LTC1877 高効率モノリシック同期整流式 降圧レギュレータ 特長 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 概要 高効率：最大95% 非常に少ない消費電流：動作時わずか10μA VIN = 5Vでの出力電流：600mA 入力電圧範囲：2.65V∼10V 固定周波数動作：550kHz ショットキー・ダイオードが不要 低損失動作：100%デューティ・サイクル 400kHzから700kHzまで同期可能 Burst Mode®動作または パルス・スキップ・モードを選択可能 0.8Vリファレンスにより低出力電圧が可能 シャットダウン・モード時の消費電流：1μA未満 ±2%の出力電圧精度 電流モード制御により、優れた入力および 負荷過渡応答を実現 過電流および過温度保護 8ピンMSOPパッケージで供給 LTC®1877は、 固定周波数、 電流モード・アーキテクチャを採用 した高効率モノリシック同期整流降圧レギュレータです。動作 時の消費電流はわずか10μAで、 シャットダウン時には1μA未 満に減少します。LTC1877は入力電圧範囲が2.65V∼10Vで あり、1セルまたは2セル・リチウムイオン・バッテリ駆動アプリ ケーションに最適です。100%デューティ・サイクルの低損失動 作によって、携帯システムのバッテリ寿命を延ばすことができ ます。 スイッチング周波数は、内部で550kHzに設定されるため、小 型表面実装インダクタおよびコンデンサを使用できます。 ノイ ズに敏感なアプリケーションに対しては、400kHzから700kHz まで外部同期が可能です。Burst Mode動作は、 同期中または SYNC/MODEピンが L になっているときは、低周波リップル がオーディオ回路に干渉を与えるのを防止するために禁止さ れます。 内部同期スイッチによって効率が向上し、外付けショット キー・ダイオードは不要です。低出力電圧は0.8Vの帰還リファ レンス電圧で容易にサポートされます。LTC1877は省スペース 8ピンMSOPパッケージで供給されます。 より低い入力電圧ア プリケーション （絶対最大定格7V未満） については、LTC1878 のデータシートを参照してください。 アプリケーション セルラー電話 ■ ワイヤレス・モデム ■ 個人情報機器 ■ 携帯計測器 ■ 配電システム ■ バッテリ駆動機器 ■ L、 LT、 LTC、 LTM、 Linear Technology、 LinearのロゴおよびBurst Modeはリニアテクノロジー社の 登録商標です。他の全ての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。 標準的性能特性 効率と出力電流 100 高効率降圧コンバータ 5 SW SYNC 6 LTC1877 VIN 1 RUN 3 2 ITH GND VFB 7 10µF** CER 220pF 10µH* 4 *TOKO D62CB A920CY-100M **TAIYO-YUDEN CERAMIC LMK325BJ106MN ***SANYO POSCAP 6TPA47M † VOUT CONNECTED TO VIN FOR 2.65V < VIN < 3.3V 20pF + VOUT† 3.3V 47µF*** 887k 280k VIN = 10V 85 80 75 70 VIN = 7.2V VIN = 5V 65 60 55 50 0.1 1877 TA01 VIN = 3.6V 90 EFFICIENCY (%) VIN 2.65V TO 10V 95 VOUT = 3.3V L = 10µH Burst Mode OPERATION 1.0 100 10 OUTPUT CURRENT (mA) 1000 1877 TA02 1877fb 1 LTC1877 絶対最大定格 ピン配置 （Note 1） 入力電源電圧（VIN）.............................................. −0.3V～11V ITH、PLL LPF電圧.................................................. −0.3V～2.7V RUN、VFB電圧 ......................................................... −0.3V～VIN SYNC/MODE電圧 ................................................... −0.3V～VIN SW電圧 ....................................................−0.3V～（VIN＋0.3V） PチャネルMOSFETソース電流（DC）.............................. 800mA NチャネルMOSFETシンク電流（DC）.............................. 800mA ピークSWシンク電流およびソース電流 ........................... 1.5A 動作温度範囲（Note 2）.......................................−40°C～85°C 接合部温度（Note 3）........................................................125°C 保存温度範囲....................................................−65°C～150°C リード温度（半田付け、10秒）.......................................... 300°C TOP VIEW RUN ITH VFB GND 1 2 3 4 8 7 6 5 PLL LPF SYNC/MODE VIN SW MS8 PACKAGE 8-LEAD PLASTIC MSOP TJMAX = 125°C, θJA = 150°C/W 発注情報 鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング パッケージ 温度範囲 LTC1877EMS8#PBF LTC1877EMS8#TRPBF LTLU 8-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°C LTC1877IMS8#PBF LTC1877IMS8#TRPBF LTLV 8-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 非標準の鉛ベース仕様の製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、 http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA = 25 Cでの値。注記がない限り、VIN = 5V。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS IVFB Feedback Current (Note 4) l VFB Regulated Output Voltage (Note 4) 0°C ≤ TA ≤ 85°C (Note 4) –40°C ≤ TA ≤ 85°C l 0.784 0.74 l 20 ∆VOVL Output Overvoltage Lockout ∆VOVL = VOVL – VFB ∆VFB Reference Voltage Line Regulation VIN = 2.65V to 10V (Note 4) VLOADREG Output Voltage Load Regulation Measured in Servo Loop; VITH = 0.9V to 1.2V Measured in Servo Loop; VITH = 1.6V to 1.2V VIN Input Voltage Range IQ Input DC Bias Current Pulse-Skipping Mode Burst Mode Operation Shutdown (Note 5) 2.65V < VIN < 10V, VSYNC/MODE = 0V, IOUT = 0A VSYNC/MODE = VIN, IOUT = 0A VRUN = 0V, VIN = 10V fOSC Oscillator Frequency VFB = 0.8V VFB = 0V fSYNC SYNC Capture Range MIN l l l TYP MAX 4 30 nA 0.8 0.8 0.816 0.84 V V 50 110 mV 0.05 0.15 %/V 0.1 –0.1 0.5 –0.5 % % 10 V 230 10 0 350 15 1 µA µA µA 550 80 605 kHz kHz 700 kHz 2.65 495 400 UNITS 1877fb 2 LTC1877 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA = 25 Cでの値。注記がない限り、VIN = 5V。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS IPLL LPF Phase Detector Output Current Sinking Capability Sourcing Capability fPLLIN < fOSC fPLLIN > fOSC l l MIN TYP MAX UNITS 3 –3 10 –10 20 –20 µA µA RPFET RDS(ON) of P-Channel MOSFET ISW = 100mA 0.65 0.85 Ω RNFET RDS(ON) of N-Channel MOSFET ISW = –100mA 0.75 0.95 Ω IPK Peak Inductor Current VFB = 0.7V, Duty Cycle < 35% 1.0 1.25 A ILSW SW Leakage VRUN = 0V, VSW = 0V or 8.5V, VIN = 8.5V ±0.01 ±1 µA VSYNC/MODE SYNC/MODE Threshold 1.0 1.5 V ±0.01 ±1 µA 0.7 1.5 V ±0.01 ±1 µA ISYNC/MODE SYNC/MODE Leakage Current VRUN RUN Threshold IRUN RUN Input Current Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 0.8 l 0.3 l 0.3 Note 3：TJは、 次式に基づき周囲温度TAと電力損失PDから計算される。 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、 デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える可能性がある。 （PD） （150°C/W） LTC1877EMS8：TJ = TA＋ Note 4：LTC1877はVFBをエラーアンプの平衡点 （VITH = 1.2V） にサーボ制御する帰還ループでテ ストされている。 Note 2：LTC1877Eは0°C～85°Cの温度範囲で性能仕様に適合することが保証されてい る。−40°C～85°Cの動作温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コ ントロールとの相関で確認されている。LTC1877Iは−40°C～85°Cの全温度範囲で保証されて いる。 Note 5：動作時消費電流は、 スイッチング周波数で供給されるゲート電荷によって増加する。 標準的性能特性 ILOAD = 100mA I LOAD = 10mA 95 90 90 80 85 70 ILOAD = 300mA 80 EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) 効率と出力電流 100 ILOAD = 1mA 75 70 ILOAD = 0.1mA 65 60 50 0 2 6 8 4 INPUT VOLTAGE (V) 12 1877 G01 90 VIN = 7.2V 85 VIN = 7.2V VIN = 3.6V 40 30 10 10 VIN = 3.6V 50 20 VOUT = 2.5V L = 10µH Burst Mode OPERATION 55 60 効率と出力電流 95 0 0.1 PULSE-SKIPPING MODE Burst Mode OPERATION VOUT = 2.5V L = 10µH 1.0 100 10 OUTPUT CURRENT (mA) 1000 1877 G02 EFFICIENCY (%) 効率と入力電圧 100 L = 15µH L = 10µH 80 75 70 65 60 55 0.1 VIN = 10V VOUT = 3.3V Burst Mode OPERATION 1.0 100 10 OUTPUT CURRENT (mA) 1000 1877 G03 1877fb 3 LTC1877 標準的性能特性 効率と出力電流 95 VIN = 3.6V 90 605 VIN = 5V VIN = 5V 75 70 65 60 50 0.1 0.799 0.794 2.52 585 2.51 575 2.50 50 25 75 0 TEMPERATURE (°C) 100 565 555 545 535 525 10 PULSE-SKIPPING MODE VIN = 4.2V L = 10µH 2.48 2.47 0.6 MAIN SWITCH 0.4 2.46 0.2 200 600 400 LOAD CURRENT (mA) 0 0 800 300 PULSE-SKIPPING MODE SYNCHRONOUS SWITCH MAIN SWITCH 50 25 75 0 TEMPERATURE (°C) VOUT = 1.8V 150 100 50 125 1877 G10 0 0 2 6 4 INPUT VOLTAGE (V) 8 9 10 8 PULSE-SKIPPING MODE 200 150 100 50 Burst Mode OPERATION 100 3 4 5 6 7 INPUT VOLTAGE (V) 2 VIN = 5V 250 200 SUPPLY CURRENT (µA) DC SUPPLY CURRENT (µA) 1.2 0.6 1 DC電源電流と温度 250 VIN = 5V 0 1877 G09 DC電源電流と入力電圧 RDS（ON） と温度 0.8 SYNCHRONOUS SWITCH 0.8 1877 G08 1.4 125 1.0 1877 G07 VIN = 3V 100 RDS（ON） と入力電圧 2.49 2.43 12 1.0 25 50 75 0 TEMPERATURE (°C) 1.2 2.44 505 6 8 4 SUPPLY VOLTAGE (V) –25 1877 G06 2.45 515 RDS(ON) (Ω) 495 –50 125 RDS(ON) (Ω) OUTPUT VOLTAGE (V) OSCILLATOR FREQUENCY (kHz) 595 0.2 –50 –25 535 出力電圧と負荷電流 2.53 0.4 545 1877 G05 発振周波数と電源電圧 2 555 515 0.784 –50 –25 605 0 565 525 1877 G04 495 575 505 1000 1.0 100 10 OUTPUT CURRENT (mA) 0.804 0.789 L = 10µH VOUT = 2.5V 55 585 FREQUENCY (kHz) REFERENCE VOLTAGE (V) VIN = 7.2V 80 VIN = 10V VIN = 5V 595 0.809 85 EFFICIENCY (%) 発振周波数と温度 リファレンス電圧と温度 0.814 Burst Mode OPERATION 10 1877 G11 0 –50 –25 50 25 75 0 TEMPERATURE (°C) 100 125 1877 G11b 1877fb 4 LTC1877 標準的性能特性 スイッチ・リーク電流と温度 SWITCH LEAKAGE (nA) 1200 VIN = 10V RUN = 0V RUN = 0V 14 1000 MAIN SWITCH 800 600 400 SYNCHRONOUS SWITCH 200 SW 5V/DIV 12 10 50 25 75 0 TEMPERATURE (°C) 100 6 4 0 125 VOUT 20mV/DIV AC COUPLED SYNCHRONOUS SWITCH 8 IL 200mA/DIV 2 0 –50 –25 Burst Mode動作 スイッチ・リーク電流と入力電圧 16 SWITCH LEAKAGE (nA) 1400 MAIN SWITCH 0 2 4 6 INPUT VOLTAGE (V) 8 1877 G12 10 VIN = 5V VOUT = 1.5V CIN = 10µF 1877 G13 シャットダウンからの起動 10µs/DIV L = 10µH COUT = 47µF ILOAD = 50mA 1877 G14 負荷ステップ応答 RUN 5V/DIV VOUT 50mV/DIV AC COUPLED VOUT 1V/DIV IL 500mA/DIV IL 500mA/DIV ITH 1V/DIV 50µs/DIV 1877 G16 1877 G15 CIN = 10µF COUT = 47µF ILOAD = 500mA VIN = 5V VOUT = 1.5V L = 10µH VIN = 5V VOUT = 1.5V L = 10µH 負荷ステップ応答 40µs/DIV CIN = 10µF COUT = 47µF ILOAD = 50mA TO 500mA PULSE-SKIPPING MODE 負荷ステップ応答 VOUT 50mV/DIV AC COUPLED VOUT 50mV/DIV AC COUPLED IL 500mA/DIV 10µs/DIV IL 500mA/DIV ITH 1V/DIV ITH 1V/DIV VIN = 5V VOUT = 1.5V L = 10µH 1877 G17 40µs/DIV CIN = 10µF COUT = 47µF ILOAD = 50mA TO 500mA Burst Mode OPERATION 1877 G18 VIN = 5V VOUT = 1.5V L = 10µH 20µs/DIV CIN = 10µF COUT = 47µF ILOAD = 200mA TO 500mA PULSE-SKIPPING MODE 1877fb 5 LTC1877 ピン機能 RUN （ピン1） ：実行制御入力。 このピンを0.4Vより低い電圧に すると、LTC1877がシャットダウンします。 シャットダウン時に は、 すべての機能がディスエーブルされ、消費電流は1μAを下 回ります。 このピンを1.2Vより高い電圧にすると、LTC1877がイ ネーブルされます。RUNピンをフロート状態のままにしないで ください。 I TH（ピン2 ） ：エラーアンプの補償点。電流コンパレータのス レッショルドは、 この制御電圧に応じて上昇します。 このピン の公称電圧範囲は0.5V∼1.9Vです。 VFB （ピン3） ：帰還ピン。 出力へ接続された外付け抵抗分割器 からの帰還電圧を受け取ります。 GND （ピン4） ：グランド・ピン。 VIN （ピン6） ：主電源ピン。GND（ピン4） の近くでデカップリング する必要があります。 SYNC/MODE （ピン7） ：外部クロック同期とモード選択の入力。 外部クロックに同期させるには、 周波数が400kHz∼700kHzの クロックを印加します。Burst Mode動作を選択するには、 この ピンをVINに接続します。 このピンを接地すると、 パルス・スキッ プ・モードが選択されます。 このピンをフロート状態のままにし ないでください。 PLL LPF （ピン8） ：位相検出器の出力と発振器の制御入力。外 部同期させる場合は、 このピンからグランドに直列RCローパ ス・ネットワークを接続します。 このピンを使用しない場合は、 オープンにしておくことができます。 SW（ピン5 ） ：インダクタへのスイッチ・ノード接続ピン。 このピ ンは内部のメイン･パワーMOSFETスイッチと同期パワー MOSFETスイッチのドレインに接続されています。 1877fb 6 LTC1877 機能ブロック図 VIN BURST DEFEAT PLL LPF X Y Y = “0” ONLY WHEN X IS A CONSTANT “1” 8 SLOPE COMP SYNC/MODE 7 FREQ SHIFT + + + VREF 0.8V – EA gm = 0.5m Ω – 0.55V 0.8V REF – EN SLEEP – + VIN S Q R Q RS LATCH 6Ω + ICOMP BURST VIN SLEEP 2 ITH VIN RUN 1 6 VIN – SWITCHING LOGIC AND BLANKING CIRCUIT ANTI SHOOTTHRU 5 SW OVDET 0.85V SHUTDOWN + IRCMP – 3 VFB – OSC + 0.6V 0.8V VCO 4 GND 1877 BD 1877fb 7 LTC1877 動作 （機能ブロック図を参照） LTC1877は、固定周波数電流モード降圧アーキテクチャを採 用し、 メイン・スイッチ （PチャネルMOSFET） と同期スイッチ （N チャネルMOSFET） の両方を内蔵しています。通常動作時、 内 部トップ・パワーMOSFETは、発振器がRSラッチをセットする と、 サイクルごとにオンし、電流コンパレータICOMPがRSラッチ をリセットするとオフします。ICOMPがRSラッチをリセットする ピーク・インダクタ電流は、エラーアンプEAの出力であるITH ピンの電圧によって制御されます。 「ピン機能」 で説明したよう に、VFBピンによってEAは外付け抵抗分割器から出力帰還電 圧を受け取ることができます。 負荷電流が増加すると、0.8Vリ ファレンスに対して帰還電圧がわずかに減少し、 それによって 平均インダクタ電流が新たな負荷電流と等しくなるまで、I TH 電圧が上昇します。 トップMOSFETがオフの間、電流反転コン パレータIRCMPによって示されるようにインダクタ電流が逆流 し始めるか、 または次のクロック・サイクルが始まるまで、 ボトム MOSFETはオンしています。 コンパレータOVDETは、 フォールトが発生するとメイン・スイッ チをオフし、 フォールトがなくなるまでオフ状態に維持すること により、6.25%を超える過渡オーバーシュートからデバイスを 保護します。 Burst Mode動作 LTC1877は、負荷要求に応じて内部パワーMOSFETを間欠 動作させるBurst Mode動作が可能です。Burst Mode動作をイ ネーブルするには、単にSYNC/MODEピンをV INに接続する か、 またはロジック H（VSYNC/MODE > 1.5V） にドライブしま す。Burst Mode動作をディスエーブルしてPWMパルス・スキッ プ・モードをイネーブルするには、SYNC/MODEピンをGNDに 接続します。 このモードでは、効率は軽負荷時には低くなりま すが、 出力負荷が50mAを超えるとBurst Mode動作と同等に なります。 パルス・スキップ・モードの利点は、 出力リップルが小 さく、 オーディオ回路への干渉が少ないことです。 コンバータがBurst Modeで動作しているときは、I THピンの電 圧が低い値であっても、 インダクタ電流のピークは約250mAに 設定されます。 インダクタの平均電流が負荷要件よりも大きい と、ITHピンの電圧は低下します。ITHの電圧が約0.55Vを下回 ると、BURSTコンパレータがトリップし、内部スリープ・ライン が H になり、両方のパワーMOSFETがオフします。次に、ITH ピンはEAアンプの出力から切り離され、 グランドよりダイオー ド1個分の電圧だけ高くなります。 スリープ・モードでは、両方のパワーMOSFETがオフに保持 され、内部回路のほとんどが部分的にオフされて、消費電流 が10μAに減少します。負荷電流はこのとき出力コンデンサだ けから供給されています。出力電圧が低下すると、I THピンは 再びEAアンプの出力に接続され、 トップMOSFETが再びオン し、 このプロセスが繰り返されます。 短絡保護 出力がグランドに短絡すると、発振器の周波数は公称周波数 の1/7である約80kHzに低下します。 この周波数フォールドバッ クにより、 インダクタ電流は長時間かけて減衰するので暴走 を免れます。VFBが上昇して0.3Vを超すと、発振器の周波数は 徐々に550kHz（または同期周波数） まで増加します。 周波数同期 LTC1877ではフェーズロック・ループ（PLL） を使用できるの で、 内部発振器はSYNC/MODEピンに接続される外部ソース に同期することができます。 また、PLL LPFピンの位相検出器 の出力は400kHz∼700kHzに相当する0V∼2.4Vの範囲で動 作します。 ロックされると、PLLはトップMOSFETのターンオン を同期信号の立ち上がりエッジに揃えます。 LTC1877が外部ソースでクロック駆動されるときには、Burst Mode動作はディスエーブルされ、LTC1877はPWMパルス・ス キップ・モードで動作します。 このモードでは、出力負荷が非 常に小さいと、電流コンパレータICOMPが数サイクルにわたっ てトリップされたままになり、 同じサイクル数だけメイン・スイッ チがオフ状態を保持します。出力負荷をわずかに増加させる と、固定周波数PWM動作を再開できます。 このモードは適度 な低電流効率を達成しながら、 出力リップル、 オーディオ・ノイ ズ、 およびRF干渉を低減します。 帰還電圧V FBが0.6Vより低くなると、周波数同期が禁止され ます。 これにより、短絡保護のための周波数フォールドバック に対する外部クロックの干渉が防止されます。 1877fb 8 LTC1877 動作 ドロップアウト動作 入力電源電圧が出力電圧に向かって低下すると、 デューティ・ サイクルは最大オン時間に向かって増加します。電源電圧が さらに低下すると、 デューティ・サイクルが100%に達するまで、 メイン・スイッチは1サイクルを超えてオン状態を保持します。 こ のときの出力電圧は、 （入力電圧） − （内部PチャネルMOSFET とインダクタ間の電圧降下） になります。 忘れてはならないもう1つの重要な点は、入力電源電圧が低く なると、Pチャネル・スイッチのRDS(ON)が増加することです。 し たがって、LTC1877を低い入力電圧および100%デューティ・サ イクルで使用するときには、電力損失を計算しなければなりま せん （「アプリケーション情報」 の 「熱に関する検討事項」 を参 照）。 低電源動作 LTC1877は最小2.65Vの入力電源電圧で動作できるように設 計されていますが、 このような低い電圧では最大許容出力電 流が減少します。各種出力電圧に対する、最大出力電流の減 少と入力電圧の関係を図1に示します。 スロープ補償により、高いデューティ・サイクルでの低調波発 振が防止されるので、固定周波数アーキテクチャでの安定性 が得られます。 これは、40%を超えるデューティ・サイクルでイン ダクタ電流信号に補償ランプを追加することによって内部で 実現されます。 その結果、40%を超えるデューティ・サイクルで は最大インダクタ・ピーク電流が減少します。 このインダクタ・ ピーク電流の減少とデューティ・サイクルの関係を図2のグラ フに示します。 スロープ補償とインダクタのピーク電流 1200 1000 MAX OUTPUT CURRENT (mA) MAXIMUM INDUCTOR PEAK CURRENT (mA) 1100 VOUT = 2.5V 1000 VOUT = 1.5V 800 VOUT = 5V 600 VOUT = 3.3V 400 200 0 VIN = 5V L = 10µH 0 2 4 6 VIN (V) 8 10 12 1877 F01 図1. 最大出力電流と入力電圧 900 800 700 600 0 20 60 40 DUTY CYCLE (%) 80 100 1877 F02 図2. 最大インダクタ・ピーク電流とデューティ・サイクル アプリケーション情報 基本的なLTC1877の応用回路を最初のページに示します。外 付け部品の選択は負荷要件に基づいて行われ、 まずLを選択 し、次にCINとCOUTを選択します。 インダクタ値の計算 インダクタの選択は、LTC1877の動作周波数によって決まりま す。 内部の公称周波数は550kHzですが、400kHz∼700kHzの 範囲で外部同期が可能です。 動作周波数とインダクタの選択には相関関係があり、動作周 波数が高いほど、 より小型のインダクタとコンデンサ値を使用 できます。 ただし、動作周波数が高くなると、 内部ゲート電荷の 損失が増加するため、一般に効率が低下します。 インダクタの値はリップル電流に直接影響を与えます。 リップ ル電流∆ILは、 インダクタンスまたは周波数が高いほど減少し、 VINまたはVOUTが高いほど増加します。 ∆ IL = ⎛ V ⎞ 1 VOUT ⎜ 1 − OUT ⎟ f L ( )( ) ⎝ VIN ⎠ （1） 1877fb 9 LTC1877 アプリケーション情報 大きな∆ILの値を許容すれば、低インダクタンスを使用できま すが、 出力電圧リップルが高くなりコア損失も大きくなってしま います。 リップル電流を設定するための妥当な出発点は、∆IL = 0.4（IMAX） です。 インダクタ値はBurst Mode動作にも影響を及ぼします。 インダ クタ電流のピークが約250mAに低下すると、低電流動作への 移行が開始されます。 インダクタ値を低くする （∆ILを高くする） と、 より低負荷電流時にこれが発生し、低電流動作範囲の上 の部分で効率が低下する可能性があります。Burst Mode動作 では、 インダクタンス値が小さくなると、 バースト周波数が高く なります。 インダクタ・コアの選択 Lの値が分かったら、次にインダクタのタイプを選択しなけれ ばなりません。高効率コンバータは低価格の鉄粉コアで生じ るコア損失を一般に許容できないので、 より高価なフェライ ト、Molypermalloy、 またはKool Mμコアを使用しなければなり ません。 インダクタ値が一定の場合、実際のコア損失はコア・ サイズには左右されませんが、選択したインダクタンスによっ て大きく異なります。 インダクタンスが増加するとコア損失が 低下します。残念ながら、 インダクタンスを大きくするにはワイ ヤの巻数を増やす必要があるため銅損失が増加します。 フェライトを使った設計ではコア損失がきわめて小さく、高ス イッチング周波数では好まれるため、設計目標を銅損失と飽 和を防ぐことに集中することができます。 フェライト・コアの材 質は急激に飽和するため、設計したピーク電流を超えると、 イ ンダクタンスが急激に消滅します。 その結果、 インダクタのリッ プル電流が急増し、 出力電圧リップルが増加します。 コアは絶 対に飽和させないでください。 Kool Mμ（Magnetics, Inc.製） は、 ソフトな飽和特性を備えたト ロイドに最適な低損失コア材料です。Molypermalloyを使用 すると、 スイッチング周波数が高いとき （>200kHz） に効率が若 干向上しますが、 コストはかなり高くなります。 トロイドは特に 多層巻線が使用できるときに、 スペース利用効率が非常に高 くなります。 また、 ボビン巻きのインダクタは一般に表面実装が 容易です。Coiltronics、Coilcraft、Dale、 およびスミダ電機から 表面実装インダクタの新製品を入手できます。 CINおよびCOUTの選択 連続モードでは、 トップMOSFETのソース電流はデューティ・ サイクルがVOUT/VINの方形波になります。大きな過渡電圧を 防止するには、最大RMS電流に対応できるサイズの低ESR入 力コンデンサを使用する必要があります。最大RMSコンデン サ電流は次式で得られます。 CINの所要IRMS ≅ IOMAX [VOUT (VIN − VOUT )]1/ 2 VIN この式はVIN = 2VOUTで最大値をとり、IRMS = IOUT/2となりま す。大きく変化させてもそれほど状況が改善されないため、一 般にはこの単純なワーストケース条件が設計に使用されます。 コンデンサの製造元の定めるリップル電流定格は、多くの場 合2000時間の寿命時間に基づいて規定されています。 このた め、 コンデンサをさらにディレーティングする、 つまり要求条件 よりも高い温度定格のコンデンサを選択することを推奨しま す。設計でのサイズまたは高さの要件に適合させるため、何個 かのコンデンサを並列に接続することもできます。疑問点につ いては、必ず製造元に問い合わせてください。 COUTは必要な等価直列抵抗（ESR） に基づいて選択します。 一般に、ESR要件を満たしさえすれば、 その容量はフィルタリ ングに対して十分です。 出力リップル∆VOUTは次式から求まり ます。 ⎛ 1 ⎞ ∆ VOUT ≅ ∆ IL ⎜ ESR + ⎟ 8fC OUT ⎠ ⎝ ここで、f = 動作周波数、COUT = 出力容量、∆IL = インダクタ のリップル電流です。∆ILは入力電圧に応じて増加するので、 出力リップルは入力電圧が最大のときに最も大きくなります。 LTC1877では、適切に動作させるための一般則は以下のよう になります： COUTの所要ESR<0.25Ω より小さい出力容量を使用することを選択すると、 周波数に依 存する項によって出力リップル電圧が上昇しますが、ESRが非 常に小さいコンデンサを使用してリップル電圧を低く維持す れば補償できます。I THピンの補償部品は、選択した出力コン デンサに関係なく、安定した高性能過渡応答を提供するよう 最適化できます。 1877fb 10 LTC1877 アプリケーション情報 ESRはコンデンサの物理的な大きさに直接関係します。高 性能コンデンサは、太陽誘電、AVX、Sprague、Kemet、三洋 電機などの製造元から入手できます。三洋電機が供給する POSCAP固体電解コンデンサはESR/サイズ比が小さいので、 出力のバルク・コンデンサとして最適です。COUTのESR要件を 満たせば、RMS電流定格は一般にIRIPPLE（P-P）要件をはるか に上回ります。 タンタル・コンデンサを使用する場合、 スイッチング電源に使用 するためのサージ試験が実施されていることが不可欠です。 ケースの高さが2mm∼4mmの表面実装タンタル・コンデンサ のAVX TPSシリーズが最適です。他のコンデンサ・タイプとし ては、KEMET T510およびT495シリーズ、Sprague 593Dおよび 595Dシリーズがあります。他の特長については、製造元にお問 い合わせください。 位相検出器の出力は、PLL LPFピンに接続された外部フィル タ・ネットワークを充放電する一対の相補的な電流源です。 PLL LPFピンの電圧と動作周波数の関係を図4に示します。 ま た、図5に簡略ブロック図を示します。 が550kHzの中心周波数より高い 外部周波数（VSYNC/MODE） ときは、継続的に電流がソースされ、PLL LPFピンをプルアッ プします。外部周波数が550kHzより低いときは、継続的に電 流がシンクされ、PLL LPFピンをプルダウンします。外部周波 数と内部周波数が同じでも、位相差がある場合は、位相差に 相当する時間だけ電流源がオンします。 したがって、PLL LPF ピンの電圧は、外部発振器と内部発振器の位相と周波数が 等しくなるまで調整されます。 この安定した動作点では、位相 コンパレータ出力がハイ・インピーダンスとなり、 フィルタ・コン デンサCLPがその電圧を保持します。 出力電圧の設定 出力電圧は次式に従って抵抗分割器によって設定されます。 ⎛ R2 ⎞ VOUT = 0.8V ⎜ 1+ ⎟ ⎝ R1⎠ 800 OSCILLATOR FREQUENCY (kHz) （2） 図3に示すように、外付け抵抗分割器が出力に接続されている ため、電圧のリモート・センスが可能となります。 0.8V ≤ VOUT ≤ 10V 700 600 500 400 R2 300 VFB LTC1877 0 0.4 R1 0.8 1.2 VPLL LPF (V) 1.6 2.0 1877 F04 図4. PLL LPFピンの発振周波数と電圧の関係 GND 1877 F03 図3. LTC1877の出力電圧の設定 フェーズロック・ループと周波数同期 LTC1877は電圧制御発振器とフェーズロック・ループで構 成される位相検出器を内蔵しています。 これにより、 トップ MOSFETのターンオンを外部周波数源の立ち上がりエッジ にロックさせることができます。電圧制御発振器の周波数範 囲は400kHz∼700kHzです。使用されている位相検出器は エッジに反応するデジタル・タイプで、外部発振器と内部発振 器の位相のずれを0度にします。 このタイプの位相検出器は、 VCOの中心周波数の高調波に近い入力周波数にはロックアッ プしません。PLLのホールドイン範囲（∆fH） は、 キャプチャ範囲 （∆fH = ∆fC = 150kHz） と等しくなります。 RLP PHASE DETECTOR 2.4V CLP PLL LPF SYNC/ MODE DIGITAL PHASE/ FREQUENCY DETECTOR VCO 1877 F05 図5. フェーズロック・ループのブロック図 1877fb 11 LTC1877 アプリケーション情報 効率に関する検討事項 スイッチング・レギュレータの効率は、 「出力電力 入力電力 100%」 で表されます。個々の損失を解析して、効率を制限する 要素がどれであり、 また何が変化すれば最も効率が改善され るかを判断できる場合がよくあります。効率は次式で表すこと ができます。 効率 = 100%−（L1＋L2＋L3＋...） ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表さ れる個々の損失です。 回路内の電力を消費するすべての要素で損失が生じますが、 LTC1877回路の損失の大部分は一般に、V INの消費電流と I2R損失という2つの主な要因によるものです。非常に小さい負 荷電流ではV INの消費電流による損失が効率の損失を左右 するのに対して、中程度から大きい負荷電流ではI 2R損失が 効率の損失を左右します。標準的な効率プロットでは、非常に 小さい負荷電流での効率曲線は、実際の電力損失が図6に示 すように大きくはないので、誤解を招くおそれがあります。 1. VINの消費電流は2つの要素、 つまり 「電気的特性」 で示し たDCバイアス電流と、内部メイン・スイッチと同期スイッチ のゲート電荷電流で構成されます。 ゲート電荷電流は、内 部パワーMOSFETスイッチのゲート容量を切り替えるとき に流れます。ゲートが H から L 、 そして再び H に切り 替わるたびに、微小電荷dQがVINからグランドに移動しま す。 したがって、dQ/dtがVINから流出する電流であり、一般 にDCバイアス電流より大きくなります。連続モードでは、 IGATECHG = （Q f T＋QB） です。 ここで、QTとQBは内部のトッ プ･スイッチとボトム・スイッチのゲート電荷です。DCバイア ス損失とゲート電荷損失はどちらもVINに比例するので、 そ れらの影響は電源電圧が高いほど顕著になります。 内部スイッチの抵抗RSWと外部インダクタの抵 2. I2R損失は、 抗RLから計算されます。連続モードでは、 インダクタLを流 れる平均出力電流は、 メイン・スイッチと同期スイッチの間で 「こま切れ」 にされます。 したがって、SWピンに対する直列 抵抗は、次式のように、 トップMOSFETとボトムMOSFET両 方のRDS（ON）およびデューティ・サイクル （DC） と相関関係 があります。 （DC） ＋ （RDS（ON）BOT） （1−DC） RSW =（RDS（ON）TOP） 「標準 トップMOSFETとボトムMOSFET両方のRDS（ON）は、 的性能特性」 の曲線から求めることができます。 したがって、 I2R損失は、RLにRSWを加え、 その結果に平均出力電流の2 乗を掛けるだけで求めることができます。 CINやCOUTのESR消費損失やインダクタのコア損失などその 他の損失は、一般に全追加損失の2%以下に過ぎません。 1 0.1 POWER LOST (W) ループ・フィルタ部品CLPとRLPにより、位相検出器からの電流 パルスが平滑化され、電圧制御発振器に安定した入力が供 給されます。 フィルタ部品CLPとR LPにより、 ループがロックす る速度が決定されます。一般に、RLP = 10k、CLP = 2200pF∼ 0.01μFです。外部クロックに同期しない場合、VCOへの内部接 続が切断されます。 これにより、VPLL LPFピンのDC電圧による 内部発振周波数の設定が不可能になります。 0.01 VIN = 4.2V L = 10µH VOUT = 1.5V VOUT = 2.5V VOUT = 3.3V Burst Mode OPERATION 0.001 0.0001 0.00001 0.1 1 10 100 LOAD CURRENT (mA) 1000 1877 F06 図6. 電力損失と負荷電流 熱に関する検討事項 ほとんどのアプリケーションにおいて、LTC1877は効率が高 いので大きな発熱はありません。 ただし、 周囲温度が高く、 （ド ロップアウト状態のように）低い電源電圧、高いデューティ・サ イクルで動作するアプリケーションでは、発熱がデバイスの最 大接合部温度を超えるおそれがあります。接合部温度が約 150 Cに達すると、両方のパワー・スイッチがオフし、SWノード がハイ・インピーダンスになります。 1877fb 12 LTC1877 アプリケーション情報 LTC1877が最大接合部温度を超えないようにするには、 なん らかの熱解析を行う必要があります。熱解析の目的は、消費 される電力によってデバイスの最大接合部温度を超えるかど うかを判断することです。温度上昇は次式で求められます。 （θJA） TR =（PD） θJAはダイの接合部から ここで、PDはレギュレータの電力損失、 周囲温度への熱抵抗です。 接合部温度（TJ） は、次式で求められます。 TJ = TA＋TR ここで、TAは周囲温度です。 一例として、入力電圧が3V、 負荷電流が500mA、 周囲温度70 Cでドロップアウト状態のLTC1877について検討します。 「標準 的性能特性」 のスイッチ抵抗のグラフから、Pチャネル・スイッ チのRDS（ON）は70 Cで約0.9Ωです。 したがって、 デバイスの電 力損失は次のとおりです。 PD = ILOAD2 • RDS（ON）= 0.225W したがって、 レ MSOPパッケージの場合、θJAは150 C/Wです。 ギュレータの接合部温度は、次のようになります。 （0.225） （150）= 104°C TJ = 70°C＋ これは125 Cの最大接合部温度より低い値です。 が減少する もっと高い電源電圧ではスイッチ抵抗（RDS（ON）） ので、接合部温度がさらに低くなります。 過渡応答のチェック レギュレータのループ応答は、負荷過渡応答を見てチェック することができます。 スイッチング・レギュレータは負荷電流の ステップに応答するのに数サイクルを要します。負荷ステップ が発生すると、VOUTは（∆ILOAD • ESR） と等しい量だけ直ち にシフトします。 ここで、ESRはC OUTの等価直列抵抗です。 ま た、∆ILOADによりCOUTの充電または放電が始まるので、帰還 誤差信号が発生します。 すると、 レギュレータ・ループが作動し てVOUTを定常値に戻します。 この回復期間にVOUTをモニタし て、安定性に問題があることを示すオーバーシュートやリンギ ングがないかチェックすることができます。 この内部補償によ り、 ほとんどのアプリケーションに対して適切な補償を行うこ とができます。 ただし、 さらに補償が必要な場合は、図7に示す ようにR C、CC1を使ってITHピンによって外部補償を行うことが できます。 （一般に、 ノイズ・デカップリングには220pFコンデン サCC2が必要です。） 次に、大容量（＞1μF）電源バイパス・コンデンサが接続されて いる負荷への切り替えによって、 さらに大きな過渡が発生しま す。放電しきったバイパス・コンデンサは実質的にCOUTと並列 接続状態になるため、VOUTが急速に降下します。負荷スイッ チの抵抗が小さく、 しかもそのスイッチが高速でドライブされ ると、 どんなレギュレータでもこの問題を防止するのに十分な 電流を供給することはできません。 唯一の解決策は、 スイッチ・ ドライブの立ち上がり時間を制御して、負荷の立ち上がり時 間を約（25 • CLOAD） に制限することです。 したがって、3.3Vま で充電される10μFのコンデンサには250μsの立ち上がり時間 が必要で、充電電流は約130mAに制限されます。 PC基板レイアウトのチェックリスト PC基板をレイアウトするときには、 以下のチェックリストを使用 してLTC1877が正しく動作するようにします。 これらの項目は 図7のレイアウト図にも示してあります。 レイアウトでは以下の 項目をチェックしてください。 1. 信号グランドとパワー･グランドが分かれていますか？ LTC1877の信号グランドは、抵抗分割器、 オプションの補 およびC C2で構成されます。パ 償ネットワーク （R CとC C1）、 ワー・グランドは、CINの （） プレート、COUTの （） プレート、 およびLTC1877のピン4で構成されます。 パワー・グランドの トレースは、短く、真っ直ぐに、幅広くします。信号グランドと パワー･グランドは、 スター・グランドの共通ノードに集まる ような構成にしなければなりません。 2. VFBピンは帰還抵抗に直接接続されていますか？ 抵抗分 割器R1/R2は、COUTの （＋） プレートと信号グランドの間に 接続しなければなりません。 （＋） プレートはVINにできるだけ近づけて接続されて 3. CINの いますか？このコンデンサは内部パワーMOSFETにAC電 流を供給します。 4. スイッチング・ノードSWを敏感な小信号ノードから離します。 1877fb 13 LTC1877 アプリケーション情報 設計例 設計例として、LTC1877を1セル･リチウムイオン・バッテリで駆 動する携帯電話アプリケーションに使用すると仮定します。入 力電圧は最大4.2Vから約2.7Vまでの範囲で動作します。 負荷 電流要件は最大0.3Aですが、 ほとんどの時間はスタンバイ・ モードになっており、2mAしか必要としません。低負荷電流時 と高負荷電流時の両方の効率が重要です。 出力電圧は2.5V です。 この情報から、式（1） を使ってLを計算することができま す。 L= ⎛ V ⎞ 1 VOUT ⎜ 1 − OUT ⎟ ⎝ f I VIN ⎠ ∆ ( )( L ) C INは全温度で最低0.15AのRMS電流定格が必要であり、 C OUTは0.25Ω以下のESRが必要です。 ほとんどのアプリケー ションでは、 これらのコンデンサの要件は大体似ています。 帰還抵抗のR1には412kを使用します。R2は式（2） から次のよ うに計算できます。 （3） 式（3） にVOUT = 2.5V、VIN = 4.2V、∆IL = 120mA、f = 550kHz を代入すると次のようになります。 L= このアプリケーションでは、15μHのインダクタで十分です。最 高の効率を得るには、1Aのインダクタと0.25Ω以下の抵抗を 直列に接続します。 ⎞ ⎛V R2 = ⎜ OUT – 1⎟ R1 = 875.5k; use 887k ⎝ 0.8 ⎠ 図8に全体回路図とその効率曲線を示します。 ⎛ 2.5V ⎞ 2.5V ⎜1− ⎟ = 15.3µH 550kHz(120mA) ⎝ 4.2V ⎠ CC2 LTC1877 OPTIONAL 1 CC1 RC RUN 2 ITH 3 R1 SYNC/MODE VFB 4 GND R2 PLL LPF VIN SW 8 7 BOLD LINES INDICATE HIGH CURRENT PATHS 6 5 + L1 + + + CIN COUT VOUT VIN – – 1877 F07 図7. LTC1877のレイアウト図 2 3 4 RUN ITH VFB GND PLL LPF SYNC/MODE LTC1877 VIN SW 8 7 15µH* + 887k 412k 20pF VIN = 3.0V 85 6 5 90 VOUT 2.5V 47µF*** EFFICIENCY (%) 220pF 1 95 VIN 2.7V TO 4.2V 10µF** CER 80 VIN = 4.2V 75 VIN = 3.6V 70 65 60 1877 F08a *SUMIDA CD54-150 **TAIYO YUDEN CERAMIC LMK325BJ106MN ***SANYO POSCAP 6TPA47M VOUT = 2.5V L = 15µH 55 50 0.1 100 1.0 10 OUTPUT CURRENT (mA) 1000 1877 F08b 図8. 設計例の、1セル･リチウムイオン・バッテリから2.5V/0.3Aへのレギュレータ 1877fb 14 LTC1877 標準的応用例 すべてセラミック・コンデンサを使用した、 2セル･リチウムイオン・バッテリから2.5V/0.6Aへのレギュレータ 1 2 220pF 3 4 RUN ITH PLL LPF SYNC/MODE LTC1877 VFB VIN GND SW すべてセラミック・コンデンサを使用した、 4セル∼6セルNiCd/NiMHバッテリから1.8V/0.6Aへのレギュレータ 1 8 7 CIN** 10µF CER 6 2 VIN ≤ 8.4V 220pF 5 4 VOUT 2.5V/0.6A 15µH* 20pF 887k PLL LPF ITH SYNC/MODE LTC1877 VFB VIN GND SW 2 220pF 3 4 RUN ITH PLL LPF 1877 TA03 SYNC/MODE LTC1877 VFB VIN GND SW 7 EXT CLOCK 700kHz 6 5 VOUT 1.8V/0.6A 10µH* 887k 698k *TOKO D62CB A920CY-100M **TAIYO YUDEN CERAMIC LMK325BJ106MN ***TAIYO YUDEN CERAMIC JMK325BJ226MM 1877 TA04 VIN 2.85V TO 10V 1 CIN** 10µF CER 10k 2 220pF VOUT 2.5V/ 0.6A 5 10µH* 20pF 887k 412k COUT*** 22µF CER 低ノイズ2.5V/0.3Aレギュレータ 6 *TOKO D62CB A920CY-100M **TAIYO YUDEN CERAMIC LMK325BJ106MN ***TAIYO YUDEN CERAMIC JMK325BJ226MM VIN ≤ 9V CIN** 10µF CER VIN 4V TO 10V 0.01µF 8 7 20pF すべてセラミック・コンデンサを使用した 外部同期式2.5V/0.6Aレギュレータ 1 8 COUT*** 22µF CER 412k *SUMIDA CD54-150 **TAIYO YUDEN CERAMIC LMK325BJ106MN ***TAIYO YUDEN CERAMIC JMK325BJ226MM 3 RUN COUT*** 22µF CER 1877 TA05 3 4 RUN ITH PLL LPF SYNC/MODE LTC1877 VFB VIN GND SW 8 CIN** 10µF CER 7 6 5 VOUT 2.5V/0.3A 15µH* 20pF *SUMIDA CD54-150 **TAIYO YUDEN CERAMIC LMK325BJ106MN ***SANYO POSCAP 6TPA47M 887k COUT*** 47µF 6.3V 412k 1877 TA06 1877fb 15 LTC1877 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ をご覧ください。 MS8パッケージ 8ピン・プラスチックMSOP （Reference LTC DWG # 05-08-1660 Rev F） 0.889 ± 0.127 (.035 ± .005) 5.23 (.206) MIN 3.20 – 3.45 (.126 – .136) 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 3) 0.65 (.0256) BSC 0.42 ± 0.038 (.0165 ± .0015) TYP 8 7 6 5 0.52 (.0205) REF 推奨半田パッド・レイアウト 0.254 (.010) 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 4) 4.90 ± 0.152 (.193 ± .006) DETAIL “A” 0˚ – 6˚ TYP ゲージ・プレーン 0.53 ± 0.152 (.021 ± .006) DETAIL “A” 1 2 3 1.10 (.043) MAX 4 0.86 (.034) REF 0.18 (.007) シーティング・ プレーン 0.22 – 0.38 (.009 – .015) TYP 0.65 (.0256) BSC 0.1016 ± 0.0508 (.004 ± .002) MSOP (MS8) 0307 REV F NOTE： 1. 寸法はミリメートル/（インチ） 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリを含まない モールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm（0.006 ） を超えないこと 4. 寸法には、 リード間のバリまたは突出部を含まない リード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm （0.006 ） を超えないこと 5. リードの平坦度（成形後のリードの底面） は最大0.102mm (0.004 ) であること 1877fb 16 LTC1877 改訂履歴 （改訂履歴はRev Bから開始） REV 日付 概要 ページ番号 B 11/11 LTC1877IMS8の製品マーキングをLTLUからLTLVに修正 2 1877fb リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資 料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 17 LTC1877 標準的応用例 1セル･リチウムイオン・バッテリから3.3V/0.3Aへのレギュレータ 1 2 220pF 3 4 RUN ITH PLL LPF SYNC/MODE LTC1877 VFB VIN GND SW 10µF** 8 + – 7 VIN Li-Ion BATTERY 3V TO 4.2V 6 5 VOUT 3.3V/0.25A 10µH* 20pF 887k 47µF*** 280k *TOKO D62CB A920CY-100M **TAIYO YUDEN CERAMIC LMK325BJ106MN ***SANYO POSCAP 6TPA47M 1877 TA07 関連製品 製品番号 説明 注釈 LTC1174/LTC1174-3.3/ LTC1174-5 高効率降圧および反転DC/DCコンバータ モノリシック・スイッチング・レギュレータ、最大450mAのIOUT、 Burst Mode動作 LTC1265 1.2A、高効率降圧DC/DCコンバータ 一定オフ時間、 モノリシック、Burst Mode動作 LT®1375/LT1376 1.5A、500kHz降圧スイッチング･レギュレータ 高周波数、小型インダクタ、高効率 LTC1436/LTC1436-PLL 高効率、低ノイズ、同期整流式降圧コンバータ 24ピン細型SSOP LTC1474/LTC1475 低消費電流降圧DC/DCコンバータ モノリシック、最大250mAのIOUT、IQ = 10μA、8ピンMSOP LTC1504A モノリシック同期整流式 降圧スイッチング・レギュレータ 低コスト、電圧モード、最大500mAのIOUT、VIN：4V∼10V LTC1622 低入力電圧、電流モード降圧DC/DCコントローラ 高周波数、高効率、8ピンMSOP LTC1626 低電圧、高効率降圧DC/DCコンバータ LTC1627 モノリシック同期整流式 降圧スイッチング・レギュレータ モノリシック、一定オフ時間、最大600mAのIOUT、 低電源電圧範囲：2.5V∼6V LTC1701 モノリシック電流モード 降圧スイッチング・レギュレータ 固定周波数、最大500mAのIOUT、 二次巻線レギュレーション、VIN：2.65V∼8.5V 一定オフ時間、最大500mAのIOUT、1MHz動作、 VIN：2.5V∼5.5V 1.19VのVREFピン、固定周波数、最大600mAのIOUT、 VIN：2.65V∼8.5V LTC1707 モノリシック同期整流式 降圧スイッチング・レギュレータ LTC1735 高効率、同期整流式降圧コンバータ 16ピンSOおよびSSOP、最大36VのVIN、 フォールト保護 LTC1772 低入力電圧、電流モード降圧DC/DCコントローラ 550kHz、6ピンSOT-23、最大5AのIOUT、VIN：2.2V∼10V LTC1878 高効率モノリシック降圧レギュレータ 550kHz、MS8、最大6VのVIN、IQ = 10μA、最大600mAのIOUT 1877fb 18 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp ● ● LT 1111 REV B • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2000