LTC3851 同期整流式降圧スイッチング・ レギュレータ・コントローラ 特長 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 概要 広いVIN範囲：4V∼38V動作 RSENSEまたはDCR電流検出 1%の出力電圧精度 フェーズロック可能な固定周波数：250kHz∼750kHz デュアルNチャネルMOSFET同期ドライブ 超低損失動作：99%デューティ・サイクル 出力電圧ソフトスタートまたはトラッキングを調整可能 出力電流フォールドバック制限 出力過電圧保護 5Vレギュレータを内蔵 OPTI-LOOP®補償によりCOUTを最小化 軽負荷時に連続動作、 パルス・スキップ動作 またはBurst Mode®動作を選択可能 シャットダウン時の低消費電流：20μA VOUT範囲：0.8V～5.5V 熱特性が改善された16ピンMSOP、16ピン細型SSOP または3mm×3mm QFNパッケージ LTC®3851は、全てNチャネルの同期パワーMOSFET段をドラ イブする、高性能同期整流式降圧スイッチング・レギュレータ ･コントローラです。固定周波数電流モード･アーキテクチャに より、最大750kHzのフェーズロック可能な周波数で動作しま す。 OPTI-LOOP補償により、広範な出力容量とESR値に対して過 渡応答の最適化を図ることができます。LTC3851は、4V∼38V の広い入力電源範囲に対応できる高精度の0.8Vリファレンス を搭載しています。 TK/SSピンによって、起動時に出力電圧をランプアップします。 また、電流フォールドバックによって、短絡時のMOSFETの熱 損失を制限します。MODE/PLLINピンを使用して、軽負荷時 にBurst Mode動作、 パルス・スキップ･モードまたは連続インダ クタ電流モードのいずれかを選択することができます。 また、 こ のピンにより、 デバイスを外部クロックに同期させることが可 能です。 LTC3851-1は、調整可能な電流制限機能の代わりにパワー グッド出力信号を備えたバージョンです。 アプリケーション 車載システム ■ テレコム・システム ■ 産業用機器 ■ DC配電システム 、LT、LTC、LTM、Burst ModeおよびOPTI-LOOPはリニアテクノロジー社の登録商標です。 他の全ての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。 5408150、5481178、5705919、5929620、6304066、6498466、6580258、6611131を含む米国特許 により保護されています。 ■ 標準的応用例 高効率同期整流式降圧コンバータ VIN 22µF FREQ/PLLFLTR TG 82.5k 0.1µF SW LTC3851 BOOST TK/SS INTVCC 2200pF BG ITH 15k 0.68µH 100 VOUT 3.3V 15A 0.1µF 330µF ×2 3.01k 4.7µF 90 75 SENSE+ 0.047µF 30.1k POWER LOSS 70 65 SENSE– VFB 1000 80 60 MODE/PLLIN EFFICIENCY 85 GND 330pF 10000 VIN = 12V 95 VOUT = 3.3V 100 POWER LOSS (mW) 0.1µF RUN 効率および電力損失と負荷電流 VIN 4.5V TO 36V EFFICIENCY (%) ILIM 55 154k 48.7k 50 10 100 1000 10000 LOAD CURRENT (mA) 10 100000 3851TA01b 3851 TA01a 3851fb 1 LTC3851 絶対最大定格 (Note 1) 入力電源電圧(VIN) ................................................ 40V～−0.3V トップサイド・ドライバ電圧(BOOST) ..................... 46V～−0.3V スイッチの電圧(SW) ................................................. 40V～−5V INTVCC、(BOOST−SW)、 RUN ..................................... 6V～−0.3V TK/SS、ILIM ......................................................... INTVCC～−0.3V SENSE＋、SENSE− ..................................................... 6V～−0.3V MODE/PLLIN、 FREQ/PLLFLTR ............................ INTVCC～−0.3V ITH、VFBの電圧 .......................................................... 3V～−0.3V INTVCCピーク出力電流 ..................................................... 50mA 動作温度範囲(Note 2).......................................−40℃～125℃ 接合部温度(Note 3)......................................................... 125℃ 保存温度範囲....................................................−65℃～150℃ リード温度(半田付け、10秒) GN/MSE ........................................................................ 300℃ ピン配置 3 14 BOOST TK/SS 4 13 VIN ITH 5 12 INTVCC FB 6 11 BG SENSE– 7 10 GND SENSE+ 8 9 ILIM GN PACKAGE 16-LEAD PLASTIC SSOP NARROW 1 2 3 4 5 6 7 8 17 16 15 14 13 12 11 10 9 SW TG BOOST VIN INTVCC BG GND ILIM MSE PACKAGE 16-LEAD PLASTIC MSOP TJMAX = 125°C, θJA = 35°C/W TO 40°C/W EXPOSED PAD (PIN 17) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB TJMAX = 125°C, θJA = 110°C/W TG RUN TOP VIEW MODE/PLLIN FREQ/PLLFLTR RUN TK/SS ITH FB SENSE– SENSE+ 16 15 14 13 12 BOOST RUN 1 TK/SS 2 11 VIN 17 ITH 3 10 INTVCC FB 4 9 5 6 7 8 GND 15 TG ILIM 16 SW 2 SENSE– 1 SENSE+ MODE/PLLIN FREQ/PLLFLTR SW TOP VIEW MODE/PLLIN FREQ/PLLFLTR TOP VIEW BG UD PACKAGE 16-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC QFN TJMAX = 125°C, θJA = 68°C/W, θJC = 4.2°C/W EXPOSED PAD (PIN 17) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング* パッケージ 温度範囲 LTC3851EGN#PBF LTC3851EGN#TRPBF 3851 16-Lead Plastic SSOP –40°C to 85°C LTC3851IGN#PBF LTC3851IGN#TRPBF 3851 16-Lead Plastic SSOP –40°C to 125°C LTC3851EMSE#PBF LTC3851EMSE#TRPBF 3851 16-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°C LTC3851IMSE#PBF LTC3851IMSE#TRPBF 3851 16-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C LTC3851EUD#PBF LTC3851EUD#TRPBF LCXN 16-Lead (3mm × 3mm) Plastic QFN –40°C to 85°C LTC3851IUD#PBF LTC3851IUD#TRPBF LCXN 16-Lead (3mm × 3mm) Plastic QFN –40°C to 125°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、 弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 *温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 非標準の鉛ベース仕様の製品の詳細については、 弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、 http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、 http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 3851fb 2 LTC3851 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA = 25℃での値。注記がない限り、VIN = 15V、VRUN = 5V。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS メイン制御ループ VIN Operating Input Voltage Range VFB Regulated Feedback Voltage ITH = 1.2V (Note 4) IFB Feedback Current (Note 4) VREFLNREG Reference Voltage Line Regulation VIN = 6V to 38V (Note 4) VLOADREG Output Voltage Load Regulation (Note 4) Measured in Servo Loop, ΔITH = 1.2V to 0.7V (Note 4) Measured in Servo Loop, ΔITH = 1.2V to 1.6V gm Transconductance Amplifier gm l 4 l 0.792 0.800 38 V 0.808 V –10 –50 nA 0.002 0.02 %/V l 0.01 0.1 % l –0.01 –0.1 % ITH = 1.2V, Sink/Source = 5µA (Note 4) 2 mmho MHz gm GBW Transconductance Amp Gain Bandwidth ITH = 1.2V 3 IQ Input DC Supply Current Normal Mode Shutdown (Note 5) VRUN = 5V VRUN = 0V 1.2 20 UVLO Undervoltage Lockout on INTVCC VINTVCC Ramping Down 3.25 V UVLO Hys UVLO Hysteresis 0.4 V VOVL Feedback Overvoltage Lockout Measured at VFB ISENSE SENSE Pins Current ITK/SS Soft-Start Charge Current VTK/SS = 0V VRUN RUN Pin On Threshold VRUN Rising VRUNHYS RUN Pin On Hysteresis VSENSE(MAX) Maximum Current Sense Threshold VFB = 0.7V, VSENSE = 3.3V, ILIM = 0V VFB = 0.7V, VSENSE = 3.3V, ILIM = Float VFB = 0.7V, VSENSE = 3.3V, ILIM = INTVCC l l 0.86 35 0.88 0.90 V ±1 ±2 µA 0.6 1 2 µA 1.10 1.25 1.35 V 130 l l l mA µA 20 40 65 30 50 75 mV 40 65 90 mV mV mV TG RUP TG Driver Pull-Up On-Resistance TG High 2.6 Ω TG RDOWN TG Driver Pull-Down On-Resistance TG Low 1.5 Ω BG RUP BG Driver Pull-Up On-Resistance BG High 2.4 Ω BG RDOWN BG Driver Pull-Down On-Resistance BG Low 1.1 Ω TG tr TG tf TG Transition Time Rise Time Fall Time (Note 6) CLOAD = 3300pF CLOAD = 3300pF 25 25 ns ns BG tr BG tf BG Transition Time Rise Time Fall Time (Note 6) CLOAD = 3300pF CLOAD = 3300pF 25 25 ns ns TG/BG t1D Top Gate Off to Bottom Gate On Delay Bottom Switch-On Delay Time CLOAD = 3300pF Each Driver (Note 6) 30 ns BG/TG t2D Bottom Gate Off to Top Gate On Delay Top Switch-On Delay Time CLOAD = 3300pF Each Driver (Note 6) 30 ns tON(MIN) Minimum On-Time (Note 7) 90 ns VINTVCC Internal VCC Voltage 6V < VIN < 38V VLDO INT INTVCC Load Regulation ICC = 0mA to 50mA INTVCCリニア・レギュレータ 4.8 5 5.2 V 0.5 2 % 3851fb 3 LTC3851 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA = 25℃での値。注記がない限り、VIN = 15V、VRUN = 5V。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS 発振器とフェーズロック・ループ fNOM Nominal Frequency RFREQ = 60k 480 500 530 kHz fLOW Lowest Frequency RFREQ = 160k 220 250 280 kHz fHIGH Highest Frequency RFREQ = 36k 710 750 790 kHz RMODE/PLLIN MODE/PLLIN Input Resistance 100 kΩ fMODE MODE/PLLIN Minimum Input Frequency VMODE = External Clock MODE/PLLIN Maximum Input Frequency VMODE = External Clock 250 750 kHz kHz IFREQ Phase Detector Output Current Sinking Capability Sourcing Capability –10 10 µA µA fMODE > fOSC fMODE < fOSC Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスは、 デバイスに永続的損傷を与える可 Note 4：このLTC3851は帰還ループを使ってVITHを規定電圧にサーボ制御し、 そのときのVFB電 Note 2：LTC3851Eは0℃～85℃の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 Note 5：スイッチング周波数で供給されるゲート電荷により動作時消費電流が増える。 ｢アプリ ケーション情報｣を参照。 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、 デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える可能性がある。 圧を測定してテストされる。 −40℃～85℃の動作温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コント ロールとの相関で確認されている。LTC3851Iは−40℃～125℃の動作温度範囲で仕様に適合 することが保証されている。 Note 6：立上りと立下り時間は10%と90%のレベルを使用して測定する。 遅延時間は50%レベ ルを使って測定する。 Note 7：最小オン時間条件は、 IMAXの約40%のインダクタ・ピーク-ピーク間リップル電流で規定 される 「( アプリケーション情報」 の 「最小オン時間に関する検討事項」 を参照)。 Note 3：TJは周囲温度TAおよび電力損失PDから次式に従って計算される。 LTC3851GN：TJ = TA＋(PD • 110℃/W) LTC3851UD：TJ = TA＋(PD • 68℃/W) LTC3851MSE：TJ = TA＋(PD • 40℃/W) 標準的性能特性 効率と出力電流およびモード 100 VIN = 12V 90 VOUT = 1.5V 80 50 40 CCM 30 60 40 80 10 10 100 1000 10000 LOAD CURRENT (mA) CCM 30 20 10 PULSE SKIP 50 20 0 90 70 PULSE SKIP 60 効率と出力電流およびモード 100 BURST 80 EFFICIENCY(%) EFFICIENCY(%) 90 BURST 70 効率と出力電流およびモード EFFICIENCY (%) 100 100000 3851 G01 0 VIN = 12V VOUT = 3.3V FIGURE 11 CIRCUIT 10 100 1000 10000 LOAD CURRENT (mA) 100000 3851 G02 BURST 70 PULSE SKIP 60 50 CCM 40 30 20 VIN = 12V VOUT = 5V 10 0 10 100 1000 10000 LOAD CURRENT (mA) 100000 3851 G03 3851fb 4 LTC3851 標準的性能特性 100 効率および電力損失と入力電圧 EFFICIENCY, IOUT = 5A POWER LOSS, IOUT = 5A 90 85 80 POWER LOSS, IOUT = 0.5A 75 70 1000 EFFICIENCY, IOUT = 0.5A 4 8 VIN = 12V VOUT = 3.3V FIGURE 11 CIRCUIT 16 12 24 20 INPUT VOLTAGE (V) 28 32 POWER LOSS (mW) EFFICIENCY (%) 95 10000 負荷ステップ (Burst Mode動作) ILOAD 5A/DIV 0.2A TO 7.5A IL 5A/DIV VOUT 100mV/DIV AC-COUPLED VOUT = 1.5V 100µs/DIV VIN = 12V FIGURE 11 CIRCUIT 100 3851 G05 3851 G04 負荷ステップ (強制連続モード) 負荷ステップ (パルス・スキップ・モード) ILOAD 5A/DIV 0.2A TO 7.5A ILOAD 5A/DIV 0.2A TO 7.5A IL 5A/DIV IL 5A/DIV VOUT 100mV/DIV AC-COUPLED VOUT 100mV/DIV AC-COUPLED VOUT = 1.5V 100µs/DIV VIN = 12V FIGURE 11 CIRCUIT 3851 G06 軽負荷時のインダクタ電流 VOUT = 1.5V 100µs/DIV VIN = 12V FIGURE 11 CIRCUIT プリバイアスした2V出力での起動 FORCED CONTINOUS MODE 5A/DIV VOUT 2V/DIV Burst Mode OPERATION 5A/DIV 3851 G07 マスタ電源による 同時トラッキング VMASTER 0.5V/DIV TK/SS 0.5V/DIV VOUT 2A LOAD 0.5V/DIV VFB 0.5V/DIV PULSE SKIP MODE 5A/DIV VOUT = 1.5V 1µs/DIV VIN = 12V ILOAD = 1mA FIGURE 11 CIRCUIT 3851 G08 20ms/DIV 3851 G09 10ms/DIV 3851 G10 3851fb 5 LTC3851 標準的性能特性 マスタ電源による 比例トラッキング 3.0 入力DC電源電流と入力電圧 5.3 SUPPLY CURRENT (mA) VOUT 2A LOAD 0.5V/DIV 3851 G11 10ms/DIV INTVCC VOLTAGE (V) 2.5 VMASTER 0.5V/DIV 2.0 1.5 1.0 5.1 ILOAD = 0mA 4.9 ILOAD = 25mA 4.7 4.5 4.3 4.1 3.9 0.5 0 INTVCCライン・レギュレーション 3.7 4 8 12 16 20 24 28 32 INPUT VOLTAGE (V) 36 3.5 40 4 8 12 16 20 24 28 32 INPUT VOLTAGE (V) 90 90 ILIM = INTVCC 80 40 ILIM = GND 30 50 ILIM = FLOAT 40 30 ILIM = GND 20 40 30 20 10 20 MINIMUIM 0 10 10 ILIM = FLOAT BURST COMPARATOR FALLING THESHOLD: VITH = 0.4V 0 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 VITH (V) –10 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 4.5 VSENSE COMMON MODE VOLTAGE (V) –20 5 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1.0 1.2 1.4 1.6 1.8 2.0 2.2 2.4 VITH (V) 最大電流検出スレッショルドと デューティ・サイクル 90 ILIM = INTVCC 80 MAXIMUM VSENSE (mV) 60 ILIM = FLOAT 50 40 ILIM = GND 30 最大電流検出スレッショルドと 帰還電圧(電流フォールドバック) 1.5 1.3 70 60 ILIM = FLOAT 50 40 ILIM = GND 30 1.2 1.1 1.0 0.9 0.8 20 0.7 10 10 0.6 0 0 20 0 20 60 40 DUTY CYCLE (%) 80 100 3851 G17 TK/SSプルアップ電流と温度 1.4 ILIM = INTVCC 80 70 3851 G16 3851 G15 TK/SS CURRENT (µA) 0 3851 G14 CURRENT SENSE THRESHOLD (mV) MAXIMUIM VSENSE (mV) 50 VSENSE (mV) VSENSE THRESHOLD (mV) ILIM = FLOAT Burst Modeピーク電流検出 スレッショルドとITH電圧 50 ILIM = INTVCC 60 60 90 60 DUTY CYCLE RANGE: 0% TO 100% 70 70 0 最大ピーク電流検出 スレッショルドとITH電圧 80 40 3851 G13 3851 G12 最大電流検出スレッショルドと 同相電圧 36 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 FEEDBACK VOLTAGE (V) 0.7 0.8 3851 G18 0.5 –50 –25 50 25 0 75 TEMPERATURE (°C) 100 125 3851 G19 3851fb 6 LTC3851 標準的性能特性 RUN RISING THRESHOLD (ON) 1.2 RUN FALLING THRESHOLD (OFF) 1.1 1.0 –25 50 0 75 25 TEMPERATURE (°C) 100 安定化された帰還電圧と温度 802 800 798 796 50 25 75 0 TEMPERATURE (°C) 100 400 395 390 385 10 30 25 20 INPUT VOLTAGE (V) 15 35 40 4 INTVCC RAMPING UP 3 INTVCC RAMPING DOWN 1 0 –50 –25 50 0 75 25 TEMPERATURE (°C) 20 15 10 5 75 50 25 TEMPERATURE (°C) 0 25 20 15 10 5 0 125 100 125 3851 G26 0 5 10 15 20 25 30 INPUT VOLTAGE (V) 40 最大電流検出スレッショルドと INTVCC電圧 90 80 2.5 2.0 1.5 1.0 0.5 0 –50 –25 35 3851 G25 MAXIMUM VSENSE (mV) INPUT DC SUPPLY CURRENT (mA) SHUTDOWN INPUT DC SUPPLY CURRENT (µA) 100 3.0 25 125 30 3851 G24 40 100 35 入力DC電源電流と温度 30 50 25 75 0 TEMPERATURE (°C) シャットダウン入力DC電源電流と 入力電圧 2 シャットダウン(RUN) スレッショルドと温度 35 RFREQ = 150k 40 3851 G23 0 –50 –25 400 3851 G22 SHUTDOWN SUPPLY CURRENT (µA) INTVCC VOLTAGE AT UVLO THRESHOLD (V) FREQUENCY (kHz) 405 RFREQ = 60k 500 200 –50 –25 125 5 410 5 600 低電圧ロックアウト・ スレッショルド(INTVCC)と温度 415 380 700 3851 G21 発振周波数と入力電圧 RFREQ = 80k RFREQ = 36k 300 3851 G20 420 発振周波数と温度 800 804 794 –50 –25 125 900 FREQUENCY (kHz) RUN PIN VOLTAGE (V) 1.3 0.9 –50 806 REGULATED FEEDBACK VOLTAGE (mV) 1.4 シャットダウン入力DC電源電流と 温度 ISET = INTVCC 70 60 50 40 30 ISET = FLOAT ISET = GND 20 10 50 25 75 0 TEMPERATURE (°C) 100 125 3851 G27 0 3.2 3.4 3.6 3.8 4.0 4.2 4.4 4.6 4.8 5.0 INTVCC VOLTAGE(V) 38511 G28 3851fb 7 LTC3851 ピン機能 (GNおよびMSE/UD) MODE/PLLIN（ピン1/ピン15） ：強制連続モード、Burst Mode、 またはパルス・スキップ・モードの選択ピン、および位相検出 器への外部同期入力ピン。連続導通モード動作に強制する には、 このピンをINTVCCに接続します。 パルス・スキップ・モー ド動作をイネーブルするにはGNDに接続します。Burst Mode 動作を選択するには、50k∼250kの抵抗を介してこのピンを INTV CCに接続します。 ピンにクロックを入力すると、 コント ローラは強制連続モードの動作になり、 内部発振器を同期さ せます。 FREQ/PLLFLTR （ピン2/ピン16） ：フェーズロック・ループのロー パス・フィルタをこのピンに接続します。代りに、 このピンと GNDの間に抵抗を接続して、 内部発振器の周波数を変えるこ とができます。 RUN （ピン3/ピン1） ：実行制御入力。 このピンの電圧が1.25V を超えるとデバイスがオンします。ただし、 このピンを1.1V以 下に強制するとデバイスはシャットダウンします。 このピンには 2μAのプルアップ電流源が備わっています。 TK/SS （ピン4/ピン2） ：出力電圧トラッキングおよびソフトスター トの入力。 このピンとグランドの間に接続したコンデンサによ り、 出力電圧のランプ・レートが設定されます。1μAの内部ソフ トスタート電流がこのコンデンサを充電します。 ITH （ピン5/ピン3） ：電流制御スレッショルドおよびエラーアン プの補償点。電流コンパレータのトリップ・スレッショルドは ITH制御電圧に応じて上昇します。 FB（ピン6/ピン4 ） ：エラーアンプの帰還入力。 このピンは出力 の両端に接続された外付け抵抗分割器からのリモート検出 された帰還電圧を受け取ります。 SENSE （ピン7/ピン5） ：電流検出コンパレータの反転入力。電 流コンパレータへの （）入力は出力に接続されます。 SENSE＋ （ピン8/ピン6 ） ：電流検出コンパレータの非反転入 力。電流コンパレータへの （＋）入力は通常はDCR検出ネット ワークまたは電流センス抵抗に接続されます。 ILIM （ピン9/ピン7） ：電流コンパレータの検出電圧範囲入力。 このピンをGND、FLOATまたはINTV CCに接続すると、最大 電流検出スレッショルドを3つの異なったレベルから選択しま す。 GND （ピン10/ピン8） ：グランド。全ての小信号部品と補償用部 品はこのグランドにケルビン接続します。CVCCの （） 端子およ びCINの （）端子をこのピンに近づけて接続します。 BG （ピン11/ピン9） ：ボトム・ゲート・ドライバ出力。 このピンは、 GNDとINTVCCの間で、 ボトムNチャネルMOSFETのゲートを ドライブします。 INTVCC （ピン12/ピン10） ：内部5Vレギュレータの出力。制御回 路はこの電圧から電力供給されます。最小2.2μFの低ESRタン タル・コンデンサまたはセラミック・コンデンサを使って、 このピ ンをGNDにデカップリングします。 V IN（ピン13/ピン11 ） ：主入力電源。 このピンはコンデンサを 使ってGNDにデカップリングします。 BOOST （ピン14/ピン12） ：昇圧されたフローティング・ドライバ 電源。 ブートストラップ・コンデンサの （＋）端子をこのピンに接 続します。 このピンは、INTVCCよりダイオードの電圧降下分だ け低い電圧からVIN＋INTVCCまで振幅します。 TG （ピン15/ピン13） ：トップ・ゲート・ドライバ出力。 このピンは、 スイッチ・ノード電圧とそれに加算されたINTVCCに等しい電 圧振幅を持つフローティング・ドライバ出力です。 SW （ピン16/ピン14） ：インダクタへのスイッチ・ノードの接続。 このピンの電圧振幅は、 グランドより （外付け） ショットキー・ダ イオード1個の電圧降下分だけ低い電圧からVINまでです。 露出パッド （ピン17、UDパッケージおよびMSEパッケージの み） ：グランド。PCBに半田付けして、 デバイスのローカル・グラ ンドを確保する必要があります。 3851fb 8 LTC3851 機能図 FREQ/PLLFLTR VIN MODE/PLLIN + 100k + – PLL-SYNC CIN 5V REG 0.8V MODE/SYNC DETECT VIN BOOST OSC BURSTEN S R CB TG PULSE SKIP Q M1 SW 5k + ON – ICMP IREV + – SWITCH LOGIC AND ANTISHOOT THROUGH SENSE+ DB L1 VOUT SENSE– RUN INTVCC + ILIM BG OV COUT M2 CVCC SLOPE COMPENSATION GND INTVCC UVLO 1 100k R2 VFB ITHB R1 SLEEP VIN OV – – + SS + – RUN – + 0.88V 1µA EA – + + 0.8V REF + 0.64V 1.25V 2µA 0.4V 3851 FD ITH RC RUN TK/SS CSS CC1 3851fb 9 LTC3851 動作 メイン制御ループ LTC3851は固定周波数の電流モード降圧コントローラで す。通常動作時は、 クロックがRSラッチをセットするとトップ MOSFETがオンし、 メイン電流コンパレータ （ICMP） がRSラッ チをリセットするとオフします。ICMPがRSラッチをリセットする ピーク・インダクタ電流は、ITHピンの電圧によって制御されま す。 この電圧はエラーアンプEAの出力です。V FBピンは電圧 帰還信号を受け取り、EAがこれを内部リファレンス電圧と比 較します。負荷電流が増加すると、0.8Vリファレンスに対して VFBがわずかに低下し、 それによって平均インダクタ電流が新 しい負荷電流と等しくなるまでI TH 電圧が上昇します。 トップ MOSFETがオフした後、 インダクタ電流が逆流し始めて逆電 または次のサイク 流コンパレータIREVがそれを検出するまで、 ルが始まるまでボトムMOSFETがオンします。 INTVCC電源 トップとボトムのMOSFETドライバと他の大部分の内部回路 への電力はINTVCCピンから供給されます。内部5V低損失リ ニア・レギュレータがVINからINTVCCに電力を供給します。 トップMOSFETドライバはフローティング・ブートストラップ・コ ンデンサCBからバイアスされます。 このコンデンサは通常、各 オフ・サイクル中にトップMOSFETがオフしているとき、外付け ダイオードを通して再充電されます。入力電圧V INがVOUTに 近い電圧まで低下してくると、 ループがドロップアウト状態に 入り、 トップMOSFETを連続してオンしようとすることがありま す。 ドロップアウト検出器がこれを検出し、10サイクルに1回トッ プMOSFETをクロック・サイクルの約1/10の間強制的にオフし て、CBの再充電を可能にします。 ただし、 ドロップアウトへの移 行時には常に負荷を与えて、CBの再充電を保証することを推 奨します。 シャットダウンと起動（RUNおよびTK/SS） RUNピンを使ってLTC3851をシャットダウンすることができま す。 このピンを1.1Vより低くすると、 コントローラと、INTV CCレ ギュレータを含むほとんどの内部回路をディスエーブルしま す。 RUNピンを解放すると、 内部の2μA電流源がRUNピンをプ ルアップし、 コントローラをイネーブルします。代わりに、RUNピ ンを外部でプルアップするか、 またはロジックで直接ドライブ することができます。 このピンの6Vの絶対最大定格を超えな いように注意してください。 コントローラの出力電圧VOUTの起動はTK/SSピンの電圧に よって制御されます。TK/SSピンの電圧が0.8Vの内部リファ レンスより低いと、LTC3851はVFBの電圧を0.8Vのリファレン スではなくTK/SSピンの電圧に制御します。 このため、外付け コンデンサをTK/SSピンからGNDに接続することにより、TK/ SSピンを使ってソフトスタートをプログラムすることができま す。内部1μAプルアップ電流源がこのコンデンサを充電して、 TK/SSピンに電圧ランプを発生します。TK/SS電圧が0Vから 0.8V（さらにそれ以上） に直線的に上昇するにつれ、 出力電圧 VOUTが滑らかにゼロからその最終値まで上昇します。代わり に、TK/SSピンを使って、VOUTの起動が別の電源を 「追尾」 す るようにすることができます。 このためには一般に、別の電源 からグランドに接続された外付け抵抗分割器をTK/SSピンに 接続する必要があります （「アプリケーション情報」 を参照）。 コントローラをディスエーブルするためにRUNピンが L に引 き下げられると、 またはINTVCCが3.2Vの低電圧ロックアウト・ スレッショルドを下回ると、TK/SSピンが内部MOSFETによっ て L に引き下げられます。低電圧ロックアウトのときは、 コン トローラがディスエーブルされ、外付けMOSFETがオフに保た れます。 軽負荷電流動作 （Burst Mode動作、 パルス･スキップ、 または連続導通） LTC3851は、高効率Burst Mode動作、固定周波数パルス･ スキップ・モード、 または強制連続導通モードになるようにイ ネーブルすることができます。強制連続動作を選択するには、 MODE/PLLINピンをINTVCCに接続します。 パルス・スキップ・ モード動作を選択するには、MODE/PLLINピンをフロートさ せるか、 またはGNDに接続します。Burst Mode動作を選択する には、50k∼250kの抵抗を介してMODE/PLLINをINTV CCに 接続します。 コントローラがBurst Mode動作にイネーブルされているとき、 ITHピンの電圧が低い値を示していても、 インダクタのピーク電 流は最大検出電圧の約1/4に設定されています。平均インダク タ電流が負荷電流より大きいと、 エラーアンプEAはITHピンの 電圧を下げます。ITH電圧が0.4Vを下回ると、 内部のスリープ 信号が H になり （「スリープ」 モードがイネーブルされ）、両方 の外付けMOSFETがオフします。 3851fb 10 LTC3851 動作 スリープ・モードでは、負荷電流は出力コンデンサから供給 周波数の選択とフェーズロック・ループ されます。 出力電圧が低下するにつれ、EAの出力が上昇し始 （FREQ/PLLFLTRピンとMODE/PLLINピン） めます。 出力電圧が十分低下すると、 スリープ信号が L にな スイッチング周波数の選択は効率と部品サイズの間のトレー り、 コントローラは内部発振器の次のサイクルで外付けトッ ドオフになります。低周波数動作はMOSFETのスイッチング損 プMOSFETをオンして通常動作を再開します。 コントローラ 失を減らして効率を上げますが、 出力リップル電圧を低く抑え がBurst Mode動作になるようにイネーブルされると、 インダク るには大きなインダクタンスや容量を必要とします。LTC3851 タ電流を反転することはできません。 インダクタ電流がゼロに のスイッチング周波数はFREQ/PLLFLTRピンを使って選択す 達する直前に、反転電流コンパレータ （IREV） が外付けボトム ることができます。MODE/PLLINピンが外部クロック・ソース MOSFETをオフし、 インダクタ電流が反転して負になるのを によってドライブされていない場合、FREQ/PLLFLTRピンを 防ぎます。 したがって、 コントローラは不連続で動作します。強 使ってコントローラの動作周波数を250kHz∼750kHzにプロ 制連続動作では、 インダクタ電流を軽負荷または大きな過渡 グラムすることができます。 状態で反転することができます。 ピーク・インダクタ電流は、通 この 常動作と全く同様に、ITHピンの電圧によって決まります。 LTC3851にはフェーズロック・ループ（PLL）が備わっており、 モードでは、軽負荷での効率がBurst Mode動作の場合よりも MODE/PLLINピンに接続された外部クロック・ソースに内部 低くなります。 ただし、連続モードには出力リップルが小さく、 発振器を同期させることができます。 コントローラが同期する オーディオ回路への干渉が少ないという利点があります。 ときは強制連続モードで動作します。PLLのループ・フィルタ として機能する直列RCをFREQ/PLLFLTRピンとGNDの間に MODE/PLLINピンがGNDピンに接続されていると、LTC3851 接続します。 直列RCネットワークと並列に2本目の抵抗が接続 は軽負荷ではPWMパルス・スキップ・モードで動作します。 されていない場合、 コントローラをイネーブルする前に外部ク 非常に軽い負荷では、電流コンパレータ （ICMP） は数サイクル ロックを入力することを推奨します。 クロックを入力する前にコ にわたってトリップしたままになることがあり、外付けのトップ ントローラがイネーブルされると、2本目の抵抗により、極めて MOSFETを同じサイクル数だけオフ状態に強制する （つまり、 低いスイッチング周波数動作が防止されます。 パルスをスキップする） ことがあります。 インダクタ電流を反転 することはできません （不連続動作）。強制連続動作と同様、 出力過電圧保護 このモードでは、Burst Mode動作に比べて出力リップルとオー 過電圧コンパレータOVは、過渡オーバーシュート （10%以上） ディオ・ノイズが小さくなり、RF干渉が減ります。低電流で強制 や、出力に過電圧を生じるおそれのある他のより深刻な状態 連続モードより高い効率が得られますが、Burst Mode動作ほ からデバイスを保護します。 このような場合、過電圧状態が解 ど高くはありません。 消されるまでトップMOSFETはオフし、 ボトムMOSFETはオン します。 3851fb 11 LTC3851 アプリケーション情報 このデータシートの最 初のページの「 標 準 的 応 用例 」は LTC3851の基本的なアプリケーション回路です。LTC3851は DCR（インダクタの抵抗） による検出または低い値の抵抗によ る検出のどちらかを使うように構成することができます。2つの 電流検出方式の選択は、主としてコスト、電力消費および精度 の間の設計上のトレードオフです。DCRによる検出は高価な 電流センス抵抗を省くことができ、特に高電流アプリケーショ ンで電力効率が高いので普及しつつあります。 ただし、電流セ ンス抵抗はコントローラの最も高精度な電流制限を提供しま す。他の外付け部品の選択は負荷要件に基づいて行い、 （もし RSENSEが使われていれば）RSENSEとインダクタ値の選択から 始めます。次に、パワーMOSFETとショットキー・ダイオードを 選択します。最後に入力と出力のコンデンサを選択します。最 初のページに示されている回路は、 最大38VのVINで動作する ように構成設定することができます。 電流制限のプログラミング ILIMピンは3レベル・ロジック入力で、 コントローラの最大電流 制限を設定します。ILIMが接地されていると、電流コンパレー タの最大電流制限スレッショルドは30mVにプログラムされま す。ILIMがフロート状態だと、最大電流制限スレッショルドは 50mVです。ILIMがINTVCCに接続されると、最大電流制限ス レッショルドは75mVに設定されます。 SENSE＋ピンとSENSEピン SENSE＋ピンとSENSEピンは電流コンパレータへの入力で す。電流コンパレータの同相入力電圧範囲は0V∼5.5Vです。 両方のSENSEピンは高インピーダンスの入力で、1μA未満の 小さなベース電流が流れます。SENSEピンが0Vから1.4Vにラ ンプアップするとき、小さなベース電流がSENSEピンから流れ 出します。SENSEピンが5Vから1.1Vにランプダウンするとき、 小さなベース電流がSENSEピンに流れ込みます。電流コンパ レータの高インピーダンス入力により、DCRの精確な検出が 可能です。 ただし、通常動作時にこれらのピンをフロート状態 にしないよう注意してください。 小さな値の抵抗による電流検出 ディスクリート抵抗を使った標準的検出回路を図1に示しま す。RSENSEは必要な出力電流に基づいて選択されます。 VIN INTVCC VIN BOOST TG LTC3851 SW RSENSE VOUT BG GND SENSE+ SENSE– 検出ピンの近くに配置した フィルタ部品 3851 F01 図1. LTC3851で抵抗を使って電流を検出 電流コンパレータの最大スレッショルド （VMAX） はILIMの設 定によって決まります。 インダクタ電流の最大ピークは電流コ ンパレータのスレッショルドによって設定され、最大平均出力 電流（IMAX） は、最大ピーク値からピーク-ピーク間リップル電 流（ΔIL） の1/2を差し引いた値になります。 デバイスと外付け部 品の値のばらつきに対して20%の余裕をもたせると、次式のよ うになります。 RSENSE = 0.8 • VMAX IMAX + ΔIL/2 インダクタのDCRによる検出 できるだけ高い効率を必要とするアプリケーションでは、図2 に示されているように、LTC3851はインダクタのDCR両端の電 圧降下を検出することができます。 インダクタのDCRは小さな 値の銅のDC巻線抵抗を表し、最近の値の低い高電流インダ クタでは1mΩより小さいことがあります。外部R1|| R2 • C1時定 数が正確にL/DCR時定数に等しくなるように選択すると、外 付けコンデンサ両端の電圧降下はインダクタのDCR両端の 電圧降下にR2/（R1＋R2） を掛けたものに等しくなります。 した がって、 目標とするセンス抵抗よりDCRが大きいとき、検出端 子両端の電圧のスケールを設定するのにR2を使うことができ ます。外付けフィルタ部品の仕様を適切に規定するため、 イン ダクタのDCRに関する仕様については、製造元のデータシー トを調べてください。 インダクタのDCRは性能の良いRLCメー ターを使って測定することもできます。 3851fb 12 LTC3851 アプリケーション情報 VIN INTVCC BOOST INDUCTOR TG LTC3851 大きなΔILの値を許容できれば低インダクタンスを使用できま すが、出力電圧リップルが大きくなり、 コア損失が大きくなり ます。 リップル電流を設定するための妥当な出発点はΔIL = 0.3 （I MAX ）です。入力電圧が最大のときにΔI Lが最大になりま す。 VIN L SW DCR VOUT BG GND R1 SENSE+ C1* R2 SENSE– *SENSE＋ピン、SENSEピンの近くにC1を配置 R1||R2 • C1 = L DCR RSENSE(EQ) = DCR 3851 F02 R2 R1 + R2 図2. インダクタのDCRを使った電流モード制御 インダクタの値は2次的な影響も与えます。必要な平均インダ クタ電流が低下した結果、 ピーク電流がRSENSEによって決定 される電流制限の約10%を下回ると、Burst Mode動作への移 行が始まります。 インダクタ値を低くする （ΔILを大きくする） と、 より小さい負荷電流でBurst Modeに移行するので、低電流 動作範囲の上側部分で効率が低下する可能性があります。 Burst Mode動作では、 インダクタンス値が小さくなるとバース ト周波数が増加します。 スロープ補償とインダクタのピーク電流 スロープ補償により、高いデューティ・サイクルでの低調波発 振が防止されるので、固定周波数アーキテクチャの安定性が 得られます。 これはインダクタ電流信号に補償ランプを追加す ることにより内部で実現されます。 このため、一般に40%を超 えるデューティ・サイクルでは最大インダクタ・ピーク電流が減 少します。 ただし、LTC3851には新しい方式が使用されている ので、全デューティ・サイクルにわたり最大インダクタ・ピーク電 流は影響を受けません。 インダクタのコアの選択 Lの値が求まったら、次にインダクタの種類を選択します。高効 率コンバータは低価格の鉄粉コアに見られるコア損失は一般 に許容できないので、 もっと高価なフェライトまたはモリパー マロイのコアを使わざるをえません。 インダクタの値が一定の 場合、実際のコア損失はコア・サイズには依存せず、選択した インダクタンスに大きく依存します。 インダクタンスが増加する とコア損失が低下します。 インダクタンスを大きくするにはワイ ヤの巻数を増やす必要があるため、残念ながら銅損失が増加 します。 インダクタの値の計算 動作周波数が高いほど小さな値のインダクタとコンデンサを 使用できるという意味で、動作周波数とインダクタの選択には 相関関係があります。 周波数が高いほどMOSFETのゲート電 荷による損失のために一般に効率が低下します。 この基本的 なトレードオフに加えて、 リップル電流と低電流動作に対する インダクタ値の影響も考慮しなければなりません。 フェライトを使用した設計ではコア損失がきわめて小さく、高 いスイッチング周波数に適しているため、設計目標を銅損失と 飽和を防ぐことに集中することができます。 フェライト・コアの 材質は 「極度に」飽和します。 つまり、設計電流のピーク値を超 えるとインダクタンスが急激に低下します。 この結果、 インダク タのリップル電流が急激に増加し、 そのため出力電圧リップル が増加します。 コアを飽和させないでください。 インダクタの値はリップル電流に直接影響を与えます。 インダ クタ・リップル電流ΔILは、次式で示されているように、 インダク タンスまたは周波数が高いほど減少し、VINが高いほど増加し ます。 パワーMOSFETとショットキー・ダイオード （オプション） の選択 LTC3851コントローラの外付けパワーMOSFETを2個選択 する必要があります。 トップ（メイン） スイッチ用に1個のNチャ ネルMOSFET、ボトム （同期）スイッチ用に1個のNチャネル MOSFETです。 ΔIL = V 1 VOUT 1– OUT f •L VIN 3851fb 13 LTC3851 アプリケーション情報 ピーク-ピーク間ドライブ・レベルはINTVCC電圧で設定されま す。 この電圧は起動時には標準5Vです。 したがって、 ほとんど のアプリケーションではロジック・レベルのスレッショルドの MOSFETを使用する必要があります。唯一の例外は、低い入 力電圧（VIN < 5V） が想定されている場合、 サブロジック・レベ ルのスレッショルドのMOSFET（VGS（TH）< 3V） を使います。 MOSFETのBVDSSの仕様にも十分注意を払ってください。 ほ とんどのロジック・レベルMOSFETは30V以下に制限されてい ます。 パワーMOSFETの選択基準には、オン抵抗（R DS（ON））、 ミ ラー容量（CMILLER）、入力電圧、 および最大出力電流が含ま は、MOSFETの製造元のデー れます。 ミラー容量（CMILLER） タシートで通常示されているゲート電荷曲線から推定するこ とができます。C MILLERは、曲線がほぼ平らな区間の水平軸 に沿ったゲート電荷の増分を、VDSで規定された電荷で割っ たものに等しくなります。次に、 この結果に、 アプリケーション で与えられるVDSとゲート電荷曲線で規定されたVDSとの比 を掛けます。 このデバイスが連続モードで動作しているときは、 トップMOSFETとボトムMOSFETのデューティ・サイクルは以 下の式で求められます。 VOUT VIN V –V 同期スイッチのデューティ・サイクル = IN OUT VIN メイン・スイッチのデューティ・サイクル = 最大出力電流でのMOSFETの電力損失は次式で求められま す。 PMAIN = VOUT 2 IMAX ) (1+ δ )RDS(ON) + ( VIN ( VIN )2 IMAX (R )(C )• 2 DR MILLER 1 1 + (f) VINTVCC – VTH(MIN) VTH(MIN) V –V 2 PSYNC = IN OUT (IMAX ) (1+ δ )RDS(ON) VIN ここで、δはR DS（ON）の温度係数、R DR（ 約2Ω）はMOSFET のミラー・スレッショルド電圧での実効ドライバ抵抗です。 VTH（MIN）は標準的なMOSFETの最少スレッショルド電圧で す。 トップサイド I2R損失は両方のMOSFETに共通していますが、 Nチャネルの式には追加の遷移損失の項があり、 これは入力 電圧が高いときに最も大きくなります。V IN < 20Vでは、高電 流のときの効率は一般に大型MOSFETを使用すると向上し ますが、VIN > 20Vでは遷移損失が急激に増加し、実際には CMILLERが小さくてRDS（ON）が大きなデバイスを使用する方 が効率が高くなるポイントにまで達します。 同期MOSFETの損 失は、 トップ･スイッチのデューティ・ファクタが低くなる高入力 電圧時、 または同期スイッチが周期の100%近くオンになる短 絡時に最大になります。 特定のMOSFETの（1＋δ）の項は、一般に正規化された と温度の関係を示す曲線から得られますが、低電圧 RDS（ON） のMOSFETの近似値としてδ = 0.005/℃を使用することができ ます。 オプションのショットキー・ダイオードは、2 個 のパワー MOSFETの導通期間のデッドタイム中に導通します。 これに よって、 ボトムMOSFETのボディー・ダイオードがデッドタイム 中にオンして電荷を蓄積するのを防止し、逆回復時間を不要 にします。逆回復時間により、VINが高いときに効率が最大3% 低下することがあります。1A∼3Aのショットキー・ダイオード は、平均電流が比較的小さいため一般にサイズが適当です。 これより大きなダイオードは接合容量が大きいため遷移損失 が増加します。 ソフトスタートとトラッキング LTC3851にはコンデンサを使って自己でソフトスタートを行う か、 または別のチャネルや外部電源の出力をトラッキングする 能力があります。LTC3851を自己でソフトスタートするように 構成するときは、 コンデンサをそのTK/SSピンに接続します。 LTC3851はRUNピンの電圧が1.25Vより低いとシャットダウン 状態になります。 このシャットダウン状態では、TK/SSピンがア クティブにグランドに引き下げられます。 RUNピンの電圧が1.25Vを超えるとLTC3851が起動します。 次 いで、1μAのソフトスタート電流がそのソフトスタート・コンデン サの充電を開始します。 ソフトスタートまたはトラッキングはコ ントローラの最大出力電流を制限することによってではなく、 TK/SSピンのランプ・レートに従って出力ランプ電圧を制限す ることによって実現されることに注意してください。 スムースな ソフトスタートまたはトラッキングを保証するため、電流フォー ルドバックはこのフェーズの間ディスエーブルされます。 ソフト 3851fb 14 LTC3851 アプリケーション情報 スタートまたはトラッキングの範囲は、TK/SSピンで0V∼0.8V です。合計ソフトスタート時間は次のように算出できます。 t SOFT-START = 0.8 • CSS 1.0μA MODE/PLLINピンで選択されたモードに関係なく、 レギュ レータはTK/SS= 0.64Vまでは常にパルス・スキップ・モードで 起動します。TK/SS = 0.64V∼0.72Vでは強制連続モードで動 作し、TK/SS > 0.72Vになると選択されたモードに復帰します。 80mVの強制連続モード時は出力リップルが最小限に抑えら れます。 レギュレータが別の電源をトラッキングするように構成される と、 その別の電源の帰還電圧が抵抗分割器によって再現さ れ、TK/SSピンに印加されます。 したがって、 このピンの電圧ラ ンプ・レートは他の電源の電圧のランプ・レートによって決ま ります。 ソフトスタート・コンデンサの小さな充電電流が常に 流れており、小さなオフセット誤差が生じることに注意してくだ さい。 この誤差を最小限に抑えるために、 トラッキング抵抗分 割器の値をこの誤差を無視できるほど小さくすることができま す。 ソフトスタート・フェーズ終了後に別の電源をトラックダウン するには、MODE/PLLINをINTV CCに接続することにより、 LTC3851を強制連続動作に構成設定する必要があります。 出力電圧のトラッキング LTC3851を使うと、 ユーザーはTK/SSピンを使って、 その出力 がどのようにランプアップ/ランプダウンするかをプログラムす ることができます。 このピンを介して、図3に示されているよう に、別の電源の出力を同時トラッキング、 または比例トラッキ ングするように出力を設定することができます。以下の説明 では、VMASTERはマスタ電源を指し、VOUTはスレーブ電源と してのLTC3851の出力を指します。図3aの同時トラッキングを 実現するには、抵抗分割器をVMASTERに接続し、 その中間点 をLTC3851のTK/SSピンに接続します。 この分割器の比は図 4aに示されているLTC3851の帰還分割器の比と同じになる ように選択します。 このトラッキング・モードでは、VMASTERは 比例トラッキングを実 VOUTより高く設定する必要があります。 現するには、VMASTERに接続される抵抗分割器の比を次のよ うに決めます。 VOUT VMASTER = R2 R3+R4 R4 R1+R2 では、 どのモードをプログラムすべきでしょうか。図4のどちらの モードも実際のほとんどのアプリケーションに使えますが、 同 時モードの方が出力が安定します。図5の助けを借りると、 この 概念をよく理解することができます。 エラーアンプの入力段で は、等価リファレンス電圧をクランプするのにアノードを共通 接続した2個のダイオードが使われており、 シフトされた同相 電圧を整合させるのに別のダイオードが1個使われています。 上側の2つの電流源の振幅は同じです。 VOUT VMASTER OUTPUT VOLTAGE OUTPUT VOLTAGE VMASTER VOUT TIME TIME （3a）同時トラッキング 3851 F03 （3b）比例トラッキング 図3. 出力電圧トラッキングの2つの異なるモード 3851fb 15 LTC3851 アプリケーション情報 VMASTER VOUT R3 TO TK/SS PIN TO VFB PIN R4 R3 R4 VMASTER TO TK/SS PIN VOUT R1 R2 TO VFB PIN R3 R4 3851 F04 （4a） 同時トラッキングの設定 （4b） 比例トラッキングの設定 図4. 同時トラッキングと比例トラッキングの設定 I I + D1 D2 EA TK/SS 0.8V VFB – D3 3851 F05 図5. エラーアンプの等価入力回路 同時モードでは、TK/SS電圧は定常状態で0.8Vよりかなり高 く、効果的にD1をオフします。 したがって、D2とD3は同じ電流 を流し、VFBと0.8Vの高精度内部リファレンスを厳密に整合さ せます。 ただし、 比例モードでは、定常状態でもTK/SSは0.8V に等しくなります。D1はバイアス電流の一部を分流させてVFB を0.8Vよりもわずかに低くします。 この誤差はダイオードの指数関数的なI-V特性によって最小 限に抑えられますが、 出力電圧に有限の偏りを生じます。 さら に、 マスタ電源の出力がダイナミックに変化するとき （たとえ ば、負荷過渡時）、 スレーブ・チャネルの出力も影響を受けま す。 出力をさらに安定化するには、 比例トラッキング・モードの 代わりに、 同時トラッキング・モードを使います。 INTVCCレギュレータ LTC3851はPMOS低損失リニア・レギュレータ （LDO） を備え ており、VIN電源からINTVCCに電力を供給します。INTVCCは ゲート・ドライバとLTC3851の内部回路のほとんどに電力を供 給します。LDOはINTVCCピンの電圧を5Vに安定化します。 LDOは50mAのピーク電流を供給することができ、最小2.2μF のセラミック・コンデンサまたは低ESR電解コンデンサでグラ ンドにバイパスする必要があります。 どんな種類のバルク・コ ンデンサを使うにしろ、追加の0.1μFセラミック・コンデンサを INTVCCピンとGNDピンに隣接して接続することを強く推奨し ます。MOSFETゲート・ドライバが必要とする大きな過渡電流 を供給するには、十分なバイパスが必要です。 大きなMOSFETが高い周波数でドライブされる高入力電圧 アプリケーションでは、LTC3851の最大接合部温度定格を 超えるおそれがあります。 ゲート充電電流によって左右される INTVCC電流は、5VのLDOによって供給されます。 この場合のデバイスの電力損失は最高となり、VIN • IINTVCC にほぼ等しくなります。 「効率に関する検討事項」 で説明されて いるように、 ゲート充電電流は動作周波数に依存します。接合 部温度は 「電気的特性」 のNote 3に示されている式を使って 推定することができます。 たとえば、LTC3851のINTV CC電流 は、GNパッケージの場合、36V電源では14mA以下に制限さ れます。 TJ = 70℃＋(14mA)(36V)(110℃/W) = 125℃ 最大接合部温度を超えないようにするには、最大VINでの連 続導通モード （MODE/PLLIN = INTVCC）動作時の入力電源 電流をチェックする必要があります。 トップサイドMOSFETドライバの電源（CB、DB） BOOSTピンに接続した外付けブートストラップ・コンデンサ C Bは、 トップサイドMOSFETのゲート・ドライブ電圧を供給 します。SWピンが L のとき、 「 機能図」のコンデンサC Bが INTV CCから外部ダイオードD Bを介して充電されます。 トッ プサイドMOSFETをオンするとき、 ドライバはそのMOSFET のゲート-ソース間にC B 電 圧を印 加します。これによって MOSFETが導通し、 トップサイド・スイッチがオンします。 スイッ チ・ノード電圧（SW） がVINまで上昇し、BOOSTピンが続いて 3851fb 16 LTC3851 アプリケーション情報 上昇します。 トップサイドMOSFETがオンしているとき、 ブース ト電圧は入力電源より高くなります。 VBOOST = VIN＋VINTVCC 昇圧コンデンサCBの値としてはトップサイドMOSFETの全入 力容量の100倍が必要です。外付けショットキー・ダイオード の逆ブレークダウン電圧はVIN（MAX）より大きくなければなり ません。 低電圧ロックアウト LTC3851には低電圧状態の場合にコントローラを保護するの に役立つ2つの機能が備わっています。高精度UVLOコンパ レータは常時INTVCC電圧をモニタして、 ゲート・ドライブ電圧 が適切であることを確認します。INTVCCが3.2Vを下回ると、 ス イッチング動作をロックアウトします。INTVCCに撹乱が生じた とき発振を防ぐため、UVLOコンパレータには400mVの高精 度ヒステリシスがあります。 低電圧状態を検出する別の方法はVIN電源をモニタすること です。 RUNピンには1.25Vの高精度ターンオン・リファレンスが 備わっているので、VINが十分高いとき、VINに接続した抵抗 分割器を使ってデバイスをオンすることができます。 CINの選択 連続モードでは、 トップNチャネルMOSFETのソース電流は、 デューティ・サイクルがVOUT/VINの方形波になります。大きな 過渡電圧を防止するには、最大RMS電流に対応できるサイズ の低ESR入力コンデンサを使用する必要があります。 コンデン サの最大RMS電流は次式で求められます。 V V IRMS ≅IO(MAX) OUT IN – 1 VIN VOUT 1/2 この式はVIN = 2VOUTで最大値をとり、IRMS = IO（MAX）/2と なります。大きく変化させてもそれほど状況が改善されないた め、一般にはこの単純なワーストケース条件が設計に使用さ れます。多くの場合、 コンデンサの製造元はリップル電流定格 をわずか2000時間の寿命時間によって規定しています。 この ため、 コンデンサをさらにディレーティングする、 つまり要求条 件よりも高い温度定格のコンデンサを選択することを推奨し ます。 サイズまたは高さの設計要件を満たすため、複数のコン デンサを並列に接続することもできます。疑問点については必 ず製造元に問い合わせてください。 COUTの選択 COUTは、主に電圧リップルを最小限に抑えるのに必要な等価 直列抵抗（ESR） に基づいて選択します。連続モードでの出力 リップル （ΔVOUT） は次式で求められます。 1 ΔVOUT ≈ � IL ESR+ 8fCOUT ここで、f = 動作周波数、COUT = 出力容量、ΔIL = インダクタの リップル電流です。ΔI Lは入力電圧に応じて増加するので、出 力リップルは入力電圧が最大のとき最大になります。COUTの ESR要件を満たせば、一般にRMS電流定格はIRIPPLE（P-P）の 要件をはるかに上回ります。ΔIL = 0.3IOUT（MAX）のとき、 リップ ルの2/3がESRに起因することを考慮すると、ILIMピンをフロー ト状態に構成設定して以下の条件を仮定すれば、最大VINで の出力リップルは50mVより小さくなります。 COUTが必要とするESR < 2.2RSENSE COUT > 1 8fRSENSE 最初の条件は出力コンデンサのESRに流れ込むリップル電流 に関係し、2番目の条件は出力容量がリップル電流のために 動作周波数の周期内に大きく放電しないことを保証します。小 さな出力容量を選択すると、放電の項のためにリップル電圧 が上昇しますが、 これはESRが非常に小さいコンデンサを使 用して補償することができ、 リップル電圧を50mV以下に抑え ることができます。I THピンのOPTI-LOOPの補償部品を最適 化すると、選択した出力コンデンサに関係なく、安定した高性 能過渡応答を実現することができます。 負荷過渡電流が大きいアプリケーションのための出力コンデ ンサの選択は、主に負荷の電圧許容差の仕様で決まります。 コンデンサの抵抗成分（ESR） 負荷電流変動に出力電圧リッ プルを加算した値は、 負荷の電圧許容差の範囲内になければ なりません。 3851fb 17 LTC3851 アプリケーション情報 負荷電流ステップにより、必要なESRは次のようになります。 RESR ≤ V I ここでΔIは最大負荷からゼロ負荷（つまり最小負荷）への電 流変化、ΔVは （有限の容量による垂下を含まない）許容電圧 変化です。 必要な容量の大きさは、 インダクタに蓄えられた最大エネル ギーによって決まります。 この容量は、高電流から低電流への 遷移が発生したときのインダクタ電流の変化を吸収するのに 十分な大きさでなければなりません。逆の負荷電流遷移は、 一般に制御ループOPTI-LOOP部品によって決まるので、過剰 に補償して応答が遅くならないように注意してください。 インダ クタのエネルギーを十分吸収することを保証する最小容量は 次のとおりです。 COUT > L ( ΔI) 2 2 ( ΔV ) VOUT ここで、ΔIは負荷電流の変化です。 ニチコン、United Chemi-Con、三洋電機などの製造元の高性 能スルーホール・コンデンサを検討することができます。三洋 製のOS-CON半導体電解コンデンサは、 アルミニウム電解コ ンデンサの中でESRとサイズの積が最も小さいものですが、 い くらか価格が高くなります。OS-CONコンデンサと並列にセラ ミック・コンデンサを追加して、 インダクタンスの影響を減らす ことを推奨します。 デンサのAVX TPS、AVX TPSVまたはKEMET T510シリーズ が最適で、 ケース高さが1.5mm∼4.1mmのものが供給されて います。 リップル電流定格、温度、 および長期信頼性を考慮し た場合、 コスト重視のアプリケーションにはアルミニウム電解 コンデンサを使用できます。標準的なアプリケーションでは、 数個ないし多数のアルミニウム電解コンデンサを並列に接続 する必要があります。上述のコンデンサを組み合わせれば、多 くの場合最大限の性能が得られ、全体的なコストが最小限に 抑えられます。他のタイプのコンデンサとしては、 ニチコンのPL シリーズ、NECのNeocap、 パナソニックのSP、 およびSpragueの 595Dシリーズがあります。 その他の具体的な推奨品について は製造元にお問い合わせください。 全ての部品と同様に、理想的なコンデンサはありません。 どの コンデンサにも、 それぞれの利点と限界があります。異なるタイ プのコンデンサを組み合わせるのは、非常に経済的な解決策 であることが分かっています。 また、高周波デカップリング・コ ンデンサを含めるのも忘れないでください。 これらのコンデン サは、負荷の電源ピンにできる限り近づけて配置しなければ なりません。回路ボード・トレースにインダクタンスが存在する と、 これらの有用性が損なわれます。 出力電圧の設定 LTC3851の出力電圧は、図6に示されているように、 出力両端 に注意深く配置した外付け帰還抵抗分割器によって設定さ れます。安定化された出力電圧は次式によって決まります。 R VOUT = 0.8V 1+ B RA 過渡応答を改善するには、 フィードフォワード・コンデンサ 表面実装アプリケーションでは、ESR、RMS電流処理および を使うことができます。V FBラインはインダクタやSWラ 負荷ステップの仕様によっては、並列に複数のコンデンサを （C FF） 必要とする可能性があります。 アルミニウム電解コンデンサ、 インなどのノイズ源から離して配線するように十分注意してく ださい。 乾式タンタル・コンデンサおよび特殊ポリマー・コンデンサが 表面実装型パッケージで提供されています。特殊ポリマー表 面実装コンデンサは、ESRは非常に低いのですが、体積あた VOUT りの容量性密度は他のタイプのコンデンサよりもはるかに低 RB CFF LTC3851 くなっています。 これらのコンデンサは非常に費用対効果の優 VFB れた出力コンデンサとして利用でき、 ループ帯域幅の広いコン RA トローラと組み合わせるのに最適です。 タンタル・コンデンサは 最高の容量密度をもち、制御されたソフトスタート機能を備え たスイッチング・レギュレータ用の出力コンデンサとしてよく使 用されます。 サージ試験が実施された表面実装タンタル・コン 図6. 出力電圧のセトリング 3851 F06 3851fb 18 LTC3851 アプリケーション情報 フォールト状態：電流制限と電流フォールドバック LTC3851には出力がグランドに短絡したとき負荷電流を制限 する電流フォールドバック機能が備わっています。出力が公 称出力レベルの40%を下回ると、最大検出電圧はそのプログ ラムされた最大値からその値の約25%まで徐々に低下しま す。 フォールドバック電流制限はソフトスタートまたはトラッキ ングの間はディスエーブルされます。 デューティ・サイクルが非 常に低いときの短絡状態では、LTC3851は短絡電流を制限 するためにサイクル・スキップを開始します。 この状況ではボ トムMOSFETが大半の電力を消費しますが、通常動作時よ りも少なくなります。短絡時のリップル電流は、次式のように、 LTC3851の最小オン時間tON（MIN） （約90ns）、入力電圧、 およ びインダクタ値によって決まります。 ΔIL(SC) � tON(MIN) • VIN L その結果生じる短絡電流は次式で求められます。 ISC = 1/4MaxVSENSE 1 – IL(SC) 2 RSENSE スイッチング周波数のプログラミング LT C 3 8 5 1 のスイッチング周 波 数を設 定するには、抵 抗 （R FREQ） をFREQ/PLLFLTRとGNDの間に接続します。発振 周波数とRFREQの関係を図7に示します。0.1μFバイパス・コン デンサをRFREQに並列に接続します。 750 フェーズロック・ループと周波数同期 LTC3851には電圧制御発振器（VCO） と位相検出器で構成さ れるフェーズロック・ループ （PLL） が内蔵されています。 これに より、 トップMOSFETのターンオンを、MODE/PLLINピンに印 加された外部クロック信号の立上りエッジにロックさせること ができます。 この位相検出器はエッジに反応するデジタル・タ イプで、外部発振器と内部発振器の位相のずれをゼロ度に します。 このタイプの位相検出器は、外部クロックの高調波に 誤ってロックすることがありません。 位相検出器の出力は、FREQ/PLLFLTRピンに接続された外 部フィルタ・ネットワークを充放電する1対の相補型電流源で す。LTC3851は周波数がLTC3851の内部VCOの範囲内の外 部クロックにだけ同期することができることに注意してくださ い。 この周波数は250kHz∼750kHzとなることが保証されてい ます。簡略ブロック図を図8に示します。 外部クロックの周波数が内部発振器の周波数（fOSC） より高 いと、電流が位相検出器の出力から連続的にシンクされ、 FREQ/PLLFLTRピンをプルダウンします。外部クロックの周 波数がf OSCより低いと、電流は連続的にソースされ、FREQ/ PLLFLTRピンをプルアップします。外部周波数と内部周波数 が等しくても位相が異なると、位相差に対応した時間だけ電 流源がオンします。FREQ/PLLFLTRピンの電圧は、 内部発信 器と外部発振器の位相と周波数が等しくなるまで調整されま す。安定した動作点では、位相検出器の出力はハイ・インピー ダンスになり、 フィルタ・コンデンサCLPがその電圧を保持しま す。 OSCILLATOR FREQUENCY (kHz) 700 650 2.7V 600 RLP CLP 550 500 450 400 EXTERNAL OSCILLATOR 350 300 250 20 40 60 80 100 RFREQ (k) 120 140 MODE/ PLLIN FREQ/PLLFLTR DIGITAL PHASE/ FREQUENCY DETECTOR VCO 160 3851 F07 図7. FREQ/PLLFLTRピンとGNDの間に接続された抵抗と 発振周波数の関係 3851 F08 図8. フェーズロック・ループのブロック図 3851fb 19 LTC3851 アプリケーション情報 ループ・フィルタの部品（C LPとR LP） により、位相検出器から の電流パルスが平滑化され、安定した入力が電圧制御発振 器に供給されます。 フィルタ部品のCLPとRLPにより、 ループが ロックする速度が決定されます。一般に、RLPは1k∼10k、CLP は2200pF∼0.01μFです。 LTC3851がイネーブルされる前に外部発振器がアクティブ になると、前述のパラグラフで述べたように内部発振周波数 が外部発振周波数をトラッキングします。外部発振器がアク ティブになる前にLTC3851がイネーブルされる場合には、約 50kHzの低い自走発振周波数になります。RLPとCLPに並列に 2本目の抵抗を接続することにより、 この同期前の自走周波数 を上げることができます。 この2本目の抵抗も内部発振信号と 外部発振信号の間に位相差を生じます。位相差の大きさは2 本目の抵抗の値に反比例します。 外部クロック入力の （MODE/PLLINピンの） H のスレッショ ルドは公称1.6V、入力 L のスレッショルドは公称1.2Vです。 最小オン時間に関する検討事項 最小オン時間tON（MIN）は、LTC3851がトップMOSFETをオン することができる最小時間です。 これは内部タイミング遅延と トップMOSFETをオンするのに必要なゲート電荷の量によっ て決まります。低デューティ・サイクルのアプリケーションでは、 この最小オン時間の制限値に接近する可能性があるので、次 の条件を満たすように注意が必要です。 tON(MIN) < VOUT VIN (f) デューティ・サイクルが最小オン時間で対応可能な値より低く なると、 コントローラはサイクル・スキップを開始します。 出力電 圧は引き続き安定化されますが、 リップル電圧とリップル電流 が増加します。 LTC3851の最小オン時間は約90nsです。 ただし、 ピーク検出 電圧が低下するにつれ、最小オン時間が徐々に増加します。 これは、軽負荷でリップル電流が小さい強制連続アプリケー ションで特に懸念される点です。 この状況でデューティ・サイ クルが最小オン時間の制限値を下回ると、大きなサイクル・ス キップが発生するおそれがあり、 それに対応して電流および 電圧リップルが大きくなります。 効率に関する検討事項 スイッチング・レギュレータのパーセント効率は、 出力電力を入 力電力で割って100%を掛けたものに等しくなります。個々の 損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、 また何が 変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合がよ くあります。 パーセント表示の効率は次式で表すことができま す。 %効率 = 100%−（L1＋L2＋L3＋...） ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表し た個々の損失です。 回路内の電力を消費する全ての要素で損失が生じますが、 LTC3851の回路の損失の大部分は通常4つの主な損失要因 によって生じます。1） デバイスのV IN 電流、2）INTV CCレギュ 2 レータ電流、3）I R損失、4） トップサイドMOSFETの遷移損失 です。 1. VIN電流は 「電気的特性」 の表に記載されているDC電源電 流であり、MOSFETドライバ電流は含まれません。VIN電流 による損失は一般に大きくはありません （0.1%未満）。 2. INTV CC電流はMOSFETドライバ電流と制御電流の和で す。MOSFETドライバ電流はパワーMOSFETのゲート容量 をスイッチングすることによって流れます。MOSFETのゲート が L から H 、 そして再び L に切り替わる度に、INTVCC からグランドに微小電荷dQが移動します。 それによって生 じるdQ/dtはINTVCCから流出する電流であり、一般に制御 回路の電流よりはるかに大きくなります。連続モードでは、 I GATECHG = f（QT＋QB） です。 ここで、QTとQBはトップサイ ドMOSFETとボトムサイドMOSFETのゲート電荷です。 ヒューズ、MOSFET、 3. I 2 R損失は（もし使用されていれば） インダクタ、電流センス抵抗の各DC抵抗から予測されま す。連続モードでは、LやRSENSEに平均出力電流が流れま すが、 トップサイドMOSFETと同期MOSFETの間で「こま 切れ」にされます。2個のMOSFETのR DS（ON）がほぼ同じ 場合、 片方のMOSFETの抵抗にLの抵抗とR SENSEを加算 するだけでI 2 R損失を求めることができます。たとえば、各 R DS（ON）= 10mΩ、DCR = 10mΩ、RSENSE = 5mΩであれ ば、全抵抗は25mΩです。 この結果、5V出力の場合に出力 3851fb 20 LTC3851 アプリケーション情報 電流が3Aから15Aまで増加すると損失は2%∼8%、 あるい は3.3V出力では3%∼12%の範囲になります。外付け部品と 出力電力レベルが同じ場合は、 効率はVOUTの2乗に反比例 して変化します。高性能デジタル・システムでは、要求される 出力電圧はますます低下し電流は増加しているので、 その 相乗効果により、 スイッチング・レギュレータ・システムの各 損失要因の重要性は2倍ではなく4倍になっています。 4. 遷移損失はトップサイドMOSFETにのみ適用され、 しかも 高入力電圧（通常15V以上） で動作しているときに限って大 きくなります。遷移損失は次式から推定できます。 遷移損失 =（ 1.7）VIN2 • IO（MAX）• CRSS • f 銅トレースやバッテリの内部抵抗など他の 「隠れた」損失は、 携帯用システムではさらに5%∼10%の効率低下を生じる可 能性があります。 これらの「システム」 レベルの損失を設計段 内部バッテリとヒューズの 階で含めることが非常に重要です。 抵抗損失は、CINがスイッチング周波数において適切な電荷 蓄積と非常に低いESRをもっているようにすれば最小限に抑 えることができます。25W電源は一般にESRが最大20mΩ∼ 50mΩの最小20μF∼40μFの容量を必要とします。 デッドタイム 中のショットキー・ダイオードの導通損失やインダクタのコア 損失などその他の損失は一般に追加される全損失の2%未満 にしかなりません。 過渡応答のチェック レギュレータのループ応答は負荷電流過渡応答を観察すれ ばチェックできます。スイッチング・レギュレータはDC（抵抗 性）負荷電流のステップに応答するのに数サイクルを要しま す。 負荷ステップが生じると、 VOUTはΔILOAD • ESRに等しい量 だけシフトします。 ここで、ESRはCOUTの等価直列抵抗です。 また、ΔILOADにより、COUTが充電または放電を開始して帰還 誤差信号を生じ、 レギュレータが電流変化に適応してV OUT をその定常状態の値に戻すように強制します。 この回復期間に （安定性に問題があることを示す）過度のオーバーシュート やリンギングが発生しないかVOUTをモニタすることができま す。ITHピンが備わっているので制御ループ動作を最適化でき るだけでなく、DC結合され、ACフィルタを通した閉ループ応 答のテスト・ポイントも得られます。 このテスト・ポイントでのDC ステップ、立上り時間、 およびセトリングは、真に閉ループ応答 を反映します。2次特性が支配的なシステムを想定すれば、位 相マージンや減衰係数はこのピンで見られるオーバーシュー トのパーセンテージを使って推定することができます。 このピ ンの立上り時間を調べることにより、帯域幅も推定できます。 「標準的応用例」の回路に示されているI THピンの外付け部 品はほとんどのアプリケーションにおいて妥当な出発点となり ます。 ITHの直列RC-CCフィルタにより、支配的なポール-ゼロ・ルー プ補償が設定されます。 これらの値は、 プリント基板のレイアウ トを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容量値を決定し たら、過渡応答を最適化するために多少は （推奨値の0.5倍∼ 2倍）変更することができます。 出力コンデンサのさまざまな種 類と値によってループの利得と位相が決まるので、 まず出力コ ンデンサを選択する必要があります。立上り時間が1μs∼10μs の最大負荷電流の20%∼80%の出力電流パルスによって発 生する出力電圧波形とI THピンの波形により、帰還ループを開 くことなく全体的なループの安定性を判断することができま す。現実的な負荷ステップを発生させる実用的な方法として、 出力コンデンサの両端に直接パワーMOSFETを接続し、適 当な信号発生器でそのゲートをドライブします。 出力電流のス テップ変化によって生じる初期出力電圧ステップは帰還ルー プの帯域幅内にない場合があるため、位相マージンを決定す るのにこの信号を使用することはできません。 このため、ITHピ ンの信号を調べる方が確実です。 この信号は帰還ループ内に あり、 フィルタを通して補償された制御ループ応答です。 ルー プの帯域中央の利得はRCを大きくすると増加し、 ループの帯 域幅はCCを小さくすると拡大します。CCを減少させるのと同じ 比率でRCを増加させるとゼロの周波数は変化しないので、帰 還ループの最も重要な周波数範囲で位相シフトが一定に保 たれます。出力電圧のセトリング動作は閉ループ・システムの 安定性に関係し、電源全体の実際の性能を表します。 次に、大容量の （>1μF）電源バイパス・コンデンサが接続され ている負荷のスイッチが入れられると、 さらに大きな過渡が発 生します。放電しきったバイパス・コンデンサが実質的にCOUT と並列接続状態になるため、VOUTが急速に降下します。 負荷 スイッチの抵抗が小さく、 しかも瞬間的にドライブされると、 ど んなレギュレータでも出力電圧の急激なステップ変化を防止 できるほど素早く電流供給を変えることはできません。CLOAD 対COUTの比率が1：50より大きい場合は、 スイッチの立上り時 間を制御して、 負荷の立上り時間を約25 • CLOADに制限しな ければなりません。 したがって、10μFのコンデンサでは250μs の立上り時間が必要で、充電電流は約200mAに制限されま す。 3851fb 21 LTC3851 アプリケーション情報 PCボードのレイアウトのチェックリスト PCボードをレイアウトするときは、以下のチェックリストを使用 してLTC3851が正しく動作するようにします。 これらの項目は 図9のレイアウト図にもイラストで示してあります。 レイアウトで 以下の項目をチェックしてください。 2. VFBピンは帰還抵抗に直接接続されていますか。抵抗分割 器（R1、R2） は、COUTの （＋） プレートと信号グランドの間に 接続しなければなりません。LTC3851に可能な限り近づけ て47pF∼100pFのコンデンサを接続してください。帰還抵抗 の位置がLTC3851から離れすぎないよう注意してください。 VFBラインは、 スルーレートの高い他のノードの近くには配 線しないでください。 1. ボードの信号グランドと電源グランドが分離されています か。LTC3851のGNDピンは、入力コンデンサの近くでグラン ド・プレーンに接続してください。低電流グランド・ラインや 信号グランド・ラインは一点でGNDピンに直接接続します。 同期MOSFETのソース・ピンは、入力コンデンサのグランド に接続しなければなりません。 3. SENSEピンとSENSE＋ピンは最小限の基板トレース間隔 で一緒に配線されていますか。SENSE＋とSENSEの間の フィルタ・コンデンサはできるだけLTC3851に近づけて配置 します。図10に示すケルビン接続を使って高精度な電流検 出を確実に行います。直列抵抗をSENSEラインに追加して ノイズ除去を向上させ、R SENSEのESLを補償することがで きます。 + 1 RFREQ 2 3 CSS RC 4 CC CC2 47pF 5 6 1000pF 10Ω MODE/PLLIN SW FREQ/PLLFLTR TG RUN BOOST LTC3851 TK/SS VIN ITH INTVCC VFB BG 7 SENSE– GND 8 SENSE+ ILIM 16 15 M1 CIN + 0.1µF CB 14 VIN 13 DB 12 11 + M2 4.7µF 10 – 9 L1 10Ω – R1 + R2 COUT VOUT RSENSE 3851 F09 + 図9. LTC3851のレイアウト図 3851fb 22 LTC3851 アプリケーション情報 高電流経路 3851 F10 電流センス抵抗 （RSENSE） SENSE+ SENSE– 図10. ケルビン検出RSENSE 4. C INの（＋）端子をできる限りトップサイドMOSFETのド レインに近づけて接続していますか。このコンデンサは MOSFETにAC電流を供給します。 5. INTVCCデカップリング・コンデンサがINTVCCとGNDの間 で、 ピンに近づけて接続されていますか。 このコンデンサは MOSFETドライバのピーク電流を供給します。1μFセラミッ ク・コンデンサを1個INTV CCピンとGNDピンに隣接して追 加すると、 ノイズ性能を改善できます。 6. スイッチング・ノード （SW）、 トップ・ゲート・ノード （TG）、 およ びブースト・ノード （BOOST） を敏感な小信号ノード、特に電 圧および電流検出帰還ピンから遠ざけてください。 これらの 全てのノードには、非常に大きく高速に移動する信号があ るので、LTC3851EGNの 「出力側」 （ピン9∼ピン16） にし、PC トレース面積を最小限にしなければなりません。 PCボード・レイアウトのデバッグ 回路をテストするとき、DC-50MHzの電流プローブを使用して インダクタの電流をモニタすると便利です。 出力スイッチング・ ノード （SWピン） をモニタしてオシロスコープを内部発振器に 同期させ、実際の出力電圧も調べてください。 アプリケーショ ンで予想される動作電圧および電流範囲で適切な性能が出 ているかチェックします。 ドロップアウト電圧までの入力電圧 範囲にわたって、 さらに出力負荷が低電流動作スレッショルド （標準でBurst Mode動作の最大設計電流レベルの10%） を 下回るまで動作周波数が保たれなければなりません。 デューティ・サイクルのパーセンテージは、適切に設計された 低ノイズのPCBにおいては全てのサイクルで維持されます。低 調波の周期でデューティ・サイクルが変動する場合、電流検出 入力または電圧検出入力でノイズを拾っているか、 またはルー プ補償が適切でない可能性があります。 レギュレータの帯域 幅の最適化が必要なければ、 ループの過補償を用いてPCレ イアウトの不備を補うことができます。 V INを公称レベルから下げて、 ドロップアウト状態のレギュ レータ動作を検証します。出力をモニタしながらさらにVINを 下げて動作を確認し、 低電圧ロックアウト回路の動作をチェッ クします。 出力電流が大きいとき、 あるいは入力電圧が高いときにしか 問題がないかどうか調べます。入力電圧が高くかつ出力電流 が小さいときに問題が発生する場合は、BOOST、 SW、TGお よびBGの各接続と、敏感な電圧ピンおよび電流ピンとの間の 容量性結合を調べます。電流検出ピン間に接続するコンデン サは、 デバイスのピンのすぐ近くに配置する必要があります。 こ のコンデンサは高周波容量性結合による差動ノイズの混入の 影響を最小限に抑えるのに有効です。入力電圧が低くかつ電 ショッ 流出力負荷が大きいときに問題が起こる場合は、CIN、 トキー・ダイオード、 およびトップMOSFETと、敏感な電流およ び電圧検出トレースとの誘導性結合を調べます。 さらに、 これ らの部品とデバイスのGNDピンの間の共通グランド経路の電 圧ピックアップも調べてください。 設計例 設計例として、VIN = 12V（ 公称）、VIN = 22V（ 最大）、VOUT =1.8V、IMAX = 5A、f = 250kHzと仮定します。図13を参照して ください。 30%のリップル電流を想定して、 まずインダクタンス値を選択 します。 リップル電流の最大値は最大入力電圧で発生します。 160k抵抗をFREQ/PLLFLTRピンとGNDピンの間に接続し、 250kHz動作に設定します。30%のリップル電流の場合、最小 インダクタンスは次式のとおりです。 ΔIL = V 1 VOUT 1− OUT VIN ( f) (L) 3851fb 23 LTC3851 アプリケーション情報 4.7μHのインダクタでは28%のリップル電流が生じ、3.3μHでは 40%となります。 インダクタ値が3.3μHでは、 ピーク・インダクタ 電流は、最大DC値にリップル電流の半分を加えた値（つまり 6A） になります。 リップル電流を増やすと、90nsの最小オン時 間に違反しないようにする効果もあります。最小オン時間は以 下のとおり最大VINで発生します。 tON(MIN) = VOUT VIN(MAX) ( f ) = 1.8V = 327ns 22V ( 250kHz ) RSENSE抵抗値は、ILIMをINTVCCに接続し、最大電流検出電 圧の規定値を使い、 いくらかの許容差を考慮に入れて計算す ることができます。ILIMをINTVCCに接続します。 75mV RSENSE ≤ = 0.0125Ω,したがって、 0.01Ωを選択します。 6A 1%抵抗を選択すると、 R1 = 25.5kおよびR2 = 32.4kのとき出力 電圧は1.816Vになります。 トップサイドMOSFETの電力損失は容易に推定できます。 FairchildのFDS6982SデュアルMOSFETを選択すると、 RDS（ON）= 0.035Ω/0.022Ω、CMILLER = 215pFとなります。T （推定値）= 50℃で最大入力電圧の場合、次のようになりま す。 PMAIN = グランドへの短絡によって、次のようなフォールドバック電流 が流れます。 ISC = 29mV 1 90ns ( 22V ) = 2.02A – 0.0125Ω 2 3.3μH ただし、R DS（ON）は標準的な値で、δ =（ 0.005/℃） （ 25℃）= 0.125です。 その結果生じるボトムMOSFETの電力損失は次の とおりです。 22V (2.02A )2 (1.125)(0.022Ω) 22V = 101.0mW PSYNC = これは最大負荷状態での値より小さい値です。 C INには全温度範囲で少なくとも3AのRMS電流定格のもの を選択します。出力リップルを下げるために、ESRが0.02Ωの COUTを選択します。連続モードでの出力リップルは入力電圧 が最大のときに最大になります。ESRによる出力電圧リップル はおよそ次のとおりです。 VORIPPLE = RESR (ΔIL) = 0.02Ω (2A) = 40mVP-P 1.8V 2 (5) 1+ (0.005) (50°C − 25°C) • 22V (0.035Ω) + (22V )2 5A (2Ω)(215pF ) • 2 1 1 5 − 2.3 + 2.3 ( 250kHz ) = 185mW 3851fb 24 LTC3851 標準的応用例 VIN 4.5V TO 32V MODE/PLLIN RFREQ 82.5k C20 0.1µF VIN FREQ/PLLFLTR CSS 0.1µF RUN TG M1 HAT2170H CB 0.1µF BOOST INTVCC DB CMDSH05-4 4.7µF VFB 30.1k C5 0.047µF VOUT 3.3V 15A SW CC2 330pF ITH CIN 22µF L1 0.68µH LTC3851 TK/SS CC RC 2200pF 15k + GND SENSE+ ILIM C15 47pF M2 HAT2170H BG SENSE– R27 3.01k R2 154k 1% R1 48.7k 1% + COUT 330µF ×2 COUT: SANYO 6TPE330MIL CIN: SANYO 63HVH22M L1: VISHAY IHLP5050-EZERR68MO1 3851 F11 図11. 高効率3.3V/15A降圧コンバータ C2 0.01µF R5 10k PLLIN 350kHz VIN 6V TO 14V MODE/PLLIN VIN FREQ/PLLFLTR CSS 0.1µF C1 1000pF RUN CC2 100pF CB 0.1µF BOOST L1 0.68µH LTC3851 TK/SS CC RC 1000pF 7.5k TG + ITH SW DB CMDSH-3 BG SENSE– GND SENSE+ ILIM CIN 180µF RSENSE 0.002Ω C10 33pF INTVCC 4.7µF VFB M1 RJK0305DPB M2 RJK0301DPB R2 43.2k 1% R1 20k 1% VOUT 1.5V 15A + COUT 330µF ×2 1000pF R22 10Ω COUT: SANYO 2R5TPE330M9 L1: SUMIDA CEP125-OR6MC R20 10Ω 3851 F12 図12. 350kHzに同期した1.5V/15A 3851fb 25 LTC3851 パッケージ GNパッケージ 16ピン・プラスチックSSOP (細型0.150インチ) (Reference LTC DWG # 05-08-1641) .189 – .196* (4.801 – 4.978) .045 ±.005 16 15 14 13 12 11 10 9 .254 MIN .009 (0.229) REF .150 – .165 .229 – .244 (5.817 – 6.198) .0165 ±.0015 .150 – .157** (3.810 – 3.988) .0250 BSC 推奨半田パッド・レイアウト 1 .015 ± .004 × 45° (0.38 ± 0.10) .007 – .0098 (0.178 – 0.249) 4 5 6 7 8 .004 – .0098 (0.102 – 0.249) 0° – 8° TYP .016 – .050 (0.406 – 1.270) NOTE： 1. 標準寸法：インチ 2. 寸法は .0532 – .0688 (1.35 – 1.75) 2 3 .008 – .012 (0.203 – 0.305) TYP .0250 (0.635) BSC GN16 (SSOP) 0204 インチ (ミリメートル) 3. 図は実寸とは異なる *寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは各サイドで0.006" (0.152mm)を超えないこと **寸法にはリード間のバリを含まない。 リード間のバリは各サイドで0.010" (0.254mm)を超えないこと 3851fb 26 LTC3851 パッケージ MSEパッケージ 16ピン・プラスチックMSOP、 露出ダイ・パッド (Reference LTC DWG # 05-08-1667 Rev A) 露出パッド・オプションの 底面図 2.845 ± 0.102 (.112 ± .004) 2.845 ± 0.102 (.112 ± .004) 0.889 ± 0.127 (.035 ± .005) 5.23 (.206) MIN 8 1 0.35 REF 1.651 ± 0.102 (.065 ± .004) 1.651 ± 0.102 3.20 – 3.45 (.065 ± .004) (.126 – .136) DETAIL “B” 0.305 ± 0.038 (.0120 ± .0015) TYP 16 0.50 (.0197) BSC 9 4.039 ± 0.102 (.159 ± .004) (NOTE 3) 推奨半田パッド・レイアウト 0.12 REF DETAIL B コーナーテールは リードフレームの 輪郭の一部。 参考のためのみ。 測定が目的ではない 0.280 ± 0.076 (.011 ± .003) REF 16151413121110 9 DETAIL “A” 0.254 (.010) 0° – 6° TYP 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 4) 4.90 ± 0.152 (.193 ± .006) ゲージ・プレーン 0.53 ± 0.152 (.021 ± .006) DETAIL “A” 1.10 (.043) MAX 0.18 (.007) シーティング・ プレーン 0.17 – 0.27 (.007 – .011) TYP 1234567 8 0.86 (.034) REF 0.1016 ± 0.0508 (.004 ± .002) 0.50 (.0197) BSC MSOP (MSE16) 0608 REV A NOTE： 1. 寸法はミリメートル/ (インチ) 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリを含まない。 モールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm (0.006")を超えないこと 4. 寸法には、 リード間のバリまたは突出部を含まない。 リード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm (0.006")を超えないこと 5. リードの平坦度(成形後のリードの底面)は最大0.102mm (0.004")であること UDパッケージ 16ピン・プラスチックQFN (3mm 3mm) (Reference LTC DWG # 05-08-1691) 露出パッド―底面図 3.00 ± 0.10 (4 SIDES) 0.70 ±0.05 R = 0.115 TYP 0.75 ± 0.05 15 16 ピン1の トップマーキング (NOTE 6) 0.40 ± 0.10 1 1.45 ± 0.10 (4-SIDES) 3.50 ± 0.05 1.45 ± 0.05 2.10 ± 0.05 (4 SIDES) パッケージ の外形 0.25 ±0.05 0.50 BSC ピン1のノッチ R = 0.20 (標準) または0.25 45 の面取り 2 (UD16) QFN 0904 0.200 REF 0.00 – 0.05 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 推奨する半田パッドのピッチと寸法 NOTE： 1. 図はJEDECのパッケージ外形MO-220のバリエーション(WEED-2)に適合 2. 図は実寸とは異なる 3. 全ての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは(もしあれば)各サイドで0.15mmを超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない 3851fb リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資 料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 27 LTC3851 標準的応用例 VIN 4.5V TO 22V MODE/PLLIN RFREQ 160k VIN FREQ/PLLFLTR 0.1µF CSS 0.1µF RUN CC2 220pF CB 0.1µF BOOST L1 3.3µH LTC3851 TK/SS CC RC 470pF 33k TG + M1A FDS6982S ITH SW CIN 22µF 25V RSENSE 0.01Ω DB CMDSH-3 R2 32.4k 1% INTVCC 4.7µF VFB BG SENSE– GND SENSE+ ILIM VOUT 1.8V 5A M1B FDS6982S R1 25.5k 1% + COUT 150µF 6.3V ×2 PANASONIC SP 1000pF 10Ω 10Ω COUT: PANASONIC EEFUEOG151R CIN: MARCON THCR70LE1H226ZT L1: PANASONIC ETQP6F3R3HFA RSENSE: IRC LR 2010-01-R010F 3851 F13 図13. 設計例のパルス・スキップ動作付き1.8V/5Aコンバータ 関連製品 製品番号 説明 注釈 LTC3727A-1 デュアル2フェーズ同期整流式コントローラ 非常に低損失、VOUT ≤ 14V LTC3728 フェーズ550kHz、 デュアル同期整流式降圧コントローラ QFNおよびSSOPパッケージ LTC3729/ LTC3729L-6 LTC3731 20A∼200AのPolyPhase®同期整流式コントローラ 2フェーズから12フェーズに拡張可能、 全て表面実装型部品を使用可能、 ヒートシンク不要 3フェーズ、600kHz同期整流式降圧コントローラ 0.6V ≤ VOUT ≤ 6V、4.5V ≤ VIN ≤ 32V、IOUT ≤ 60A、 内蔵MOSFETドライバ LTC3810 100V電流モード同期整流式非絶縁型スイッチング･ レギュレータ･コントローラ LTC3811 デュアル、PolyPhase同期整流式降圧コントローラ、20A∼200A 差動リモート検出アンプ、RSENSEまたはDCRによる電流検出 6.2V ≤ VIN ≤ 100V、0.8V ≤ VOUT ≤ 0.9VIN、No RSENSE、 トラッキングおよび同期可能 デュアル同期整流式降圧コントローラ LTC3826/LTC3826-1 低IQ、 4V ≤ VIN ≤ 36V、0.8V ≤ VOUT ≤ 10V、消費電流：30μA LTC3834/LTC3834-1 低IQの同期整流式降圧コントローラ シングル・チャネルのTC3826/LTC3826-1 低IQの同期整流式降圧コントローラ LT®3845 LTC3850/LTC3850-1/ デュアル、2フェーズ同期整流式降圧コントローラ LTC3850-2 LTC3853 トリプル出力、 マルチフェーズ同期整流式降圧コントローラ LTC3878 No RSENSE、広い入力範囲のオン時間一定同期整流式降圧 コントローラ LTM4600HV 完全な10Aスイッチモード電源 LTM4601AHV 完全な12Aスイッチモード電源 4V ≤ VIN ≤ 60V、1.23V ≤ VOUT ≤ 36V、消費電流：120μA RSENSEまたはDCRによる電流検出、 トラッキング および同期可能 RSENSEまたはDCRによる電流検出、 トラッキング および同期可能 効率：最大97%、4V ≤ VIN ≤ 38V、0.8V ≤ VOUT ≤ (0.9) (VIN)、 IOUT：最大20A 効率: 92%、VIN：4.5V∼28V、真の電流モード制御、 Ultrafast™過渡応答 効率：92%、VIN：4.5V∼28V、真の電流モード制御、 Ultrafast過渡応答 PolyPhaseはリニアテクノロジー社の登録商標です。No RSENSEおよびUltrafastはリニアテクノロジー社の商標です。 3851fb 28 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp ● ● LT 0409 REV B • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2008