β
RG
+DIN
+IN
VOCM
–DIN
VOCM からの出力ノイズは、この場合ゼロになることに注意して
ください。合計差動出力ノイズ密度 vnOD は、各出力ノイズ項の
2 乗和平均になります。
v nOD 
RG
RG
ADA4927
VOUT, dm
–IN
–VS
RF
8
2
 vnOi
図 48.平衡(差動)入力の ADA4927
i 1
表 12 と表 13 に、平衡および不平衡入力構成に対する一般的な
ゲイン設定、対応する抵抗値、入力インピーダンス、出力ノイ
ズ密度を示します。
不平衡(シングルエンド入力信号)の場合(図 49)、入力インピー
ダンスは次式で表されます。




R
G

RIN , SE  
RF
 1





2

R

R
F 
G

帰還回路でのミスマッチの影響
前述のように、外付け帰還回路(RF/RG)がマッチングしていない
場合でも、内部コモン・モード帰還ループにより出力のバラン
スが維持されます。各出力での信号は、同振幅かつ 180°の位相
差に維持されます。入力―出力間の差動モード・ゲインは、帰還
のミスマッチに比例して変わりますが、出力のバランスは影響
を受けません。
RF
+VS
RIN, SE
RG
VOCM ピンから VO, dm までのゲインは次の値になります。
2(β1 − β2)/(β1 + β2)
VOCM
β1 = β2 の場合、この項はゼロになるため、VOCM 入力の電圧(ノ
イズを含む)に起因する差動出力電圧は発生しません。極端なケ
ースは、1 つのループがオープンで、かつ他方が 100%帰還の場
合に発生します。このケースでは、VOCM 入力から VO, dm までの
ゲインが、閉じているループに応じて+2 または−2 になります。
多くのアプリケーションでは、帰還ループが公称 1%以内でマ
ッチングしているため、VOCM 入力に起因する出力ノイズとオフ
セットは無視できます。ループを意図的に大きくミスマッチさ
せた場合、VOCM から VO, dm までのゲイン項を含めることが必要
で、ノイズが大きくなることを考慮する必要があります。たとえ
ば、β1 = 0.5 かつ β2 = 0.25 の場合、VOCM から VO, dm までのゲイン
は 0.67 になります。VOCM ピンを 2.5 V に設定した場合、出力に
現れる差動オフセット電圧は(2.5 V)(0.67) = 1.67 V になります。差
動出力ノイズ成分は、(15 nV/√Hz)(0.67) = 10 nV/√Hz になります。
これら両結果は多くのアプリケーションで望ましくないため、
公称通りに一致した帰還係数の使用が望まれます。
ミスマッチした帰還回路では、従来型オペアンプから構成され
る 4 本抵抗のディファレンス・アンプと同様に、入力コモン・
モード信号を除去する回路の性能も低下します。
実用的にこの問題をまとめると、1%偏差の抵抗で約 40 dB のワ
ーストケース入力 CMRR、2.5 V の VOCM 入力に起因して 25 mV
のワーストケース差動モード出力オフセット、無視可能な VOCM
ノイズ成分、無視可能な出力バランス誤差が発生するというこ
とができます。
ADA4927
RL
VOUT, dm
RG
–VS
RF
図 49.不平衡(シングルエンド)入力の ADA4927
回路の入力インピーダンスは、インバータとして接続された従
来型オペアンプの場合より実効的に高くなります。これは、差
動出力電圧の成分がコモン・モード信号として入力に現れて、
特に入力抵抗 RG 両端の電圧を持ち上げるためです。反転入力の
電圧が下側のループにある RF と RG から構成される電圧分圧器
で分割された非反転出力電圧に等しくなることから、アンプ入力
ピンのコモン・モード電圧を容易に求めることができます。こ
の電圧は負電圧帰還により両入力ピンに加えられ、入力信号と
同相であるため、上側のループにある RG の両端の実効電圧が減
尐し、RG が部分的に大きくなります。
シングルエンド入力の終端
このセクションでは、ゲイン= 1、RF = 348 Ω、RG = 348 Ω の場
合について、ADA4927 へのシングルエンド入力を終端する方法
を説明します。1 V p-p の終端出力電圧と 50 Ω のソース抵抗を持
つ入力ソースの例を使って、簡単な 4 ステップの方法を説明し
ます。ソースの終端出力電圧が 1 V p-p であるため、ソースの解
放出力電圧は 2 V p-p になることに注意してください。図 50 の
ソースはこの解放電圧を示しています。
1. 入力インピーダンスは次式から計算されます。
Rev. 0
07574-049
β1 
2
β1  β2 
アプリケーション回路入力インピーダンスの計
算
07574-048
出力ノイズ電圧密度は、従来型オペアンプと同様に、+IN と−IN
での入力換算項に該当する出力係数を乗算して求められます。
- 18/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2

 


 

R
348
G

  464 Ω
RIN  

 
348

RF
 1  2  ( R  R )   1  2  ( 348  348) 



G
F 
RTS = RTH = RS||RT = 26.5 Ω となります。VTH は 1 V p-p より
大きく、RT = 50 Ω から得られます。下側の帰還ループにつ
いて、終端電源と RTS を持つテブナン等価電源(RTS に最寄り
の 1%値を使用)で修正した回路を図 53 に示します。
RF
RF
348Ω
RIN
464Ω
+VS
RS
RG
50Ω
348Ω
VOCM
VTH
1.06V p-p
ADA4927
RTH
RG
26.7Ω
348Ω
VOCM
RL VOUT, dm
RG
RTS
26.7Ω
348Ω
–VS
07574-050
RF
RF
348Ω
348Ω
図 53.テブナン等価電源およびゲイン抵抗の一致
図 50.シングルエンド入力インピーダンス RIN の計算
図 53 に、一致した帰還ループを持つ分かり易くした回路
を示します。
50 Ω のソース抵抗に一致させるため、終端抵抗 RT は、
RT||464 Ω = 50 Ω から計算します。RT の最寄りの標準 1%値
は 56.2 Ω です。
終端入力で生ずる 2 つの効果を指摘しておくことは有用で
す。1 つ目は、両ループで RG 値が大きくなるため、全体の
クローズド・ループ・ゲインが小さくなることです。2 つ
目は、VTH が RT = 50 Ω の場合の 1 V p-p より尐し大きくな
ることです。これらの 2 つの効果は出力電圧に反対の影響
を与えるため、帰還ループの抵抗値が大きくなると(約 1
kΩ)、影響が互いに相殺されます。ただし、RF と RG が小さ
い(高ゲイン)場合には、効果の小さくなったクローズド・
ループ・ゲインが VTH の増加により完全に相殺されません。
これは、図 53 からも知ることができます。
RF
348Ω
+VS
RIN
50Ω
RS
RG
50Ω
348Ω
VS
2V p-p
RT
56.2Ω
VOCM
ADA4927
RL
VOUT, dm
RG
348Ω
終端入力信号が 1 V p-p でクローズド・ループ・ゲイン= 1
であるため、この例での所望の差動出力は 1 V p-p ですが、
実際の差動出力電圧は(1.06 V p-p)(348/374.7) = 0.984 V p-p
になります。所望の出力電圧 2 V p-p を得るためには、入
力回路を変更することなく、RF を増加させることにより、
最終ゲイン調整を行うことができます。これはステップ 4
で説明します。
07574-051
–VS
RF
348Ω
図 51.終端抵抗 RT の接続
図 51 から、上側の帰還ループの実効 RG は終端抵抗を接続
したため下側のループの RG を超えないことが分かります。
ゲイン抵抗の不一致を補償するため、下側のループで補正
抵抗(RTS)を RG に直列に接続します。RTS はソース抵抗 RS
のテブナン等価電源に、終端抵抗 RT は RS||RT に、それぞれ
等しくなります。
RS
50Ω
VS
2V p-p
4.
VTH
1.06V p-p
所望の出力電圧を得る最終ゲイン調整として、帰還抵抗値
を変更します。
出力電圧を VOUT = 1 V p-p にするために、次式を使って RF
を計算します。
RF 
RTH
RT
56.2Ω
Desired V
26.5Ω
OUT ,dm
07574-052
3.
VTH
R
G
 RTS 

1V p  p374.7 Ω  35
1.06 V p  p
353 Ω の最寄りの標準 1%値は 348 Ω または 357 Ω です。
357 Ω を使用すると、差動出力電圧は 1.01 V p-p になりま
す。クローズド・ループ帯域幅は、RF = 348 Ω の場合より
約 348/357 だけ狭くなります。これは、電流帰還アンプの
特性である RF とクローズド・ループ・ゲインとの間の反比
例関係によります。
図 52.テブナン等価電源の計算
最終回路を図 54 に示します。
Rev. 0
RL VOUT, dm
348Ω
–VS
2.
ADA4927
RG
07574-053
VS
2V p-p
348Ω
+VS
- 19/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2
RF
1V p-p
RS
VS
2V p-p
50Ω
出力コモン・モード電圧の設定
357Ω
+VS
ADA4927 の VOCM ピンは内部で電圧分圧器によりバイアスされ
ています。この電圧分圧器は 2 本の 10 kΩ 抵抗から構成され、電
源の中点[(+VS) + (−VS)]/2 にほぼ等しい電圧になっています。こ
の内部デバイダがあるため、VOCM ピンは外付け電圧と対応する
ソース抵抗に応じて電流をソースまたはシンクすることができ
ます。内部バイアスを使用すると、出力コモン・モード電圧が約
100 mV 以内の期待値で発生します。
RG
RT
56.2Ω
348Ω
VOCM
ADA4927
RL
VOUT, dm
1.01V p-p
RG
RTS
26.7Ω
348Ω
出力コモン・モード・レベルの正確な制御が必要な場合には、
外付け電源またはソース抵抗 100 Ω 以下の抵抗分圧器を使用す
ることが推奨されます。仕様のセクションに記載する出力コモ
ン・モード・オフセットでは、VOCM 入力を低インピーダンス電
圧源で駆動することを想定しています。
357Ω
07574-054
–VS
RF
図 54.終端シングルエンド/差動システム、G = 1
入力コモン・モード電圧範囲
ADA4927 の入力コモン・モード範囲は、2 つの電源レールの中点
を中心としています。これは、レベル・シフトした入力範囲を使
う ADA4937 のような他の ADC ドライバと対照的です。電源中点
を中心とする入力コモン・モード範囲は、AC 結合、差動―差動、
両電源アプリケーションに最適です。
±5 V 電源動作の場合、アンプ加算ノードでの入力コモン・モー
ド範囲は-3.5 V~+3.5 V として規定され、+5 V 単電源では+1.3
V~+3.7 V として規定されます。非直線性を回避するため、+IN
ピンと−IN ピンでの電圧振幅はこれらの範囲に制限する必要があ
ります。
入力と出力の容量 AC 結合
入力での AC 結合コンデンサは、電源と RG の間に接続すること
ができます。この AC 結合は DC コモン・モード帰還電流を阻
止するため、ADA4927 の DC 入力コモン・モード電圧が DC 出
力コモン・モード電圧と等しくなります。これらの AC 結合コ
ンデンサは、帰還係数を一致させるために両ループ内で接続す
る必要があります。
VOCM 入力を ADC のコモン・モード・レベル(CML)出力に接続
することもできますが、出力が十分な駆動能力を持つように注
意する必要があります。VOCM ピンの入力インピーダンスは約
10 kΩ です。複数の ADA4927 デバイスで 1 個の ADC リファレ
ンス出力を共用する場合は、並列入力を駆動するためにバッファ
が必要になります。
パワーダウン
パワーダウン機能は、特別なデバイスを使用しないで、かつア
サート時に出力を高インピーダンス状態にしない場合に、消費
電力を削減するために使うことができます。ADA4927 をイネー
ブルするときは、一般にパワーダウン・ピンを正電源レベルに
します。パワーダウン機能のイネーブル/ディスエーブルに必要
な電圧については、仕様の表を参照してください。
低温アプリケーションでのパワーダウン機能
パワーダウン機能は、周囲温度が 0°C 以下のアプリケーション
では使用しないでください。0°C 以下の周囲温度でパワーダウ
ン機能を必要とするアプリケーションについては、当社の営業
にご相談ください。
出力 AC 結合コンデンサは、各出力と対応する負荷の間に直列
に接続することができます。入力と出力で容量 AC 結合を使う
例については、図 58 を参照してください。
Rev. 0
- 20/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2
レイアウト、グラウンド接続、バイパス
他の高速デバイスの場合と同様に、ADA4927 も PCB 環境に敏
感です。優れた性能を実現するためには、高速 PCB デザインに
細心の注意を払う必要があります。このセクションで は、
ADA4927-1 に対処する詳しい例を示します。
電源ピンは、できるだけデバイスの近くで最寄りのグラウン
ド・プレーンへバイパスする必要があります。高周波セラミッ
ク・チップ・コンデンサを使用してください。2 個の並列バイ
パス・コンデンサ(1000 pF と 0.1 µF)を各電源に対して使用する
ことが推奨されます。1000μF のコンデンサをデバイスの近くに
接続する必要があります。さらに離れたところに、低周波バイ
パスの 10 µF タンタル・コンデンサを各電源とグラウンドとの
間に接続します。
最初の条件は、ADA4927-1 を取り囲むできるだけ多くのボード
領域をカバーする優れたグラウンド・プレーンですが、帰還抵
抗(RF)、ゲイン抵抗(RG)、入力加算ノード(ピン 2 とピン 3)の近く
の領域には、グラウンド・プレーンと電源プレーンを設けないよ
うにする必要があります(図 55 参照)。グラウンド・プレーンと電
源プレーンを設けないと、これらのノードの浮遊容量が小さくな
るため、高周波でのアンプ応答でのピーキングを防止することが
できます。理想電流帰還アンプは加算ノードの容量に無関係で
すが、実際のアンプでは加算ノードの容量が大きいとピーキング
が発生します。
寄生の影響を防止するため、信号パターンは短く、かつダイレ
クトにする必要があります。相補信号が存在する場合は、対称
なレイアウトを採用して波形のバランスを維持する必要があり
ます。差動信号を長い距離配線する場合は、PCB パターンを互
いに近づけて、差動線をループ面積が最小になるように撚る必
要があります。こうすることにより、放射エネルギを減らして、
回路を干渉に対して強くします。
07574-055
熱抵抗 θJA は、デバイス(露出パッドを含む)を EIA/JESD 51-7 で
規定される熱伝導性の高い 4 層回路ボードにハンダ付けした状
態に対して規定します。
図 56.PCB サーマル・アタッチ・パッドの推奨寸法(mm)
図 55.RF と RG の周囲を除くグラウンド・プレーンと電源プレーン
1.30
TOP METAL
GROUND PLANE
0.30
PLATED
VIA HOLE
07574-057
POWER PLANE
BOTTOM METAL
図 57.埋め込みグラウンド・プレーンへ接続したサーマル・ビア接続を示す 4 層 PCB の断面(寸法: mm)
Rev. 0
- 21/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2
高性能ADCの駆動
ADA4927 は、他のアプリケーションにも適していますが、単電
源で動作する広帯域幅 AC 結合アプリケーションと差動/差動ア
プリケーションに最適です。電圧帰還アンプに比べて電流帰還
アーキテクチャは、優れた歪み性能と高ゲインでの優れた帯域
幅性能を提供します。これは、理想電流帰還アンプのループ・
ゲインは帰還値とオープン・ループ相互インピーダンス T(s)の
みに依存するためです。
図 58 の回路に、ADA4927 の入力と出力に AC 結合を使用し、
14 ビット 105 MSPS ADC の AD9445 を駆動する ADA4927 のフ
ロントエンド接続を示します(AD9445 は差動で駆動したときに
最適性能を実現します)。ADA4927 は、ADC を駆動し、シング
ルエンド/差動変換を行い、駆動信号のバッファリングを行うト
ランスを不要にします。
ADA4927 は、5 V 単電源、ゲイン= 10、シングルエンド入力、
差動出力に構成されています。158 Ω の終端抵抗を約 73.2 Ω の
シングルエンド入力インピーダンスと並列に接続して、ソース
の 50 Ω 終端を行っています。さらに反転入力の 38.3 Ω により、
50 Ω のソース抵抗と非反転入力を駆動する終端抵抗の並列イン
ピーダンスに整合させます。ゲインが高いため、シングルエン
ド入力の終端のセクションで説明した終端技術を数回繰り返す
必要があります。このデザインの 2 つの目的は、RF を 500 Ω に
近づけて、標準の 1%値に近い抵抗値を得ることです。
この例では、信号ジェネレータは 50 Ω 終端時にグラウンド基準
の 1 V p-p の対称バイポーラ出力を持っています。
ADA4927 の VOCM ピンはノイズ削減のためバイパスされて、内
部デバイダにより出力コモン・モード電圧の公称電源中央値に
設定されるように解放のままにされています。入力が AC 結合
されているため、帰還ループには DC コモン・モード電流がな
く、電源中央値の公称 DC レベルがアンプ入力ピンに加えられ
ます。AC 結合技術はアンプ入力を最適レベルに設定する他に、
アンプ負荷を軽減するため、DC 結合入力を持つアプリケーショ
ンに比べて消費電力が小さくなります。
アンプ出力は、カットオフ周波数 100 MHz の 2 次ローパス・フ
ィルタを介して ADC へ AC 結合されます。これにより、アンプ
のノイズ帯域幅が狭くなるので、ドライバ出力が ADC 入力か
らアイソレーションされます。
SENSE ピンを AGND に接続して、AD9445 は 2 V p-p のフル・
スケール入力に設定されています(図 58 参照)。
図 58.入力と出力に AC 結合を使用して AD9445 ADC を駆動する ADA4927
Rev. 0
- 22/24 -
ADA4927-1/ADA4927-2
外形寸法
3.00
BSC SQ
0.60 MAX
0.45
13
16
12 (BOTTOM VIEW) 1
2.75
BSC SQ
EXPOSED
PAD
9
0.50
BSC
0.30
0.23
0.18
4
5
0.25 MIN
FOR PROPER CONNECTION OF
THE EXPOSED PAD, REFER TO
THE PIN CONFIGURATION AND
FUNCTION DESCRIPTIONS
SECTION OF THIS DATA SHEET.
0.05 MAX
0.02 NOM
SEATING
PLANE
8
1.50 REF
0.80 MAX
0.65 TYP
12° MAX
1.00
0.85
0.80
*1.45
1.30 SQ
1.15
D07574-0-10/08(0)-J
TOP
VIEW
PIN 1
INDICATOR
0.20 REF
072208-A
PIN 1
INDICATOR
0.50
0.40
0.30
*COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MO-220-VEED-2
EXCEPT FOR EXPOSED PAD DIMENSION.
図 59.16 ピン・リードフレーム・チップ・スケール・パッケージ[LFCSP_VQ]
3 mm × 3 mm ボディ、極薄クワッド(CP-16-2)
寸法: mm
0.60 MAX
4.00
BSC SQ
TOP
VIEW
3.75
BSC SQ
0.50
BSC
12° MAX
SEATING
PLANE
0.80 MAX
0.65 TYP
0.30
0.23
0.18
2.25
2.10 SQ
1.95
EXPOSED
PAD
0.50
0.40
0.30
1.00
0.85
0.80
PIN 1
INDICATOR
24 1
19
18
(BOTTOM VIEW)
13
12
7
6
0.25 MIN
2.50 REF
0.05 MAX
0.02 NOM
COPLANARITY
0.08
0.20 REF
FOR PROPER CONNECTION OF
THE EXPOSED PAD, REFER TO
THE PIN CONFIGURATION AND
FUNCTION DESCRIPTIONS
SECTION OF THIS DATA SHEET.
072208-A
PIN 1
INDICATOR
0.60 MAX
COMPLIANT TO JEDEC STANDARDS MO-220-VGGD-2
図 60.24 ピン・リードフレーム・チップ・スケール・パッケージ[LFCSP_VQ]
4 mm × 4 mm ボディ、極薄クワッド(CP-24-1)
寸法: mm
オーダー・ガイド
Model
Temperature Range
Package Description
Package Option
Ordering Quantity
Branding
ADA4927-1YCPZ-R21
ADA4927-1YCPZ-RL1
ADA4927-1YCPZ-R71
−40°C to +105°C
−40°C to +105°C
−40°C to +105°C
16-Lead LFCSP_VQ
16-Lead LFCSP_VQ
16-Lead LFCSP_VQ
CP-16-2
CP-16-2
CP-16-2
250
5,000
1,500
H1M
H1M
H1M
ADA4927-2YCPZ-R21
ADA4927-2YCPZ-RL1
ADA4927-2YCPZ-R71
−40°C to +105°C
−40°C to +105°C
−40°C to +105°C
24-Lead LFCSP_VQ
24-Lead LFCSP_VQ
24-Lead LFCSP_VQ
CP-24-1
CP-24-1
CP-24-1
250
5,000
1,500
1
Z = RoHS 準拠製品
Rev. 0
- 23/24 -
データシート 変更履歴
2009 年 2 月 20 日
アナログ・デバイセズ株式会社
型版:ADA4927-1/ADA4927-2
以下の箇所が間違っておりましたので変更いたしました。
P1
特長の極めて低い高調波歪み
変更前:
10 MHz で-105 dBc HD2
70 MHz で-91 dBc HD2
100 MHz で-87 dBc HD2
10 MHz で-103 dBc HD2
70 MHz で-98 dBc HD2
100 MHz で-89 dBc HD2
変更後:
10 MHz で-105 dBc HD2
70 MHz で-91 dBc HD2
100 MHz で-87 dBc HD2
10 MHz で-103 dBc HD3
70 MHz で-98 dBc HD3
100 MHz で-89 dBc HD3