LT8580 1A/65Vスイッチ、ソフトスタート、 および同期機能を内蔵した 昇圧 /SEPIC/ 反転 DC/DCコンバータ 特長 n n n n n n n n n n n n 概要 1A/65V のパワー・スイッチ 調整可能なスイッチング周波数 1 本の帰還抵抗で出力電圧を設定 外部クロックに同期可能 緩やかに変化する入力信号に対応できる 高利得のSHDNピン 広い入力電圧範囲：2.55V ～ 40V 低 VCESAT スイッチ：400mV/0.75A（標準） ソフトスタート機能内蔵 昇圧、SEPIC、または反転コンバータとして容易に構成可能 ユーザが設定可能な低電圧ロックアウト （UVLO） LT3580とピン互換 熱特性が改善された小型 8ピン3mm×3mm DFN パッケージおよび 8ピンMSOP パッケージ アプリケーション n n n n n LT®8580は、1A/65Vのスイッチを内蔵したPWM DC/DCコン バータです。LT8580は、昇圧コンバータ、SEPICコンバータ、 または反転コンバータとして構成できます。 LT8580は調整可能な発振器を内蔵しており、RTピンとグラン ドの間に接続した1 本の抵抗によって周波数を設定します。さ らに、LT8580は外部クロックに同期できます。このデバイスの スイッチング周波数は、自走式と同期式のいずれも可能であ り、200kHz ∼ 1.5MHzの範囲に設定できます。 また、LT8580は、緩やかに変化する入力信号に対応できる革 新的なSHDNピン回路と調整可能な低電圧ロックアウト機能 を備えています。 この他に、周波数フォールドバックやソフトスタートなどの機 能も内蔵しています。LT8580は、熱特性が改善された3mm 3mmの小型8ピンDFNパッケージおよび8ピンMSOPパッケー ジで供給されます。 L、LT、LTC、LTM、Linear Technologyおよび Linearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商 標です。ThinSOTはリニアテクノロジー社の商標です。その他すべての商標の所有権は、それ ぞれの所有者に帰属します。7579816を含む米国特許によって保護されています。 VFDのバイアス電源 TFT-LCDのバイアス電源 GPSレシーバ DSLモデム ローカル電源 標準的応用例 1.5MHz、5V 入力から12V 出力の昇圧コンバータ 15µH VOUT 12V 200mA 10k SW SHDN FBX 130k 4.7µF LT8580 2.2µF SYNC RT VC GND 56.2k 6.04k SS 47pF 0.22µF 100 480 90 420 80 360 70 300 60 240 50 180 40 120 EFFICIENCY POWER LOSS 30 3.3nF 8580 TA01a 20 0 50 150 100 LOAD CURRENT (mA) POWER LOSS (mW) VIN EFFICIENCY (%) VIN 5V 効率および電力損失 60 0 200 8580 TA01b 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 1 LT8580 絶対最大定格 （Note 1） VIN の電圧 ..............................................................–0.3V ～ 40V SWの電圧 ..............................................................–0.4V ～ 65V RTの電圧 .................................................................–0.3V ～ 5V SSの電圧 ..............................................................–0.3V ～ 2.5V FBXの電圧 ............................................................................. 5V FBXの電流 ........................................................................ –1mA VCの電圧 .................................................................–0.3V ～ 2V SHDNの電圧 ..........................................................–0.3V ～ 40V SYNCの電圧 ........................................................ –0.3V ～ 5.5V 動作接合部温度範囲 LT8580E（Note 2、5）...................................... –40°C ～ 125°C LT8580I（Note 2、5）....................................... –40°C ～ 125°C LT8580H（Note 2、5）..................................... –40°C ～ 150°C 保存温度範囲.................................................... –65°C ～ 150°C ピン配置 TOP VIEW FBX 1 VC 2 VIN 3 SW 4 TOP VIEW 8 SYNC 9 GND FBX VC VIN SW 7 SS 6 RT 5 SHDN 1 2 3 4 9 GND 8 7 6 5 SYNC SS RT SHDN MS8E PACKAGE 8-LEAD PLASTIC MSOP DD PACKAGE 8-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC DFN θJA = 43°C/W EXPOSED PAD (PIN 9) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB θJA = 35°C/W TO 40°C/W EXPOSED PAD (PIN 9) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 無鉛仕上げ テープ・アンド・リール 製品マーキング * パッケージ 温度範囲 LT8580EDD#PBF LT8580EDD#TRPBF LGKH 8-Lead（3mm×3mm）Plastic DFN LT8580IDD#PBF LT8580IDD#TRPBF LGKH 8-Lead（3mm×3mm）Plastic DFN –40°C to 125°C LT8580HDD#PBF LT8580HDD#TRPBF LGKH 8-Lead（3mm×3mm）Plastic DFN –40°C to 150°C LT8580EMS8E#PBF LT8580EMS8E#TRPBF LTGKJ 8-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C LT8580IMS8E#PBF LT8580IMS8E#TRPBF LTGKJ 8-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C LT8580HMS8E#PBF LT8580HMS8E#TRPBF LTGKJ 8-Lead Plastic MSOP –40°C to 150°C –40°C to 125°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 非標準の鉛仕上げの製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。 テープ・アンド・リールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。 8580f 2 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 電気的特性 l は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA = 25 Cでの値。注記がない限り、VIN = 5V、VSHDN = VIN。 （Note 2） PARAMETER CONDITIONS Operating Voltage Range LT8580E, LT8580I LT8580H MIN l l 2.55 2.9 Positive Feedback Voltage l 1.185 Negative Feedback Voltage l Positive FBX Pin Bias Current VFBX = Positive Feedback Voltage, Current Into Pin l Negative FBX Pin Bias Current VFBX = Negative Feedback Voltage, Current Out of Pin l MAX V V 1.204 1.220 V –3 3 12 mV 81 83.3 85 µA 81 83.3 86 µA 200 Error Amplifier Voltage Gain µmhos 60 Quiescent Current VSHDN = 2.5V, Not Switching Quiescent Current in Shutdown VSHDN = 0V Reference Line Regulation 2.5V ≤ VIN ≤ 40V Switching Frequency, fOSC RT = 56.2k RT = 422k Switching Frequency in Foldback Compared to Normal fOSC Switching Frequency Set Range SYNCing or Free Running l l 1.23 165 l 200 SYNC High Level for Synchronization l 1.3 SYNC Low Level for Synchronization l V/V 1.2 1.7 mA 0 1 µA 0.01 0.05 %/V 1.5 200 1.77 235 MHz kHz 1/6 VSYNC = 0V to 2V UNITS 40 40 Error Amplifier Transconductance SYNC Clock Pulse Duty Cycle TYP Ratio 1500 kHz V 35 0.4 V 65 % Recommended Minimum SYNC Ratio fSYNC/fOSC 3/4 Minimum Off-Time 100 ns Minimum On-Time 350 ns 1.2 0.6 0.4 1.5 1 0.8 1.8 1.5 1.4 A A A Switch Current Limit Minimum Duty Cycle (Note 3) Maximum Duty Cycle (Notes 3, 4), fOSC = 1.5MHz Maximum Duty Cycle (Notes 3, 4), fOSC = 200kHz Switch VCESAT ISW = 0.75A 400 Switch Leakage Current VSW = 5V 0.01 1 µA Soft-Start Charging Current VSS = 0.5V l 4 6 8 µA SHDN Minimum Input Voltage High Active Mode, SHDN Rising Active Mode, SHDN Falling l l 1.23 1.21 1.31 1.27 1.4 1.33 V V SHDN Input Voltage Low Shutdown Mode l SHDN Pin Bias Current VSHDN = 3V VSHDN = 1.3V VSHDN = 0V 9 44 12 0 SHDN Hysteresis l l l mV 0.3 V 56 15 0.1 µA µA µA 40 Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える恐れがある。 Note 2：LT8580Eは、0°C ～ 125°Cの接合部温度範囲で性能仕様に適合することが保証されて いる。–40°C ～ 125°Cの動作接合部温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプ ロセス・コントロールとの相関で確認されている。LT8580Iは–40°C ～ 125°Cの全動作接合部 温度範囲で保証されている。LT8580Hは–40°C ～ 150°Cの全動作接合部温度範囲で保証され ている。125°Cを超える接合部温度では動作寿命が短くなる。 mV Note 3：設計か、静的テストとの相関によって保証されている電流制限値。 Note 4：記載の等価スイッチング周波数で測定した電流リミット。 Note 5：このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過熱保護機能 が備わっている。過熱保護機能がアクティブなとき接合部温度は 150°Cを超える。規定された 最大動作接合部温度を超えた状態で動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なう恐れが ある。 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 3 LT8580 標準的性能特性 2.00 注記がない限り、TA = 25 C。 スイッチ電流制限と デューティ・サイクル 1.50 1.25 1.00 0.75 0.50 SWITCH CURRENT (A) 600 SATURATION VOLTAGE (mV) SWITCH CURRENT LIMIT (A) 2.0 700 1.75 500 400 300 200 1.5 1.0 0.5 100 0.25 0 コマンドによるスイッチ電流とSS スイッチ飽和電圧 10 20 30 40 50 60 70 DUTY CYCLE (%) 80 90 0 0 0.25 1 0.5 0.75 1.25 SWITCH CURRENT (A) POSITIVE FBX VOLTAGE (V) 1.5 1.0 0.5 1.220 30 1.215 25 1.210 20 1.205 15 1.200 10 1.195 5 1.190 0 1.185 –5 1.180 –10 1.175 –15 1.170 –50 –25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 1.2 0 –20 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 8580 G05 出力電圧レギュレーションにおける 正と負の FBX 電流 発振器周波数 86 85 85 84 84 83 83 82 82 81 81 80 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 1.8 RT = 56.2k 1.6 1.4 FREQUENCY (MHz) 86 NEGATIVE FBX CURRENT OUT OF PIN (µA) POSITIVE FBX CURRENT INTO PIN (µA) 1 8580 G03 8580 G04 0 0.4 0.6 0.8 SS VOLTAGE (V) NEGATIVE FBX VOLTAGE (mV) SWITCH CURRENT LIMIT (A) 2.0 80 –50 –25 0.2 正と負の 出力電圧レギュレーション スイッチの電流制限と温度 0 0 8580 G02 8580 G01 0 –50 –25 0 1.5 1.2 1.0 0.8 0.6 0.4 RT = 422k 0.2 0 –50 –25 8580 G06 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 8580 G07 8580f 4 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25 C。 内部 UVLO 1/2 0 INVERTING CONFIGURATIONS 0 0.2 1 2.6 25 2.5 2.4 2.3 2.2 NONINVERTING CONFIGURATIONS 0.4 0.6 0.8 FBX VOLTAGE (V) 30 2.1 –50 –25 1.2 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 8580 G08 10 0 0 0.25 0.5 0.75 1 1.25 1.5 1.75 SHDN VOLTAGE (V) 2 8580 G10 アクティブ /ロックアウトしきい値 1.38 1.36 300 250 200 150 100 1.34 1.32 SHDN RISING 1.30 1.28 1.26 SHDN FALLING 1.24 50 0 15 1.40 125°C 25°C –40°C 350 20 8580 G09 SHDNピンの電流 400 125°C 25°C –40°C 5 SHDN VOLTAGE (V) 1/3 1/4 1/5 1/6 SHDNピンの電流 2.7 SHDN PIN CURRENT (µA) VIN VOLTAGE (V) 1 SHDN PIN CURRENT (µA) NORMALIZED OSCILLATOR FREQUENCY (F/FNOM) ソフトスタート時の発振器周波数 1.22 0 5 10 15 20 25 30 35 40 1.20 –50 –25 SHDN VOLTAGE (V) 8580 G11 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 8580 G12 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 5 LT8580 ピン機能 FBX（ピン1） ：正と負の帰還ピン。非反転または反転コンバー タでは、以下の式に従って抵抗をFBXピンからVOUT へ接続 します。 RFBX = ( VOUT − 1.204V ) ; Noninverting Converter RFBX = ( VOUT + 3mV) ; Inverting Converter RT （ピン6） ：タイミング抵抗ピン。スイッチング周波数を調整し ます。このピンからグランドに抵抗を接続して、周波数を固定 自走レベルに設定します。このピンはフロート状態にしないで ください。 SS（ピン7） ：ソフトスタート・ピン。ソフトスタート・コンデンサを ここに接続します。起動すると、SSピンは （公称）280kの抵抗 を介して約 2.1Vに充電されます。 83.3µA 83.3µA VC（ピン2） ：エラーアンプの出力ピン。このピンには外付けの 補償回路網を接続します。 VIN （ピン3） ：入力電源ピン。ローカルにバイパスする必要があ ります。 SW（ピン4） ：スイッチ・ピン。 これは、 内部のNPNパワー・スイッ チのコレクタです。このピンに接続されるメタル・トレースの面 積を小さくしてEMIを最小限に抑えます。 SYNC（ピン8） ：スイッチング周波数を外部クロックに同期させ るには、単にこのピンをクロックでドライブします。クロックの H 電圧レベルは1.3Vを超える必要があり、 L 電圧レベル は0.4V 未満である必要があります。このピンを0.4V 未満に すると、内部自走クロックに戻ります。詳細については 「アプリ ケーション情報」 のセクションを参照してください。 GND （露出パッド・ピン9） ：グランド。露出パッドはローカル・グ ランド・プレーンに直接半田付けする必要があります。 SHDN（ピン5） ：シャットダウン・ピン。UVLO（低電圧ロックア ウト） 回路と組み合わせて、このピンを使ってデバイスをイネー ブル/ディスエーブルし、ソフトスタート・シーケンスを再開しま す。デバイスをディスエーブルするには、1.21Vより下にドライ ブします。デバイスをアクティブにしてソフトスタート・シーケン スを再開するには1.40Vより上にドライブします。このピンはフ ロート状態にしないでください。 8580f 6 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 ブロック図 RC VIN CSS 7 50k SHDN 5 1.3V – + 3 VC L1 SR2 Q SOFTSTART ILIMIT COMPARATOR – Q2 A3 R + 4 SR1 S DRIVER + ∑ A1 A4 – FBX + 14.5k RFBX 0.02Ω – SLOPE COMPENSATION 1 VOUT C1 Q1 Q + 14.5k D1 SW VC S 1.204V REFERENCE CIN 280k R VIN 2 SS DISCHARGE DETECT UVLO CC A2 FREQUENCY FOLDBACK GND 9 ÷N ADJUSTABLE OSCILLATOR – SYNC BLOCK SYNC 8 6 RT RT 8580 BD 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 7 LT8580 動作 LT8580は固定周波数の電流モード制御方式を使って、優れ た入力レギュレーションと負荷レギュレーションを実現しま す。デバイス動作の次の説明に関しては、ブロック図を参照し てください。発振器の各サイクルの開始点でSRラッチ （SR1） がセットされ、 パワー・スイッチQ1がオンになります。 このスイッ チ電流が内部電流検出抵抗を通って流れ、スイッチ電流に比 例した電圧が発生します。 （A4によって増幅された） この電圧 が安定化ランプへ加算され、その和が PWMコンパレータA3 の正端子に与えられます。この電圧が A3の負入力のレベルを 超えると、SRラッチがリセットされ、パワー・スイッチをオフしま す。A3（VCピン） の負入力のレベルはエラーアンプ A1（または A2） によって設定され、帰還電圧（FBXピン） とリファレンス電 圧（構成に応じて1.204Vまたは3mV） の差を単に増幅したも のです。このようにして、エラーアンプは正しいピーク電流レベ ルを設定し、出力を安定化された状態に保ちます。 LT8580はFBXピン・アーキテクチャを備えており、これは非 反転構成と反転構成のいずれかで使うことができます。非反 転コンバータとして構成されている場合、FBXピンはVOUT か らFBXに接続されたRFBX 抵抗によって、1.204Vの内部バ イアス電圧にプルアップされます。アンプ A2は非アクティブ になり、アンプ A1はFBX からVC への反転増幅を行います。 LT8580 が反転構成の場合、FBXピンはVOUT からFBXに接 続されたRFBX 抵抗によって3mVにプルダウンされます。アン プ A1は非アクティブになり、アンプ A2はFBX からVC への非 反転増幅を行います。 VIN > VOUT OR VIN = VOUT OR VIN < VOUT + C2 L1 • D1 VOUT VIN SW SHUTDOWN FBX RT GND SYNC RT • SHDN SS 図 1に示すように、LT8580はSEPIC（シングルエンド・プライマ リ・インダクタンス・コンバータ） として構成可能です。このトポ ロジーにより、必要な出力電圧に比べて、入力を高く、等しく、 または低くすることができます。SEPICトポロジーには、もとも と出力切断機能が組み込まれています。つまり、入出力間に DC 経路が存在しません。これは、回路がシャットダウン状態 のとき入力ソースから出力を切断する必要のあるアプリケー ションに有用です。 反転トポロジー 図 2に示すように、LT8580はデュアル・インダクタ反転トポロ ジーでも動作可能です。デバイスのユニークな帰還ピンによ り、単に外部部品の接続を変更するだけで反転トポロジーを 構築することができます。この解決策により、出力に直列に接 続されたインダクタL2による出力電圧リップルが非常に小さく なります。LT8580のスイッチのオフ時間とオン時間の両方で 出力インダクタが出力に電流を供給するので、出力コンデンサ の電流の突然の変化がなくなります。 + R1 VIN + C3 SW SHDN FBX RT GND SYNC RC CSS RT CC 8580 F01 図 1. 出力電圧を跨ぐ入力を可能にする SEPICトポロジー。結合されたインダクタまたは 結合されていないインダクタを使用可能。 結合されている場合は注記された位相に従う L2 SS • R1 VC + RC CSS VOUT D1 LT8580 C1 SHUTDOWN VC C2 L1 • VIN L2 LT8580 C1 SEPICトポロジー C3 CC 8580 F02 図 2. 出力リップルを低くするデュアル・インダクタ 反転トポロジー。結合されたインダクタまたは 結合されていないインダクタを使用可能。 結合されている場合は注記された位相に従う 8580f 8 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 動作 スタートアップ動作 電流制限とサーマル・シャットダウン動作 LT8580の非常にクリーンな起動を可能にするため、いくつ かの機能が備わっています。 LT8580はブロック図には示されていない電流制限回路を備 えています。スイッチ電流は常時モニタされ、与えられたデュー ティ・サイクルで最大スイッチ電流を超えないように制限され ます （「電気的特性」の表を参照）。スイッチ電流がこの値に 達すると、コンパレータ （A1/A2） の状態にかかわらず SRラッ チ （SR1） がリセットされます。サーマル・シャットダウン回路も ブロック図に示されていません。デバイスの温度が約 165 C を超えると、アンプ （A1/A2） の状態にかかわらず SR2ラッチが セットされます。デバイス温度が約 160 Cを下回ると、全ソフト スタート・サイクルが開始されます。この電流制限とサーマル・ シャットダウン回路により、パワー・スイッチとLT8580に接続 されている外付け部品が保護されます。 • 最初に、内部電圧リファレンスによりSHDNピンの電圧が モニタされ、精密なターンオン電圧レベルが与えられます。 外部抵抗（または抵抗分割器） を入力電源からSHDNピン に接続して、ユーザがプログラム可能な低電圧ロックアウト 機能を与えることができます。 • 次に、ソフトスタート回路がスイッチ電流を徐々にランプ アップさせます。デバイスがシャットダウン状態から抜け出 すと、外部 SSコンデンサが最初に放電し （SHDNピンの グリッチと遅いランプアップに対して保護し）、次に内部の 280k 抵抗が SSピンを約 2.1Vに引き上げます。外部コンデ ンサをSSピンに接続することにより、このピンの電圧のラ ンプ・レートを設定することができます。ソフトスタート・コン デンサの標準値は100nF ∼ 1µFの範囲です。 • 最後に、FBXピンが 300mV ∼ 920mVの公称範囲内にあ ると、周波数フォールドバック回路がスイッチング周波数を 下げます。この機能は、デバイスが達成できる最小デュー ティ・サイクルを下げて、起動時のスイッチ電流をさらに良 く制御できるようにします。FBXの電圧がこの範囲の外に 出ると、スイッチング周波数は正常値に戻ります。 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 9 LT8580 アプリケーション情報 出力電圧の設定 インダクタの選択 出力電圧は抵抗（RFBX） をVOUT からFBXピンに接続して設 定します。RFBX は次式を使って決定します。 一般的なガイドライン：LT8580は高い周波数で動作するの で小型の表面実装インダクタを使用できます。高効率を実現 するには、フェライトなどの高周波用コア材のインダクタを選 択して、コア損失を減らします。効率を改善するため、与えら れたインダクタンスに対してサイズの大きなインダクタを選択 します。I2R 損失を減らすため、インダクタはDCR（銅線抵抗） が小さく、飽和せずにピーク・インダクタ電流を流すことができ るものにします。各インダクタが全スイッチ電流の一部分しか 流さないSEPICトポロジーのようなアプリケーションでは、イ ンダクタに要求される処理電流は大きくないことに注意してく ださい。積層インダクタまたはチップ・インダクタのコア面積は 一般に1A ∼ 2Aの範囲のピーク・インダクタ電流をサポート するのに十分ではありません。放射ノイズを抑えるには、 トロイ ド、またはシールドされたインダクタを使用します。シールド・タ イプのインダクタンスは電流が増加するにつれて低下し、簡単 に飽和するので注意してください。インダクタのメーカについ ては表 1を参照してください。以下のガイドラインが最終のア プリケーションに適合することを確認するには、実験を通じて 十分検証していただくことをお勧めします。 RFBX = |VOUT − VFBX | 83.3µA ここで、非反転トポロジー （つまり、昇圧および SEPICのレギュ レータ） ではVFBX は1.204V（標準）、反転トポロジーでは3mV （標準） です （「電気的特性」 を参照）。 パワー・スイッチのデューティ・サイクル ループの安定性を維持し、適切な電流を負荷に供給するた め、パワー NPN（「ブロック図」 のQ1） は各クロック・サイクルの 100%の間「オン」 に留まることはできません。最大許容デュー ティ・サイクルは次式で与えられます。 DCMAX = (TP − Min Off Time) • 100% TP ここで、TP はクロック周期、 （「電気的特性」 に示されている）最 小オフ時間（Minimum Off Time） は標準 100nsです。 動作デューティ・サイクルが DCMAX を超えないようにアプリ ケーションを設計します。 いくつかの一般的トポロジーのデューティ・サイクルの式を 下に示します。ここで、VD はダイオードの順方向電圧降下、 VCESAT は0.75Aで標準 400mVです。 昇圧トポロジーでは次のようになります。 DC ≅ VOUT − VIN + VD VOUT + VD − VCESAT SEPICトポロジーまたはデュアル・インダクタ反転トポロジーで は次のようになります （図 1と図 2を参照）。 DC ≅ VD + |VOUT | VIN + |VOUT | + VD − VCESAT 表 1. インダクタ・メーカ Coilcraft Coiltronics XAL5050、MSD7342、MSS7341、 LPS4018シリーズ DR、DRQ、LD、CDシリーズ スミダ電機 CDRH8D58/LD、CDRH64B、 CDRH70D430MNシリーズ WE-PD、WE-DD、WE-TPC、 Würth WE-LHMI、WE-LQSシリーズ www.coilcraft.com www.coiltronics.com www.sumida.com www.we-online.com 最小インダクタンス：効率とのトレードオフになる可能性があ りますが、多くの場合、小さなインダクタを選択して基板スペー スを最小限に抑えることを推奨します。インダクタを選択する 際には、最小インダクタンスを制限する2つの条件があります。 （1）適切な負荷電流の供給と （2）低調波発振の防止です。こ れらの要件の両方を満たすのに十分な大きさのインダクタン スを選択してください。 LT8580はデューティ・サイクルが DCMAXより高い構成で使用 することができますが、実効デューティ・サイクルが減少するよ うに、不連続導通モードで動作させる必要があります。 8580f 10 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 アプリケーション情報 適切な負荷電流：インダクタの値を小さくするとリップル電流 が増加するので、ピーク・スイッチ電流が制限されることによ り、負荷に供給できる平均電流（IOUT） が減少します。適切な 負荷電流を供給するため、Lは少なくとも次のようにします。 LBOOST > DC • VIN |V | • I 2(f) ILIM − OUT OUT VIN • η VIN 2 DC − 1 LMIN > 1.25 • (DC − 300nS • f) • f 1− DC 昇圧トポロジーでは、 LDUAL > 低調波発振の防止：LT8580の内部スロープ補償回路は、イ ンダクタンスが最小値を超えていれば、デューティ・サイクルが 50%を超えると発生する可能性のある低調波発振を防止し ます。50%を超えるデューティ・サイクルで動作するアプリケー ションでは、インダクタンスは少なくとも次の値でなければなり ません。 LMIN = 昇圧トポロジーの場合のL1（図 15を参照） DC • VIN •I V 2(f) ILIM− OUT OUT − IOUT VIN • η LMIN = L1 = 結合されたデュアル・インダクタ・ トポロジーの場合のL2（図 16と図 17を参照） または、SEPICトポロジーおよび反転トポロジーでは、次のよ うになります。 ここで、 LBOOST = 昇圧トポロジーの場合のL1（図 15を参照） LDUAL = L1 = 結合されたデュアル・インダクタ・ トポロジーの場合のL2（図 16と図 17を参照） LDUAL = 結合されていないデュアル・インダクタ・ トポロジーの場合のL1||L2（図 16と図 17を参照） DC = スイッチのデューティ・サイクル （前のセクションを参照） LMIN = 結合されていないデュアル・インダクタ・ トポロジーの場合のL1||L2（図 16と図 17を参照） 最大インダクタンス：インダクタンスが大きすぎると、電流コ ンパレータ （「ブロック」図のA3）が容易に識別するのが困難 なレベルにまでリップル電流が減少する可能性があります。こ れにより、デューティ・サイクルのジッタが生じたり、レギュレー ションが不十分になったりします。最大インダクタンスは次式 で計算することができます。 LMAX = VIN − VCESAT DC • IMIN-RIPPLE f ここで、 ILIM = スイッチ電流リミット、50%デューティ・サイクルで 標準約 1.2A（「標準的性能特性」 のセクションを参照） η = 電力変換効率（高電流のとき昇圧トポロジーでは 標準 85%、デュアル・インダクタ・トポロジーでは83%） f = スイッチング周波数 IOUT = 最大負荷電流 LMIN = 昇圧トポロジーの場合のL1（図 15を参照） LMIN = L1 = 結合されたデュアル・インダクタ・ トポロジーの場合のL2（図 16と図 17を参照） LMIN = 結合されていないデュアル・インダクタ・ トポロジーの場合のL1||L2（図 16と図 17を参照） IMIN(RIPPLE) = 標準 80mA L が負の値の場合、出力負荷電流 IOUT が LT8580のスイッチ 電流制限能力を超えていることを示しています。 電流定格：最後に、効率の損失を招くインダクタの飽和を防ぐ ため、インダクタの定格はピーク動作電流より大きくする必要 があります。定常状態では、ピーク入力インダクタ電流（連続 導通モードのみ） は次式で与えられます。 IL1-PEAK = |VOUT • IOUT | VIN • DC + VIN • η 2 • L1• f 上式は、昇圧トポロジー、結合されていないインダクタの SEPICトポロジー、および結合されていないインダクタの反転 トポロジーの場合です。 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 11 LT8580 アプリケーション情報 結合されていないデュアル・インダクタ・トポロジーでは、ピー ク出力インダクタ電流は次式で与えられます。 IL2-PEAK = IOUT + VOUT • (1− DC) 2 • L2 • f 結合されたインダクタのトポロジーの場合、次のようになります。 V • DC V IL2-PEAK = IOUT 1+ OUT + IN η • VIN 2 • L • f 表 2. セラミック･コンデンサのメーカ Kemet www.kemet.com 村田製作所 www.murata.com 太陽誘電 www.t-yuden.com TDK www.tdk.com 補償の調整 LT8580の帰還ループを補償するには、1 個のコンデンサに並 列な直列 RCネットワークをVCピンからGNDに接続します。 注記：負荷過渡時にインダクタ電流が大きくなる可能性があ ほとんどのアプリケーションでは、直列コンデンサは470pF ∼ ります。不適切なソフトスタート・コンデンサが使用されると、 2.2nFの範囲にします。1nF が出発点の値として適切です。並 起動時にもインダクタ電流が大きくなる可能性があります。 列コンデンサの値は10pF ∼ 100pFにします。47pFが出発点と して適切です。通常、補償抵抗 RC は5k ∼ 50kの範囲です。新 コンデンサの選択 しいアプリケーションを補償する最適な手法では、直列抵抗 RC の代わりに100kΩのポテンショメータを使用します。それ 出力リップル電圧を最小限に抑えるため、出力には低 ESR（等 ぞれ1nFと47pFの直列コンデンサと並列コンデンサを使って、 価直列抵抗） のコンデンサを使用します。積層セラミック・コン 過渡応答を観察しながらポテンショメータを調節し、RC の最 デンサはESR が非常に低く、小型パッケージのものが入手で 適値を見つけることができます。負荷電流を60mAと160mA きるので最適です。X5R やX7Rの誘電体材料は広い電圧範 囲と温度範囲にわたって容量を保持するので推奨されます。 の間でステップさせたときの図 4の回路のこの過程を図 3 ほとんどのアプリケーションでは、0.47µF ∼ 10µFの出力コン （3a ∼ 3c）に示します。RC が 2kに等しいときの過渡応答を 図 3に示します。出力電圧とインダクタ電流の過度のリンギン デンサで十分です。必ず電圧定格が十分大きなコンデンサ グから明らかなように、位相マージンが良くありません。図 3b を使用してください。ほとんどのセラミック・コンデンサ （特に では、RC の値を3kまで大きくしているので、より減衰した応答 0805または0603のケース・サイズ） は望みの出力電圧での容 になっています。RC をさらに6kにまで大きくしたときの結果を 量が大きく減少します。固体タンタル・コンデンサまたはOS図 3cに示します。過渡応答が十分減衰し、補償の手順は完 CONコンデンサを使うこともできますが、セラミック・コンデン 了です。 サよりも大きなボード面積を占め、ESR が大きくなり、出力リッ プルが増加します。 補償理論 セラミック・コンデンサは入力デカップリング用コンデンサとし 他のすべての電流モード・スイッチング・レギュレータと同様、 ても最適で、LT8580のVIN ピン、および電力経路の入力に接 LT8580を安定して効率よく動作させるには補償が必要です。 続されたインダクタにできるだけ近づけて配置します。1つの LT8580では2つの帰還ループが使用されています。補償の不 入力コンデンサを最適な位置に配置することが不可能な場 要な高速電流ループと補償の必要な低速電圧ループです。 合、デバイスのVIN ピンにあるコンデンサ （CVIN） と電力経路 標準ボード線図の分析方法を使って、電圧帰還ループを理 の入力にあるコンデンサ （CPWR） を使用します。寸法の情報に 解し、調節することができます。 ついては、表 4、表 5、および表 6の式を参照してください。ほと んどのアプリケーションでは1µF ∼ 2.2µFの入力コンデンサで 十分です。 セラミック・コンデンサのメーカ数社を表 2に示します。全セラ ミック部品の詳細についてはメーカへお問い合わせください。 8580f 12 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 アプリケーション情報 ISTEP 100mA/DIV ISTEP 100mA/DIV VOUT 500mV/DIV AC-COUPLED VOUT 500mV/DIV AC-COUPLED IL1 200mA/DIV IL1 200mA/DIV 100µs/DIV 100µs/DIV 8580 F03a （3a）過度のリンギングを示す過渡応答 8580 F03b （3b）改善された過渡応答 ISTEP 100mA/DIV VOUT 500mV/DIV AC-COUPLED IL1 200mA/DIV 100µs/DIV 8580 F03c （3c）十分減衰した過渡応答 図 3. トランジェント応答 L1 15µH VIN 5V D1 VOUT 12V 200mA 10k VIN CIN 2.2µF SW SHDN FBX RFBX 130k COUT 4.7µF LT8580 SYNC RT VC GND RT 56.2k RC 6.04k SS CSS 0.22µF CC 3.3nF CF 47pF 8580 F04 図 4. 1.5MHz、5V 入力から12V 出力の昇圧コンバータ 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 13 LT8580 アプリケーション情報 どのような帰還ループの場合でもそうですが、ループ内の多 様な素子が利得や位相に与える影響を知ることが非常に重 要です。昇圧コンバータの主要な等価素子を図 5に示します。 高速電流制御ループのため、デバイスの電力段、インダクタ、 およびダイオードは、等価トランスコンダクタンス・アンプ gmpと （IVIN を （ηVIN/VOUT）• IVIN に変換する）電流制御電流源 の組み合わせで置き換えてあります。gmp はピーク入力電流 （IVIN）が VC 電圧に比例する電流源として機能します。ηはス イッチング・レギュレータの効率で、標準で約 85%になります。 gmpとgma の最大出力電流が有限であることに注意してくだ さい。gmp のリミットは 「電気的特性」のセクション （Switch Current Limit） に与えられており、gma は公称約 +15µAおよび –17µAに制限されています。 図 5 から、DC 利得、ポール、およびゼロは以下のように計算す ることができます。 Output Pole: P1= 2 2 • π • RL • COUT Error Amp Pole: P2 = 1 2 • π • [RO +RC ] • CC Error Amp Zero: Z1= 1 2 • π • RC • CC DC Gain: (Breaking Loop at FBX Pin) ADC = AOL (0) = ∂VC ∂IVIN ∂VOUT ∂VFBX • • • = ∂VFBX ∂VC ∂IVIN ∂VOUT – + RC CC VOUT IVIN gmp η • VIN •IVIN VOUT VC CF VIN RL 0.5R2 • • VOUT 2 R1+ 0.5R2 (gma • R0 ) • gmp • η • RO + gma RESR CPL 1.204V REFERENCE R2 – RHP Zero: Z3 = 1 2 • π • RESR • COUT 2 VIN • RL 2 4 • π • VOUT •L High Frequency Pole: P3 > 8580 F05 R2 Phase Lead Zero: Z4 = CC: COMPENSATION CAPACITOR COUT: OUTPUT CAPACITOR CPL: PHASE LEAD CAPACITOR CF: HIGH FREQUENCY FILTER CAPACITOR gma: TRANSCONDUCTANCE AMPLIFIER INSIDE IC gmp: POWER STAGE TRANSCONDUCTANCE AMPLIFIER RC: COMPENSATION RESISTOR RL: OUTPUT RESISTANCE DEFINED AS VOUT DIVIDED BY ILOAD(MAX) RO: OUTPUT RESISTANCE OF gma R1, R2: FEEDBACK RESISTOR DIVIDER NETWORK RESR: OUTPUT CAPACITOR ESR η: CONVERTER EFFICIENCY (~85% AT HIGHER CURRENTS) 図 5. 昇圧コンバータの等価モデル RL COUT R1 FBX ESR Zero: Z2 = Phase Lead Pole: P4 = fS 3 1 2 • π • R1• CPL 1 R2 2 •C 2•π• R2 PL R1+ 2 R1• Error Amp Filter Pole: P5 = C 1 , CF < C RC • RO 10 • CF 2•π• RC + RO 電流モードのゼロ （Z3） は右半平面のゼロで、これは帰還制 御の設計では問題になることがありますが、外付け部品を適 切に選択して対処することができます。 8580f 14 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 アプリケーション情報 図 4の回路を一例として使って、図 6に示すボード線図を描く のに使用されたパラメータを表 3に示します。 140 0 120 –45 PHASE –90 80 –135 60 –180 40 –225 55° AT 20kHz GAIN 20 –270 –315 0 –20 10 ダイオードの選択 PHASE (DEG) GAIN (dB) 100 100 1k 10k FREQUENCY (Hz) 100k –360 1M 8580 F06 図 6. 昇圧コンバータの例のボード線図 表 3. ボード線図のパラメータ パラメータ 値 単位 注釈 RL 40 W Application Specific COUT 4.7 μF Application Specific RESR 10 mW Application Specific RO 305 kW Not Adjustable CC 3300 pF Adjustable CF 47 pF Optional/ Adjustable CPL 0 pF Optional/ Adjustable RC 6.04 kW Adjustable R1 130 kW Adjustable R2 14.6 kW Not Adjustable 12 V Application Specific VOUT 図6から、利得が0dBに達するときの位相は–125 で、位相マー ジンが 55 になります。クロスオーバー周波数は20kHzで、こ れはRHPのゼロの周波数の1/3 以下の値なので、適切な位 相マージンが得られます。 VIN 5 V Application Specific gma 230 µmho Not Adjustable gmp 7 mho Not Adjustable L 15 µH Application Specific fS 1.5 MHz Adjustable ショットキ・ダイオードは順方向電圧降下が小さく、スイッチ ング速度が速いので、LT8580と一緒に使用することを推奨 します。VR（表 4、5、6）が 40V 未満のアプリケーションでは、 Diodes, Inc.のSBR1V40LP が最適です。VR が 40Vを超える 場合、Diodes Inc.のDFLS1100 が良好に動作します。これら のダイオードの定格は、1Aの平均順方向電流を扱うことがで きます。 発振器 LT8580の動作周波数は内部自走発振器を使用して設定する ことができます。SYNCピンを L（< 0.4V） にドライブすると、 動作周波数は、RT からグランドに接続した抵抗によって設定 されます。内部で調整済みのタイミング・コンデンサがデバイ スの内部にあります。発振器周波数は次式を使って計算され ます。 fOSC = 85.5 (RT + 1) ここで、fOSC の単位はMHz、RT の単位はkΩです。逆に、RT （kΩ） は次式を使って望みの周波数（MHz）から計算すること ができます。 RT = 85.5 −1 fOSC クロックの同期 LT8580の動作周波数は外部クロック・ソースに同期させるこ とができます。外部信号源と同期させるには、デジタル・クロッ ク信号をSYNCピンにそのまま入力します。LT8580はSYNC ピンのクロック周波数で動作します。SYNC が自走クロックの 数周期の間 L にドライブされた後、LT8580は内部自走発振 器のクロックに戻ります。 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 15 LT8580 アプリケーション情報 SYNC 信号のデューティ・サイクルは、適切に動作させるに は35% ∼ 65%でなければなりません。また、SYNC 信号の 周波数は、次の2つの条件を満たす必要があります。 (1) SYNC 信号は、 L で停止して自走発振器をイネーブルす る場合以外、200kHz ∼ 1.5MHzの周波数範囲外に切り替 わることはできません。 (2) SYNC 周波数は、 自走発振器の周波数（fOSC） より常に高く することができますが、fOSC の25%を超えて低くならないよ うにしてください。 動作周波数の選択 コンバータの動作周波数を選択する際の検討事項がいく つかあります。まず、どのスペクトル・ノイズも許容できない 敏感な周波数帯は避けることです。たとえば、RF 通信機能 を搭載する製品では、455kHzのIF 周波数はどんなノイズ に対しても敏感なので、600kHzを超すスイッチングが望ま れます。また、ある通信方式では1.1MHz が敏感なので、こ の場合は1.5MHzのスイッチング・コンバータ周波数を採 用することができます。2つ目の検 討 事 項はコンバータの 物理的サイズです。動作周波数が高くなるにつれ、インダク タおよびフィルタ・コンデンサの値とサイズが小さくなりま す。NPNのベース電荷によるスイッチング損失（「熱に関す る計算」を参照）、ショットキ・ダイオードの電荷、および他 の容量性損失の項は周波数に比例して増加するので、効率 がトレードオフになります。 ソフトスタート LT8580は起動時にピーク・スイッチ電流を制限するソフトス タート回路を内蔵しています。VOUT が最終値から大きく外れ て帰還ループが飽和するので、高い起動電流は一般のスイッ チング・レギュレータにつきものです。レギュレータは出力コン デンサをできるだけ速く充電しようと試みるので、ピーク電流 が大きくなります。 起動電流は外部コンデンサ （標準で100nF ∼ 1μF） をSSピンに 接続することによって制限することができます。このコンデンサ は、デバイスが起動されると、内部の280k 抵抗によって約 2.1V にゆっくり充電されます。SSピンの電圧が約 1.1Vより下では、 内部電流制限が減少します。こうして、コンデンサが充電する につれてSSの電圧が徐々にランプすると、電流制限も徐々に 増加します。次いで、起動電流を制限しながら出力コンデンサ をその最終値に向かって徐々に充電することができます。 コマンドによるシャットダウンまたはロックアウト （SHDNピ ン）、内部の低電圧ロックアウト （UVLO）、または過熱ロックア ウトが発生すると、ソフトスタート・コンデンサは充電が再開さ れる前に自動的に約 200mVに放電しますので、デバイスを再 起動するたびにソフトスタートが確実に実行されます。 シャットダウン デバイスをイネーブルまたはディスエーブルするのにSHDNピ ンが使われます。ほとんどのアプリケーションで、SHDNはデ ジタル・ロジック・ソースでドライブすることができます。電圧が 1.4Vを超えると通常のアクティブ動作がイネーブルされます。 電圧が 300mVより下に下がるとデバイスをシャットダウンし、 静止電流が非常に低くなります。 SHDN 電圧がロックアウト電圧範囲（0.3V ∼ 1.21V） を通って 遷移する間、パワー・スイッチがディスエーブルされ、SR2ラッ チがセットされます （ブロック図を参照）。このため、ソフトス タート・コンデンサが放電を開始し、コンデンサが放電してア クティブ動作がイネーブルされるまで継続します。パワー・ス イッチはディスエーブルされますが、SHDN 電圧がロックアウ ト範囲内でも、SHDN 電圧がシャットダウンしきい値の近くま たは下に下がるまでは、静止電流は必ずしも下がりません。 また、SHDNピンは、SHDN 電圧が 40Vより下に制限されてい る限り、VIN またはVOUTより上にドライブできることに注意し てください。 ACTIVE (NORMAL OPERATION) 1.40V 1.21V SHDN (V) SYNCを長時間 H にドライブすると、動作中のクロックを実際 上停止し、ラッチSR1がセットされるのを防ぎます （ブロック図 を参照） 。その結果、LT8580のスイッチング動作が停止します。 0.3V 0.0V (HYSTERESIS AND TOLERANCE) LOCKOUT (POWER SWITCH OFF, SS CAPACITOR DISCHARGED) SHUTDOWN (LOW QUIESCENT CURRENT) 8580 F07 図 7. デバイスの状態とSHDN 電圧 8580f 16 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 アプリケーション情報 設定可能な低電圧ロックアウト LT8580の低電圧ロックアウト （UVLO） を設定する方法を図 8 に示します。UVLOは、入力電源が電流制限されているか、ま たは入力電源のソース抵抗が比較的高いか、 ゆっくりとランプ アップ /ランプダウンする状況で通常使用されます。スイッチン グ・レギュレータは電源から一定の電力を引き出すため、電源 電圧が低下するにつれて電源電流が増加します。この現象は 電源からは負の抵抗負荷のように見えるため、電源電圧が低 い状態では、電源が電流を制限するか、または低電圧にラッ チする原因になることがあります。UVLOは、これらの問題が 発生する可能性がある電源電圧でレギュレータが動作しない ようにします。 シャットダウン・ピンのコンパレータの電圧ヒステリシスの標 準的スレッショルドは1.31V（立ち上がり）および1.27V（立 ち下がり）です。抵抗 RUVLO2 はオプションです。RUVLO2 を 追加すると、SHDNピンの電流の変化によって生じる全体の UVLO 電圧の変動を減らすことができます （「電気的特性」 を 参照）。RUVLO2 に適切な値は10k 1% 以下です。RUVLO2 の 値を選択したら、RUVLO1 は次のどちらかの式で求めることが できます。 RUVLO1 = VIN + − 1.31V 1.31V + 12µA RUVLO2 RUVLO1 = 3.5V − 1.27V = 187k 1.27V + 12µA ∞ 2 個の抵抗の構成を使って4.5Vより上のVIN 電圧に対して LT8580をアクティブにするには、RUVLO2 = 10kを選択し、次 のようにします。 RUVLO1 = 4.5V − 1.31V = 22.1k 1.31V + 12µA 10k 内部の低電圧ロックアウト LT8580は、VIN が最小動作レベル （標準で約 2.35V） より下に 下がらないか、VIN 電源電圧を監視します。VIN が L である ことが検出されると、パワー・スイッチが非アクティブにされ、 他方、十分なVIN 電圧が持続する間、ソフトスタート・コンデ ンサは放電します。VIN が H であることが検出されると、パ ワー・スイッチが再度アクティブにされ、ソフトスタート・コンデ ンサが充電され始めます。 熱に関する検討事項 or RUVLO1 = たとえば、1 個の抵抗の構成を使って3.5Vより下のVIN 電圧 に対してLT8580をディスエーブルするには、次のように選択し ます。 − VIN − 1.27V 1.27V + 12µA RUVLO2 ここで、VIN+とVIN– はそれぞれ、立ち上がり時と立ち下がり時 のVIN 電圧です。 LT8580 が最大出力で電力を供給するには、パッケージ内部 で発生した熱を放散するのに十分な熱経路を与えることが不 可欠です。これは、デバイス底部にあるサーマル・パッドをうま く活用することで実現されます。プリント回路基板のビアを多 数使って、できるだけ面積の大きな銅プレーンにデバイスの熱 を逃がすことを推奨します。 VIN VIN 1.3V RUVLO1 SHDN – ACTIVE/ LOCKOUT + 12µA AT 1.3V RUVLO2 (OPTIONAL) GND 8580 F08 図 8. 構成可能な UVLO 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 17 LT8580 アプリケーション情報 過熱ロックアウト ダイの温度が約 165 Cに達すると、デバイスは過熱ロックアウ ト状態になり、パワー・スイッチがオフしてソフトスタート・コン デンサが放電します。デバイスはダイの温度が約 5 C（公称） 低下すると再度イネーブルされます。 熱に関する計算 LT8580の電力損失は、スイッチのI2R 損失、NPNのベースの ドライブ （AC）、NPN ベースのドライブ （DC）、および追加入力 電流の4つの主要因から生じます。以下の式を使って電力損 失を近似することができます。これらの式は連続モード動作を 仮定していますので、不連続モードまたは軽負荷電流での効 率の計算には使用しません。 Average Input Current: IIN = VOUT • IOUT VIN • η Base Drive Loss (AC): PBAC = 20ns(IIN )(VOUT )(f) (VIN )(IIN )(DC) 40 Input Power Loss: PINP = 6mA (VIN ) ここで、 RSW = スイッチの抵抗（0.75Aで標準 530mΩ） DC = デューティ・サイクル （式については 「パワー・スイッチのデューティ・サイクル」 のセクションを 参照） η = 電力変換効率（高電流で標準 85%） 例：昇圧構成設定、VIN = 5V、VOUT = 12V、 IOUT = 0.2A、f = 1.25MHz、VD = 0.5V IIN = 0.56A TJ = TA ＋θJA • PTOT ここで、TJ = 接合部温度、TA = 周囲温度、θJA はシリコンの接 合部から周囲の空気までの熱抵抗です。 θJA の公表値は、3mm 3mm DFNパッケージでは43 C/Wで、 MSOP 露出パッド・パッケージでは35 C/W ∼ 40 C/Wです。 実用上は、基板レイアウトでグランドをヒートシンクとして使用 している場合、θJA の値はこれより低くできます。たとえば、大 きなグランド・プレーンを持つ基板では、DFN パッケージの場 合 34.7 C/Wの熱抵抗、MSOP パッケージの場合 22.5 C/W が実現できます。 VIN のランプ・レート Switch I2R Loss: PSW = (DC)(IIN )2 (RSW ) Base Drive Loss (DC): PBDC = LT8580の熱抵抗は、 内部プレーン、上面プレーン、裏面プレー ンの有無によって影響を受けます。ダイの温度を計算するに は、適切な熱抵抗値を使い、ワーストケースの周囲温度を加 算します。 スイッチング・コンバータのアプリケーションに最初に給電す るとき、VIN のランプ・レートを制限します。VIN のランプ・レー トが高いと、コンバータの受動部品に過度の突入電流を生 じることがあります。このため電流や電圧のオーバーストレス が生じ、受動部品やデバイスに損傷を与えることがあります。 500mV/μs 以下のランプ・レートでは、部品のパラメータにもよ りますが、一般にはこれらの問題が防止されます。また、活線 挿入を避けるように注意します。活線挿入は、アクティブな電 源電圧がコンバータの入力に 「瞬時に」接続されるか、または スイッチが入れられるとき生じます。活線挿入は非常に高速 の入力ランプ・レートを生じますので、推奨できません。最後 に、詳細については、リニアテクノロジー社の 「アプリケーショ ンノートAN88」 を参照してください。これは、誘導性のソース・ インピーダンスが、セラミック・コンデンサでバイパスされた 入力ピンに活線挿入されたとき生じる可能性がある電圧オー バーストレスについて取り上げています。 DC = 62.0% PSW = 105mW PBAC = 169mW PBDC = 44mW PINP = 30mW LT8580の合計電力損失（PTOT）= 348mW 8580f 18 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 アプリケーション情報 レイアウトのヒント 反転トポロジーのレイアウトのヒント どんな高周波スイッチャの場合でもそうですが、レイアウトを 検討するとき、電気、熱およびノイズに関する最適性能を達成 するには注意を払う必要があります。レイアウトに注意を払わ ないと、規定された性能が得られません。最大効率を得るた め、スイッチの立上り時間と立下り時間は通常 10nS ∼ 20nS の範囲です。放射ノイズと導通ノイズの両方を防止するため、 図9に示されている高速スイッチング電流経路はできるだけ短 くします。これは図 10の昇圧構成の推奨レイアウトで実現さ れています。この経路を短くすると、寄生トレース・インダクタン スも減少します。スイッチがオフするとき、この寄生インダクタ ンスにより、LT8580のスイッチの両端にフライバック・スパイク が発生します。動作時の電流と出力電圧が大きいとき、レイア ウトが良くないと、このスパイクはLT8580の絶対最大定格を 超える電圧を発生させるおそれがあります。プレーン間のカッ プリングと全体のノイズを防ぐため、スイッチャ回路の下にも グランド・プレーンを使用します。 デュアル・インダクタ反転トポロジーの推奨部品配置を図 12 に示します。入力バイパス・コンデンサ(C1)は、図示されてい るように、LT8580の近くに配置します。最良の負荷レギュレー ションを得るには、負荷を出力コンデンサ(C2)に直接接続し ます。ローカル・グランドはC3のグランド端子のところでシステ ムのグランド・プレーンに接続することができます。 VCとFBXに関連する部品はスイッチ・ノードからできるだけ 離して配置します。これらの部品のグランドはスイッチ電流の 経路から離します。そうしないと、不安定になり、低調波発振 が起きることがあります。 ボードのレイアウトは熱抵抗にも大きく影響します。露出した パッケージ・グランド・パッドは銅プレートで LT8580のダイの 下に置かれています。これはパッケージから出る熱の優れた 放熱経路です。パッドを基板に半田付けするとダイの温度が 下がり、LT8580の電力能力が増します。このパッドの周囲に はできるだけ多くの銅領域を配置します。パッドの周囲にグラ ンド・プレーンへのフィードスルーを多数設けることも有効で す。昇圧構成とSEPIC 構成の推奨部品配置をそれぞれ図 10 と図 11に示します。 D1のカソードのところで切れ目を入れたグランド銅は低ノイズ を実現するのに不可欠です。この重要なレイアウトの問題が 生じるのは、 Q1とD1を流れる電流がこま切れになるためです。 これらが結合される前に両方とも直接グランド・プレーンに接 続されると、スイッチング・ノイズがグランド・プレーンに入り込 みます。このノイズが一旦グランド・プレーンに現れると、それ を除去するのはほとんど不可能です。解決策は、図 2、図 13、 および図 14に示されているように、結合された電流がグラン ド・プレーンに放出される前に、D1のカソードをLT8580のグ ランド・ピンに接続することです。このシングル・レイアウト手法 により、ほとんどの場合スイッチング・レギュレータの出力に現 れる高周波数「スパイク」 ノイズを実質的に除去することがで きます。 LT3580 からの変更点 LT8580は、LT3580と非常に良く似ています。しかし、LT8580 は次の領域でLT3580とは異なります。 • 65V、1Aスイッチ • 40V VIN および SHDNの絶対最大定格 • FBはFBXに名前を変更 • 5V FBXの絶対最大定格 L1 D1 C1 VOUT SW LT8580 VIN HIGH FREQUENCY SWITCHING PATH C2 LOAD GND 8580 F09 図 9. 昇圧トポロジーの 高速「こま切れ」 スイッチング経路 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 19 LT8580 アプリケーション情報 GND GND 1 1 8 9 2 C1 6 4 L1 VIN 7 3 VIN 2 C1 SYNC 5 L1 SHDN 8580 F10 VOUT 7 3 6 4 5 SHDN C2 L2 VIAS TO GROUND PLANE REQUIRED TO IMPROVE THERMAL PERFORMANCE C2 SYNC SW SW D1 8 9 D1 VIAS TO GROUND PLANE REQUIRED TO IMPROVE THERMAL PERFORMANCE C3 8580 F11 VOUT 図 11. SEPICトポロジーの推奨部品配置 （DFNとMSOP の両方のパッケージ。実寸ではない）。 ピン9（露出パッド） は、適切な熱性能を得るため、 ローカル・グランド・プレーンに直接半田付けする必要がある。 多数のビアを追加のグランド・プレーンに通すと 熱性能が改善される 図 10. 昇圧トポロジーの推奨部品配置 （DFNとMSOP の両方のパッケージ。実寸ではない）。 ピン9（露出パッド） は、適切な熱性能を得るため、 ローカル・グランド・プレーンに直接半田付けする必要がある。 多数のビアを追加のグランド・プレーンに通すと 熱性能が改善される GND 1 2 C1 VIN L1 8 9 SYNC 7 3 6 4 5 SHDN SW C2 L2 D1 VIAS TO GROUND PLANE REQUIRED TO IMPROVE THERMAL PERFORMANCE C3 VOUT 8580 F12 図 12. 反転トポロジーの推奨部品配置（DFNとMSOP の両方のパッケージ。実寸ではない）。 ダイオードのカソードのところのグランド銅の切れ込みに注意。ピン9（露出パッド） は、適切な熱性能を得るため、 ローカル・グランド・プレーンに直接半田付けする必要がある。 多数のビアを追加のグランド・プレーンに通すと熱性能が改善される 8580f 20 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 アプリケーション情報 –(VIN + VOUT) VCESAT L1 SW VIN L2 SWX –VOUT D1 Q1 C1 + + C2 C3 RLOAD 8580 F13 図 13. 反転コンバータのスイッチ・オン・フェーズ。L1とL2 の dI/dt は正 VIN + VOUT+ VD L1 SW VIN Q1 C2 L2 SWX –VOUT D1 C1 + + VD C3 RLOAD 8580 F14 図 14. 反転コンバータのスイッチ・オフ・フェーズ。L1とL2 の電流の dI/dt は負 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 21 LT8580 アプリケーション情報 表 4. 昇圧構成の設計式 昇圧コンバータの部品選択 L1 15µH VIN 5V D1 VOUT 12V 200mA 10k VIN CIN 2.2µF SW SHDN FBX RFBX 130k RT GND RC 6.04k SS CSS 0.22µF ステップ2： DC DCMAX = CC 3.3nF DCMIN = ステップ3： L1 VC RT 56.2k VIN、VOUT、および fOSC を選択して以下の式を計算する。 COUT 4.7µF LT8580 SYNC ステップ1： 入力 パラメータ/ 式 L TYP = CF 47pF L MIN = 昇圧コンバータとして動作するLT8580の部品の値を計算す る式の手順を表 4に示します。入力するパラメータは、入力 電圧、出力電圧、スイッチング周波数（それぞれ VIN、VOUT、 fOSC） です。表 4に示す設計式の詳細については、 「アプリケー ション情報」 セクションを参照してください。 変数の定義： VOUT – VIN(MAX) + 0.5 V VOUT + 0.5 V– 0.4 V fOSC • 0.3A (VIN(MIN) – 0.4V) • (2 • DCMAX – 1) 1.25 • (DCMAX − 300nS • fOSC ) • (1– DCMAX ) (VIN(MIN) – 0.4V) • DCMAX LMAX1 = LT8580は、図 15に示すように昇圧コンバータとして構成でき ます。このトポロジーでは、入力電圧より高い正の出力電圧が 可能です。1 本の帰還抵抗によって出力電圧が設定されます。 出力電圧が 60Vより高い場合、 「チャージポンプを使ったレ ギュレータ」 セクションを参照してください。 VOUT + 0.5 V– 0.4 V (VIN(MIN) – 0.4V) • DCMAX 8580 F15 図 15. 昇圧コンバータ：与えられている部品の値と電圧は、 1.5MHz、5V から12V の昇圧の場合の標準値 VOUT – VIN(MIN) + 0.5 V fOSC • 0.08A LMAX2 = (VIN(MAX) – 0.4V) • DCMIN fOSC • 0.08A ステップ4： IRIPPLE IRIPPLE(MIN) = (4) IRIPPLE(MAX) = ステップ5： IOUT fOSC • L1 (VIN(MAX) – 0.4V) • DCMIN fOSC • L1 IRIPPLE(MIN) IOUT(MIN) = 1A − • (1−DCMAX ) 2 IRIPPLE(MAX) IOUT(MAX) = 1A − • (1−DCMIN ) 2 ステップ6： D1 VR > VOUT; IAVG > IOUT COUT ≥ VOUT = 出力電圧 ステップ8： CIN CIN ≥ C VIN + CPWR ≥ fOSC = スイッチング周波数 IRIPPLE = インダクタ・リップル電流 (3) (VIN(MIN) – 0.4V) • DCMAX ステップ7： COUT IOUT = 最大平均出力電流 (2) • 式 1 ～式 4を解いてLの値の範囲を求める • Lの値の範囲の最小値はLTYP とLMIN の大きい方 • Lの値の範囲の最大値はLMAX1 とLMAX2 の小さい方 VIN = 入力電圧 DC = パワー・スイッチのデューティ・サイクル (1) IOUT • DCMAX fOSC • 0.005 • VOUT IRIPPLE(MAX) 1A • DCMAX + 40 • fOSC • 0.005 • VIN(MIN) 8 • fOSC • 0.005 • VIN(MAX) • CVIN とCPWR の定義については、 「コンデンサの選択」 セクションを参照。 ステップ9： RFBX RFBX = ステップ10： RT RT = 85.5 –1; fOSC in MHz and R T in kΩ fOSC VOUT − 1.204V 83.3µA Note 1：この表では、1Aをピーク・スイッチ電流に使用している。 動作デューティ・サイクルにおけるピーク・スイッチ電流については、 「電気的特性」 の表と 「標準的性能特性」 のプロットを参照。 Note 2：望みの負荷過渡性能を得るため、COUT とCIN の最終値は前の式から 外れてもかまわない。 8580f 22 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 アプリケーション情報 SEPICコンバータの部品の選択 （結合された、または結合されていないインダクタ） • VIN 9V TO 16V C1 1µF L1 22µH VOUT 12V 240mA L2 22µH 487k VIN CIN 4.7µF D1 • SW SHDN RFBX 130k FBX COUT 4.7µF LT8580 SYNC RT 表 5. SEPIC の設計式 ステップ1： 入力 パラメータ/ 式 VIN、VOUT、および fOSC を選択して以下の式を計算する。 ステップ2： DC ステップ3： L DCMAX = VOUT + 0.5 V VIN(MIN) + VOUT + 0.5 V– 0.4V DCMIN = VOUT + 0.5 V VIN(MAX) + VOUT + 0.5 V– 0.4V L TYP = (VIN(MIN) – 0.4V) • DCMAX VC GND RC 16.2k SS RT 84.5k CSS 0.22µF CC 1nF L MIN = CF 22pF LMAX = (VIN(MIN) – 0.4V) • (2 • DCMAX – 1) (VIN(MIN) – 0.4V) • DCMAX ステップ4： IRIPPLE IRIPPLE(MIN) = IRIPPLE(MAX) = ステップ5： IOUT (VIN(MIN) – 0.4V) • DCMAX fOSC • L (VIN(MAX) – 0.4V) • DCMIN fOSC • L IRIPPLE(MIN) IOUT(MIN) = 1A − • (1−DCMAX ) 2 SEPICコンバータとして動作するLT8580の部品の値を計算 する式の手順を表 5に示します。入力するパラメータは、入力 電圧、出力電圧、スイッチング周波数（それぞれ VIN、VOUT、 fOSC） です。表 5に示す設計式の詳細については、 「アプリケー ション情報」 セクションを参照してください。 ステップ6： D1 VR > VIN ＋VOUT; IAVG > IOUT ステップ7： C1 C1 ≥ 1µF; VRATING ≥ VIN 変数の定義： ステップ8： COUT COUT ≥ ステップ9： CIN CIN ≥ C VIN + CPWR ≥ VOUT = 出力電圧 IRIPPLE(MAX) IOUT(MAX) = 1A − • (1−DCMIN) 2 DC = パワー・スイッチのデューティ・サイクル fOSC = スイッチング周波数 (3) fOSC • 0.08A • 式 1 ～式 3を解いてLの値の範囲を求める • Lの値の範囲の最小値はLTYP とLMIN の大きい方 • Lの値の範囲の最大値はLMAX • 結合されたインダクタの場合、L = L1 = L2とする。 • 結合されていないインダクタの場合、L = L1||L2とする。 図 16. SEPICコンバータ：与えられている部品の値と電圧は、1MHz、 9V ∼ 16V 入力、12V 出力の SEPICコンバータの場合の標準値 VIN = 入力電圧 (2) 1.25 • (DCMAX − 300nS • fOSC ) • fOSC • (1– DCMAX ) 8580 F16 LT8580は、図 16に示すようにSEPICとしても構成できます。こ のトポロジーでは、入力電圧に比べて、低い、等しい、または 高い正の出力電圧が可能です。SEPICトポロジーには、もと もと出力切断機能が組み込まれています。つまり、コンデンサ C1により、入出力間にDC 経路が存在しません。 (1) fOSC • 0.3A IOUT(MIN) • DCMAX fOSC • 0.005 • VOUT IRIPPLE(MAX) 1A • DCMAX + 40 • fOSC • 0.005 • VIN(MIN) 8 • fOSC • 0.005 • VIN(MAX) • CVIN とCPWR の定義については、 「コンデンサの選択」 セクションを参照。 IOUT = 最大平均出力電流 ステップ10： RFBX RFBX = IRIPPLE = インダクタ・リップル電流 ステップ11： RT RT = 85.5 –1; fOSC in MHz and R T in kΩ fOSC VOUT − 1.204V 83.3µA Note 1：この表では、1Aをピーク・スイッチ電流に使用している。動作デューティ・サイクルに おけるピーク・スイッチ電流については、 「電気的特性」 の表と 「標準的性能特性」 の プロットを参照。 Note 2：望みの負荷過渡性能を得るため、COUT、CIN、および C1の最終値は前の式から 外れてもかまわない。 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 23 LT8580 アプリケーション情報 デュアル・インダクタ反転コンバータの部品の選択 （結合された、または結合されていないインダクタ） • VIN 5V TO 40V C1 1µF L1 22µH 10k VOUT –15V 90mA (VIN = 5V) 210mA (VIN = 12V) 420mA (VIN = 40V) • D1 VIN CIN 4.7µF L2 22µH SW SHDN FBX RFBX 182k COUT 4.7µF LT8580 SYNC RT VC GND RT 113k RC 13.7k SS CSS 0.22µF CC 10nF 表 6. デュアル・インダクタ反転の設計式 ステップ1： 入力 パラメータ/ 式 VIN、VOUT、および fOSC を選択して以下の式を計算する。 ステップ2： DC DCMAX = DCMIN = ステップ3： L CF 47pF LT8580は、独自のFBXピンにより、図17に示すようにデュアル・ インダクタ反転構成で動作することができます。SEPICトポロ ジーのL2とショットキ・ダイオードの接続を変更すると、負の 出力電圧が発生します。この解決策により、出力に直列に接 続されたインダクタL2による出力電圧リップルが非常に小さく なります。コンデンサC1により、このトポロジーには出力切断 機能がもともと組み込まれています。 デュアル・インダクタ反転コンバータとして動作するLT8580の 部品の値を計算する式の手順を表 6に示します。入力するパ ラメータは、入力電圧、出力電圧、スイッチング周波数（それ ぞれ VIN、VOUT、fOSC） です。表 6に示す設計式の詳細につい ては、 「アプリケーション情報」 セクションを参照してください。 fOSC = スイッチング周波数 IOUT = 最大平均出力電流 IRIPPLE = インダクタ・リップル電流 fOSC • 0.3A (VIN(MIN) – 0.4V) • (2 • DCMAX – 1) 1.25 • (DCMAX − 300nS • fOSC ) • fOSC • (1– DCMAX ) LMAX = (VIN(MIN) – 0.4V) • DCMAX fOSC • 0.08A (1) (2) (3) • 式 1 ～式 3を解いてLの値の範囲を求める • Lの値の範囲の最小値はLTYP とLMIN の大きい方 • Lの値の範囲の最大値はLMAX • 結合されたインダクタの場合、L = L1 = L2とする。 • 結合されていないインダクタの場合、L = L1||L2とする。 ステップ4： IRIPPLE (VIN(MIN) – 0.4V) • DCMAX IRIPPLE(MIN) = fOSC • L IRIPPLE(MAX) = ステップ5： IOUT (VIN(MAX) – 0.4V) • DCMIN fOSC • L IRIPPLE(MIN) IOUT(MIN) = 1A − • (1−DCMAX ) 2 IRIPPLE(MAX) IOUT(MAX) = 1A − • (1−DCMIN) 2 ステップ6： D1 VR > VIN ＋|VOUT|; IAVG > IOUT ステップ7： C1 C1 ≥ 1µF; VRATING ≥ VIN(MAX) ＋|VOUT| ステップ8： COUT COUT ≥ ステップ9： CIN CIN ≥ C VIN + CPWR ≥ VOUT = 出力電圧 DC = パワー・スイッチのデューティ・サイクル (VIN(MIN) – 0.4V) • DCMAX L MIN = 図 17. デュアル・インダクタ反転コンバータ：与えられている 部品の値と電圧は、結合されたインダクタを使った、750kHz、 広い入力範囲（5V ∼ 40V） から–15V 出力の反転トポロジーの 場合の標準値 VIN = 入力電圧 VOUT + 0.5 V VIN(MAX) + VOUT + 0.5 V– 0.4 V L TYP = 8580 F17 変数の定義： VOUT + 0.5 V VIN(MIN) + VOUT + 0.5 V– 0.4 V IRIPPLE(MAX) 8 • fOSC (0.005 • VOUT ) IRIPPLE(MAX) 1A • DCMAX + 40 • fOSC • 0.005 • VIN(MIN) 8 • fOSC • 0.005 • VIN(MAX) • CVIN とCPWR の定義については、 「コンデンサの選択」 セクションを参照。 ステップ10： RFBX RFBX = ステップ11： RT RT = 85.5 –1; fOSC in MHz and R T in kΩ fOSC VOUT + 3mV 83.3µA Note 1：この表では、1Aをピーク・スイッチ電流に使用している。 動作デューティ・サイクルにおけるピーク・スイッチ電流については、 「電気的特性」 の表と 「標準的性能特性」 のプロットを参照。 Note 2：望みの負荷過渡性能を得るため、COUT、CIN、および C1の最終値は前の式から 外れてもかまわない。 8580f 24 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 標準的応用例 1.5MHz、5V 入力から12V 出力の昇圧コンバータ L1 15µH VIN 5V D1 VOUT 12V 200mA 10k VIN CIN 2.2µF SW SHDN FBX 130k COUT 4.7µF LT8580 SYNC RT VC GND 6.04k SS 56.2k 47pF 3.3nF 0.22µF 8580 TA02a L1: WÜRTH 15µH WE-LQS 74404054150 D1: DIODES INC. SBR1U40LP CIN: 2.2µF, 35V, 0805, X7R COUT : 4.7µF, 16V, 0805, X7R 効率および電力損失 90 420 80 380 70 300 60 240 50 180 40 120 EFFICIENCY (%) 480 EFFICIENCY POWER LOSS 30 20 0 50 150 100 LOAD CURRENT (mA) POWER LOSS (mW) 100 60 0 200 8580 TA02b 50mA から150mA、さらに50mA への出力負荷ステップ ISTEP 100mA/DIV VOUT 500mV/DIV AC-COUPLED IL1 500mA/DIV 100µs/DIV 8580 TA02c 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 25 LT8580 標準的応用例 750kHz、–15V 出力の反転コンバータは、5V ∼ 40V 入力に対応 • VIN 5V TO 40V C1 1µF L1 22µH L2 22µH 10k D1 VIN CIN 4.7µF VOUT –15V 90mA (VIN = 5V) 210mA (VIN = 12V) 420mA (VIN = 40V) • SW SHDN 182k FBX COUT 4.7µF LT8580 SYNC RT VC GND 13.7k SS 47pF 10nF 0.22µF 113k 8580 TA03a L1, L2: COILCRAFT 22µH MSD7342-223 D1: CENTRAL SEMI CMMSH1-60 CIN: 4.7µF, 50V, 1206, X5R COUT : 4.7µF, 25V, 1206, X7R C1: 1µF, 100V, 0805, X7S 90 640 80 560 70 480 60 400 50 320 40 240 30 160 EFFICIENCY POWER LOSS 20 10 0 50 150 100 LOAD CURRENT (mA) POWER LOSS (mW) EFFICIENCY (%) 効率および電力損失（VIN = 12V） 80 0 200 8580 TA03b 60mA から160mA、さらに60mA への出力負荷ステップ （VIN = 12V） ISTEP 100mA/DIV VOUT 200mV/DIV AC-COUPLED IL1 + IL2 200mA/DIV 200µs/DIV 8580 TA03c 8580f 26 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 標準的応用例 1.2MHz 反転コンバータは、12V 入力から–48V 出力を生成 C2 2.2µF C1 1µF L1 150µH VIN 12V 49.9Ω L2 330µH 619k D1 VIN CIN 1µF VOUT –48V 70mA SW SHDN 576k FBX COUT 2.2µF LT8580 SYNC RT VC GND 20.5k SS 69.8k 47pF 4.7nF 0.33µF 8580 TA04a L1: COOPER 150µH DR74-151 L2: COOPER 330µH DR74-331 D1: DIODES, INC. DFLS1100 CIN: 1µF, 50V, 0805, X7R COUT : 2.2µF, 100V, 1206, X7R C1: 1µF, 100V, 0805, X7S C2: 2.2µF, 100V, 1206, X7S 90 1040 80 920 70 800 60 680 50 560 40 440 30 20 320 EFFICIENCY POWER LOSS 0 10 20 30 40 50 LOAD CURRENT (mA) 60 70 8580 TA04b スイッチング波形 VSW 20V/DIV VSW 20V/DIV VOUT 20mV/DIV AC-COUPLED VOUT 10V/DIV IL1 + IL2 200mA/DIV POWER LOSS (mW) EFFICIENCY (%) 効率および電力損失 200 起動波形 IL1 + IL2 200mA/DIV 200µs/DIV 8580 TA04c 200µs/DIV 8580 TA04d 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 27 LT8580 標準的応用例 1MHzでスイッチングするVFD （真空蛍光ディスプレイ） 用電源 危険、高電圧！高電圧技術者のみ操作可 D5 22Ω D4 C4 1µF 22Ω L1 68µH VIN 9V TO 16V D3 D2 C2 1µF VOUT3 180V C5 20mA* 1µF VOUT2 120V C3 30mA* 1µF D1 VOUT1 60V 60mA* 487k VIN CIN 1µF SW SHDN 698k FBX C1 1µF LT8580 SYNC RT VC GND 84.5k 22.1k SS 330pF 0.47µF 4.7nF 8580 TA05a *MAX TOTAL OUTPUT POWER 3.5W L1: WÜRTH 68µH WE-LQS 74404084680 D1-D5: DIODES, INC. DFLS1100 CIN: 1µF, 100V, 1206, X7R C1-C5: 1µF, 100V, 1206, X7S 90 960 80 880 70 800 60 720 50 640 40 560 30 20 0.5 1 1.5 2 2.5 OUTPUT POWER (W) 3 VOUT3 50V/DIV VOUT2 50V/DIV VOUT1 50V/DIV IL1 200mA/DIV 480 EFFICIENCY POWER LOSS 0 起動波形 POWER LOSS (mW) EFFICIENCY (%) 効率と電力損失 （VIN = 12V、VOUT3 の負荷） 3.5 400 2ms/DIV 8580 TA05c 8580 TA05b 8580f 28 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 標準的応用例 15V ∼ 30V 入力から24V 出力を発生する550kHz の SEPICコンバータ • VIN 15V TO 30V C1 1µF L1 47µH D1 L2 47µH 1M VIN SW SHDN • CIN 2.2µF VOUT 24V 195mA (VIN = 15V) 300mA (VIN = 24V) 274k FBX COUT 4.7µF LT8580 SYNC RT VC GND 12.7k SS 154k 22pF 3.3nF 0.1µF 8580 TA06a L1, L2: COILCRAFT 47µH MSD7342-473 D1: DIODES INC. DFLS1100 CIN: 2.2µF, 35V, 0805, X7R COUT : 4.7µF, 35V, 1206, X7R C1: 1µF, 100V, 0805, X7S 90 1400 80 1250 70 1100 60 950 50 800 40 650 500 30 EFFICIENCY POWER LOSS 20 10 0 50 200 100 150 LOAD CURRENT (mA) 250 POWER LOSS (mW) EFFICIENCY (%) 効率および電力損失 （VIN = 24V） 350 200 300 8580 TA06b 100mA から225mA、さらに100mA への出力負荷 ステップ （VIN = 24V） のトランジェント応答 ISTEP 100mA/DIV VOUT 500mV/DIV AC-COUPLED IL1 + IL2 500mA/DIV 100µs/DIV 8580 TA06c 8580f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 29 LT8580 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。 DD Package 8-Lead Plastic DFN (3mm × 3mm) (Reference LTC DWG # 05-08-1698 Rev C) 0.70 ±0.05 3.5 ±0.05 1.65 ±0.05 2.10 ±0.05 (2 SIDES) PACKAGE OUTLINE 0.25 ±0.05 0.50 BSC 2.38 ±0.05 RECOMMENDED SOLDER PAD PITCH AND DIMENSIONS APPLY SOLDER MASK TO AREAS THAT ARE NOT SOLDERED PIN 1 TOP MARK (NOTE 6) 0.200 REF 3.00 ±0.10 (4 SIDES) R = 0.125 TYP 5 0.40 ±0.10 8 1.65 ±0.10 (2 SIDES) 0.75 ±0.05 4 0.25 ±0.05 1 (DD8) DFN 0509 REV C 0.50 BSC 2.38 ±0.10 0.00 – 0.05 BOTTOM VIEW—EXPOSED PAD 注記： 1. 図は JEDEC のパッケージ外形 MO-229 のバリエーション （WEED-1） になる予定 2. 図は実寸とは異なる 3. すべての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない モールドのバリは （もしあれば）各サイドで 0.15mm を超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 灰色の部分はパッケージの上面と底面のピン 1 の位置の参考に過ぎない 8580f 30 詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT8580 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。 MS8E Package 8-Lead Plastic MSOP, Exposed Die Pad (Reference LTC DWG # 05-08-1662 Rev K) BOTTOM VIEW OF EXPOSED PAD OPTION 1.88 (.074) 1 1.88 ±0.102 (.074 ±.004) 0.29 REF 1.68 (.066) 0.889 ±0.127 (.035 ±.005) 0.05 REF 5.10 (.201) MIN DETAIL “B” CORNER TAIL IS PART OF DETAIL “B” THE LEADFRAME FEATURE. FOR REFERENCE ONLY NO MEASUREMENT PURPOSE 1.68 ±0.102 3.20 – 3.45 (.066 ±.004) (.126 – .136) 8 3.00 ±0.102 (.118 ±.004) (NOTE 3) 0.65 (.0256) BSC 0.42 ±0.038 (.0165 ±.0015) TYP 8 7 6 5 0.52 (.0205) REF RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT 0.254 (.010) 3.00 ±0.102 (.118 ±.004) (NOTE 4) 4.90 ±0.152 (.193 ±.006) DETAIL “A” 0° – 6° TYP GAUGE PLANE 0.53 ±0.152 (.021 ±.006) DETAIL “A” 1 2 3 1.10 (.043) MAX 4 0.86 (.034) REF 0.18 (.007) SEATING PLANE 0.22 – 0.38 (.009 – .015) TYP 0.65 (.0256) BSC 0.1016 ±0.0508 (.004 ±.002) MSOP (MS8E) 0213 REV K 1. 寸法はミリメートル/（インチ） 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリを含まない モールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm （0.006"） を超えないこと 4. 寸法には、 リード間のバリまたは突出部を含まない リード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm（0.006"） を超えないこと 5. リードの平坦度（整形後のリードの底面） は最大0.102mm（0.004"） であること 6. 露出パッドの寸法には、 モールドのバリを含む E-PAD上のモールドのバリは、各サイドで0.254mm（0.010"） を超えないこと 8580f リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 31 LT8580 標準的応用例 効率および電力損失 （VIN = 12V） 40V のトランジェントに耐える12V バッテリ・スタビライザ D1 L2 22µH 487k FBX 130k COUT 4.7µF LT8580 SYNC RT VC GND 84.5k 16.2k SS 22pF 0.22µF 90 800 80 700 70 600 60 500 50 400 40 300 30 200 EFFICIENCY POWER LOSS 20 1nF 10 8580 TA07a L1, L2: WÜRTH 22µH WE-DD 744877220 D1: DIODES INC. DFLS1100 CIN: 4.7µF, 50V, 1206, X7R COUT : 4.7µF, 25V, 1206, X7R C1: 1µF, 100V, 0805, X7S 0 40 160 80 120 LOAD CURRENT (mA) 200 POWER LOSS (mW) SHDN • SW VIN CIN 4.7µF VOUT 12V 240mA EFFICIENCY (%) • VIN 9V TO 16V UP TO 40V TRANSIENT C1 1µF L1 22µH 100 0 240 8580 TA07b 関連製品 製品番号 説明 LT1310 2A(ISW)、40V、1.2MHz、 高効率昇圧 DC/DCコンバータ VIN：2.3V ∼ 16V、VOUT(MAX) = 40V、IQ = 3mA、 ISD < 1µA、ThinSOT ™パッケージ LT1613 550mA (ISW)、 1.4MHz 高効率昇圧 DC/DCコンバータ VIN：0.9V ∼ 10V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 3mA、 ISD < 1µA、ThinSOT パッケージ LT1618 1.5A (ISW)、 1.25MHz 高効率昇圧 DC/DCコンバータ VIN：1.6V ∼ 18V、VOUT(MAX) = 35V、IQ = 1.8mA、ISD < 1µA、 MS10 パッケージ LT1930/LT1930A 1A（ISW）、1.2MHz/2.2MHz 高効率昇圧 DC/DCコンバータ LT1935 2A（ISW）、40V、1.2MHz、 高効率昇圧 DC/DCコンバータ 注釈 VIN：2.6V ∼ 16V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 4.2mA/5.5mA、 ISD < 1µA、ThinSOT パッケージ VIN：2.3V ∼ 16V、VOUT(MAX) = 40V、IQ = 3mA、ISD < 1µA、 ThinSOT パッケージ LT1944/LT1944-1 デュアル出力、350mA（ISW）、固定オフタイム、 高効率昇圧 DC/DCコンバータ VIN：1.2V ∼ 15V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 20µA、ISD < 1µA、 MS10 パッケージ LT1946/LT1946A 1.5A（ISW）、 1.2MHz/2.7MHz 高効率昇圧 DC/DCコンバータ VIN：2.6V ∼ 16V、VOUT(MAX) = 34V、IQ = 3.2mA、ISD < 1µA、 MS8E パッケージ LT3467 1.1A (ISW)、1.3MHz 高効率昇圧 DC/DCコンバータ VIN：2.6V ∼ 16V、VOUT(MAX) = 40V、IQ = 1.2mA、ISD < 1µA、 ThinSOT、2mm 3mm DFN パッケージ LT3477 42V、3A、3.5MHz 昇圧、昇降圧、降圧 LEDドライバ VIN：2.5V ∼ 25V、VOUT(MAX) = 40V、アナログ /PWM、ISD < 1µA、 QFN、TSSOP-20E パッケージ LT3479 ソフトスタートと突入電流保護を備えた3A、 多機能 DC/DCコンバータ VIN：2.5V ∼ 24V、VOUT(MAX) = 40V、アナログ /PWM、ISD < 1µA、 DFN、TSSOP パッケージ LT3580 2A（ISW）、42V、2.5MHz、 高効率昇圧 DC/DCコンバータ VIN：2.5V ∼ 32V、VOUT(MAX) = 42V、IQ = 1mA、ISD = <1µA、 3mm 3mm DFN-14、MSOP-16E LT3581 3.3A（ISW）、42V、2.5MHz、 高効率昇圧 DC/DCコンバータ VIN：2.5V ∼ 22V、VOUT(MAX) = 42V、IQ = 1.9mA、ISD = <1µA、 4mm 3mm DFN-14、MSOP-16E LT3579 6A（ISW）、42V、2.5MHz、 高効率昇圧 DC/DCコンバータ VIN：2.5V ∼ 16V、VOUT(MAX) = 42V、IQ = 1.9mA、ISD = <1µA、 4mm 5mm DFN-20、TSSOP-20 LT8582 デュアル・チャネル、3A（ISW）、42V、2.5MHz、 高効率昇圧 DC/DCコンバータ VIN：2.5V ∼ 22V、VOUT(MAX) = 42V、IQ = 2.1mA、ISD = <1µA、 4mm 7mm DFN-24 8580f 32 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp/LT8580 LT0714 • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2014