LTC3118 低損失デュアル入力 PowerPathを内蔵した 18V、2A 昇降圧 DC/DCコンバータ 特長 n n n n n n n n n n n n n n n 概要 LTC®3118は、インテリジェントな低損失 PowerPath 制御回路 を内蔵した、電圧範囲の広いデュアル入力の同期整流式昇 降圧 DC/DCコンバータです。独自のパワー・スイッチ・アーキ テクチャにより、いずれか一方の入力電源から、入力電圧より 値が高い、低い、または等しいプログラム可能な出力電圧を 得るまで、効率的な動作を実現します。最大 18Vの電圧供給 能力により、多種多様なアプリケーションおよび電源に対応 する柔軟性と電圧余裕度が得られます。 内蔵の高効率デュアル入力 PowerPath ™＋昇降圧 DC/DCコンバータ 理想ダイオードまたは優先 VIN のモード選択 VIN1 および VIN2 の電圧範囲：2.2V ∼ 18V VOUT の電圧範囲：2V ∼ 18V いずれの VIN もVOUT より高い、低い、または 等しい値にすることが可能 VIN > 6V の場合は 2A 時に5Vを出力 1.2MHz 低ノイズ固定周波数動作 電流モード制御 全てNチャネルのMOSFET 内蔵 PWM 動作またはBurst Mode® 動作をピンで選択可能 独立した高精度のRUNピンしきい値 効率：最大 94% VIN および VOUT のパワーグッド・インジケータ IQ：スリープ時は50μA、シャットダウン時は2μA 4mm×5mm 24ピンQFN パッケージまたは 28ピンTSSOP パッケージ LTC3118は、固定の1.2MHz PWMモード周波数を使用する低 ノイズの電流モード・アーキテクチャを採用しており、ソリュー ションの実装面積が最小限で済みます。軽負荷時に高い効率 を得るため、自動 Burst Mode 動作を選択して、スリープ時に消 費する静止電流をわずか50μAに抑えることができます。 アプリケーション n n n n n 複数の入力電源が接続されたシステム バックアップ電源システム 5V 出力を得るためのACアダプタ入力または リチウムイオン電池入力 予備電源向けのバッテリ入力またはスーパーキャパシタ入力 効率、柔軟性、性能の高い回路へのダイオードOR デザインの置き換え 標準的応用例 22µF 47nF 10nF VIN2 VIN1 BST1 SW2 BST2 VOUT SW1 400k FB CN1 CN2 100µF 5VOUT AC-COUPLED 500mV/DIV VIN1 = 5V, VIN2 = 12V, VOUT = 5V AT 1A 100k LTC3118 VC CP2 CM2 47nF 入力切り替え応答 VOUT 5V 22pF CP1 VIN2 22µF L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Linearのロゴ および Burst Modeはリニアテクノロ ジー社の登録商標です。PowerPathおよび ThinSOTはリニアテクノロジー社の商標です。 その他全ての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。7709976を含む米国特許 によって保護されています。 0.1µF CM1 10nF LTC3118は、熱特性が改善された24ピン （4mm 5mm）QFN パッケージおよび 28ピンTSSOP パッケージで供給されます。 3.3µH 0.1µF VIN1 システム・レベルの特長として、理想ダイオードまたはVIN の優 先モード、VIN および VOUT のパワーグッド・インジケータ、独 立したUVLOしきい値を設定するための高精度のRUNコン パレータ、およびシャットダウン時の出力切断回路を内蔵して います。この他の特長は、2μAのシャットダウン電流、短絡保 護、ソフトスタート、電流制限、熱過負荷保護などです。 PGND VCC GND 4.7µF V1GD V2GD PGD MODE SEL RUN1 RUN2 40.2k 1.8nF INDICATORS CONTROL SIGNALS SW1 10V/DIV SEL 5V/DIV SELECT VIN2 SELECT VIN1 100µs/DIV 3118 TA01b 3118 TA01a 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 1 LTC3118 絶対最大定格 （Note 1） VIN1、VIN2 の電圧 ...................................................–0.3V ～ 20V VOUT 電圧 ...............................................................–0.3V ～ 20V SW1 DC 電圧（Note 4）........................... –0.3V ～（VIN1 ＋0.3V） または （VIN2 ＋0.3V） SW2 DC 電圧（Note 4）.......................... –0.3V ～（VOUT ＋0.3V） BST1 電圧 ................................. （SW1 – 0.3V）～（SW1＋6V） BST2 電圧 ................................. （SW2 – 0.3V）～（SW2＋6V） RUN1、RUN2の電圧 ..............................................–0.3V ～ 20V PGD、V1GD、V2GDの電圧 .....................................–0.3V ～ 20V CM1、CM2の電圧 .................................................... –0.3 ～ 20V CP1 電圧 ..................................... （VIN1 – 0.3V） ～（VIN1 ＋6V） CP2 電圧 ..................................... （VIN2 – 0.3V） ～（VIN2 ＋6V） VCC、CN1、CN2の電圧 ............................................... –0.3 ～ 6V MODE、SEL、FB、VCの電圧 ....................................... –0.3 ～ 6V 動作接合部温度範囲（Notes 2、3） LTC3118E/LTC3118I ...................................... –40°C ～ 125°C LTC3118H ...................................................... –40°C ～ 150°C LTC3118MP ................................................... –55°C ～ 150°C 保存温度範囲.................................................... –65°C ～ 150°C リード温度（半田付け、10 秒）TSSOP ..............................300°C ピン配置 TOP VIEW CN2 CM2 CM1 CN1 CP1 TOP VIEW 24 23 22 21 20 CM1 1 28 CM2 CN1 2 27 CN2 CP1 3 26 PGND SEL 1 19 CP2 SEL 4 25 CP2 VIN1 2 18 VIN2 VIN1 5 24 VIN2 RUN1 3 17 SW1 RUN1 6 16 BST1 RUN2 7 15 BST2 VCC 8 21 BST2 MODE 9 20 SW2 GND 10 19 VOUT GND 11 18 PGND VC 12 17 PGND FB 13 16 PGD 25 PGND RUN2 4 VCC 5 MODE 6 14 SW2 GND 7 13 VOUT PGD V2GD V1GD 9 10 11 12 FB VC 8 UFD PACKAGE 24-LEAD (4mm × 5mm) PLASTIC QFN 29 PGND V1GD 14 TJMAX = 150°C, θJC = 3.4°C/W, θJA = 43°C/W EXPOSED PAD (PIN 25) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB 23 SW1 22 BST1 15 V2GD FE PACKAGE 28-LEAD PLASTIC TSSOP TJMAX = 150°C, θJC = 5°C/W, θJA = 30°C/W EXPOSED PAD (PIN 29) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング * LTC3118EUFD#PBF LTC3118EUFD#TRPBF 3118 LTC3118IUFD#PBF LTC3118IUFD#TRPBF 3118 LTC3118HUFD#PBF LTC3118HUFD#TRPBF 3118 LTC3118MPUFD#PBF LTC3118MPUFD#TRPBF LTC3118EFE#PBF LTC3118EFE#TRPBF LTC3118IFE#PBF LTC3118IFE#TRPBF パッケージ 24-Lead（4mm×5mm）Plastic QFN 24-Lead（4mm×5mm）Plastic QFN 温度範囲 –40°C to 125°C –40°C to 125°C 24-Lead（4mm×5mm）Plastic QFN –40°C to 150°C 3118 24-Lead（4mm×5mm）Plastic QFN –55°C to 150°C 3118FE 28-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°C 3118FE 28-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°C LTC3118HFE#PBF LTC3118HFE#TRPBF 3118FE 28-Lead Plastic TSSOP –40°C to 150°C LTC3118MPFE#PBF LTC3118MPFE#TRPBF 3118FE 28-Lead Plastic TSSOP –55°C to 150°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。 テープ・アンド・リールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。 3118f 2 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 電気的特性 l は全動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ≈ TJ = 25 Cでの値 （Note 2）。 注記がない限り、VIN1 または VIN2 = 5V、VOUT = 5V。 PARAMETER CONDITIONS Input Operating Voltage Range VIN1 or VIN2, VCC ≥ 2.5V Output Operating Voltage MIN TYP MAX UNITS l 2.2 18 V l 2 18 V 2.2 2.35 2.5 V 2.2 2.5 2.65 V Undervoltage Lockout Threshold on VCC VCC Rising, VIN = 2.5V l Minimum VIN Start-Up Voltage VCC Powered from VIN1 or VIN2 (IVCC = 10mA) l Input Quiescent Current in Shutdown RUN1 and RUN2 < 0.2V 2 Input Quiescent Current in Burst Mode Operation Active VIN1 or VIN2, FB = 1.2V 50 µA Inactive VIN1 or VIN2, FB = 1.2V 5 µA Active VIN1 or VIN2, FB = 0.8V 12 mA Input Quiescent Current in PWM Mode Operation Output Quiescent Current in Burst Mode Operation 1 Oscillator Frequency Oscillator Frequency Variation µA l 1000 Active VIN = 3V to 18V Feedback Voltage 1200 µA 1400 0.1 l 0.98 1.0 kHz %/V 1.02 V Feedback Voltage Line Regulation Active VIN = 3V to 18V 0.2 % Error Amplifier Transconductance VC Current = ±4µA 80 µS Feedback Pin Input Current FB = 1V VC Source Current VC = 0.5V, FB = 0.8V –14 µA VC Sink Current VC = 0.5V, FB = 1.2V 14 µA RUN Pin Threshold:Accurate RUN1 or RUN2 Rising RUN Pin Hysteresis:Accurate Accurate RUN (Rising – Falling) RUN Pin Logic Threshold for VCC Enable/Shutdown 0 l 1.17 1.22 50 1.27 170 nA V mV l 0.2 0.65 1.15 V 0.2 µA l 3.5 3.8 4.1 V RUN Pin Leakage Current RUN1 or RUN2 = 4V VCC Output Voltage IVCC = 1mA VCC Load Regulation IVCC = 1mA to 10mA –1 VCC Line Regulation IVCC = 1mA, VIN = 5V to 18V 0.5 % VCC Current Limit VIN > 6V 60 mA Average Inductor Current Limit (Note 5) l Overload Current Limit (Note 5) Current from VIN1 or VIN2 Reverse Inductor Current Limit (Note 5) PWM Mode Maximum Duty Cycle Percentage of Period SW2 Is Low in Boost Mode l Percentage of Period SW1 Is High in Boost Mode l Minimum Duty Cycle Percentage of Period SW1 Is High in Buck Mode l SW1 and SW2 Forced Low Time BST1 or BST2 Capacitor Charge Time N-Channel Switch Resistance N-Channel Switch Leakage 3.0 5.2 6 A A –200 mA 90 95 % 83 88 % 0 % 100 ns Switch A1 (From VIN1 to SW1) 80 mΩ Switch A2 (From VIN2 to SW1) 120 mΩ Switch B (From SW1 to PGND) 80 mΩ Switch C (From SW2 to PGND) 80 mΩ Switch D (From PVOUT to SW2) 80 mΩ VIN2, VIN2 or VOUT = 18V 0.1 Soft-Start Time 10 1 MODE and SEL Threshold Voltage MODE and SEL Leakage 3.6 % l Pin = 5V 0.3 µA ms 0.75 1.2 V 0 0.5 µA 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 3 LTC3118 電気的特性 l は全動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TA ≈ TJ = 25 Cでの値 （Note 2）。 注記がない限り、VIN1 または VIN2 = 5V、VOUT = 5V。 PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS VIN1 Becomes Active Input in Ideal Diode Mode VIN2 = SEL = 5V Rising Falling 5 4.2 5.4 4.6 5.8 5 V V 90 94 98 % PGD Threshold Percent of FB Voltage Rising PGD Hysteresis Percent of FB Voltage Falling –2 % V1GD, V2GD, PGD Low Voltage ISINK = 5mA 300 mV V1GD, V2GD, PGD Leakage Pin = 18V 1 Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える恐れがある。 Note 2：LTC3118はTJ が TA にほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3112Eは、0°C ～ 85°Cの接合部温度で仕様に適合することが保証されている。–40°C ～ 125°Cの動作接合部温 度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確 認されている。LTC3118Iは–40°C ～ 125°Cの動作接合部温度範囲にわたって仕様に適合する ことが保証されている。LTC3118Hは–40°C ～ 150°Cの動作接合部温度範囲にわたって仕様に 適合することが保証されている。LTC3118MPは–55°C～150°Cの動作接合部温度範囲にわたっ て仕様に適合することが保証され、テストされている。高い接合部温度は動作寿命に悪影響 を及ぼす。125°Cを超える温度では動作寿命はディレーティングされる。 最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱抵抗および他の環境要因と関連した ） は周囲温度（TA（°C）） および電力損失 特定の動作条件によって決まる。接合部温度（T（ J °C） （PD（W）） から次式に従って計算される。 （PD • θJA）、ここで、θJA はパッケージの熱インピーダンス。 TJ = TA ＋ 90 3 2 30 20 1 10 0 0.0001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) 1 4 70 3 60 50 40 30 20 PWM 2 5VIN 12VIN 18VIN 10 3118 G01 0 0 0.0001 1 LOSS 10 LOSS 0.001 80 EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) 40 PWM 5 100 BURST 0.001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) 0 10 1 3118 G02 95 PWM POWER LOSS (W) 50 5VIN 12VIN 18VIN PWM POWER LOSS (W) 4 12VOUT の効率と500mA および 1A の 負荷電流での VIN1 または VIN2 電圧 100 5 BURST 80 60 Note 5：電流の測定は、LTC3118 がスイッチング動作を行っていないときに行われる。動作時 に測定される電流制限値はやや高くなり、コンパレータとインダクタの伝搬遅延の値により、 逆電流しきい値は低くなる場合がある。 VOUT = 12V、効率および 電力損失とVIN2 からの負荷電流 100 70 Note 4：デモボード、またはデータシートやアプリケーションノートに使用または説明されてい るような良好なレイアウト方法が使用されていれば、絶対最大定格で規定されているDC 制限 値を超える電圧トランジェントがスイッチ・ピンにかかっても、通常動作が中断されることはな い。 注記がない限り、TA = 25 C。 VOUT = 12V、効率および 電力損失とVIN1 からの負荷電流 90 Note 3：このデバイスには、短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過熱保護機 能が備わっている。過熱保護機能がアクティブなとき接合部温度は 150°Cを超える。規定され た最大動作接合部温度を超えた状態で動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なう恐れ がある。 EFFICIENCY (%) 標準的性能特性 µA 90 85 80 VIN1, LOAD = 500mA VIN2, LOAD = 500mA VIN1, LOAD = 1A VIN2, LOAD = 1A 75 70 2 4 6 10 12 14 8 INPUT VOLTAGE (V) 16 18 3118 G03 3118f 4 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25 C。 100 3 PWM 30 2 3.6VIN 5VIN 12VIN 20 10 0 0.0001 0.001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) PWM 60 50 40 2 3.6VIN 5VIN 12VIN 20 10 1 10 3 30 1 LOSS 70 0 0.0001 0 0.001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) 3118 G04 BURST 2 30 EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) 2.7VIN 5VIN 3 12VIN PWM 0.001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) 70 60 3 2.7VIN 5VIN 12VIN 50 40 20 1 1 4 0 0.0001 0 LOSS 0.001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) 1 3118 G07 90 80 70 60 50 40 30 0 VIN = 5V VIN = 12V VIN = 18V 0 0.5 1 1.5 LOAD CURRENT (A) 2 2.5 3118 G10 16 18 95 10 90 85 80 VIN1, LOAD = 500mA VIN2, LOAD = 500mA VIN1, LOAD = 1A VIN2, LOAD = 1A 75 70 0 2 4 6 8 10 12 14 INPUT VOLTAGE (V) 16 100 90 80 70 60 50 40 30 20 VIN = 3.6V VIN = 5V VIN = 12V 10 0 0 0.5 1 1.5 LOAD CURRENT (A) 2.5 2 3118 G11 18 3118 G09 ダイ温度の上昇と負荷電流 （VOUT = 5V、4 層 LTC3118デモ・ボード） DIE TEMPERATURE RISE FROM AMBIENT (°C) DIE TEMPERATURE RISE FROM AMBIENT (°C) 100 10 10 12 14 8 INPUT VOLTAGE (V) 3118 G08 ダイ温度の上昇と負荷電流 （VOUT = 12V、4 層 LTC3118デモ・ボード） 20 6 4 100 1 PWM 10 10 2 30 LOSS 0 0.0001 2 3118 G06 PWM POWER LOSS (W) 70 10 70 0 5 80 PWM POWER LOSS (W) 4 40 VIN1, LOAD = 500mA VIN2, LOAD = 500mA VIN1, LOAD = 1A VIN2, LOAD = 1A 75 BURST 90 80 20 80 3.3VOUT の効率と500mA および 1A の 負荷電流での VIN1 または VIN2 電圧 100 5 50 85 VOUT = 3.3V の効率および 電力損失とVIN2 からの負荷電流 100 60 10 90 3118 G05 VOUT = 3.3V の効率および 電力損失とVIN1 からの負荷電流 90 1 LOSS 1 95 EFFICIENCY (%) 40 4 ダイ温度の上昇と負荷電流 （VOUT = 3.3V、4 層 LTC3118デモ・ボード） DIE TEMPERATURE RISE FROM AMBIENT (°C) 50 EFFICIENCY (%) 60 80 PWM POWER LOSS (W) 70 PWM POWER LOSS (W) 4 100 5 BURST 90 80 5VOUT の効率と500mA および 1A の 負荷電流での VIN1 または VIN2 電圧 100 5 BURST 90 EFFICIENCY (%) VOUT = 5V、効率および電力損失と VIN2 からの負荷電流 EFFICIENCY (%) VOUT = 5V、効率および電力損失と VIN1 からの負荷電流 100 90 80 70 60 50 40 30 20 VIN = 2.7V VIN = 5V VIN = 12V 10 0 0 0.5 1 1.5 LOAD CURRENT (A) 2 2.5 3118 G12 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 5 LTC3118 標準的性能特性 PWM からBurst Mode へ移行する しきい値とVIN 3.5 350 280 12VOUT L = 6.8µH 210 140 70 6 DIODE FROM VOUT = 5V TO VCC 3.0 2.5 5VOUT L = 3.3µH 2.0 12VOUT L = 6.8µH 1.5 1.0 4 6 8 10 12 14 VIN1 OR VIN2 VOLTAGE (V) 16 0 18 2 4 6 8 10 12 14 VIN1 OR VIN2 VOLTAGE (V) 1 正規化したN チャネル MOSFET の 抵抗とダイ温度 1.3 1.4 1.2 1.3 1.1 1.0 0.9 0.8 0.7 0 3 6 9 12 15 STAND-OFF VOLTAGE (V) 18 0.6 2.5 3 3.5 4 4.5 VCC VOLTAGE (V) 5.5 5 1.1 1.0 0.9 0.8 0.6 –50 0 50 100 TEMPERATURE (°C) 3118 G17 FB 設定電圧と温度 150 3118 G18 VCC とアクティブ VIN 1.025 3.9 1.020 3.7 1.015 3.5 1.010 VCC VOLTAGE (V) FB VOLTAGE (V) 1.2 0.7 3118 G16 1.005 1.000 0.995 0.990 3.3 3.1 2.9 2.7 0.985 2.5 0.980 0.975 –50 REVERSE 3118 G15 NORMALIZED RESISTANCE 125°C 150°C 175°C 10 0 1 正規化したN-MOSFET の抵抗と VCC NORMALIZED RESISTANCE LEAKAGE CURRENT (µA) 100 2 3118 G14 N チャネル MOSFET の漏れ電流と ダイ温度およびスタンドオフ電圧 25°C 50°C 75°C 100°C 3 –1 –50 –30 –10 10 30 50 70 90 110 130 150 TEMPERATURE (°C) 18 16 3118 G13 1000 AVERAGE 4 0 0.5 2 OVERLOAD 5 INDUCTOR CURRENT (A) 5VOUT L = 3.3µH MAXIMUM LOAD CURRENT (A) PWM TO BURST THRESHOLD (mA) 420 0 インダクタの過負荷、平均、および 逆電流制限と温度 最大負荷電流とVIN （PWM モード） 0 50 100 TEMPERATURE (°C) 150 2.3 2 3118 G19 4 6 8 10 12 14 ACTIVE VIN VOLTAGE (V) 16 18 3118 G20 3118f 6 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 標準的性能特性 VCC と電流制限を示す電源電流 （VIN > 5V） Burst Modeでの無負荷時の アクティブ VIN 電流 PWMでの無負荷時の アクティブ VIN 電流 250 3.9 24 225 3.7 3.6 3.5 200 175 150 125 VOUT = 12V 100 75 VOUT = 5V 50 0 20 40 60 VCC SUPPLY CURRENT (mA) 0 80 2 4 6 8 10 12 14 ACTIVE VIN VOLTAGE (V) 8 1.4 1.2 16 1.2 VIN1 VOLTAGE (V) 0.8 RISING 0.6 FALLING 0.4 VIN1 ACTIVE 12 10 VIN2 ACTIVE 8 6 0.2 0 50 100 TEMPERATURE (°C) 2 150 4 6 8 10 12 14 ACTIVE VIN VOLTAGE (V) 16 18 VIN UVLO RISING VIN UVLO FALLING 1.0 0.8 VCC ON 0.6 VCC OFF 0.4 0.2 4 SEL = VCC 2 4 6 8 10 12 14 VIN2 VOLTAGE (V) 16 3118 G24 18 0 –50 0 50 100 TEMPERATURE (°C) RUN1 および RUN2 の電流と電圧 150 3118 G26 3118 G25 SW1、SW2 の最小 L 時間とVCC 5.0 160 4.5 4.0 MINIMUM LOW TIME (ns) 0 –50 THRESHOLD VOLTAGE (V) 18 14 2 3118 G23 理想ダイオード・モードでの ヒステリシス付きアクティブ VIN 1.0 DIODE FROM VOUT = 5V TO VCC VIN UVLO および VCC をイネーブル するための RUN1 および RUN2 の しきい値 1.4 RUN CURRENT (µA) THRESHOLD VOLTAGE (V) MODE および SEL の ロジックしきい値 VOUT = 5V 12 3118 G22 3118 G21 VOUT = 12V 16 0 18 16 20 4 DIODE FROM VOUT = 5V TO VCC 25 3.4 QUIESCENT CURRENT (mA) QUIESCENT CURRENT (µA) VCC VOLTAGE (V) 3.8 3.5 3.0 2.5 2.0 1.5 1.0 140 120 100 0.5 0 0 2 4 6 8 10 12 RUN VOLTAGE (V) 14 16 18 80 2.5 3118 G27 3 3.5 4 4.5 VCC VOLTAGE (V) 5 5.5 3118 G28 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 7 LTC3118 標準的性能特性 スイッチとVOUT の波形 （12VIN、12VOUT） 12VIN2 から5VIN1 への切り換え時の 波形（VOUT = 12V、500mA の負荷） 12VOUT RIPPLE 100mV/DIV 12VOUT AC-COUPLED 500mV/DIV IL 1A/DIV 12VOUT AC-COUPLED 500mV/DIV IL 1A/DIV IL 1A/DIV SEL 5V/DIV SW1 5V/DIV INDUCTOR 1A/DIV VC 200mV/DIV SW1 10V/DIV SW2 5V/DIV 200ns/DIV 3118 G29 L = 6.8µH COUT = 100µF 5VIN の Burst Mode の波形 （12VOUT、50mA） PWM モードの 100mA から1A への 負荷ステップ （12VIN、12VOUT） 3118 G30 500µs/DIV L = 6.8µH COUT = 100µF 12VIN の Burst Mode の波形 （12VOUT、100mA） 18VIN の Burst Mode の波形 （12VOUT、100mA） 12VOUT RIPPLE 100mV/DIV 12VOUT RIPPLE 100mV/DIV 12VOUT RIPPLE 100mV/DIV IL 0.5A/DIV IL 0.5A/DIV IL 0.5A/DIV SW2 10V/DIV SW2 10V/DIV SW2 10V/DIV SW1 10V/DIV SW1 10V/DIV SW1 10V/DIV L = 6.8µH COUT = 100µF 5µs/DIV 3118 G32 L = 6.8µH COUT = 100µF 500mA の負荷でのソフトスタート 時の波形（12VIN、12VOUT） RL = 24Ω VOUT 5V/DIV IL 1A/DIV 3118 G35 3118 G34 5µs/DIV VCC の短絡時の応答と回復の波形 （12VIN、12VOUT、500mA の負荷） VOUT 10V/DIV VOUT 5V/DIV VC 500mV/DIV 200µs/DIV L = 6.8µH COUT = 100µF VOUTの短絡時の応答と回復の波形 （12VIN、12VOUT） IL 2A/DIV VC 500mV/DIV RUN1 OR RUN2 5V/DIV 3118 G33 5µs/DIV 3118 G31 500µs/DIV SHORT RELEASED VOUT SHORTED 1ms/DIV 3118 G36 IL 1A/DIV VCC 5V/DIV VCC SHORTED SHORT RELEASED 2ms/DIV 3118 G37 3118f 8 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 ピン機能 （QFN/TSSOP） SEL（ピン1/ピン4） ：入力選択ピン。 SEL = ロジック L（グランド） ：VIN1 優 先モード。RUN1と VIN1 の電圧がそれぞれのしきい値を超えた場合、コンバータ はVIN1 から動作します。これらの条件を満たさない場合、 コン バータは、RUN2とVIN2 の電圧がそれぞれのしきい値を超え ている間、VIN2 から動作します。 SEL = ロジック H（VCC に接続） ：理想ダイオード・モード。コ ンバータは、VIN1 またはVIN2 のいずれか高い方の電圧から 動作します。 VIN1（ピン2/ピン5） ：コンバータの第 1 入力電圧源。22μF 以 上のセラミック・デカップリング・コンデンサを、このピンからグ ランドに、できるだけデバイスに近づけて接続します。理想ダイ オード・モード （SEL = 1） では、VIN1 が VIN2よりも高く、VIN1 が内部 UVLOしきい値よりも高く、かつRUN1 が 1.22Vよりも 高い場合に、この入力が選択されます。優先モード （SEL = 0） では、VIN1 がその内部 UVLOしきい値よりも高く、かつRUN1 が 1.22Vよりも高い場合に、この入力が選択されます。 この入力は、VIN1とSW1の間にRDS（ON）の低いMOSFETを 備えているため、高い効率が重視される電源を接続して使用 することを検討してください。 MODE（ピン6/ピン9） ：PWMまたは自動 Burst Modeモード選 択ピン。 MODE = ロジック L（グランド） ：自動 Burst Mode 動作をイ ネーブルします。 MODE = ロジック H（VCC に接続） ：PWMモード動作を適 用します。 GND （ピン7/ピン10、11） ：デバイスの信号グランド。このピンと グランド・プレーンの間で、短い直接のPCBパスを提供します。 VC（ピン8/ピン12） ：平均インダクタ電流の設定に使用される 電圧エラーアンプの出力。このピンとグランドの間にRCを接 続して、電圧ループ補償を設定します。平均電流ループは内 部で補償されます。 FB（ピン9/ピン13） ：電圧エラーアンプへの帰還入力。VOUTと グランドの間の抵抗分割器に接続します。出力電圧は、VOUT = 1＋ （R1/R2） の式に従って、 2V∼18Vの範囲で調節できます。 V1GD（ピン10/ピン14） ：VIN1とRUN1の両方がそれぞれのし きい値を超えたときにグランドに引き下げられるオープンドレ イン・インジケータ。このピンから正電源にプルアップ抵抗を 接続します。 RUN1（ピン3/ピン6） ：デバイスをイネーブルおよびディスエー ブルし、VIN1 のUVLOしきい値を設定するための入力。コン バータをイネーブルするには、RUN1の電圧を1.22Vよりも高 くします。このピンをVIN1とグランドの間の抵抗分割器に接 続すると、2.2Vを超えるVIN1 のUVLOしきい値を設定できま す。RUN1とRUN2の両方をロジック L に引き下げると、デバ イスは低電流シャットダウン状態になります。 V2GD （ピン11/ピン15） ：VIN2とRUN2の両方がそれぞれのし きい値を超えたときにグランドに引き下げられるオープンドレ イン・インジケータ。このピンから正電源にプルアップ抵抗を 接続します。 RUN2（ピン4/ピン7） ：デバイスをイネーブルおよびディスエー ブルし、VIN2 のUVLOしきい値を設定するための入力。コン バータをイネーブルするには、RUN2の電圧を1.22Vよりも高 くします。このピンをVIN2とグランドの間の抵抗分割器に接 続すると、2.2Vを超えるVIN2 のUVLOしきい値を設定できま す。RUN1とRUN2の両方をロジック L に引き下げると、デバ イスは低電流シャットダウン状態になります。 VOUT（ピン13/ピン19） ：安定化出力電圧。このピンとグランド の間に47μF 以上のセラミックまたは低 ESRデカップリング・コ ンデンサを接続します。コンデンサはできるだけデバイスの近 くに配置し、VOUTとGNDまでのトレースを短く、幅広くします。 VCC（ピン5/ピン8） ：内部 VCC レギュレータの出力電圧。これ は、内部ドライバ回路用の電源ピンです。4.7μFのセラミック・ コンデンサを使用してこの出力をバイパスします。このピンは、 最大 5.5Vの外部電源によってバックドライブすることができ ます。VCC は、 コンバータがどの入力から動作するかに応じて、 VIN1 またはVIN2 のいずれかから生成されます。 PGD（ピン12/ピン16） ：VOUT が設定された出力電圧の92% を超えたときにグランドに引き下げられるオープンドレイン出 力。このピンから正電源にプルアップ抵抗を接続します。 SW2（ピン14/ピン20） ：スイッチ・ピン。インダクタの片側に接 続します。EMIを減らすため、PCBのトレースをできるだけ短 く、幅広くしてください。 BST2（ピン15/ピン21） ：ハイサイドNチャネルMOSFETゲー ト駆動用のブートストラップされるフロート電源。0.1μFコンデ ンサを経由して、できるだけデバイスに近づけてSW2に接続 します。 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 9 LTC3118 ピン機能 （QFN/TSSOP） BST1（ピン16/ピン22） ：VIN1 またはVIN2 のハイサイドNチャ ネルMOSFETゲート駆動用のブートストラップされるフロー ト電源。0.1μFコンデンサを経由して、できるだけデバイス に近づけてSW1に接続します。このコンデンサは、SW1と、 VIN1 またはVIN2 のいずれかとの間に接続されたNチャネル MOSFETのゲートを駆動をします。 SW1（ピン17/ピン23） ：スイッチ・ピン。インダクタの片側に接 続します。EMIを減らすために、PCBの配線をできるだけ短く、 幅広くしてください。 VIN2（ピン18/ピン24） ：コンバータの第 2 入力電圧源。22μF 以上のセラミック・デカップリング・コンデンサを、このピンか らグランドに、できるだけデバイスに近づけて接続します。理 想ダイオード・モード （SEL = 1）では、VIN2 が VIN1よりも高 く、VIN2 が 内 部 UVLOしきい 値よりも高く、かつRUN2 が 1.22Vよりも高い場合に、この入力が選択されます。優先モー ド （SEL = 0） では、VIN1 がその内部 UVLOしきい値よりも低 いか、RUN1 が 1.05Vよりも低い場合にのみ、この入力が選択 されます。 この入力は、VIN2とSW1の間にRDS（ON）の高いMOSFETを 備えているため、変換効率がわずかに低下することを許容で きる電源を接続して使用することを検討してください。 CP2（ピン19/ピン25） ：VIN2 の上側 NチャネルMOSFETの チャージポンプ・コンデンサの正端子。このピンは、VIN2 がア クティブな場合に、VIN2とVIN2 ＋VCC の間で切り替わります。 CN2（ピン20/ピン27） ：VIN2 の上側 NチャネルMOSFETの チャージポンプ・コンデンサの負端子。このピンは、VIN2 がア クティブな場合に、VCCとGNDの間で駆動されます。10nFの セラミック・コンデンサを、CN2とCP2の間に接続します。この ピンをモニタして、VIN2 からの動作を示すことができます。 CM2（ピン21/ピン28） ：VIN2とSW1の各 NチャネルMOSFET 間の共通接続用のフィルタ・ピン。このピンとグランド・プレー ンの間に47nFのコンデンサを接続します。 CM1（ピン22/ピン1） ：VIN1とSW1の各 NチャネルMOSFET 間の共通接続用のフィルタ・ピン。このピンとグランド・プレー ンの間に47nFのコンデンサを接続します。 CN1（ ピン23/ピン2） ：VIN1 の 上 側 NチャネルMOSFETの チャージポンプ・コンデンサの負端子。このピンは、VIN1 がア クティブな場合に、VCCとGNDの間で駆動されます。10nFの セラミック・コンデンサを、CN1とCP1の間に接続します。この ピンをモニタして、VIN1 からの動作を示すことができます。 CP1（ ピン24/ピン3） ：VIN1 の 上 側 NチャネルMOSFETの チャージポンプ・コンデンサの正端子。このピンは、VIN1 がア クティブな場合に、VIN1とVIN1＋ VCC の間で切り替わります。 PGND （露出パッドのピン25/ピン17、18、26、露出パッドのピ ン29） ：デバイスの電源グランドです。露出パッドはプリント 回路基板のグランド・プレーンに半田付けする必要がありま す。露出パッドは、電源グランド接続として、また熱をダイから 外部に放散する手段として役立ちます。 3118f 10 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 ブロック図 2.2V TO 18V 2V TO 18V L 2.2V TO 18V VIN2 VIN1 BST1 SW1 SW2 VOUT BST2 ISENSE VCC VCC CM2 A FETs AND DRIVERS RCS R1 AVERAGE CURRENT AMPLIFIER + – gm FB COUT 1V SOFT-START RAMP VC 1.2MHz RAMPS/ OSCILLATOR CM1 + – VIN2 VOUT + – VIN1 R2 PWM COMPARATOR D ISWA CP1 CP2 DDRV 3.8V REGULATOR 1.22V REFERENCE VIN1 VIN2 VCC VCC ISWB FB B BDRV C CDRV 0.92V PGD + – VSELECT CP2 ADRV BDRV SEL2 CP1 VIN1 PMP1 VIN1 CLK + –IREV ISENSE VCC CDRV DDRV DRIVERS –200mA PMP2 VIN1GOOD V2GD VIN1GOO2 VIN2 VCC CN1 UP TO 18V V1GD PGND CN2 VCC SEL1 CLK ISWA ISWB ISENSE 6A + IPEAK – VIN2 SWITCH COMMANDS UVLO BURST RUN 2V + – IDEAL DIODE MODE + – VIN1GOOD + – VIN2GOOD V1PRIORITY MODE 2.35V VCC SEL RUN/SD + – RUN1 + – RUN2 1.22V MODE GND 3118 BD 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 11 LTC3118 動作 はじめに LTC3118は、2.2V ∼ 18Vの広い入力電圧範囲で動作可能 なデュアル入力、電流モード、モノリシック昇降圧 DC/DCコン バータです。出力電圧は、2V ∼ 18Vの範囲で設定でき、2Aを 超える負荷電流を供給できます。LTC3118は、SELピンの状 態に応じてVIN1 またはVIN2 のいずれかから動作します。SEL をロジック H に設定した場合、VOUT は最も高い有効な入力 電圧から給電されます。SELがロジック L になると、十分な 入力電圧が存在すれば、VOUT はVIN1 から給電されます （優 先モード） 。内部の低 RDS（ON）Nチャネル電力スイッチによっ てソリューションの複雑さを低減し、効率を最大化します。 独自のスイッチ・アルゴリズムにより、昇降圧コンバータは、 入力電圧が出力電圧を上回るまたは下回る、あるいは出力 電圧と等しい場合でも、出力電圧レギュレーションを維持 します。昇圧動作モードと降圧動作モードの間ではシーム レスに移行して、過渡電流やサブハーモニック・スイッチン グが発生しません。そのためこのデバイスは、ノイズの影 響を受けやすいアプリケーションにとって理想的な製品で す。LTC3118は、1.2MHzの固定公称スイッチング周波数で 動作し、ソリューションの小型化と高効率との間での理想 的なトレードオフを提供します。電流モード制御によって、 固有の入力線間電圧の除去、簡易的な補償、および高速負 荷トランジェント応 答を行います。LTC3118はBurst Mode 動作機能も備えており、MODE 入力ピンによってこの機能 を選 択 できます。LTC3118は、Burst Mode 動 作 において、 電圧レギュレーションの維持に必要なときにのみコンバー タを動作させることによって、出力負荷が軽い状態で極め て高い効 率を実 現します。Burst Mode 動 作を選 択した場 合に負荷が大きくなると、LTC3118は自動的に固定周波数 PWMモードに移行します 5V VOUT アプリケーションの場合、Burst Mode 動作での入 力静止電流は、内部 LDOレギュレータが出力電圧にブートス トラップされた状態で低下できます。アプリケーションが極度 の低ノイズを必要とする場合、MODEピンによって、連続的な PWM 動作を選択することもできます。また、LTC3118は、VIN ごとに、正確に抵抗で設定可能なRUNコンパレータのヒステ リシス付きしきい値を備えています。これにより、昇降圧 DC/ DCコンバータは、各 VIN の電源電圧に応じて、ユーザーが選 択した電圧しきい値でオン/オフすることができます。広い電 圧範囲と高い効率を備えるLTC3118は、要求の厳しい多くの 電源システムに適しています。 電力段のトポロジー LTC3118のデュアル入力電力段スイッチと、それらに関連する ゲート・ドライバのトポロジーを図 1に示します。LTC3118は、 VIN1 からSW1 への経路とVIN2 からSW1 への独立したスイッ チ経路を内蔵しており、選択された入力と非アクティブな入力 の間を絶縁します。この構成により、入力電源の各電圧レベ ルにかかわらず、理想ダイオード・モードまたはVIN1 優先モー ドをイネーブルして、いずれかの入力電源からの変換が可能 になります （SELピンの説明を参照）。 BST1 A1ON PUMP1 CM1 VIN1 VOUT A1 BST1 BST2 D A2ON PUMP2 VIN2 CM2 SW1 L DON SW2 A2 VCC BON VCC B CON C 3118 F01 PGND 図 1. LTC3118 のデュアル入力の電力段 3118f 12 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 動作 VIN1 からの動作が選択された場合、PUMP1は、図に示すよ うにVIN1とCM1の間でRDSON の低い静止スイッチを接続し ます。次に、スイッチA1は、PWM 回路からの指示に従って、 BST1とSW1の間の浮動コンデンサから給電されて、各スイッ チング・サイクルの一部の期間、駆動されます。VIN1 から動作 する場合、PUMP2とA2はディスエーブルされます。 VIN2 からの動作も同様に実現できますが、PUMP2 が VIN2 を CM2に接続し、A2 が PWM から指示される点が異なります。 VIN2 からの動作では、PUMP1とA1 がディスエーブルされて、 VIN1 から絶縁します。 PWM モードの動作 LTC3118は、MODEピンが H の場合や、コンバータの負荷 電流が高いためにPWMモード動作が強制された場合、電 流モード制御ループを使用して、1.2MHzの固定周波数で動 作します。PWMモードでは、出力電圧リップルが最小限に抑 えられ、低ノイズのスイッチング周波数スペクトラムが生成さ れます。独自のスイッチング・アルゴリズムにより、全ての動作 モードにわたって動作モード間をシームレスに移行し、平均イ ンダクタ電流、インダクタ・リップル電流、およびループの伝達 関数の不連続性を除去します。これらの利点により、効率が 向上し、ループの安定性が改善され、出力電圧リップルが小 さくなります。PWMモードの動作では、入力および出力の電 圧に関係なく、SW1とSW2の両方がサイクルごとに遷移しま す。内部の制御ループ・コマンドに応答して、内部のパルス幅 変調器がスイッチの適正なデューティ・サイクルを生成し、出 力電圧のレギュレーションを維持します。 高い入力電 圧から低い出力電 圧に降 圧する場 合、コン バータが降圧モードで動作し、SW2の最小 L 時間（標準 100ns）を除き、全スイッチング・サイクルの間スイッチD が オンのままになります。スイッチが L である間、スイッチC がオンになって強制的にSW2を L にし、BST2とSW2の間 の浮動コンデンサを充電します。これによって、BST2で、ス イッチDのゲート・ドライバの電源レールが確実に維持さ れます。スイッチA1（またはA2） とスイッチBのデューティ・ サイクルは、降圧モードで出力電圧レギュレーションを維 持するようにPWM 回路によって調整されます。 入力電圧が出力電圧より低いと、コンバータは昇圧モード で動作します。スイッチA1（またはA2）は、スイッチの最小 L 時間（標準 100ns） を除き、全スイッチング・サイクルの間 オンのままになります。スイッチが L である間、スイッチB がオンになって強制的にSW1を L にし、BST1とSW1の間 の浮動コンデンサを充電します。これによって、BST1で、ス イッチA1（またはA2）のゲート・ドライバの電源レールが確 実に維 持されます。スイッチCとスイッチDのデューティ・ サイクルが PWM 回路によって調整されて、昇圧モードでの 出力電圧レギュレーションが維持されます。 発振器 LTC3118は、内部発振器によって、1.2MHzの公称固定周波 数で動作します。これによって、小型の外付け部品を使用しな がらDC/DCコンバータの効率を最大化できます。 入力選択ロジックとVIN パワーグッド・インジケータ LTC3118の入力選択回路の簡略回路図を図 2に示します。 VIN1、VIN2、およびVCC のUVLOコンパレータは、正しい動 作を保証する最小動作電圧を設定します。VCC は、いずれか の入力からの動作が可能になる前に、2.35Vを超える必要 があります。VCC が有効になった後に、いずれかの入力は、 LTC3118 がスイッチングをイネーブルする前に、2V（標準） を 超える必要があります。最後に、動作をイネーブルするために、 各入力に対応するRUNピンの電圧が 1.22Vを超える必要が あります。この条件は、適切なRUNピンが対応するVIN に接 続された場合（例えば、RUN1 が VIN1 に接続された場合） は 満たされますが、抵抗分割器を使用して、最小 VIN UVLOよ りも高く正確にRUNピンを設定する場合は満たされません。 VCC ピン、VIN ピン、および RUNピンのUVLOの詳細につい ては、後のセクションで説明します。 UVLO 条 件 が 満 た さ れ ると、内 部 のVIN1GOOD ま た は VIN2GOOD （あるいはその両方） がアサートされて、LTC3118 が 動作可能になります。各 VINGOOD 信号とSELピンの状態が ロジックでデコードされて、選択される入力電源を決定します （図 2の表を参照）。 オープンドレイン・インジケータ・ピンV1GDおよび V2GDは、 内部の各 VINGOOD 信号によって駆動され、入力で低電圧状 態が発生したことをシステムに警告するために使用できます。 外付けプルアップ抵抗を、これらのピンと最大 18Vの任意の 電源電圧との間に接続することができます。これらのピンは、 Burst Mode 動作においても、有効な入力電圧によって L に 引き下げられるため、無負荷時の最小静止電流が重要になる アプリケーションの場合は、高い値の抵抗を使用することを 推奨します。 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 13 LTC3118 動作 UVLO COMPARATORS V2GD VIN2 + 2V RUN2 2.35V + – 1 IDEAL DIODE MODE VIN2GOOD VCCGOOD – VIN1GOOD RUN1 VIN1 SELピン + 1.22V VCC 入力電圧選択ロジック – + 1.22V – 0 PRIORITY MODE V1GD + 2V VIN1GOOD VIN2GOOD 選択されるVIN 1 1 Highest VIN 1 0 VIN1 0 1 VIN2 0 0 No Switching 1 1 VIN1 1 0 VIN1 0 1 VIN2 0 0 No Switching – 3118 F02 図 2. 簡略化された入力選択ロジックとVIN パワーグッド・インジケータ SEL がロジック L の場合、VIN1GOOD が H になるための条 件が満たされると、LTC3118は、VIN1 が動作用に選択される VIN1 優先モードで動作します。優先モードでVIN1GOOD が L になった場合、VIN2（GOOD）がアサートされると、LTC3118は VIN2 からの動作に戻り、VOUT への給電を維持します。 SELがロジック H になると、LTC3118は理想ダイオード・モー ドで動作します。このモードでは、VOUT は、VINGOOD 信号 が H になっている最も高い入力電圧源から給電されます。 400mVのヒステリシスを備える内部コンパレータが入力電圧 をモニタし、どちらの電圧が高いかを決定します。PWM 動作 時に、このコンパレータの状態が変化すると、スイッチングが 6 クロック・サイクルの間一時停止し、その後、他の入力電源か ら再開します。約 250μsのフィルタ/ 時定数によって、入力間で 急速な遷移が発生するのを防ぎます。優先モードと同様に、 VINGOOD 信号のうちのいずれかが L になると、LTC3118は、 出力への給電を維持するために、他の入力から動作します。 両方のVINGOOD 信号が、いずれかのモードで L になると、 LTC3118はVOUT に電力を供給しなくなります。 VOUT のパワーグッド・インジケータ VOUT のパワーグッド・インジケータは、図 2に示すV1GDピン および V2GDピンに類似したオープンドレイン出力ピンです。 PGDは、FBピンをモニタする内部コンパレータによって駆動 されます。FB が 0.92V（VOUT が 8% 低下）未満になると、PGD がオープン状態になり、外付け抵抗によって H に引き上げら れて、出力電圧が安定状態ではないことを示すことができま す。パワーグッド・コンパレータは、グリッチを抑制するための フィルタを内蔵しています。 3118f 14 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 動作 抵抗 RA1 を介してインダクタ電流検出抵抗 RCS に接続されま す。また、この入力は、RA2 および CA で構成される内部周波 数補償ネットワークを介して、その出力 （ICOMP） に接続されま す。平均電流アンプの出力は、サイクルごとのデューティ・サイ クル・コマンドを昇降圧 PWM 回路に提供します。 電流モード制御 LTC3118は、図 3に示すように、平均電流モード制御をパル ス幅変調器で使用します。電流モード制御（平均方式とよく知 られたピーク方式の両方） には、簡易的なループ補償、負荷ト ランジェントに対する高速応答、固有の線間電圧の除去など の、他の制御方式よりも優れたメリットがあります。 平均電流アンプへの非反転リファレンス・レベル入力はVCで あり、帰還入力または反転入力は、インダクタ電流検出回路 から駆動されます。インダクタ電流検出回路は、 スイッチA1（ま たはA2）およびBを介して交互に電流を測定します。この検 出回路の出力によって、抵抗 RCS の両端に、電圧に変換され るインダクタ電流波形に似た電圧が発生します。VOUT に接続 されたパワー・コンバータの負荷が増加した場合、VOUT のレ ベルが瞬間的にわずかに低下し、電圧エラーアンプの反転動 作によってVCの電圧レベルが増加します。最初にVCの電圧 が増加すると、平均電流アンプの出力 （ICOMP） が瞬間的に増 加しして、強制的にデューティ・サイクルを大きくします。デュー ティ・サイクルの増加によって、インダクタ電流レベルが高くな 図 3を参照すると、内部高利得トランスコンダクタンス・エラー アンプ （VAMP で示される） が、FBピンに接続された電圧分割 器を通じてVOUT をモニタし、出力 （VC） を供給しています。こ の出力は、適切なインダクタ電流レベルを設定するために、電 流モード制御ループによって使用されます。安定性を確保す るために、外付け周波数補償部品（RZ、CP1、およびCP2） を VCとGNDの間に設置する必要があります。これらの部品を 決定する手順については、このデータ シートの 「アプリケー ション情報」 に記載されています。VCは、内部で、高利得の内 蔵オペアンプ （図 3ではIAMPとして示される） の非反転入力に 接続されています。平均電流アンプの反転入力は、利得設定 INDUCTOR CURRENT SENSE IL SW1 SW2 RA1 VOUT R1 R2 RCS FB 1V VAMP – + IAVG CA RA2 – + IAMP VC ICOMP PWM TO SWITCHES 1.2MHz RAMPS/ OSCILLATOR DRIVE LOGIC 3118 F03 RZ CP2 CP1 図 3. 平均電流モード制御ループ 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 15 LTC3118 動作 り、最終的にRCS の両端の平均電圧が上昇します。RCS の電 インダクタ電流検出と最大出力電流 圧の平均値が VCと等しくなると、ICOMP の電圧が反転して前 LTC3118は、電流制御ループの一部として、昇降圧コンバー のレベルに非常に近づき、PWMに入力され、より高いこの新 タのインダクタ電流を測定する電流検出回路を備えています しいインダクタ電流レベルで電圧レギュレーションを維持する （図 3 参照）。この回路は、スイッチA1（またはA2） および Bを 適切なデューティ・サイクルを強制します。平均電流アンプは、 介して別々に電流を測定し、それらに比例する出力電流を生 積分器として構成されています。そのため、定常状態では、平 成します。これらの出力電流は、電流検出抵抗 RCS で合計さ 均電流アンプの反転入力 （RCS の両端の電圧） に加えられる れます。検出されたスイッチAおよびBの電流は、インダクタ 電圧の平均値は、その非反転入力の電圧 VCと等しくなりま 電流の電圧の複製をRCS に形成します。この電圧は、前のセ す。その結果、電圧レギュレーションを維持するために、インダ クションで説明したように、平均電流アンプが使用します。 クタ電流の平均値が制御されます。VC から入力される駆動 電圧アンプの出力 （VC） は、内部で1Vの公称値にクランプさ 電圧によって電流源が制御されるため、電流アンプとPWM れます。 平均インダクタ電流は、 VCに比例します。そのため、 全体を簡略化できます。このため、VCは、一般に電流コマン 1Vのクランプは、内部電流ループによってプログラム可能な ドと呼ばれます。VCの電圧は、平均インダクタ電流に直接比 最大平均インダクタ電流を設定します。電流検出アンプの利 例します。この仕組みは、多くのアプリケーションに役立つこと 得とRCS の値を考慮すると、最大平均インダクタ電流は、3.6A がわかっています。 （標準）になります。降圧モードでは、出力電流はインダクタ 電圧エラーアンプは、電圧分割器を通してVOUT をモニタし、 電流 I にほぼ等しくなります。 L 必要に応じて電流コマンドを調整してレギュレーションを維持 IOUT（BUCK）≈ IL • 0.85 します。そのため電圧エラーアンプは、外側の電圧レギュレー ション・ループを制御します。平均電流アンプは、VCを介した 各スイッチング・サイクルでのSW1/SW2の強制的な L 時間 電圧エラーアンプ出力の指示どおりにインダクタ電流を調整 （100ns） の間、一時的にインダクタが VOUTとVIN から切断さ します。一般に平均電流アンプは、内部電流ループ・アンプと れて、降圧モードと昇圧モードのいずれの場合にも、規定さ 呼ばれます。平均電流モード制御方式は、平均電流アンプを れたインダクタ電流に対して出力電流がわずかに減少します。 積分器として構成することによってピーク電流の代わりに平 昇圧モードでは、出力電流は次式によって平均インダクタ電 均電流を制御する点を除き、ピーク電流モード制御に似てい 流とデューティ・サイクルに関連付けられます。 ます。この違いによって、ピーク電流モード制御に備わる大部 IOUT（BOOST）≈ IL •（1 – D） 分のメリットを生かしながら、ピーク電流モード制御に特有の ピークと平均の電流比の誤差を除去します。 ここで、Dはコンバータのデューティ・サイクルです。 平均電流モード制御では、 ピーク電流モード制御とは異なり、 内部電流ループを適切に補償する必要があります。補償ネッ トワークは、VOUT のレギュレーション誤差を最小限に抑える ために、高いDC 利得を備える必要があり、指示された電流レ ベルを過渡負荷ステップに従って素早く変更するために、高 い帯域幅を備える必要があります。内部ループ補償部品は、 LTC3118の内部で固定されています。電圧ループの外部補償 は、 「アプリケーション情報」 のセクションで説明されており、 ピーク電流モード制御に使用される手法に類似しています。 昇圧モードでの出力電流がデューティ・サイクル （D） によって 減少するため、降圧モードでの定格出力電流は、昇圧モード のときよりも常に大きくなります。また、昇圧モードの動作で は、降圧モードと比較して、規定された出力電流に対してより 高いインダクタ電流が必要になるため、昇圧モードでの効率 は、パワー・スイッチでの導通（IL² • RDS（ON））損失が大きくな ることによって低下します。これによって、昇圧モードでの出力 電流能力がさらに低下します。ただし、どちらの動作モードで も、インダクタのピーク・トゥ・ピーク・リップル電流は、出力電 流能力の決定において大きな役割を果たしません。 3118f 16 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 動作 「標準的性能特性」セクションのPWMモードでの最大負荷 電流能力のグラフでは、入力電圧と負荷電流を供給する能力 との関係を、VOUT = 5Vおよび 12Vで示しています。降圧モー ドでは、入力電圧が VOUTよりも1V 以上高い場合、LTC3118 は2Aを超える負荷電流を供給できます。昇圧モードでは、出 力電流能力は、前述の式で示したように、昇圧率またはデュー ティ・サイクル （D） によってさらに減少します。 過負荷電流制限と逆電流コンパレータ 内部電流検出波形は、ピーク過負荷電流（IPEAK） コンパレー タと逆電流 （IREV） コンパレータによって使用されます。IPEAK 電流コンパレータは、ISENSE をモニタし、インダクタ電流レベ ルが内部の最大しきい値を超えると、通常のPWM 動作を中 断します。このしきい値は、電流制御ループの最大平均電流 レベルを約 60% 超える値です。内部電流検出波形がこのレベ ルを超えると、LTC3118は、スイッチA1（またはA2） をシャット オフすることによって、インダクタをVIN から切り離し、インダク タの電流が高くなるのを防ぎます。IPEAK 回路は、各スイッチ ング・サイクルの終了時に、発振器のクロックによってリセット されます。出力短絡状態（VOUT が約 1V 未満に放電される） が生じたことによって過負荷コンパレータが作動した場合、 LTC3118はソフトスタート・イベントを開始して、デバイス内の 電力損失を低く保ちます。短絡が取り除かれると、LTC3118 は通常どおり再起動します。短絡発生時に、インダクタ電流が IPEAK に達するのを平均負荷電流ループによって防ぐことが できる場合、ソフトスタートは開始されませんが、電流ループ の最大電流能力が 40% 低下して、電力損失を低減します。 LTC3118は、–200mAの公称値に設定された逆電流コンパ レータを内蔵しています。内部電流検出波形が変化して内部 で設定された逆電流しきい値を下回ると、LTC3118はスイッ チDをオフにしてインダクタをVOUT から切断し、出力コンデン サの急速な放電を防ぎます。IREV 回路は、スイッチング・サイ クルの終了時に、発振器のクロックによってリセットされます。 Burst Mode 動作 MODEピンを H に保つと、LTC3118は自動 Burst Mode 動 作に設定されます。その結果、昇降圧 DC/DCコンバータは、 規定された平均インダクタ電流を超えると通常の連続 PWM スイッチングで動作し、このレベルを下回ると自動的に省電力 Burst Mode 動作に移行します。VINとVOUT のさまざまな組み 合わせに対するBurst Mode 移行しきい値の決定については、 このデータ・シートの標準的性能特性のセクションを参照して ください。 出力負荷が軽い場合にMODEを L に保った状態で、出力 電圧が公称レギュレーション・レベルに達すると、LTC3118は スタンバイ状態またはスリープ状態に移行します。スリープ状 態ではPWMのスイッチングが停止し、デバイスの必須でない 機能が全てパワーダウンして、LTC3118の静止電流が大幅 に低下します。これによって、出力負荷が軽い場合に全体的 な電力変換効率が大きく向上します。スリープ中はコンバータ が動作しないため、出力電圧は、出力負荷抵抗と出力コンデ ンサの値によって決まる率で緩やかに減少します。出力電圧 がわずかに減少すると、LTC3118 が始動して通常のPWMス イッチング動作を再開し、VOUT の電圧が以前のレベルに回 復するまで動作します。負荷が非常に軽い場合、LTC3118は、 VOUT を回復するために数サイクルの間スイッチするだけです み、長時間スリープすることができます。これによって、変換効 率が大幅に向上します。 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 17 LTC3118 動作 ソフトスタート 低電圧ロックアウト LTC3118のソフトスタート回路によって、初期電源投入時 の突入電流と出力電圧オーバーシュートが最小限に抑えら れます。ソフトスタートに必要なタイミング・コンポーネントが LTC3118の内部に存在し、約 1msの標準ソフトスタート期間 を発生させます。内部のソフトスタート回路によって、VCでの エラーアンプの出力が緩やかに立ち上がります。 この立ち上が りの間、デバイスの電流コマンドは、ゼロから始まって緩やか に増加します。初期パワーアップ後に、ソフトスタートは、VCC でのUVLO、VIN1GOODおよびVIN2GOODの両方のデアサート、 サーマル・シャットダウン、またはVOUT の短絡によってリセッ トされる場合があります。 LTC3118の低電圧ロックアウト （UVLO） 回路は、VIN1とVIN2 の両方の電圧またはVCC の電圧がそれぞれのUVLOしきい 値を下回った場合に、内部パワースイッチの動作をディスエー ブルします （図 2を参照）。VIN ごとに1つのUVLO 回路、およ び VCC をモニタする1つのUVLO 回路という、3つのUVLO 回路があります。VIN のUVLOコンパレータの下降時電圧し きい値は1.8V（室温での標準） です。VCC の電圧が UVLOし きい値を超えている間、両方の入力電圧がこのレベルを下回 ると、1つのVIN が 2Vを超えるまでスイッチングはディスエー ブルされます。VCC のUVLOコンパレータの下降時電圧しき い値は2.2V（標準） です。1つのVIN が UVLOしきい値レベル を超えている間、 VCCがこのしきい値を下回ると、VCCが2.35V を超えるまでデバイスの動作はディスエーブルされます。 VCC レギュレータ 内部の低ドロップアウト・レギュレータ （LDO） は、アクティブな 入力VIN1 またはVIN2 から、公称 3.8Vレールを発生します。 VCC レールは、BSTピンのコンデンサを含めて、LTC3118の 内部制御回路とパワーデバイスのゲート・ドライバに電力を 供給します。VCC レギュレータは、暗電流を低減するために シャットダウン時にディスエーブルされ、1つのRUNピンをロ ジックしきい値より上に強制することによってイネーブルされ ます。VCC レギュレータには電流制限による保護機能が搭載 されており、LDOレールの偶発的な短絡に対して保護します。 5V VOUT アプリケーションでは、外付けショットキ・ダイオード を介して、VOUT からVCC に電力を供給できます。この手法は、 一般にブートストラップと呼ばれます。ブートストラップによっ て、特にアクティブ VIN が高い場合に大幅に効率を向上し、 2Vの最小入力電圧定格での動作も可能にします。詳細につ いては、 「アプリケーション情報」 セクションの 「5V VOUT また は外部電源によるVCC レギュレータのブートストラップ」 を参 照してください。 特定のアプリケーションによっては、これらのUVLOしきい値 のいずれかを、動作に必要な最小入力電圧に影響を与える 制限要因にすることができます。LTC3118のVCC レギュレー タは、VIN1 またはVIN2 のいずれかアクティブな方を電源入力 に使用します （「入力選択ロジックとVIN パワーグッド・インジ ケータ」 のセクションを参照）。VCC がブートストラップされな い場合、アクティブ VIN および VCC の間に電圧降下が存在し ます。このドロップアウト電圧は、VCC に加わる負荷に比例し ます。この負荷は、内部パワースイッチへのゲート電荷に起因 します。このデータシートの 「標準的性能特性」 に、VIN1（また はVIN2） とVCC の間のドロップアウト電圧に関する情報が記 載されています。 VCC がブートストラップされる （ショットキ・ダイオードを経由し てVOUT から、または補助電力レールから電力が供給される） アプリケーションでは、 （起動後に）動作するための最小入力 電圧は、VIN のUVLOしきい値（標準 1.8V） によってのみ制限 されます。注意：ブートストラップ電圧が LTC3118 の VOUT か ら供給され、独立した電力レールではない場合、初期起動 に必要な最小入力電圧が最小 VCC 電圧（標準 2.35V）によっ て制限されたままになります。 3118f 18 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 動作 RUN1ピンおよび RUN2ピンのコンパレータ RUN1とRUN2の 両 方 を強 制 的 にロジック L にすると、 LTC3118は低電流シャットダウン状態になります。いずれかの ピンの電圧が 0.65Vのロジックしきい値を超えると、図 4（a） に 示すように、デバイスの特定の機能がイネーブルされます。ま た、RUN1ピンとRUN2ピンには高精度のコンパレータが内蔵 されているため、これらのピンに外付け抵抗分割器を追加し て、VIN1 および VIN2 の立ち上がりおよび立ち下がりオン/オフ しきい値をそれぞれ独自に設定できます。いずれかのRUNピ ンの電圧が上昇して、その高精度コンパレータのしきい値（公 称 1.22V） を超えると、昇降圧コンバータの全ての機能がイ ネーブルされ、スイッチングが開始されます。ただし、VIN およ び VCC の各 UVLO 回路がクリアされていることが前提になり ます （図 2を参照）。 RUN1とRUN2の両方が高精度コンパレータのしきい値を下 回ると、昇降圧コンバータはスイッチングを停止しますが、両 方のRUNピンがロジックしきい値を下回らない限り、VCC レ ギュレータと制御回路は給電されたままです。したがって、デ バイスを完全にシャットダウンしてVIN の電流を2μA（標準） 未満に減らすには、両方のRUNピンを必ず0.2Vの最低ロジッ クしきい値よりも下げる必要があります。RUN1とRUN2は、 高電圧にすることができる入力ですが、これらのピンで発生 する可能性のあるラッチ状態を防ぐために、200kよりも高 い値の抵抗を介して、VIN1 電源および VIN2 電源にそれぞれ 接続する必要があります。RUNピンは、規定された電圧範囲 内で、VIN またはVOUT を超えて駆動することができます。いず れかのRUNピンが 5Vより上に強制されると、次式によって求 められる小電流をシンクします。 IRUN ≈ VRUN − 5V 3MΩ 図 4（a）に示すオプションの抵抗分割器を追加することによ り、RUNピンを使用して、プログラム可能なオンしきい値とオ フしきい値を設定できます。 この昇降圧コンバータは、いずれかのRUNピンの電圧が 1.22Vに達するとイネーブルされます。したがって、VIN のオン 電圧しきい値は、次の式から得られます。 R VTURNON = 1.22V 1+ T RB VIN2 VIN1 LOGIC SIGNAL LTC3118 VIN ACCURATE THRESHOLD RT RB RUN1 OR RUN2 1.22V 0.65V – + ENABLE SWITCHING – + ENABLE LDO AND CONTROL CIRCUITS RUN1 VIN1 ACTIVE 1M VIN2 VIN1 LOGIC SIGNAL CN1 1M 100pF RUN2 100pF CN2 VIN2 ACTIVE 1M 100pF 1M 100pF LOGIC THRESHOLD （a） 3118 F04c 3118 F04b 3118 F04a （b） （c） 図 4.（a）RUN1ピンまたは RUN2ピンの高精度コンパレータ、 （b） オーバーラップ・タイミングを設定したVIN の手動選択、 （c） アクティブ VIN インジケータ 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 19 LTC3118 動作 RUNコンパレータは約 170mVの内部ヒステリシスを備えてい るため、オフしきい値はオンしきい値より約 15% 低くなります。 言い換えると、特定の入力からのスイッチングをディスエーブル するRUNコンパレータの内部しきい値レベルは、1.05Vです。 R VTURNOFF = 1.05V 1+ T RB RUNコンパレータは比較的ノイズの影響を受けにくい部品で すが、PCBレイアウト、RTとRB（図 4（a）） の非常に大きな抵抗 値、またはノイズを発生する部品への近接が原因で、ノイズ・ ピックアップが不可避となり、オン・レベルとオフ・レベルが中 断される問題が生じる場合があります。そのような場合、RB の 両端に小さい値のフィルタ・コンデンサを追加して、正しい動 作を確保できます。 優先モード動作または理想ダイオード・モード動作の選択 優先モード （SEL=0） 通常は1つの電源からの給電が望ましいため、優先モード動 作がほとんどのアプリケーションに推奨されます。優先モード では、主入力が VIN1 に接続され、補助入力が VIN2 に接続さ れます。LTC3118は、RUN1 回路または最小 VIN1 UVLO 回路 によって有効なVIN2 からの動作に移行するまで、VIN1 からの 動作を維持します。VCC がバックフィードされて2.5Vを超えて 維持されない限り、優先モードでは、RUN1 のオフしきい値 によって、2.5Vを超える最小 VIN1 を設定することが重要にな ります。これによって、VIN1 電源の喪失時にVIN2 からの動作 に移行する前に、VCC が UVLOしきい値に達した場合に、意 図しないソフトスタート・サイクルが発生するのを防ぎます。 特に昇圧モードでVOUT が安定化状態を失うのを防ぐた めに、アプリケーションの最大負荷電流に応じて、RUN1と RUN2の最小 VIN オフしきい値を2.5Vよりも十分高く設定す ることが必要になる場合があります。 「標準的性能特性」 にあ る最大負荷電流とVIN のグラフを参照してください。VIN1 また はVIN2 が 3.8Vよりも低い場合の最大負荷電流能力は、図 7 に示すようにVCCを5Vにブートストラップすると改善できます。 理想ダイオード・モード （SEL=1） 後で説明するように、低 ESR 電源を使用するシステム、または 2つの入力の動作範囲を別に設定することができるシステム の場合、LTC3118で理想ダイオード・モード動作を使用でき ます。理想ダイオード・モードでは、内部コンパレータが VIN1 および VIN2 の両方の電圧をモニタして、どちらの入力電圧が 高いかを決定します。このコンパレータは、約 800mVのヒステ リシスを備えており、各電源電圧が等しい場合にデバイスが 2 つの入力の間でスイッチングするのを防ぎます。また、このコン パレータは、250μsのフィルタ遅延を備えており、入力間で急 速にスイッチングしないようにして、不規則な動作を防ぎます。 LTC3118 が入力間でスイッチングすると、1つの電源から供給 される電流が、他の電源に移行する前に一時停止されます。 各電源のインピーダンスと、VOUT で負荷をサポートするため に必要な入力電流量に応じて、1つまたは両方の入力の電圧 リップルが、コンパレータのヒステリシスを超える可能性があ ります。 例えば、両方の入力電源が 300mΩのインピーダンスを持って いて、2Aの電流がアクティブな電源から流れる場合、入力の 切り換え時に、入力に600mVのステップが発生し、コンパレー タの800mVの標準ヒステリシスに近づきます。各入力電圧が 等しい場合、LTC3118は、高負荷電流で、VIN1 からの動作と VIN2 からの動作の間で切り替わることがあります。そのような システムには、優先モードでの動作が推奨されます。ただし、 RUNピンを設定して、一方の入力の最小動作電圧が他方の 入力の最大電源電圧を超えるように設定できる場合を除きま す。優先モードと同様に、 最小VIN動作電圧は、 RUNピンによっ てVCC UVLOよりも高く設定する必要があり、最大負荷電流 をサポートする必要がある場合は、さらに高く設定します。低 ESRの100μF ∼ 220μFのアルミ電解コンデンサを両方の入力 ピンに近づけると、VIN の切り換え時に、一部のアプリケーショ ンやベンチ評価セットアップに存在するケーブル・インダクタン スに起因する共振リンギングを抑えることができます。 3118f 20 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 動作 VIN の手動選択回路 VIN2 をVIN1 よりも高い電圧に接続した場合、SELピンを使用 して、VIN1とVIN2 を手動で切り替えることができます。その場 合、両方のRUNピンを、それらの1.22Vのしきい値を超えて アサートしたままにする必要があります。LTC3118は、SEL が L の場合はVIN1 電源から動作し、SEL が H の場合は、さ らに高いVIN2 電源から動作します。 相対電圧が不明な場合にVIN を手動で選択する必要のある システムでは、いくつかの点に注意してRUNピンを使用できま す。各 RUNピンは、ノイズ・イベントによって意図しないオン/ オフが発生する可能性を減らすために、フィルタを内蔵してい ます。ターンオン遅延は、電源挿入時の誘導性リンギングを 管理するために、標準で50μsになります。したがって、デバイ スの瞬間的なシャットダウンと、その後のソフトスタート・サイ クルを防ぐために、アサートされたRUN1 信号とRUN2 信号の オーバーラップ時間を100μsよりも長くすることを推奨します。 このオーバーラップ・タイミングをシステムのマイクロコント ローラで設定できない場合は、図 4（b） のような外部回路を各 RUNピンに追加することができます。この回路を追加すると、 図に示すように、VIN1とVIN2 を交互にオン/オフして駆動する ことができます。ダイオードは、高速なターンオン経路を提供 します。この経路では、VOUT が切り換え時に低下するのを防 ぐために、GND へのRC 遅延を約 100μsに設定します。 アクティブ VIN インジケータ V1GDおよび V2GDインジケータをモニタすることで、VIN1 ま たはVIN2 が、前述したように内部 UVLO 回路および RUNピ ンの分割器ネットワークに基づいて、十分な電圧に達したか どうかを判定できます。アプリケーションによっては、どのVIN がアクティブでどのVIN が非アクティブかを示す表示が必要に なる場合があります。この表示は、CN1および CN2チャージポ ンプ・ピンと、図 4（c） のような外部回路を使用して実装できま す。この図のダイオードとRCネットワークは、PWMモードで スイッチングし、スリープ時に H に保たれるアクティブなCN ピンのピーク検出およびフィルタを提供します。非アクティブ VIN のCNピンは、L に保たれます。 アプリケーション情報 熱に関する検討事項 LTC3118のパワー・スイッチは、内部電流制限しきい値までの 電流で連続的に動作するように設計されています。ただし、高 電流レベルで動作しているときは、デバイス内部でかなりの熱 が発生する可能性があります。さらに、VCC レギュレータは、ア クティブ VIN が高い場合に大きな熱を発生することがありま す。これによって、デバイスの総電力損失が増加します。この データ・シートの別の場所で説明しているように、5V出力のア プリケーションのVCC をブートストラップすることによって、こ の電力損失の項を本質的に除去し、大幅に効率を改善するこ とができます。 デバイスから熱を除去する方法を提供し、LTC3118 が最大定 格出力電流を供給できるようにするため、デバイスの温度環 境に関して注意深く検討する必要があります。特に、QFN パッ ケージとFE パッケージの両方の露出ダイアタッチ・パッドを PCB 上の銅層に半田付けし、デバイス・パッケージからの熱 伝導が最大になるようにします。これは、デバイス・パッケージ の下のダイアタッチ・パッド接続から、大きな銅の面を備える 他のPCB 層へ、複数のビアを使用することによって実現でき ます。これらの概念を取り入れた推奨基板レイアウトを、図 5 に示します。図 5のPCBを使用した場合の標準的な温度上昇 と負荷電流のグラフを 「標準的性能特性」 のセクションに示し ます。 デバイスのダイ温 度 が 約 165 Cを超えると、サ ー マル・ シャットダウンが作動して、全てのスイッチングが停止しま す。デバイスは、ダイ温度が約 10 C 低下するまでディスエー ブルされたままになります。この温度まで低下した時点で ソフトスタートが開始して、スムーズな回復を提供します。 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 21 LTC3118 アプリケーション情報 トップ層 第2層 第3層 ボトム層（上面図） 図 5. 標準的な 4 層プリント回路基板レイアウト 3118f 22 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 アプリケーション情報 非アクティブ VIN の漏れ電流 非アクティブな入力 （VIN1 はVIN2）は、少量のバイアス電流 を消費します。また、この入力では、ダイ温度と、非アクティブ VIN および SW1 間の平均 DC 電圧（スタンドオフ電圧） に応じ て、ディスエーブルされたスイッチを通じてある程度の漏れ電 流が発生します。このデータシートの 「標準的性能特性」 の、 ダイ温度の上昇とNチャネルMOSFETの漏れ電流のグラフ を参照してください。スタンドオフ電圧は、VIN1とVIN2 の電圧 に応じて正または負になり、SW1のデューティ・サイクルによっ て変化します。非アクティブな入力に流れる標準的な電流を、 複数のレベルのインダクタ電流について、電圧の関数として 図 6に示します。ここで、LTC3118はPWMモードでアクティブ な12V 入力から動作し、12Vを出力しています。インダクタ電 流が高くなると、通常は、電力損失に起因する漏れ電流が高 くなり、ダイ温度が上昇します。 CURRENT INTO INACTIVE INPUT (µA) 100 図 6のグラフを参照すると、漏れ電流は、通常、非アクティブ な電源から、それに対応するVIN ピンに数ボルト高い電圧で 供給されています。この電圧が低くなると、電源にバックフィー ドされる逆電流が発生し、バッテリが消耗したり、入力電源 が喪失して充電速度が低下する可能性があります。 非アクティ ブな入力が UVLOを超えて上昇し、瞬間的にオンになるのを 防ぐために、その入力にダミー負荷抵抗を接続することが必 要になる場合があります。適切な熱設計を行うことによって、 特にダイ温度が上昇する高スイッチ電流で、非アクティブ入力 に流れる、または非アクティブ入力から流れる不要な漏れ電 流を減らすことができます。SW1のエッジ・レートとトレースの 寄生インダクタンスによって発生する可能性のある漏れ電流 を減らすために、VIN1/CM1ピンとVIN2/CM2ピンをグランド に近づけて、密な基板レイアウトを行うことを推奨します。 IL = 0A IL = 0.5A IL = 1A IL = 2A 80 60 40 20 0 –20 0 3 6 12 15 9 INACTIVE INPUT VOLTAGE (V) 18 3118 F06 図 6. 非アクティブ VIN 電流と電圧およびインダクタ電流（IL） PWM モードでのアクティブ VIN = VOUT = 12V 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 23 LTC3118 アプリケーション情報 LTC3118の標準的なアプリケーション回路を、このデータ・ シートの最初のページに示しています。外付け部品を適切 に選択するには、アプリケーションごとにそのデバイスに 必要な性能に基づいて、PCBの面積、入力/出力電圧範囲、 出力電圧リップル、必要な効率、熱に関する検討、コストな どのトレードオフに配慮します。ここでは、外付け部品の選 択とアプリケーション回路の設計に役立ついくつかの基本 的ガイドラインと検討事項について説明します。 VCC コンデンサの選択 VCC は、低ドロップアウト・リニアレギュレータによって、VIN1 またはVIN2 のうちの選択された方から生成されます。両方の VCC レギュレータは、さまざまな出力コンデンサで安定して動 作するように設計されています。ほとんどのアプリケーションで は、4.7μFの低 ESRコンデンサを使用する必要があります。こ のコンデンサをできるだけVCC の近くに配置し、できるだけ短 いトレースを介してグランドに接続する必要があります。 トレー スの接続を短くすることができない場合は、追加の0.1μFのバ イパス・コンデンサを、VCCとグランドの間に、できるだけパッ ケージ・ピンに近づけて接続します。 キ・ダイオードを接続することによって実現できます。このブー トストラップ・ダイオードを実装した場合、ゲート・ドライバの電 流は、効率の低い内部リニア・レギュレータを介して供給され るのではなく、昇降圧コンバータによって高効率で供給されま す。内部リニア・レギュレータは、逆電流遮断回路を備えてい ます。これによって、逆電流を微量に抑え、公称レギュレーショ ン・レベルをわずかに超えてVCC を駆動することができます。 ブートストラップ電源 （VOUT または別のレギュレータ） によって VCC を6V未満に制限する必要があることに注意してください。 BST、チャージポンプ、および CMコンデンサの選択 十分な量の電荷をハイサイド・スイッチに供給するには、小型 セラミック・コンデンサが必要になります。このデータシートの アプリケーション回路および最初のページに示すように、小型 コンデンサは、BST1とSW1、BST2とSW2、CN1とCP1、CN2 とCP2、CM1とGND、および CM2とGNDの間で、それぞれ 必要になります。推奨されるコンデンサの初期値は、BSTと SWの間では定格電圧が 5Vを超える0.1μF、CNとCPの間で は定格電圧が 20Vを超える10nF、CMとGNDの間では定格 電圧が 20Vを超える47nFです。 インダクタの選択 5V VOUT または外部電源によるVCC レギュレータの ブートストラップ ハイサイドおよびローサイド・ゲート・ドライバは、選択された VIN から内部リニア・レギュレータを経由して生成されるVCC から電力を供給されます。一部の、特に入力電圧が高いアプ リケーションでは、リニア・レギュレータでの電力損失が、デバ イスの加熱に大きく寄与する場合があります。このデータシー トの 「標準的性能特性」 のセクションに、PWM 動作でVIN か ら供給され VCC 電流に関するデータを示しています。VOUT を 5Vに設定するアプリケーションでは、選択されたVIN ではな くVOUT からVCC に給電すると、性能を大幅に向上することが できます。これは図 7に示すように、VOUT からVCC にショット LTC3118のアプリケーションに使用されるインダクタの選択 により、供給可能な最大出力電流、コンバータの帯域幅、イン ダクタ電流リップルの大きさ、および全体変換効率が決まりま す。インダクタは、小さいDC 直列抵抗と、高い出力電流能力 を持っている必要があります。そうしないと、効率が損なわれ ます。インダクタ値を大きくするとインダクタ電流リップルが減 少しますが、このデータシートの 「インダクタ電流検出と最大 出力電流」 のセクションで説明したように、ピーク電流モード 制御と同様に出力電流能力は増えません。ケース・サイズが一 定の場合、インダクタの値が大きいほど、DC 直列抵抗が大き VOUT VOUT LTC3118 VCC 4.7µF 3118 F07 図 7. VCC のブートストラップ 3118f 24 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 アプリケーション情報 くなる傾向もあります。これは、効率に悪影響を与えます。イン ダクタンスの値が大きくなると、昇圧モードでの動作時の右半 平面 （RHP）ゼロ周波数が減少します。その場合、コンバータ の帯域幅の周波数を低く設定し、それによってコンバータの負 荷トランジェント応答を遅くする必要があります。LTC3118の ほとんどのアプリケーション回路は、インダクタ値が 3.3μH ∼ 10μHの範囲にある場合に最高の性能を発揮します。一般に、 VOUT が 5Vまでの場合は3.3μHのインダクタ、VOUT が 12Vの 場合は6.8μHのインダクタ、VOUT が 18Vの場合は10μHのイ ンダクタを推奨します。その他の出力電圧に対するインダクタ 値は、出力電圧に応じて調整することができます。 インダクタ値に関わらず、最悪の平均インダクタ電流にリップ ル電流の1/2を加えた値よりも大きくなるように、飽和電流定 格を選択する必要があります。各動作モードのピーク・トゥ・ ピーク・インダクタ電流リップルは以下の式から計算すること ができます。ここで、fはスイッチング周波数（1.2MHz）、Lはイ ンダクタンス （μH 単位）、tLOW はスイッチ・ピンの最小 L 時 間（μs 単位） です。スイッチ・ピンの最小 L 時間は、0.1μs（標 準） です。 ∆IL(P-P)BUCK = VOUT VIN − VOUT 1 − tLOW Amps L VIN f ∆IL(P-P)BOOST = VIN VOUT − VIN 1 − tLOW Amps L VOUT f 降圧 = 600mA（ピーク・トゥ・ピーク） 昇圧 = 200mA（ピーク・トゥ・ピーク） インダクタの適切な飽和電流定格（約 4A） を選択するには、イ ンダクタ・リップル電流の1/2を、予想される最大平均インダク タ電流に加える必要があります。 電力変換効率に対する影響に加え、インダクタのDC 抵抗は 特に低入力電圧での昇降圧コンバータの最大出力電流能力 にも影響を与えることがあります。降圧モードでは、昇降圧コ ンバータの出力電流は、主にインダクタ電流が VCで定義さ れる平均電流制限しきい値に達することによって制限されま す。ただし、昇圧モードの場合、特に大きな昇圧比では、出力 電流能力は電力段の総抵抗損失によっても制限されます。こ れらの損失には、スイッチ抵抗、インダクタのDC 抵抗、および PCBの配線抵抗が含まれます。高いDC 抵抗（DCR） を持つイ ンダクタは、標準的性能特性のセクションで示された最大出 力電流能力を低下させる可能性があるため、使用しないよう にしてください。指針としては、 インダクタのDCRを、100mΩ（標 準） の電力スイッチ抵抗よりも大幅に小さくする必要がありま す。ただし、唯一の例外は、LTC3118の電流供給能力よりも 非常に小さい最大出力電流を持つアプリケーションです。 インダクタのコア材と種類により、所定の電流定格でのインダ クタのサイズと価格が異なります。シールドされた構造は、他 の回路との干渉の可能性を最小限に抑えるので一般に適し ています。インダクタの種類の選択は、価格、サイズ、および 特定のアプリケーションのEMIに対する要件に依存します。 LTC3118の多くのアプリケーションに最適なインダクタのサン プルを表 1に示します。 降圧モードではデューティ・サイクルが最大（VIN が最大） の 出力コンデンサの選択 とき、昇圧モードではデューティ・サイクルが 50%（VOUT = 2 • VIN） のときに、最悪のピーク・トゥ・ピーク・インダクタ・リップ 出力電圧リップルを最小限に抑えるには、等価直列抵抗 ル電流が発生することに注意してください。例えば、VIN（最 （ESR） の低い出力コンデンサを、昇降圧コンバータの出力に 小）= 2.7V、VIN （最大）= 18V、VOUT = 5V、L = 3.3μHの場合、 接続する必要があります。積層セラミック・コンデンサはESR 電圧が両極端（降圧時はVIN が 18V、昇圧時はVIN が 2.7V） が小さく、実装面積の小さいものが入手できるので最適で のときに、ピーク・トゥ・ピーク・インダクタ・リップルは、次のよ す。十分大きな値のコンデンサを選択して出力電圧リップルを うになります。 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 25 LTC3118 アプリケーション情報 表 1. 昇降圧用の代表的な表面実装インダクタ サイズ 最大ＤＣ電流（A） （W L H）mm 製品番号 値（µH） DCR（mΩ） MSS7341T XAL7030 3.3 6.8 18 42 3.7 4.4 7×7×4 8×8×3 Coilcraft www.coilcraft.com SD8328 3.3 4.7 14 19 4.0 3.6 8×8×3 8×8×3 Coiltronics www.coiltronics.com LQH88PN LQH88PN LQH88PN 3.3 4.7 6.8 16 22 28 5 4.2 3.8 8×8×4 8×8×4 8×8×4 Murata www.murata.com CDRH8D28NP 3.3 4.7 18 25 4 3.4 8×8×3 8×8×3 Sumida www.sumida.com VLP840 3.3 6.8 15 24 5.2 3.6 8×8×4 8×8×4 TDK Electronics www.tdk.co.jp FDSD0603 3.3 6.8 23 51 5.6 3.7 7×7×3 7×7×3 Toko www.toko.com 7447789003 7447789004 7447779006 3.3 4.7 6.8 30 35 35 4.2 3.9 3.3 7×7×3 7×7×3 7×7×4.5 許容レベルに下げます。コンデンサのESRとESLを無視する と、ピーク・トゥ・ピーク出力電圧リップルは以下の式で計算す ることができます。ここで、fは周波数（1.2MHz）、COUT は容量 （µF）、tLOW はスイッチ・ピンの最小 L 時間（0.1μs）、ILOAD は出力電流（アンペア） です。 ∆VP-P(BUCK) = ILOAD tLOW Volts COUT メーカー Würth Elektronik www.we-online.com 出力容量の両端に生じる出力電圧リップルに加えて、出力コ ンデンサの内部抵抗の両端にも出力電圧リップルが生じま す。ESRによって生じる出力電圧リップルは出力コンデンサの 直列抵抗に比例し、次式で与えられます。ここで、RESR は出力 コンデンサの直列抵抗、他の全ての項は前述のとおりです。 ∆VP-P(BUCK) = ILOAD RESR ≅ ILOAD RESR Volts 1− tLOW f ∆VP-P(BOOST) = ∆VP-P(BOOST) = I LOAD VOUT − VIN + tLOW fVIN Volts fCOUT VOUT V ILOAD RESR VOUT ≅ ILOAD RESR OUT Volts VIN (1− tLOW f ) VIN 前述の式より、出力電圧リップルは、負荷電流とともに増加し、 降圧モードよりも昇圧モードの方が一般に大きくなることが わかります。なお、これらの式は、インダクタ電流から出力へ不 連続に生じる電圧リップルのみを考慮しています。これらの式 により、ある程度の大きさの負荷電流でのリップルについては かなり正確な概算値が出ますが、出力電圧リップルがインダク タ電流リップルに左右される非常に軽負荷時の出力電圧リッ プルは小さめの概算値となります。 LTC3118のほとんどのアプリケーションでは、47μF ∼ 100μF の範囲の出力コンデンサは問題なく動作します。 入力コンデンサの選択 VIN1 ピンまたはVIN2 ピンは全インダクタ電流を流し、デバイス の内部制御回路に電力を供給します。入力電圧リップルを最 小限に抑えてデバイスに適切な動作をさせるため、少なくとも 10μFの値の低 ESR バイパス・コンデンサをこのピンにできる だけ近づけて配置します。このコンデンサをVIN1 またはVIN2 とグランド・プレーンに接続する配線はできるだけ短くします。 3118f 26 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 アプリケーション情報 長いリード線を介して給電するか、または高 ESRの電源から 給電するときは、より大きな値のバルク入力コンデンサが必 要になる場合があります。このようなアプリケーションでは、 1µFのセラミック･コンデンサと並列に47µF ∼ 100µFの電解 コンデンサを接続すると、高性能で低コストのソリューション が得られます。理想ダイオード・モードでは、各入力電圧がほ ぼ同じである場合、各入力の電圧リップルをVIN コンパレータ の800mVのヒステリシス未満に維持して、VIN1 からの動作と VIN2 からの動作の間で繰り返しスイッチングするのを防ぐ必 要があります。 推奨する入力および出力のコンデンサ LTC3118の入力と出力のフィルタに使用するコンデンサは、低 ESRであり、スイッチング・コンバータが発生する大きなAC 電 流に対応した定格である必要があります。これはデバイスの適 切な動作を維持し、出力電圧リップルを減らすのに重要です。 それらのアプリケーションに最適なコンデンサには、積層セラ ミック、低 ESRタンタル、OS-CON、POSCAPなど多くのタイプ があります。さらに、低 ESRおよび高 AC 電流向けに設計され た固体アルミ有機ポリマー・コンデンサなどの特定のタイプの 電解コンデンサがあり、 これらも一部のLTC3118のアプリケー ションに最適です。表 2に、使用に適したコンデンサのリスト の一部を示します。コンデンサの種類の選択は、主にサイズ、 リーク電流、およびコストの間のトレードオフによって決まりま す。バックアップ電力のアプリケーションでは、入力コンデンサ や出力コンデンサとして、ファラッド単位の容量値を持つスー パー・コンデンサまたはウルトラ・コンデンサを使用する場合 があります。これらのアプリケーションでの選択基準は、電圧 リップルが関係しないことを除き、一般的に同じです。コンデ ンサによっては、高いDCリーク電流を示すため、Burst Mode 動作での非常に低い静止電流を要求するアプリケーションで は、検討対象から除外される場合があります。 表 2. 代表的なバイパス・コンデンサおよび出力コンデンサ 値 （µF） 電圧 （V） コンデンサ・タイプ ESR（mΩ） サイズ （W L H）mm 12103D226MAT2A 22 25 X5R Ceramic 3.2×2.5×2.8 AVX www. avx.com C2220X226K3RACTU A700D226M016ATE030 22 22 25 16 X7R Ceramic, Aluminum Polymer 30mΩ 5.7×5×2.4 7.3×4.3×2.8 Kemet www.kemet.com GRM32ER71E226KE15L 22 25 X7R Ceramic 3.2×2.5×2.5 Murata www.murata.com PLV1E121MDL1 82 25 Aluminum Polymer, 25mΩ 8×8×3 Nichicon www.nichicon.com ECJ-4YB1E226M 22 25 X5R Ceramic 3.2×2.5×2.5 Panasonic www.panasonic.com 25TQC22MV 16TQC100M 25SVPF47M 22 100 47 25 16 25 POSCAP, 50mΩ POSCAP, 45mΩ OS-CON, 30mΩ 7.3×4.3×1.9 7.3×4.3×3.1 6.6×6.6×5.9 Sanyo www.sanyo.com TMK325BJ226MM-T 22 25 X5R Ceramic 3.2×2.5×2.5 Taiyo Yuden www.t-yuden.com CKG57NX5R1E476M 47 25 X5R Ceramic 6.5×5.5×5.5 TDK www.tdk.com 製品番号 メーカー 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 27 LTC3118 アプリケーション情報 スイッチング・コンバータのアプリケーションには、小型、低 ESR、および低リーク電流であることから、多くの場合セラミッ ク・コンデンサが使用されます。ただし、電力アプリケーション 用のセラミック・コンデンサの多くは、コンデンサのDC バイア ス電圧が上昇するに従って、容量が定格値から大きく減少し ます。小型表面実装コンデンサをその最大定格電圧近くで動 作させると、容量がその定格値から50% 以上低下することも 珍しくありません。この効果は、コンデンサの公称値が同じ場 合、ケース・サイズが大きくなるに従って通常は減少します。そ のため、アプリケーションの動作電圧で意図する容量を実現 させるため、多くの場合、通常必要とされるよりも大きな値の 容量や、高い電圧定格のコンデンサを使用する必要がありま す。LTC3118の広い動作範囲と温度で最高の性能を発揮す るように、X5Rおよび X7Rの誘電体タイプを推奨します。アプ リケーション回路で意図する容量が実現することを確認する ため、コンデンサ・メーカーの容量対 DC バイアス電圧の曲線 を必ず参照してください。 昇降圧コンバータの補償 LTC3118は、出力電圧を安定化するために、平均電流アーキ テクチャを使用します。平均電流モード制御には、内部平均 電流ループと外部電圧ループという、周波数補償を必要とす る2つのループが含まれています。内部平均電流ループの補 償は、ループ設計を簡略化し、広い動作範囲で最高の帯域 幅を実現するために、LTC3118 内で固定されています。外部 電圧ループは、外付け補償部品を必要とし、アプリケーション に合わせて全体的なループ特性をカスタマイズすることがで きます。 LTC3118で使用される平均電流モード制御は、図 8に示すよ うに、主にRLOADとCOUT で形成された出力負荷を駆動する 電圧制御電流源（VCCS） として概念化できます。 電圧エラーアンプの出力 （VC） は、VCCS へのコマンド入力を提 供します。VCのフルスケール範囲は、 0.6V （200mV ∼ 800mV） です。VCのフルスケール・コマンドでは、LTC3118 昇降圧コン バータは、平均 3.6Aのインダクタ電流 （標準） をコンバータか ら生成し、6A/Vのトランスコンダクタンス利得を実現します。 VOUT = 5V VOLTAGE CONTROLLED CURRENT SOURCE + – VOLTAGE ERROR AMP – + gm FB R1 400k R2 100k 1V COUT 47µF RCOESR 0.01Ω RLOAD 5Ω VC gm = 3.6A/0.6V RZ 800mV GND CP2 CP1 3118 F08 図 8. 平均電流モード制御ループの簡易表現 3118f 28 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 アプリケーション情報 ピーク電流モード制御と同様に、内部平均電流制御ループ は、目的の周波数範囲でインダクタを効率的に電流源に変え、 その結果、電力段からシングル・ポール （–20dB/decade） ロール オフを示す周波数応答が得られます。出力コンデンサ （COUT） と負荷抵抗 （RLOAD） は、支配的な低周波数ポールを形成し、 出力コンデンサの等価直列抵抗とその容量は、通常は無視で きる程度の高さの周波数でゼロを形成します。 コンバータが昇圧モードで動作する場合、問題になる可能 性のある右半平面のゼロ （RHPZ） も発生します。RHPZによっ て、ゼロのように利得が増加しますが、ポールのように位相が 減少します。これによって、最終的に、LTC3118で実現可能な コンバータの最大帯域幅が制限される場合があります。降圧 モードで動作する場合、RHPZは存在しません。 直流での全体的な開ループ利得は、以下の項の積になります。 電圧エラーアンプの利得： gm • REA = 80µS • 5MΩ = 400V (fixed) V 電圧ドライバの利得： VFB 1V = VOUT VOUT ループ利得に影響を与える、周波数に依存する以下の項： 出力負荷のポール （P1） ： 1 (application dependent) 2π • RLOAD • COUT 右半平面のゼロ （RHPZ） ： VIN 2 • RL (application dependent) VOUT 2 • 2π • L 電圧エラーアンプの補償：2つのポールと1つのゼロ （アプリ ケーションに依存） 電圧アンプの周波数応答は、全体的なループの応答を最適 化するように設計します。ループ設計を行う前に、ライン、負 荷、部品の変動、周波数に対して電力利得を測定することを 強く推奨します。補償設計用の設計パラメータは、VCとグラ ンドの間に接続される直列抵抗とコンデンサ （RZ、CP1、およ び CP2）に焦点を合わせます。昇降圧コンバータの場合、補 償設計におけるループの目標クロスオーバー周波数は、最低 RHPZ 周波数が発生する、予想される最大の昇圧率および負 荷電流によって決定されます。一般的な目標は、外付け部品 ネットワークを使用して、クロスオーバー周波数を設定し、十 分な位相ブーストを得ることです。 電流ループ・トランスコンダクタンス： gc = 6A (fixed) V 負荷抵抗： RLOAD = VOUT ILOAD 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 29 LTC3118 アプリケーション情報 補償の例 このセクションでは、標準的なLTC3118アプリケーションの 補償部品の選択方法を示します。他のアプリケーションの補 償設計は、電力段のボード線図に基づいて、示された各式の 値を別の値に置き換える問題になります。この補償設計の手 順では、LTC3118の単純化されたモデルを使用します。そのた め、以下の補償設計の結果は、時間領域の負荷ステップ応答 テストによって必ず確認し、補償設計の有効性を検証する必 要があります。このデータシート内に記載されたガイドライン に基いて出力コンデンサの値と種類を選択することが、前提と なります。出力のバイパスに標準的に使用されるセラミック・コ ンデンサに対する電圧バイアスの影響に、特に注意する必要 があります。 同様に、 インダクタ値と電流定格も、 アプリケーショ ン要件に基いて選択されていることが前提となります。 アプリケーション例の詳細： 降圧時 DC 利得： VIN = 3V ～ 15V 20log ( 6A/V•5Ω ) = 29dB VOUT = 5V 昇圧モードでは、利得はVIN/VOUT の割合で減少します。 最大 IOUT （昇圧モード）= 1A、RLOAD = 5Ω 3VIN での昇圧時 DC 利得： 最大 IOUT （降圧モード）= 1A、RLOAD = 5Ω （VIN > 5Vの場合は2Aを供給可能） COUT = 100μF（ただし、DC 電圧バイアス効果を考慮する 計算では66μFを使用） L = 3.3μH このアプリケーションには、昇圧モード動作が含まれていま す。そのため、最初のステップは、コンバータの最大ループ帯 域幅を決定するワーストケースのRHPZ 周波数を次式で計算 することです。 RHPZ(f) = VIN2 • RLOAD VOUT2 • 2π • L 3V 2 • 5Ω 5V 2 • 2π • 3.3µH 内部 IC 部品の変動を考慮するために、 コンバータの帯域幅ま たはクロスオーバー周波数をRHPZ 周波数の1/4 ∼ 1/5 以下 に設定し、昇圧モードでの動作時のRHPZ からの過剰な位 相損失を避けることをお勧めします。場合によっては、出力電 圧がさらに高いアプリケーションなどで、ループのクロスオー バー周波数とRHPZ 周波数の間をさらに大きく離すことが必 要になることがあります。この設計例では、20kHzのループ帯 域幅（fCC）、つまりRHPZ 周波数を十分下回る周波数を達成 することを予定しています。5V、1Aの設計例のボード線図を 図 9に示します。上側のグラフは、降圧モード動作（> 5VIN） と 3VIN 昇圧モード動作での電力利得（および位相） を示してい ます。降圧モードでのDC 利得は、単純に電流ループ・トラン スコンダクタンス （6A/V） に負荷抵抗（5Ω） を掛けた値になりま す。電圧アンプ・ネットワークでは、VOUT の抵抗分割器を考 慮します。 6A/V • 3V • 5Ω 20log = 25dB 5V 出力負荷のポールは、出力負荷抵抗に応じて変動します。最大 負荷での電力段のポールを、図 9の上側のグラフに示します。 出力負荷のポール： 1 1 = = 480Hz 2π • RLOAD • COUT 2π • 5Ω • 66µF = = 87kHz 3118f 30 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 アプリケーション情報 30 18 BOOST MODE 60 0 6 0 –60 –6 –12 –120 –18 –24 36 30 24 18 12 6 0 –6 –12 –18 –24 –30 –36 10Hz –180 100Hz 1kHz 10kHz FREQUENCY 100kHz 1MHz –VC/ VOUTA 0 –20 –40 –60 –80 –100 GAIN PHASE 100Hz 1kHz 10kHz FREQUENCY 100kHz –120 1MHz VOUT / VOUTA BUCK MODE 210 180 120 60 BOOST MODE 0 –60 –120 GAIN PHASE MARGIN 100Hz PHASE MARGIN (DEG) 70 60 50 40 30 20 10 0 –10 –20 –30 –40 –50 –60 –70 10Hz GAIN PHASE PHASE (DEG) VOLTAGE LOOP GAIN (dB) 120 12 –30 –36 10Hz TOTAL LOOP GAIN (dB) VOUT / VC BUCK MODE PHASE (DEG) POWER STAGE GAIN (dB) 24 1kHz 10kHz FREQUENCY 100kHz –180 1MHz 3118 F08 図 9. 電力利得（上）、VA ループ （中央）、および全ループ利得と周波数を示すボード線図 これらの値は、図 9の上側のグラフで確認できます。得られる 電力段のクロスオーバー周波数は、降圧モード （VIN > 5V） で は約 40kHz、3.5VIN の昇圧モードでは約 20kHzになります。 補償されない電力段のクロスオーバー周波数は、目標の 20kHzよりも高くなります。さらに重要なのは、特に昇圧モード で、補償されない電力段のDC 利得が低くなることです。ここ では、DC 利得を増やし、クロスオーバー周波数を減らし、高 周波数での全体的な利得を減らすために、ポール- ゼロ-ポー ル・ネットワークを電圧アンプに追加します。 VA Pole 1 = 1 2π REA CP1 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 31 LTC3118 アプリケーション情報 このポールはDCに近く、REA は電圧エラーアンプの出力抵抗 （約 5MΩ）です。このポールは、完全性を期するために記載 されていますが、全体的なループ設計には影響しません。 VA Zero 1 = 1 2π R Z CP1 このゼロは、クロスオーバーでのVA 利得を平坦にして位相 マージンを改善するために、クロスオーバー周波数よりも下に 配置します。 1 VA Pole 2 = 2π R Z CP2 ノイズを抑制してRHPZの影響を緩和するために利得を減ら す場合は、このポールをクロスオーバー周波数よりも上に配 置します。 図 9の電力利得のグラフを参照すると、ループ全体のクロス オーバー周波数 20kHzを達成するには、ループ利得を4dB 減 らす必要があることがわかります。ゼロ1をクロスオーバー周 波数よりも十分下に配置し、 ポール2をクロスオーバー周波数 よりも十分上に配置したと仮定すると、クロスオーバーでの電 圧アンプ利得は、次式から得られます。 クロスオーバーでのVA 利得： V • g •R 20log FB m Z = VOUT 1V • 80µA/V • 40k 20log = − 4dB 5V ここで、gm はVA のトランスコンダクタンス、VFB/VOUT は帰還 抵抗分割器の利得、RZ は外付けゼロ抵抗です。式に示すよう に、RZ の値が 40kΩの場合、クロスオーバーで–4dbの利得が 得られます。RZ が選択されていると、CP1 の値は、ゼロ1の周 波数をクロスオーバー周波数の1/10、つまり2kHzに設定する ことによって決定されます。 CP1 = 1 = 2π • R Z • f ZERO1 1 ≅ 1.8nF 2π • 40kΩ • 2kHz 最後に、高周波ポール2をクロスオーバー周波数の10 倍に設 定し、200kHzでの高周波ポールが得られます。 CP2 = 1 = 2π • R Z • f POLE2 1 ≅ 22pF 2π • 40kΩ • 200kHz 選択した値に対して得られたVA を、図 9の2 番目のグラフに 示します。ゼロ1とポール2の間の分離によって、クロスオー バー周波数の近くで60 度の位相バンプが生じていることに 注意してください。 電力段とVA 周波数応答を組み合わせて測定した全体的な ループ利得を、図 9の下側のグラフに示します。図に示すよう に、クロスオーバー周波数は、降圧モードでは20kHz、昇圧 モードでは10kHzに減少しています。クロスオーバーでの位 相マージンは、約 70 度です。VA の設計によって、高いDC 利得 （>50dB） と、クロスオーバー周波数よりも上で利得が減衰す ることによってRHPZの問題を防ぐという効果も得られました。 3118f 32 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 標準的応用例 自動 Burst Mode 動作でシステム電源（優先） または 3セル・リチウムイオン・バッテリから5Vを出力するレギュレータ 3.3µH 0.1µF 4V TO 5.5V VIN1 + 0.1µF BST1 SW1 SW2 BST2 232k SYSTEM POWER 5V UP TO 1.5A, VIN > 4.5V VOUT 402k RUN1 22µF 100µF FB PGND 100k 100k PGND GND 22pF CM1 CM2 CP1 CP2 47nF 47nF 10nF 10nF 7.5V TO 12.6V + + + VC V1GD V2GD PGD CN2 CN1 VCC VIN2 SEL 1.8nF 40.2k POWER GOOD INDICATORS 4.7µF BAT-54 SCHOTTKY DIODE MODE 523k Li-Ion LTC3118 22µF RUN2 100k PGND 3118 TA02a 効率と負荷電流：VIN1 = 5V、 VIN2 = 10.8V、VOUT = 5V 100mA から1A への負荷ステップ、 VIN1 = 5V、VOUT = 5V、自動 Burst Mode 100 90 5VOUT TRANSIENT 200mV/DIV BURST EFFICIENCY (%) 80 70 60 INDUCTOR CURRENT 1A/DIV PWM 50 LOAD CURRENT 1A/DIV VC 200mV/DIV 40 30 20 0 0.0001 100µs/DIV VIN1 VIN2 10 0.001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) 1 3118 TA02c 10 3118 TA02b 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 33 LTC3118 標準的応用例 自動 Burst Mode 動作で 12V の ACアダプタ （存在する場合） または 2セル・リチウムイオン・バッテリから12Vを出力するレギュレータ 6.8µH 0.1µF 6V TO 8.2V + + VIN1 0.1µF SW1 BST1 BST2 SW2 Li-Ion 1100k RUN1 22µF FB 100k 100k 10nF LTC3118 VC V1GD V2GD PGD 10nF CN2 CN1 10V TO 14V SEL MODE 750k 100µF 12V WALL ADAPTER 60.4k 1.2nF POWER GOOD INDICATORS VCC VIN2 + PGND 22pF CM1 CM2 CP1 CP2 47nF 100µF GND PGND 47nF 12V AT 800mA VOUT 402k 4.7µF RUN2 100k PGND 3118 TA03a VOUT = 12V および 800mA の負荷での 12VIN2 から6VIN1 への SELピンの切り替え 効率と負荷電流：VIN1 = 7V、VIN2 = 12V、 VOUT = 12V 100 90 EFFICIENCY (%) 80 70 INDUCTOR CURRENT 1A/DIV 60 50 PWM 2A 1A VIN1 5V/DIV SW1 10V/DIV 40 30 VIN1 VIN2 10 0.001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) 1 VOUT = 12V VIN2 = 12V VIN1 = 6V SWITCHOVER TO VIN2 INDUCTOR CURRENT 2A/DIV SEL 20 0 0.0001 12VOUT TRANSIENT 500mV/DIV VIN2 CABLE 5V/DIV INSERTION 12VOUT TRANSIENT 500mV/DIV BURST VOUT = 12V および 800mA の負荷での 12VIN2 の 誘導性ケーブルの挿入 500µs/DIV 3118 TA03c 100µs/DIV 3118 TA03d 10 3118 TA03b 3118f 34 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 標準的応用例 デュアル・バッテリ・システムから3.3Vを出力、存在する場合は鉛蓄電池（優先） から動作 自動 Burst Mode 動作 3.3µH 0.1µF 10.5V TO 14.5V VIN1 + 0.1µF SW1 BST1 BST2 SW2 VOUT 232k 768k LEAD ACID BATTERY 22µF RUN1 PGND 100k GND PGND CM1 CM2 CP1 CP2 47nF 10nF 47pF LTC3118 VC V1GD V2GD PGD 10nF CN2 CN1 3V TO 16.5V VCC 18.2k 3.9nF POWER GOOD INDICATORS 4.7µF SEL VIN2 MODE 301k STACK OF 3-10 NiMH OR ALKALINE BATTERIES 100µF FB 100k 47nF 3.3V UP TO 2.5A, VIN > 4.5V 22µF RUN2 200k – PGND 3118 TA04a 効率と負荷電流：VIN1 = 5V、VIN2 = 12V、 VOUT = 3.3V 100 90 3.3VOUT TRANSIENT 200mV/DIV BURST EFFICIENCY (%) 80 70 INDUCTOR CURRENT 1A/DIV 60 50 40 LOAD CURRENT 1A/DIV PWM VC 200mV/DIV 30 20 100µs/DIV VIN1 VIN2 10 0 0.0001 100mA から1A への負荷ステップ、 VIN = 12V、VOUT = 3.3V、自動 Burst Mode 0.001 0.01 0.1 LOAD CURRENT (A) 1 3118 TA04c 10 3118 TA04b 3118f 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 35 LTC3118 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。 UFD Package 24-Lead Plastic QFN (4mm × 5mm) (Reference LTC DWG # 05-08-1696 Rev A) 0.70 ±0.05 4.50 ±0.05 3.10 ±0.05 2.00 REF 2.65 ±0.05 3.65 ±0.05 PACKAGE OUTLINE 0.25 ±0.05 0.50 BSC 3.00 REF 4.10 ±0.05 5.50 ±0.05 RECOMMENDED SOLDER PAD PITCH AND DIMENSIONS APPLY SOLDER MASK TO AREAS THAT ARE NOT SOLDERED 4.00 ±0.10 (2 SIDES) R = 0.05 TYP 2.00 REF R = 0.115 TYP 23 0.75 ±0.05 PIN 1 NOTCH R = 0.20 OR C = 0.35 24 0.40 ±0.10 PIN 1 TOP MARK (NOTE 6) 1 2 5.00 ±0.10 (2 SIDES) 3.00 REF 3.65 ±0.10 2.65 ±0.10 (UFD24) QFN 0506 REV A 0.200 REF 0.00 – 0.05 0.25 ±0.05 0.50 BSC BOTTOM VIEW—EXPOSED PAD 注記： 1. 図はJEDECパッケージ外形MO-220のバリエーション （WXXX-X） にするよう提案されている 2. 図は実寸とは異なる 3. すべての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない モールドのバリは （もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 灰色の部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない 3118f 36 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LTC3118 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。 FE Package 28-Lead Plastic TSSOP (4.4mm) (Reference LTC DWG # 05-08-1663 Rev K) Exposed Pad Variation EB 9.60 – 9.80* (.378 – .386) 4.75 (.187) 4.75 (.187) 28 27 26 2524 23 22 21 20 1918 17 16 15 6.60 ±0.10 4.50 ±0.10 2.74 (.108) SEE NOTE 4 0.45 ±0.05 EXPOSED PAD HEAT SINK ON BOTTOM OF PACKAGE 6.40 2.74 (.252) (.108) BSC 1.05 ±0.10 0.65 BSC RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT 4.30 – 4.50* (.169 – .177) 0.09 – 0.20 (.0035 – .0079) 注記： 1. 標準寸法：ミリメートル 2. 寸法は ミリメートル （インチ） 3. 図は実寸とは異なる 0.50 – 0.75 (.020 – .030) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0.25 REF 1.20 (.047) MAX 0° – 8° 0.65 (.0256) BSC 0.195 – 0.30 (.0077 – .0118) TYP 0.05 – 0.15 (.002 – .006) FE28 (EB) TSSOP REV K 0913 4. 露出パッド接着のための推奨最小 PCB メタルサイズ * 寸法にはモールドのバリを含まない モールドのバリは各サイドで 0.150mm（0.006"） を超えないこと 3118f リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 37 LTC3118 標準的応用例 12V 入力 /5V 出力のコンデンサ・バックアップ付きコンバータ 通常モードでは VIN1 （優先） から、バックアップ・イベント時は VIN2 から動作 3.3µH 0.1µF BST1 SW1 10.5V TO 14.5V SW2 BST2 768k LEAD ACID BATTERY OR 12V SYSTEM POWER 402k RUN1 22µF 100k PGND CM1 CM2 CP1 CP2 47nF 10nF GND LTC3118 CAPACITOR BACKUP CN2 CN1 VIN2 + VCC 22µF VIN1 10V/DIV PGND 22pF 1.8nF 40.2k POWER GOOD INDICATORS BAT-54 SCHOTTKY DIODE VIN2 10V/DIV VCC BACK FED FROM VOUT FOR LOW VIN OPERATION VOUT 5V/DIV INDUCTOR CURRENT 1A/DIV 200ms/DIV 3118 TA05b 4.7µF SEL 2M 10mF VC V1GD V2GD PGD 10nF 18V MAX, RUNS DOWN TO 2.2V 47µF FB 100k 47nF 5V VOUT VIN1 + 10mF、18V のバックアップ・ コンデンサが 1 秒間以上 200mA の 負荷をサポート 0.1µF MODE RUN2 PGND 40.2k 3118 TA05a 40.2k CAN’T RUN FROM VIN2 UNTIL VOUT STARTS UP 関連製品 製品番号 説明 注釈 LTC3111 1.5A （IOUT）、15V 同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ VIN = 2.5V ∼ 15V、VOUT = 2.5V ∼ 15V、IQ = 49μA、ISD < 1μA、 DFNおよび MSOP パッケージ LTC3112 2.5A（IOUT）、15V 同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ VIN = 2.7V ∼ 15V、VOUT = 2.5V ∼ 14V、IQ = 40μA、ISD < 1μA、 DFNおよび TSSOP パッケージ LTC3113 3A（IOUT）、5V 同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ VIN = 1.8V ∼ 5.5V、VOUT = 1.8V ∼ 5.25V、IQ = 30μA、ISD < 1μA、DFNおよび TSSOP パッケージ LTC3114-1 1A（IOUT）、40V 同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ VIN = 2.2V ∼ 40V、VOUT = 2.7V ∼ 15V、IQ = 30μA、ISD < 3μA、 DFNおよび TSSOP パッケージ LTC3115-1 2A（IOUT）、40V 同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ VIN = 2.7V ∼ 40V、VOUT = 2.7V ∼ 40V、IQ = 30μA、ISD < 3μA、 DFNおよび TSSOP パッケージ LTC3122 出力切断機能とBurst Mode 動作機能を備えた2.5A ISW、 動作範囲：VIN = 1.8V ∼ 5.5V （起動後 500mV） 、VOUT = 最大 15V、 3MHz 同期整流式昇圧 DC/DCコンバータ、 IQ = 25μA、ISD < 1μA、3mm 4mm DFNおよびMSOPパッケージ 効率は最大 95% LTC3124 出力切断機能とBurst Mode 動作機能を備えた5A ISW、 3MHz、2 相同期整流式昇圧 DC/DCコンバータ、 効率は最大 95% 動作範囲：VIN = 1.8V ∼ 5.5V （起動後 500mV） 、VOUT = 最大 15V、 IQ = 25μA、ISD < 1μA、3mm 5mm DFNおよびTSSOPパッケージ LTC3129 200mA （IOUT） 、15V同期整流式昇降圧DC/DCコンバータ VIN = 2.42V ∼ 15V、VOUT = 2.5V ∼ 14V、IQ = 1.3μA、 ISD = 10nA、QFNおよび MSOP パッケージ LTC4412 ThinSOT™パッケージの28V低損失PowerPathコントローラ 動作範囲：3V ∼ 36V、IQ = 11μA、6ピンThinSOT パッケージ LTC4417 優先順位付けPowerPathコントローラ 38 リニアテクノロジー株式会社 VIN = 2.5V ∼ 36V、逆電圧保護：–42V、IQ = 28μA、ISD < 1μA、 QFNおよび SSOP パッケージ 3118f 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp/LTC3118 LT0215 • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2015