LT8311
フォワード・コンバータ用
オプトカプラ・ドライバ内蔵の
同期整流器コントローラ
特長
n
n
n
n
n
n
n
概要
広い入力電源電圧範囲：3.7V ∼ 30V
プリアクティブ・モード：
n パルス・トランス不要
n 軽負荷時の DCM 動作
同期モード：
n 軽負荷時の FCM 動作または DCM 動作
n 最も高い効率を実現
1.5% 精度の帰還電圧リファレンス
10mA オプトカプラ・ドライバ
出力パワーグッド・インジケータ
ソフトスタート機能内蔵
LT®8311はフォワード・コンバータの2 次側で使用され、同
期整流式 MOSFET 制御および出力電圧帰還をオプトカプ
ラを介して実現します。LT8311 独自のプリアクティブ・モー
ドにより、1 次側と2 次側の間の通信に従来のパルス・トラ
ンスを使用する必要なく2 次側のMOSFETを制御できます。
プリアクティブ・モードでは、軽負荷時に出力インダクタ電
流が不連続導通モード
（DCM）で動作します。軽負荷時に
強制連続モード
（FCM）動作が望ましい場合、LT8311は代
わりに同期モードで使用できます。このモードでは、1 次側
のIC からLT8311 へ同期制御信号を送信するためにパルス・
トランスが必要です。
LT8311は機能満載のオプトカプラ・コントローラを備えてお
り、1.5% 精度のリファレンス、相互コンダクタンス・エラーアン
プ、および 10mAオプトドライバを内蔵しています。パワーグッ
ド・モニタや出力ソフトスタート/オーバーシュート制御回路も
内蔵しています。LT8311は、ピンが欠損している16ピンのFE
パッケージで供給されており、高電圧のピン間隔要件に対応
しています。
アプリケーション
n
n
n
オフラインおよびハイブリッド車用バッテリの絶縁型電源
48V 絶縁型電源
産業用、自動車用、および軍用システム
L、LT、LTC、LTM、Linear Technologyおよび Linearのロゴは、リニアテクノロジー社の登録商
標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。
標準的応用例
VIN
18V to
72V
18V ∼ 72V 入力、12V/8A 出力のアクティブ・クランプ絶縁型フォワード・コンバータ
4:4
4.7µF
×3
100k
•
VIN
2.2µF
100V
UVLO_VSEC
5.9k
1.82k
71.5k
31.6k
34k
100nF
2k
2k
LT3753
10k
OUT
IVSEC
RT
SYNC
SOUT
ISENSEP
OC
TAO
ISENSEN
INTVCC
COMP
SS2 FB
0.47µF
1µF
1.78k
1.78k
6mΩ
1.5k
15nF
4.7µF 100Ω
10pF
2.94k
1µF
22µF
×2
2.2nF
+
VOUT
12V
470µF
100k
FSW
FB
FG
CSW
11.3k
LT8311
CSP
CG
2k
100k
68pF
20k
AOUT
TAS
TOS
TBLNK
GND SS1
49.9k
•
100nF
OVLO
240kHz
6.8µH
VOUT
VIN
100k
CSN
PGOOD
OPTO
INTVCC
COMP
SYNC
PMODE
SS
TIMER GND
4.7µF
2.2µF
124k
1µF
100k
8311 TA01
1k
2.2nF
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
1
LT8311
目次
特長..............................................................................................................................................1
アプリケーション .............................................................................................................................1
標準的応用例 .................................................................................................................................1
概要..............................................................................................................................................1
絶対最大定格..................................................................................................................................3
発注情報........................................................................................................................................3
ピン配置 ........................................................................................................................................3
電気的特性.....................................................................................................................................4
標準的性能特性...............................................................................................................................7
ピン機能 ...................................................................................................................................... 11
ブロック図 .................................................................................................................................... 12
動作............................................................................................................................................ 13
CCMでのフォワード・コンバータ動作の基本 ..................................................................................................................... 13
LT8311の同期制御方式 ...................................................................................................................................................... 17
プリアクティブ・モードの同期制御 ..................................................................................................................................... 17
同期モードの同期制御 ....................................................................................................................................................... 19
オプトカプラの制御 ............................................................................................................................................................. 21
アプリケーション情報 ..................................................................................................................... 25
VIN のバイアス電源 .............................................................................................................................................................. 25
INTVCC のバイアス電源 ........................................................................................................................................................ 26
LT8311のオプトカプラ制御の基本 ..................................................................................................................................... 27
LT8311の同期制御の基本 .................................................................................................................................................. 31
プリアクティブ・モードの同期制御 .................................................................................................................................... 37
同期モードの同期制御 ...................................................................................................................................................... 38
標準的応用例................................................................................................................................ 40
パッケージ ................................................................................................................................... 47
標準的応用例................................................................................................................................ 48
関連製品...................................................................................................................................... 48
8311f
2
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
絶対最大定格
ピン配置
（Note 1）
CSW、FSW、CSP ...................................................–0.3V ～ 150V
SYNC .......................................................................–12V ～ 12V
VIN、PGOOD ............................................................–0.3V ～ 30V
INTVCC、PMODE .....................................................–0.3V ～ 18V
FB、SS、COMP .......................................................–0.3V ～ 2.5V
TIMER ....................................................................–0.3V ～ 1.5V
CSN........................................................................–0.3V ～ 0.4V
OPTO、TIMERの短絡電流期間 ........................... 不定（Note 5）
動作接合部温度範囲
LT8311E（Note 2、3）...................................... –40°C ～ 125°C
LT8311I（Note 2、3）....................................... –40°C ～ 125°C
LT8311H（Note 2、3）..................................... –40°C ～ 150°C
LT8311MP（Note 2、3）................................... –55°C ～ 150°C
保存温度範囲................................................... –65°C ～ 150°C
リード温度（半田付け、10 秒）..........................................300°C
TOP VIEW
CSW
1
20 CSP
FSW
3
18 CSN
FG
5
INTVCC
6
VIN
7
14 SS
PMODE
8
13 PGOOD
OPTO
9
12 TIMER
COMP 10
21
GND
16 CG
15 SYNC
11 FB
FE PACKAGE
20-LEAD PLASTIC TSSOP
θJA = 38°C/W, θJC = 10°C/W
EXPOSED PAD (PIN 21) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB
発注情報
無鉛仕上げ
テープアンドリール
製品マーキング *
パッケージ
温度範囲
LT8311EFE#PBF
LT8311EFE#TRPBF
LT8311FE
20-Lead Plastic TSSOP
–40°C to 125°C
LT8311IFE#PBF
LT8311IFE#TRPBF
LT8311FE
20-Lead Plastic TSSOP
–40°C to 125°C
LT8311HFE#PBF
LT8311HFE#TRPBF
LT8311FE
20-Lead Plastic TSSOP
–40°C to 150°C
LT8311MPFE#PBF
LT8311MPFE#TRPBF
LT8311FE
20-Lead Plastic TSSOP
–55°C to 150°C
さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。
無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。
テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
3
LT8311
電気的特性
l は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA = 25 Cでの値。注記がない限り、VIN = 12V、VINTVCC = 8V、PMODE = 5V、
CCG = CFG = 100pF。
（Note 2）
PARAMETER
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
電源
VIN Operating Range
VIN UVLO
Quiescent Current
l
VIN Rising
Hysteresis
Not Switching
l
l
3.7
30
V
V
mV
mA
50
3.6
100
4.5
3.7
150
5.5
1.209
エラーアンプ
Feedback Reference Voltage
VIN = 12V
1.227
1.245
V
Feedback Voltage Line Regulation
3.7V ≤ VIN ≤ 30V, % of FB Ref Voltage
0.015
0.1
%
Feedback Voltage Load Regulation
1.3V ≤ COMP ≤ 1.8V, % of FB Ref Voltage
0.05
0.1
%
200
Feedback Pin Bias Current
Current Out of FB pin
120
Error Amplifier Transconductance
1.3V ≤ COMP ≤ 1.8V
370
µmhos
Error Amplifier Voltage Gain
1.3V ≤ COMP ≤ 1.8V
65
dB
Error Amplifier Output Swing High
FB = 1V
1.9
2.3
2.8
V
Error Amplifier Output Swing Low
FB = 1.5V
0.75
1
1.25
V
Power NOT Good (Outside This Window)
% Relative to FB Ref Voltage
±4
±10
%
Power Good (Inside This Window)
% Relative to FB Ref Voltage
±7
±16
Power Good Indicator Wait Time
175
Power Good Leakage
Minimum Time That FB Must Stay within Power Good Window
Before PGOOD Pin Goes Low
PGOOD = 30V
Power Good Output Low Voltage
Current into PGOOD Pin = 1mA
パワーグッド
0.2
l
nA
%
µs
±1
µA
0.3
V
ソフトスタート
（SS）
SS Wake-Up Slew Current
SS Wake-Up Offset Voltage
SS Charge Current
SS Pull-Down Amplifier Offset Voltage
SS Pull-Down Amplifier Maximum
Sink Current
SS High Clamp Voltage
Current Exists Upon Part Wake Up, Shuts Off After SS Wake Up
Offset Voltage Is Satisfied (Note 6)
VFB – VSS, Upon Part Wake Up SS Is Slewed Up to an Offset Voltage
Below FB by SS Wake-Up Slew Current
SS = 0V, FB = 0.6V (Note 9)
l
9
VSS – VFB, Pull-Down Amplifier Prevents SS from Rising Beyond
This Offset Voltage Above FB When the FB Pin Voltage Is Below 50%
of the FB Reference Voltage
SS = 1.5V, FB = 0.6V (Note 7)
1.8
1
mA
16
mV
10
11
µA
100
mV
13
mA
2
V
0.9
V
オプト・ドライバ
COMP Buffer Input Offset Voltage
1.3V ≤ COMP (Note 5)
Opto-Driver Reference Voltage
(Note 5)
1
V
Opto-Driver DC Gain
(Note 5)
–7
V/V
8311f
4
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
電気的特性
l は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA = 25 Cでの値。注記がない限り、VIN = 12V、VINTVCC = 8V、PMODE = 5V、
CCG = CFG = 100pF。
（Note 2）
PARAMETER
CONDITIONS
Inverting DC Gain From COMP Pin to
OPTO Pin
( ∆ VOPTO/ ∆ VCOMP), 1.290V ≤ COMP ≤ 1.310V
MIN
TYP
–5
MAX
UNITS
V/V
( ∆ VOPTO/ ∆ VCOMP), 1.490V ≤ COMP ≤ 1.510V
–5.9
V/V
( ∆ VOPTO/ ∆ VCOMP), 1.890V ≤ COMP ≤ 1.910V
–6.2
V/V
Opto-Driver –3dB Bandwidth
No Load (Note 5)
400
kHz
Opto-Driver Output Swing Low
FB = 1V, COMP = SS = OPTO = Open
l
Opto-Driver Output Swing High
VIN = 3.7V, FB = 1.5V, COMP = SS = Open, IOPTO = 10mA
l
VIN = 30V, FB = 1.5V, COMP = SS = Open, IOPTO = 10mA
l
Opto-Driver Output Short-Circuit Current
VIN = 30V, FB = 1.5V, COMP = SS = Open, OPTO = 0V (Note 6)
l
10.5
15
18
mA
Opto-Driver Output Sink Current
FB = 1V, OPTO = 1.2V (Note 7)
l
200
300
420
µA
INTVCC Regulation Voltage
No Load
l
6.5
INTVCC Load Regulation
( ∆ VINTVCC/ ∆ IINTVCC), 0A ≤ IINTVCC ≤ 20mA
0.5
0.85
VIN – 1.7 VIN – 1.4
5.2
6.5
V
V
V
内部リニア・レギュレータ
7
7.5
1.8
3
4.6
4.8
INTVCC UVLO Rising
l
INTVCC UVLO Falling
l
INTVCC OVLO Rising
l
INTVCC OVLO Falling
l
14
15
l
38
48
INTVCC Current Limit
INTVCC > IINTVCC_UVLO_RISING (= 4.6V)
4.1
4.3
16.5
V
mV/mA
V
V
17.5
V
V
58
mA
INTVCC < IINTVCC_UVLO_FALLING (= 4.3V)
20
mA
VIN = 6V, IINTVCC = 10mA, Not Switching
400
mV
Driver Output Rise Time
CCG = CFG = 3.3nF, INTVCC = 8V (Note 4)
25
ns
Driver Output Fall Time
CCG = CFG = 3.3nF, INTVCC = 8V (Note 4)
25
ns
INTVCC Dropout Voltage
CGとFGのゲート・ドライバ
Driver Output High Voltage
l
Driver Output Low Voltage
l
VINTVCC
– 0.2
V
0.7
V
1.2
30
1.4
V
mV
60
90
µA
300
kHz
1.4
V
PMODEの選択
PMODE Trip Voltage
PMODE Ramp Up
Hysteresis
l
PMODE Input Current
PMODE = 18V
l
1
プリアクティブ・モード
（PMODEを0Vに接続）
l
100
CSW Ramp Up
l
1
1.2
CSW High Input Current
CSW = 150V (Note 7)
l
250
500
µA
CSW Low Trip Voltage
CSW Ramp Down
l
–250
–150
–50
mV
l
1
1.2
1.4
V
Preactive Mode Operating
Frequency Range
CSW High Trip Voltage
FSW Trip Voltage
FSW High Input Current
FSW = 150V (Note 7)
l
250
500
µA
CG Falling Edge to CSW Rising Edge
Prediction Delay
CG Falling Edge Delay to FG Rising Edge
CSW = 150kHz (Note 10), FSW = 0V, CSP = –500mV
l
5
100
300
ns
CSW = 150kHz (Note 10), FSW = 0V, CSP = –500mV
l
10
50
80
ns
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
5
LT8311
電気的特性
l は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA = 25 Cでの値。注記がない限り、VIN = 12V、VINTVCC = 8V、PMODE = 5V、
CCG = CFG = 100pF。
（Note 2）
PARAMETER
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
1.2
–2.4
–1.2
2.4
40
20
1.5
150
V
V
V
V
ns
ns
µA
µA
ns
ns
ns
425
255
80
85
505
300
100
40
585
345
120
60
ns
kHz
kHz
kHz
µA
48
62
72
mV
同期モード
（PMODEをINTVCC に接続）
SYNC High Trip Voltage
SYNC Low Trip Voltage
SYNC Minimum Pulse Width
SYNC Input Current
SYNC Propagation Delay To CG/FG
Outputs
TIMER Timeout Frequency
TIMER Short-Circuit Current
SYNC Ramp Up
Hysteresis
SYNC Ramp Down
Hysteresis
SYNC = 0V to ±2V Pulse
SYNC = 0V to ±6V Pulse (Note 5)
–3.5V < SYNC < 3.5V
SYNC = ±10V (Note 6, 7)
SYNC Rising Edge (0V to 2V) to CG Rising Edge (Note 8)
SYNC Rising Edge (0V to 6V) to CG Rising Edge (Notes 5, 8)
SYNC Falling Edge (0V to 2V) to FG Rising Edge (Note 8)
SYNC Falling Edge (0V to 6V) to FG Rising Edge (Notes 5, 8),
CCG = CFG = 3.3nF
RTIMER = 41.2k
RTIMER = 71.5k
RTIMER = 221k
TIMER = 0V
l
0.9
l
–1.5
CSP Ramp Up, RCSP = RCSN = 0Ω
l
l
300
100
75
100
l
l
l
l
l
l
l
–0.9
100
±1
400
150
電流コンパレータ
Current Comparator Trip Threshold
0
mV
Current Comparator Blank Time in
Preactive Mode
Current Comparator Blank Time in SYNC
Mode
CSP Current at Low CSP Voltage
CSP Ramp Up, RCSP = RCSN = 1.62kΩ (Note 5)
From Rising CG Edge Until Blanking Ends (Note 5)
250
ns
From Rising CG Edge Until Blanking Ends
400
ns
CSP = 0V (Note 6)
l
38
50
µA
CSP Current at High CSP Voltage
CSP = 150V (Note 7)
l
200
500
µA
CSN Current
CSN = 0V (Note 6)
l
0.1
1
µA
30
Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可
能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響
を与える恐れがある。
Note 4：立ち上がり時間および立ち下がり時間は信号エッジの 10%と90%の2 点間で測定さ
れる。
Note 2：LT8311はTJ が TA にほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LT8311Eは、0°C ～
125°Cの接合部温度で仕様に適合することが保証されている。–40°C ～ 125°Cの動作接合部
温度での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認
されている。LT8311Iは–40°C ～ 125°Cの動作接合部温度範囲で保証されている。LT8311Hは
–40°C ～ 150°Cの動作接合部温度範囲で保証されている。LT8311MPは–55°C ～ 150°Cの動作
接合部温度範囲で保証されている。高い接合部温度は動作寿命に悪影響を及ぼす。125°Cを
超える接合部温度では動作寿命はディレーティングされる。
Note 6：電流はピンから流れ出す。
Note 3：LT8311には、短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過熱保護機能が備
わっている。過熱保護が動作しているとき、接合部温度は最大動作接合部温度を超える。規
定された最大動作接合部温度を超えた状態で動作が継続すると、デバイスの信頼性を損な
う恐れがある。
Note 5：設計か、静的テストとの相関によって保証されている。
Note 7：電流はピンに流れ込む。
Note 8：伝播遅延は、目的とする2つの信号エッジの50%の2 点間で測定される。
Note 9：SS 充電電流とは、LT8311の起動時に一定の条件が満たされた後にSSピンから流れ
る電流を指す
（図 9に示す
「起動時のオプトカプラ制御動作」
のフローチャートを参照）。
Note 10：CSWはVHIGH = 7Vおよび VLOW = –0.7Vの矩形波（デューティ・サイクル = 50%）。
8311f
6
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
標準的性能特性
注記がない限り、TA = 25 C。
30
PMODE = 0V
INTVCC = 8V
175
25
PMODE = 0V
INTVCC = 8V
70
100kHz
150
100kHz
125
20
JITTER (ns)
DELAY CG FALLING TO CSW RISING (ns)
200
CG がオフしてからCSWの立ち上がり
エッジまでの遅延でのジッタとCSWの
スイッチング周波数および接合部温度
DELAY CG FALLING TO FG RISING (ns)
CG がオフしてからCSWの立ち上がり
エッジまでの遅延とCSWの
スイッチング周波数および接合部温度
150kHz
100
75
150kHz
15
300kHz
10
50
300kHz
5
25
0
–75 –50 –25
0
25
50
0
–75 –50 –25
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
25
50
プリアクティブ方式の波形
（アクティブ・クランプのリセット、CCM）
60
50
40
プリアクティブ方式の波形
（アクティブ・クランプのリセット、軽いDCM）
CSW
5A/DIV
CSW
5A/DIV
CG
10V/DIV
CG
10V/DIV
CG
10V/DIV
FG
10V/DIV
FG
10V/DIV
FG
10V/DIV
2µs/DIV
8311 G04
CSWの最大デューティ・サイクルの
ディレーティング曲線とCSWの
スイッチング周波数および接合部温度
50
75 100 125 150
8311 G03
2µs/DIV
8311 G05
帰還リファレンス電圧
8311 G06
帰還リファレンス電圧とVIN
PMODE = 0V
80
100kHz, 200kHz
75
300kHz
70
400kHz
65
60
55
50
–75 –50 –25
0
25
50
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
8311 G07
1.2360
1.2360
1.2325
1.2325
FB VOLTAGE (V)
85
FB VOLTAGE (V)
MAXIMUM CSW DUTY CYCLE (%)
90
25
プリアクティブ方式の波形
（アクティブ・クランプのリセット、深いDCM）
IL
5A/DIV
2µs/DIV
0
TEMPERATURE (°C)
8311 G02
IL
5A/DIV
CSW
5A/DIV
PMODE = 0V
INTVCC = 8V
30
–75 –50 –25
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
8311 G01
IL
5A/DIV
0
CG がオフしてからFG が
オンするまでの遅延
1.2290
1.2255
1.2290
1.2255
1.2220
1.2220
1.2185
1.2185
1.2150
–75 –50 –25
0
25
50
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
8311 G08
1.2150
3
6
9
12
15
18
VIN (V)
21
24
27
30
8311 G09
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
7
LT8311
標準的性能特性
VIN の静止電流、スイッチングなし
帰還入力のバイアス電流
133
115
98
0
25
50
5.0
12
4.5
SS PULL-DOWN AMP OFFSET VOLTAGE (mV)
10.0
9.5
25
50
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
7.0
OPTO HIGH VOLTAGE (V)
50
125
750
100
75
0
25
50
1.40
8311 G12
オプトドライバの出力スイング L
250
0
–75 –50 –25
0
25
50
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
8311 G14
7
1.30
500
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
8311 G13
1.20
FB VOLTAGE (V)
1000
50
–75 –50 –25
1.10
8311 G11
150
オプトドライバの出力スイング H
8311 G15
オプトドライバの
出力スイング H と入力電圧
6
6.5
6.0
5.5
5.0
–75 –50 –25
8
0
1.00
75 100 125 150
OPTO HIGH VOLTAGE (V)
SS CHARGE CURRENT (µA)
10.5
0
25
SS のプルダウン・アンプの
オフセット電圧
11.0
9.0
–75 –50 –25
0
TEMPERATURE (°C)
8311 G10
SS の充電電流
PGOOD = 100kΩ to 12V
4
4.0
3.5
–75 –50 –25
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
16
OPTO LOW VOLTAGE (mV)
80
–75 –50 –25
パワーグッドの範囲
5.5
PGOOD VOLTAGE (V)
VIN QUIESCENT CURRENT (mA)
FB INPUT BIAS CURRENT (nA)
150
注記がない限り、TA = 25 C。
5
4
3
0
25
50
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
2
3
8311 G16
6
9
12
15
18
VIN (V)
21
24
27
30
8311 G17
8311f
8
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
標準的性能特性
オプトドライバの短絡電流
10
5
–75 –50 –25
0
25
50
300
250
0
25
50
UVLO–
4.2
25
50
TEMPERATURE (°C)
15.5
25.0
RISE/FALL TIME (ns)
25
20
10
–75 –50 –25
FG FALL TIME
FG RISE TIME
CG FALL TIME
CG RISE TIME
0
25
50
75 100 125 150
0
25
50
TEMPERATURE (°C)
8311 G24
10
12
14
INTVCC (V)
0
25
50
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
8311 G23
CSW/FSW の最大入力電流
260
17.5
8
INTVCC SHORT-CIRCUIT CURRENT
8311 G22
20.0
6
INTVCC CURRENT LIMIT
10
–75 –50 –25
75 100 125 150
FG FALL TIME
FG RISE TIME
CG FALL TIME
CG RISE TIME
22.5
15.0
8311 G20
30
CG/FG の立ち上がり/
立ち下がり時間とINTVCC の電圧
INTVCC ≈ 7V (NOT OVERDRIVEN)
75 100 125 150
40
20
TEMPERATURE (°C)
8311 G21
CG/FG の立ち上がり/
立ち下がり時間
15
OVLO–
15.0
14.5
–75 –50 –25
75 100 125 150
50
OVLO+
16.0
CSW/FSW MAXIMUM INPUT CURRENT (µA)
0
50
60
INTVCC CURRENT (mA)
INTVCC VOLTAGE (V)
4.4
25
INTVCC の電流制限および短絡電流
INTVCC OVLO
UVLO+
0
TEMPERATURE (°C)
8311 G19
16.5
4.0
–75 –50 –25
5
3
–75 –50 –25
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
INTVCC UVLO
4.6
6
4
8311 G18
4.8
INTVCC VOLTAGE (V)
7
350
200
–75 –50 –25
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
RISE/FALL TIME (ns)
8
INTVCC VOLTAGE (V)
15
30
INTVCC のレギュレーション電圧
オプトドライバのシンク電流
400
OPTO CURRENT (µA)
OPTO CURRENT (mA)
20
注記がない限り、TA = 25 C。
16
8311 G25
VCSW = VFSW = 150V
250
240
230
220
–75 –50 –25
0
25
50
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
8311 G26
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
9
LT8311
標準的性能特性
同期入力からCG/FG 出力までの
伝播遅延
SYNC の H / L 作動電圧
CSP の最大入力電流
2.0
VCSP = 150V
180
190
SYNC HIGH
160
0.5
0
–0.5
–1.0
170
PROPAGATION DELAY (ns)
1.0
180
SYNC LOW
25
50
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
600
25
50
130
120
110
100
90
60
–75 –50 –25
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
8311 G27
0
25
50
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
8311 G28
8311 G29
CSP の作動電圧とCSP の直列抵抗
（RCSP）
80
RTIMER = 41.2kΩ
500
FREQUENCY (kHz)
0
TIMER の周波数
60
400
RTIMER = 71.5kΩ
300
200
RTIMER = 221kΩ
100
0
–75 –50 –25
140
70
–2.0
–75 –50 –25
CSP TRIP VOLTAGE (mV)
0
150
80
–1.5
160
–75 –50 –25
CG Rise/FG Fall, SYNC = ±2V
CG Rise/FG Fall, SYNC = ±6V
CG Rise/FG Fall, SYNC = ±10V
FG Rise/CG Fall, SYNC = ±2V
FG Rise/CG Fall, SYNC = ±6V
FG Rise/CG Fall, SYNC = ±10V
170
1.5
SYNC VOLTAGE (V)
CSW/FSW MAXIMUM INPUT CURRENT (µA)
200
注記がない限り、TA = 25 C。
0
25
50
20
0
75 100 125 150
TEMPERATURE (°C)
40
–20
0.1
0.4
8311 G30
0.7
1.0
1.3
RCSP (kΩ)
1.6
1.9
8311 G31
8311f
10
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
ピン機能
CSW（ピン1）
：キャッチMOSFETのドレイン検出ピン。プリアク
ティブ・モードでは、このピンを2kの抵抗（標準）
を介して外付
けのNチャネル・キャッチMOSFETのドレインに接続します。
このピンの寄生容量は最小限に抑えてください。同期モード
ではGNDに接続します。
FSW（ピン3）
：フォワードMOSFETのドレイン検出ピン。プリア
クティブ・モードでは、このピンを2kの抵抗（標準）
を介して外
付けのNチャネル・フォワードMOSFETのドレインに接続しま
す。このピンの寄生容量は最小限に抑えてください。同期モー
ドではGNDに接続します。
FG (ピン5)：フォワードMOSFETのゲート・ドライバ・ピン。こ
のピンは外付けのNチャネル・フォワードMOSFETのゲート
を駆動します。このピンとフォワードMOSFETゲートの間のト
レース長は最小限に抑えてください。
INTVCC（ ピン6）
：内 部リニア・レギュレータの出力ピン。
INTVCC は、LT8311のゲート・ドライバに電力を供給します。
このピンの電圧は内部で7Vに安定化されています。あるいは、
このピンを外部でオーバードライブしてもかまいません。この
ピンとGNDの間に4.7µF 以上（セラミック・コンデンサ）
を接
続する必要があります。
VIN（ピン7）
：入力電源ピン。このピンはすぐ近くでバイパスす
る必要があります。
PMODE（ピン8）
：プリアクティブ・モード選択ピン。PMODEを
GNDに接続すると、プリアクティブ・モードが有効になります。
PMODEをINTVCCに接続すると、
同期モードが有効になります。
OPTO（ピン9）
：オプトカプラ・ドライバの出力ピン。このピンは
直列抵抗を介してオプトカプラの入力に接続します。このピン
は、ソース電流が最大 10mA、シンク電流が標準 300μAで、
短絡保護されています。
COMP（ピン10）
：エラーアンプの出力ピン。LT8311のトランスコ
ンダクタンス・エラーアンプを電圧帰還ループの一部として使用
する場合は、このピンに外付けの補償回路網を接続します。
FB（ピン11）
：帰還ピン。これはLT8311の内部エラーアンプの
反転入力です。FBピンの電圧は、1.227Vの内部リファレンス
とSSピンの電圧のうち低い方を追跡します。このピンからは、
通常は75nA（バイアス電流）が流れ出します。目的の出力電
圧を設定するには、このピンを出力からの抵抗分割器回路網
に接続します。
TIMER（ピン12）
：スイッチング周期のタイムアウト・ピン。こ
のピンとグランドの間に抵抗を接続することにより、
（2つの
MOSFETのオン時間の間のデッドタイムを含む）
フォワード
MOSFETとキャッチMOSFETのオン時間の合計について、す
べてのサイクルで上限が設定されます。キャッチMOSFETお
よびフォワードMOSFETのオン時間の合計が、
（デッドタイム
を含む）
サイクルごとに、TIMERピンの抵抗で設定されたタイ
ムアウト期間を超えると、同期式の導通はすべて停止します。
タイムアウト期間が再度リセットされると、同期式の導通が再
開されます。TIMER 抵抗のプログラミングの詳細については、
「アプリケーション情報」
のセクションを参照してください。こ
のピンのグランド帰路トレースは短くして、スイッチング・ノイズ
がある経路から遠ざけるようにしてください。
PGOOD
（ピン13）
：出力パワーグッド・ピン。FBピンの電圧が、
1.227Vの内部リファレンスの 7%の範囲内に175µsの間とど
まると、オープンドレイン出力はグランド電位に低下します。内
部のPGOODコンパレータには 3%のヒステリシスがあります。
したがって、FBの電圧が 1.227Vリファレンスの 10%の範囲
から外れると、PGOODピンは外付けのプルアップ抵抗または
電流源によって H になります。
SS（ピン14）
：ソフトスタート・ピン。SSピンとGNDの間のコン
デンサは、内部で調整されたSSピンの10µA 電流源によって
充電されます。FBピンの電圧はSSピンの電圧と1.227Vの内
部リファレンスのうち低い方を追跡するので、SSピンの充電
速度を利用して、FBピンの電圧がそのレギュレーション電圧
である1.227Vまで充電されるスルーレートを設定できます。
SSピンは標準では2Vまで充電されます。LT8311を電圧帰還
ループの一部として使用する場合は、このピンとGNDの間に
1nF 以上のセラミック・コンデンサを配置します。SSピンの起
動およびオーバーシュート制御機能の詳細については、
「アプ
リケーション情報」
のセクションを参照してください。
SYNC（ピン15）
：同期ピン。SYNCピンは、同期モードでのみ
使用され、同期スイッチングのタイミング情報を受信するエッ
ジ感度の高い入力として機能します。このピンは、通常はパ
ルス・トランスを介して1 次側のIC から送られたPWM 同期
信号によって駆動されます。SYNCピンに負電圧（しきい値は
–1.2V）を通過させると、フォワードMOSFET がオンになり、
キャッチMOSFET がオフになります。同様に、正電圧（しきい
値は1.2V）
を通過させると、キャッチMOSFET がオンになり、
フォワードMOSFET がオフになります。プリアクティブ・モード
では、SYNCピンをGNDに接続してください。
CG
（ピン16）
：キャッチMOSFETのゲート・ドライバ・ピン。この
ピンは外付けのNチャネル・キャッチMOSFETのゲートを駆
動します。このピンとキャッチMOSFETゲートの間のトレース
長は最小限に抑えてください。
CSN、CSP（ピン18/ピン20）
：電流検出差動入力。CSPとCSN
は、それぞれ LT8311の内部電流検出コンパレータの正入力
および負入力です。これらのピンは、通常はキャッチMOSFET
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
11
LT8311
ピン機能
の両端に接続して、VDS による電流検出を実行します。ある
いは、より高精度の電流検出機構が望ましい場合は、キャッ
チMOSFETのソースでの検出抵抗の両端にこれらのピンを
接続できます。電流コンパレータは標準 62mVで作動します。
CSPピンのソース電流は38µAなので、CSPピンと直列に抵抗
を配置することにより、62mVより小さい作動電圧を設定でき
ます。電流コンパレータの入力バイアス電流（100nA）
によって
発生する電圧オフセットと釣り合うように、同一の抵抗をCSN
ピンと直列に配置することを推奨します。プリアクティブ・モー
ドでは、キャッチMOSFETのソースからドレインへの電流が
0または正の値で作動するようにCSPピンとCSNピンを構
成する必要があります
（プリアクティブ・モードでは、キャッチ
MOSFETでの電流がドレインからソースへ流れることはでき
ません）。
GND
（露出パッド・ピン21）
：グランド。露出パッドはローカル・
グランド・プレーンに直接半田付けする必要があります。
ブロック図
PRIMARY
SIDE
VIN(SYS)
•
CRST
PRIMARY
IC
NP
SECONDARY
SIDE
LOUT
•
NS
1
M1
RFSW
3
5
7
CSW
VIN
FSW
7V
20
+
INTVCC
SYNCHRONOUS
CONTROLLER
CSP
UVLO + 1.227
REFERENCE
+
62mV
–+
INTVCC
MCG
16
RCSN
18
8
+
–
CG
+
–
CSN
+
–
1.2V
PMODE
–
+
+
–
A2
SSDOWNAMP
10µA
1V
+
–
600mV
1.31V
VIN UVLO
1.227V
140k
1.14V
COMP
10
CF
RC
20k SYNC
15
5.7V
CPL
11
+–
2k
20k
RE
RTIMER
RFB1
100mV
–+
12
5.7V
1.227V
S1
OPTO
TIMER
FB
0.9V
VIN
CINTVCC
1.2V
SYNCHRONOUS
MODE SELECT
A1 +
+
–
9
1.2V
6
UVLO/
OVLO
SWITCHING TIMEOUT
OSCILLATOR
–
300k
RD
–
FG
38µA
RCSP
COUT
CVIN
INTVCC
MFG
TO PRIMARYSIDE CIRCUITS
VOUT
RCSW
+
–
+
–
VIN
RPGOOD
PGOOD
13
RFB2
GND 21
+
–
SS
14
8311 BD
CSS
CC
8311f
12
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
動作
LT8311は、フォワード・コンバ ータの2 次 側 にある同 期
MOSFETとオプトカプ ラを 制 御 します。RDS(ON) の 低 い
MOSFETを同期制御すると、通常はフォワード・コンバータで
の電力損失が少なくなることにつながります。電力損失が少な
くなるとコンバータの効率が向上するので、入力電源の要件
を緩和してある程度の出力電力をサポートすることにより、長
期的なコスト節減をもたらすことができます。また、効率が向
上することにより、整流器内で発生した熱を放散するのに必
要なヒートシンクのサイズを抑えることもできます。その結果、
動作周囲温度範囲が広がるので、多くの産業用アプリケー
ションで役立つ可能性があります。
LT8311は、オプトカプラ制御により、入力と負荷の全範囲で
高精度の出力電圧レギュレーションも実現します。LT8311の
オプトカプラ制御回路は、電源投入時および出力短絡回復時
に堅牢なトランジェント応答を保証する、起動と定常状態の
機能も多数内蔵しています。
CCMでのフォワード・コンバータ動作の基本
連続導通モード
（CCM）
で動作するフォワード・コンバータの
タイミング図を図 2に示します。タイミング図は6つの動作領
域に分かれています。以下に示す各動作領域の説明について
は、図 1および図 2を参照してください。
ACTIVE CLAMP RESET (RED)
RESONANT RESET (BLUE)
領域 1（図 2）
OUT が H になると、M1 がオンします。MCG が M1と相互に
導通しないように、OUT が H になる前からCGの電圧は0V
になっている必要があります。LT8311のプリアクティブ・モー
ド
（後述）
は、M1 がオンする前にMCG をオフにする革新的な
方式です。FGはフォワードMOSFET（MFG）
をオンのまま維持
するためこの期間中 H になっている必要があります。そのた
め、出力インダクタ電流（ILOUT）
が
（トランスの2 次巻線を介し
て）低インピーダンス経路を流れます。この段階では、トラン
スの磁気コア内に磁化電流（ILMAG）が発生し、VIN からM1
を通ってGNDに流れます。出力インダクタ電流
（ILOUT）は、
(VCSW – VOUT)/LOUT の割合で増加します。
領域 2（図 2）
OUT が L になってM1 がオフすると、
トランスは高インピーダ
ンスになり、ILOUT の導通を停止します。出力インダクタを流れ
る電流は瞬時には0にならないので、この電流によってキャッ
チMOSFETのドレイン
（CSW）はグランド電位に向かって低
下します。最終的に、MCG のボディ・ダイオードにより、CSWは
グランドよりダイオード1 個分低い電圧にクランプされます。こ
のボディ・ダイオードは、
（従来の降圧コンバータでのキャッチ・
ダイオードと同様）
出力インダクタ電流を供給します。同様に、
CSW電位の大幅な低下によってトランスの2次巻線電圧は小
さくなります。
トランスの動作によって1 次巻線電圧も小さくな
るので、SWPの電圧は実質的にVIN に近づくことになります。
LOUT
CSW
VIN
LMAG
ILMAG
NP
•
•
ILOUT
NS
COUT
VOUT
RLOAD
MCG
PRIMARY
IC
VCL
CAOUT
VDRAIN_M2
+
–
M2
AOUT
D2
CG
CCL
SWP
CRST
FSW
M1
MFG
SECONDARY
IC
FG
OUT
8311 F01
図 1. アクティブ・クランプ・リセット
（赤）
または共振リセット
（青）
を備えたフォワード・コンバータ
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
13
LT8311
動作
AOUT
0V
0.7 (CLAMPED BY D2)
0.7 (CLAMPED BY D2)
VGATE M2
(M2 SOURCE = 0V)
M2 OFF
M2 ON
OUT
(M1 SOURCE = 0V)
M1 ON
M1 OFF
M2 OFF
M2 ON
0V
M1 OFF
M1 ON
PRIMARY NMOS
SWITCH GATE
PRIMARY-SIDE
WAVEFORMS
0.7V
SWP
tRES = π L
MAG • CRST
di
V
= IN
dt LMAG
PRIMARY NMOS
SWITCH DRAIN
0V
0A
VIN • D • tPER
LMAG
NS
NP
∼ VIN •
VIN
1− D
di
−1 VIN • D
=
•
dt LMAG 1− D
ILMAG
ACTIVE CLAMP
PMOS GATE
0V
VIN 1+ (D • t PER )
2 LMAG•CRST
∼VIN
ACTIVE CLAMP
PMOS CONTROL
SIGNAL
TRANSFORMER
MAGNETIZING
INDUCTANCE
CURRENT
CATCH FET DRAIN
CSW
0V
0.7V
MCG OFF
CG
0V
MCG ON
MCG OFF
0V
CATCH FET GATE
MCG ON
0V
VOUT • t PER
2 • LMAG • CRST
FSW
FG
0V
VOUT
1− D
0V
0.7V
MFG ON
SECONDARY-SIDE
WAVEFORMS
MFG OFF
MFG ON
0V
FORWARD FET
GATE
MFG OFF
0V
di VCSW −VOUT
=
dt
LOUT
0V
di –VOUT
=
dt LOUT
0V
VOUT
RLOAD
OUTPUT INDUCTOR
CURRENT
ILOUT
VOUT • (1− D) • t PER
LOUT
D • tPER
REGIONS OF
OPERATION
FORWARD FET
DRAIN
tPER
1
2
3
4
5 6
TIME
8311 F02
図 2. CCMでのアクティブ・クランプ・フォワード・コンバータのタイミング図。共振リセット波形を青で表示
8311f
14
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
動作
MFG はオンのままであり、MCG のボディ・ダイオードもオンして
いるので、2 次巻線電圧はダイオード1 個分の電圧にクランプ
されます。
トランスの動作によって、SWPの電圧はほぼ VINと
同じ電圧にクランプされます。図 3に示すように、ILMAG は2 次
巻線を流れ、MFG のドレイン-ソース間を通ってグランドに流
れます。MCG のボディ・ダイオードはILOUT およびILMAG を供
給します。
領域 3（図 2）
FG が L になると、トランスのリセット動作を開始できます。
ILMAG には、2 次側のMFG を流れる低インピーダンス経路は
存在しなくなりました。その結果、この電流は1 次側に
「急激
に戻り」、1 次側の共振コンデンサに流れ込みます。共振リセッ
トでは、ILMAG はMFG がオフになるとすぐにCRST に流れ込
むので、SWPの電圧はLMAG および CRST によって設定され
た時定数により、準正弦波状に上昇します。アクティブ・クラ
ンプのリセット時には、MFG がオフになると、ILMAG によって
最初はSWPの電圧が急速に立ち上がります。図 2に示すよう
に、ILMAG はMFG がオフになっても、すぐにはアクティブ・クラ
ンプ・コンデンサに流れ込みません。CCL 両端の電圧（= VCL
= VIN/(1-D)）
は、最初はM2のボディ・ダイオードを逆方向に
バイアスしています。SWPの電圧が M2のボディ・ダイオードを
順方向にバイアスするのに十分なほど高くなった場合に限り、
ILMAG はCCL に流れ始めます。この状況になるのは、SWPの
電圧が VCL ＋0.7Vになったときです。この時点で、SWPの電
圧は、LMAGとアクティブ・クランプ・コンデンサによる時定数で
決まる速度で上昇しますが、アクティブ・クランプ・コンデンサ
は、通常は共振リセット・コンデンサよりはるかに大容量です。
ILMAG
LOUT
VIN
LMAG
ILMAG
NP
•
•
ILOUT
NS
MCG
CG OFF
MFG
FG ON
M1 OFF
8311 F03
図 3. FG がオンの場合、M1 がオフするとILMAG は
MFG を通って2 次側のグランドへ流れる
tRISE PROPORTIONAL
TO LMAG AND CCL
VCL =
VIN
1− D
VCL + 0.7V
VCL
SWP
VIN
0.7V
0V
VDRAIN_M2
MFG TURNS OFF
VIN – VCL
M2 BODY
DIODE OFF
M2 BODY
DIODE ON
M2 ON
TIME
8311 F04
図 4. 図2のタイミング図から抜粋した領域3の詳細。MFGがアクティブ・クランプ・リセット時にオフすると、
ILMAG によって最初は SWP の電圧が急速に上昇し、VIN からVCL ＋0.7V になる。
その時点で M2 のボディ・ダイオードがオンし、ILMAG は CCL に流れる
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
15
LT8311
動作
2つのリセット機構の最終的な目標は、SWPノードをVIN より
高い電圧に上昇させ、ボルト秒の適切な制限値をLMAG に設
定して、磁化電流をリセットできるようにすることです。磁気コ
アをサイクルごとにリセットすると、磁気コア内部での磁束増
大を防止して、トランスが飽和しないようになります。FSWの
電圧は、トランスのリセット中はSWPノードの電圧を追跡しま
す。CG が H になると、ILOUT はMCG のボディ・ダイオードによ
る導通からMCG 自体の導通に切り替わります。
領域 4（図 2）
1. アクティブ・クランプ・リセットの場合（赤の波形）
：AOUT
が L になると、M2のゲート電位はデカップリング・コン
デンサCAOUT によってグランドより低くなります。これによ
り、M2（アクティブ・クランプ PMOS）がオンします。M2は
ILMAG が負になる前にオンして、ILMAG がアクティブ・クラン
プ・コンデンサを通じた導通を持続して完全にリセットでき
るようにする必要があります。アクティブ・クランプ・リセット
は領域 4の終了までに完了し、ILMAG はリセットされて負の
値になります。
2. 共振リセットの場合（青の波形）
：共振リセットが最終的に
完了するのは、SWPの準正弦波波形が VIN に戻るときで、
そのときまでにILMAG はリセットされて負の値になっていま
す。FSWは、最終的にはMFG のボディ・ダイオードによって
クランプされ、ILMAG を2 次巻線を通じて出力インダクタの
方向に導通させます
（図 3の場合と同様ですが、ILMAG の
方向は1 次側と2 次側が逆になります）。2 次巻線の両端に
ダイオード1 個分の電圧がかかると、トランスの動作によっ
て
（巻数比に比例した）
同様の電圧が 1 次巻線に発生する
ので、SWPの電圧はVIN にクランプされます。MCG は電流
ILOUT – ILMAG を導通し続けます。
領域 5（図 2）
アクティブ・クランプ・リセットの場合：AOUTは H になり、M2
はオフになります。ILMAG は負の値になるので、SWP（M1のド
レイン）の電圧はVIN に向かって低下し、結果としてトランス
の1 次巻線電圧は小さくなります。
トランスの動作により、2 次
巻線電圧も小さくなります。MCG がオンの状態（CSW が 0Vに
保持された状態）
で、トランスの2 次巻線電圧が小さくなると、
FSWは大幅に低下して0Vに近づきます。
領域 6（図 2）
共振リセットの場合と同様に、MFG のボディ・ダイオードによ
り、FSWは最終的にはGNDよりダイオード1 個分低い電圧
にクランプされます。このボディ・ダイオードは、ILMAG を2 次
巻線を通じて出力インダクタの方向に導通させます。MFG の
ボディ・ダイオードとMCG はオンしているので、2 次巻線電圧
はダイオード1 個分の電圧にクランプされます。トランスの動
作により、SWPの電圧はVINとほぼ同じ電圧にクランプされ
ます。CGは L になり、M1をオンするためにMCG をオフしま
す。ILOUT – ILMAG は、MCG のボディ・ダイオードを通じて流れ
ます。FGは H になり、MFG をオンします。最終的に、M1 がオ
ンすると、ILOUT がトランスの2 次巻線を通じてMFG のソースドレイン間に流れます。
8311f
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詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
動作
LT8311 の同期制御方式
LT8311には、以下に示す2つの同期制御モードがあります。
1. プリアクティブ・モード：パルス・トランスは不要で、軽負荷
時にはDCM 動作になります。PMODEピンを0Vに接続す
ることによってイネーブルされます。MCG の両端にショット
キ・ダイオードを使用します
（図 20）。
2. 同期モード：パルス・トランスが必要で、軽負荷時には
FCM 動 作またはDCM 動 作になります。PMODEピンを
INTVCC に接続することによってイネーブルされます。
プリアクティブ・モードの同期制御
プリアクティブ・モードでの MCG のオン/ オフのタイミング
「プリアクティブ
（preactive）」
とは、
「予測（predictive）」
と
「反
応（reactive）」の短縮形です。プリアクティブ・モードでは、
LT8311は1 次側 ICと通信せずに2 次側の同期 MOSFETを
制御します。プリアクティブ・モードでは、キャッチMOSFET
（MCG）
がオンするのは
（図 5のCG 立ち上がりエッジ）、キャッ
チMOSFETのドレイン
（CSW）
の電圧が –150mVより低いこと
が検出され、
さらにフォワードMOSFET（MFG）
がオフであるこ
とが検出されたときです。MCG がオフするのは、MCG がオンし
た後に上記 2 事象のどちらかが先に起こったときです。
• MCG の予測型ターンオフ
（図 5）
：予測型ターンオフでは、
LT8311は、M1 が次のサイクルでオンするタイミングを予測
して、M1 がオンする100ns 前にMCG をオフします。MCG の
予測型ターンオフにより、MCGとM1との相互導通が防止
されます。M1 がオンするタイミングを予測するには、現在と
過去のCSWサイクルの立ち上がりエッジに位相を同期さ
せます。予測型ターンオフは、M1のターンオン・エッジの周
期性という固定周波数動作に固有の側面に依存します。さ
らに、予測型ターンオフはシステムのデューティ・サイクル
に依存しないように設計されているので、負荷トランジェン
ト/ 入力トランジェント時でもMCG を正確にオフすることが
できます。予測型ターンオフは通常、CCMでの中心的な
MCG ターンオフ機構になります。
• MCG の反応型ターンオフ
（図 6）
：反応型ターンオフでは、
フォワード・コンバータが軽負荷時にDCMでの動作を
強制されます。反応型ターンオフでは、MCG を流れる電流
（IMCG）によってLT8311 内部の電流コンパレータが作動
すると、LT8311 が MCG をオフします。この電流コンパレー
タの入力はCSPピンとCSNピンです。通 常、CSPピンと
CSNピンは、MCG を流れる電流がほぼ 0になると作動する
ように構成されていますが、これは出力インダクタを流れる
電流が 0に近いことに対応します。反応型ターンオフは通
常、DCMでの中心的なMCG ターンオフ機構になります。
LT8311のプリアクティブ・モードでは、予測型部分と反応型
部分の間を継ぎ目なく移行するので、キャッチMOSFETを適
切な時間にオフして、相互導通や電子雪崩現象を回避するこ
とができます。
プリアクティブ・モードでの MFG のオン/ オフ
プリアクティブ・モードでは、MFG がオンするのは、MCG の
ターンオフ・エッジが検出され、フォワードMOSFETのドレイ
ン
（FSW）の電圧が 1.2Vより低いことが検出された後です。
FSWの電圧が 1.2Vより低くなるまで待つことにより、トランス
のリセットがほぼ完了することが保証されます。MFG がオフす
るのは、CSWの電圧が –150mVより低いことが検出されたと
きです。
プリアクティブ・モードで各 MOSFET がオンする必要があるの
は、他方のMOSFETのターンオフ・エッジが検出された後だ
けなので、このシステムには、2つのMOSFETの一方がスイッ
チングを開始する開始点が必要です。プリアクティブ・モード
の開始点となるのは、MCG を初めてオンしてスイッチングを開
始した時点です。
プリアクティブ・モードでのシャットダウンと起動
同期制御の滑らかな起動と、この機構のシャットダウンを必
要に応じて容易にするため、プリアクティブ・モードは多くの機
能を盛り込んで設計されています。LT8311は、スイッチング動
作を始める前にフォワード・コンバータの2 次側の状態を評価
して、スイッチングを開始できるかどうかを判定します。評価期
間が終了するのは、連続 3 回のCSWスイッチング・サイクル期
間（立ち上がりエッジ間）
にわたって具体的な4つの条件を満
たしたときです。いずれかの条件に反した場合、評価期間はリ
セットされ、スイッチング動作は停止状態となります。この評価
期間中、2 次側の電流はMCGとMFG のボディ・ダイオードを
通って流れます。4つの条件は以下のとおりです。
1. VIN の方が UVLO 電圧よりも大きいこと
2. INTVCC はUVLO/OVLOの許容範囲内であること
3. TIMERピンはタイムアウトしないこと。この機能が存在する
のは、1 次側がスイッチングを停止した場合にLT8311 がス
イッチングを停止するのを保証するためです。
8311f
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LT8311
動作
VIN
•
NP
PRIMARY-SIDE IC
CONTROLS TIMING
OF OUT SIGNAL
LOUT
•
NS
LT8311
CSW
FSW
RESET
MECHANISM
PRIMARY IC
OUT
ILOUT
CSW
M1
FSW
CSP
MCG
MFG
CG
IMCG
VOUT
COUT
LT8311 USES CSW/FSW INFORMATION
TO DETERMINE FG/CG CONTROL
TIMINGS DURING THE PREDICTIVE
PORTION OF PREACTIVE MODE
CSN
FG
OUT
M1
TURN-ON
EDGE
M1
TURN-ON
EDGE
0V
0V
0V
CSW
WAVEFORMS
IN CCM
MCG
TURN-OFF
EDGE
CG
MCG
TURN-OFF
EDGE
75ns PREDICTIVE DELAY
TIME
8311 F05
図 5. プリアクティブ・モードの予測動作の間、LT8311 は位相をCSW の
立ち上がりエッジに同期させ、このエッジの 75ns 前にMCG をオフする
OUT
M1
TURN-ON
EDGE
0V
PRIMARY-SIDE IC
CONTROLS TIMING
OF OUT SIGNAL
M1
TURN-ON
EDGE
0V
0V
LT8311 USES IMCG INFORMATION
TO DETERMINE FG/CG CONTROL
TIMINGS DURING THE REACTIVE
PORTION OF PREACTIVE MODE
CSW
WAVEFORMS
IN DCM
ILOUT
0A
IMCG
WHEN CSP-CSN
TRIPS INTERNAL
CURRENT COMPARATOR
MCG TURNS OFF
0A
CG
TIME
8311 F06
図 6. プリアクティブ・モードの反応動作の間、MCG を流れる電流（IMCG）
によってLT8311 内部の
電流コンパレータが作動すると、LT8311 は MCG をオフする。コンパレータの入力は CSPとCSN なので、
電流検出の作動電圧は、CSP/CSN に接続する直列抵抗を適切に選択することで設定される
8311f
18
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
動作
4. 「電流サンプル期間」
と呼ばれる150nsの期間内に、CSP
ピンとCSNピンが内部電流コンパレータを作動させないこ
と。この機能は、LT8311 が同期式の導通を停止状態に保
つ時間内に非常に軽負荷の状態を検出し、それによってシ
ステム効率を改善するのに役立ちます。
電流サンプル期間が機能する仕組み：
電流サンプル期間は、所定のサイクル内にMCG がオンする
かどうかにかかわらず存在します。CSWの電圧が –150mV
より低いことが検出されると、LT8311は200nsの空白時
間を開始します。この空白時間が完了すると、LT8311は
150nsの電流サンプル期間を開始します。CSP/CSNピンの
入力によってこの150nsの期間中に内部電流コンパレータ
が作動すると、LT8311は非常に軽負荷の状態とみなし、そ
の時点で同期式の導通を停止してもう一度評価期間を開
始します。
「アプリケーション情報」セクションの
「プリアク
ティブ・モードでの電流検出コンパレータのCSP/CSN 入力
の構成」
を参照してください。
連続 3 回のCSWサイクルで4つの条件がすべて当てはまる場
合、評価期間は終了し、LT8311はスイッチングの開始準備を
行います。LT8311が最小オン時間の間 MCG をオンすることで
スイッチングが開始されます。スイッチング動作中の任意の
時点で上記 4 条件のいずれかに反している場合、LT8311 は
同期式の導通をすべて停止し、評価期間を再開します。
プリアクティブ・モードの起動時に、LT8311はMCG のオン時
間を内部でソフトスタートするので、
フォワード・コンバータは、
MCG の導通が全サイクル非同期の状態（2 次側電流はMCG
のボディ・ダイオードを通って流れる状態）
からMCG の導通が
全サイクル同期の状態に徐々に移行できます。
同期モードの同期制御
同 期モードでは、LT8311は軽 負荷 時に強 制 連 続モード
（FCM）
で動作できます。同期モードでは、LT8311が 1 次側の
ICから同期制御信号を受信するためにパルス・トランス
（図 7
のT2 参照）が必要です。キャッチMOSFETおよびフォワード
MOSFETをオン/オフするため、これらの制御信号はLT8311
によってデジタル式に
（ H または L と）
解釈されます。
FCM 動作では、
インダクタ電流を負にすることにより、
フォワー
ド・コンバータが軽負荷時に不連続導通モード
（DCM）
で動
作しないようにすることができます。したがって、負荷がゼロの
場合でもインダクタ電流は流れ続け、コンバータは固定周波
数で動作します。
同期モードでの MCG のオン/ オフのタイミング
同期モードでは、MCG がオンするのはSYNCピンの信号が
1.2Vより高くなったときです。MCG がオフするのはSYNCピン
の信号が –1.2Vより低くなったときです。
同期モードでの MFG のオン/ オフのタイミング
同期モードでは、MFG がオンするのはSYNCピンの信号が
–1.2Vより低くなったときです。MFG がオフするのはSYNCピ
ンの信号が 1.2Vより高くなったときです。
RSYNCとCSYNC による時定数を適切に選択して、特定のオー
バードライブ電圧で十分なパルス幅を生成する必要がありま
す
（「アプリケーション情報」
セクションの
「パルス・トランスと
高域通過フィルタの選択」を参照）。CSYNC および RSYNC の
標準値は、それぞれ 220pFおよび 560Ωです。
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
19
LT8311
動作
4. CSPピンとCSNピンは、MCG のオン時 間中にLT8311の
内部電流コンパレータを作動した。MCG を流れる電流
（IMCG）は、400nsの空白時間経過後に検出されます。こ
の空白時間はMCG のターンオン・エッジから始まります。
同期モードでのCSPピンとCSNピンの構成に関する詳細
については、
「アプリケーション情報」
セクションを参照して
ください。
同期モードでのシャットダウン
同期モードでは、以下の条件のいずれかに合致する場合、
LT8311は2 次側のMOSFET（MCG および MFG）
を両方ともオ
フにします。
1. VIN の方が UVLO 電圧よりも小さいこと
2. INTVCC はUVLO/OVLOの許容範囲外であること
3. TIMERピンはタイムアウトしていること
（TIMERピンの抵
抗のプログラミングに関する詳細については、
「アプリケー
ション情報」
セクションを参照）。
LOUT
T1
VIN
•
•
NP
FG
CSN CG CSP
OUT
T2
•
•
SYNC
RSYNC
M1
TURN-ON
EDGE
M1
TURN-ON
EDGE
0V
SOUT
LT8311 CONTROLS FG AND CG
TIMING BASED ON SYNC INPUT
SIGNAL IN SYNC MODE
LT8311
CSYNC
0V
0V
0V
0V
0V
1.2V
0V
SYNC
MCG
TURN-ON
EDGE
CG
FG
IMCG
MFG
M1
PRIMARY IC
SOUT
OUT
MCG
NS
RESET
PRIMARY-SIDE IC
CONTROLS TIMING
OF OUT AND
SOUT SIGNALS
VOUT
COUT
0V
0V
MFG
TURN-ON
EDGE
–1.2V
MCG
TURN-ON
EDGE
0V
0V
0V
0V
MFG
TURN-ON
EDGE
0V
TIME
8311 F07
図 7. 同期モードでは、1 次側の IC がパルス・トランスを介してLT8311 の SYNCピンにSOUT 信号を送信する。
SYNCピンの電圧が 1.2Vより低いとMFG はオンになり、MCG はオフになる。
SYNCピンの電圧が 1.2Vより高いとMCG はオンになり、MFG はオフになる。
8311f
20
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
動作
オプトカプラの制御
LT8311は、オプトカプラを制御して、フォワード・コンバータ内
で2 次側から1 次側に出力電圧を帰還させることができます。
1 次側のICと組み合わせて使用することにより、システム全体
で、優れた入力/負荷レギュレーションおよび迅速なトランジェ
ント応答特性を備えた固定周波数ピーク電流モード制御機
能を実現します。
LT8311のオプトカプラ制御方式の基本を理解するには、図 8
を参照してください。LT8311は、FBピンに接続された抵抗分
割器（RFB1 および RFB2）によって出力電圧を検出します。FB
ピンの電圧は、次の2つの入力のうち低い方の電圧と比較さ
れます。
• 1.227Vの内部電圧リファレンス
• ソフトスタート
（SS）
ピンの電圧
起動時に、SSピンのコンデンサ
（CSS）
は、LT8311の10µA 内
部調整電流源によって充電されます。FBピンの電圧はSSピ
•
NP
•
NS
LT8311 OPTO CONTROL
10µA
SS
RSNS
VC IS ALSO
REFERRED TO
AS COMP IN SOME
PRIMARY-SIDE ICs
R2
VREF
9
RD
+
A2
–
OPTO
1V
+
20k
– 0.9V
CSS
+
–
A1 +
140k
2k
R1
CF
14
1.227V
COMP
10
RE
RLOAD
CG
FG
M1
VOUT
COUT
GAIN
+
A3
–
SSピンの電圧が 1.227Vのリファレンスより高くなると、FBピ
ンの電圧は1.227Vのリファレンスを追跡し始めます。したがっ
て、出力はRFB1/RFB2 の分割器回路網とFBピンのレギュレー
ション電圧である1.227Vによって設定された電圧に安定化さ
れます。SSピンのコンデンサは、その内部クランプ電圧である
2Vに達するまで、10µAの電流源によって充電され続けます。
MCG
MFG
VC
注記：コンバータのソフトスタート時間をLT8311のSSコンデ
ンサ
（CSS）
で確実に制御するため、1 次側 ICのソフトスタート
時間を短く設定して、影響を受けないようにすることが重要で
す。この操作を行わないと、コンバータのソフトスタート時間の
制御は1 次側 ICのソフトスタートが主体となり、LT8311は、1
次側 IC が設定した長いソフトスタート時間に合わせるために
SSピン電圧とスルーレートを調整するだけになります。
LOUT
VIN
+
A4
–
ンの電圧と1.227Vのリファレンスのうち低い方の電圧を追跡
するので、FBピンの電圧（および拡大解釈すれば出力電圧）
は、SSピンに接続されているコンデンサ
（CSS）
によって設定さ
れたスルーレートで強制的にソフトスタートが行われます。
1.227V FB
CPL
RFB1
11
RFB2
8311 F08
RC
CC
図 8. LT8311 は、ピーク電流モード制御システムの一部として、フォワード・コンバータ内で電圧帰還を実現する
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
21
LT8311
動作
VIN > 3.7V
OPTO-DRIVER DEACTIVATION
1. ERROR AMP DISABLED: COMP PIN VOLTAGE CHARGED UP TO COMP HI CLAMP = 2.2V; tRISE ∼ 1.1 • 10kΩ • CC
2. SS PULL-DOWN AMPLIFIER DISABLED
3. SS PULL-UP AMPLIFIER ACTIVATED. THIS AMPLIFIER ONLY HAS SOURCING CAPABILITY (1mA SLEW CURRENT), AND
WILL DRIVE SS PIN VOLTAGE CLOSE TO FB PIN VOLTAGE (VFB – VSS ≅ 16mV)
4. SS 10µA CHARGE CURRENT ACTIVATED
5. OPTO-DRIVER DISABLED: OPTO PIN VOLTAGE HELD AT 0V
YES
COMP < 2.2V
NO
OPTO-DRIVER ACTIVATION
1. ERROR AMP ENABLED: ERROR AMP CAN NOW DRIVE COMP BASED ON COMPARING FB VOLTAGE WITH SS VOLTAGE
OR 1.227V REFERENCE
2. OPTO-DRIVER ENABLED: OPTO-DRIVER CAN NOW DRIVE OPTO PIN AS A FUNCTION OF COMP PIN VOLTAGE
NO
SS > FB – 16mV
YES
SS PULL-DOWN AMPLIFIER ENABLED
1. SS PULL-UP AMPLIFIER DISABLED
2. SS PULL-DOWN AMPLIFIER ENABLED: THIS AMPLIFIER ONLY ACTIVATED WHEN FB PIN VOLTAGE IS LESS THAN 50%
OF FB REFERENCE VOLTAGE. THIS AMPLIFIER ONLY HAS SINKING CAPABILITY (12mA SLEW CURRENT) AND WILL
DRIVE SS PIN VOLTAGE TO BE NO HIGHER THAN 90mV ABOVE FB
8311 F09
図 9. 起動時の LT8311 オプトカプラ制御動作のフローチャート
SSピンが 2Vまで充電された状態で、FBピンの電圧と1.227V
のリファレンスの間に電圧差があると、トランスコンダクタン
ス・エラーアンプ
（A1）
はその出力
（COMP）からシンク電流ま
たはソース電流を供給します。COMPピンは、0.9Vのオフセッ
トがありますが、オプトドライバ
（A2）
の入力として機能します。
出力負荷電流の増加によってFBピンの電圧が 1.227Vより低
くなると、A1はCOMPピンを H に駆動します。COMP が H
になると、A2はOPTOを強制的に L に駆動するので、RD を
通ってオプトカプラに流れ込む電流量は低下します。
オプトカプラの出力電流はその入力電流に正比例するので、
このオプトカプラの入力電流が減少すると、その出力電流、し
たがってRE でのエミッタ電圧も同様に減少します。RE の電
圧が低下すると、A3はその反転動作により、出力
（VC）
をより
高い電圧に駆動します。VC の電圧が高くなると、コンパレー
タ
（A4）は抵抗 RSNS の両端の検出電圧を高くするよう制御
し、より高いピーク電流で動作するようM1を制御します。M1
を流れる電流は出力インダクタ電流（M1の電流 • NP/NS =
ILOUT）
に正比例するので、M1のピーク電流の増加は出力イ
8311f
22
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
動作
ンダクタのピーク電流の増加に変換されます。帰還ループが
制御しているのは、実質的には出力インダクタのピーク電流が
負荷電流増加の需要を満たすことであり、さらに最終的な目
標は出力電圧が負荷ステップから回復し、安定状態で推移す
るのに役立つことです。
起動時のオプトカプラ制御操作
LT8311のVIN ピンをコンバータの出力に直接接続するアプリ
ケーションでは、LT8311は、オンしたときに1 次側 MOSFET
のスイッチングに割り込みが生じないようにするインテリジェ
ント回路を組み込んでいます。LT8311は、
そのVINピンの電圧
（したがってVIN を出力に直接接続した場合のコンバータの
出力電圧）が 3.7Vを超えるとオンします。インテリジェント回
路がない場合は、このVOUT のレベルによってLT8311のFB
ピンの電圧が LT8311のSSピンの電圧（IC がオンすると標準
で0V）
より高くなるので、アンプ A1はCOMPピンを L に駆
動します。これによりOPTOピンは H になるので、全電流が
オプトカプラに流れ込み、1 次側 MOSFETのスイッチングは終
了します。1 次側 MOSFETのスイッチングが終了すると、コン
バータの出力電圧低下につながることがあるので、LT8311 が
電源を失って停止する可能性があります。LT8311のインテリ
ジェント回路は、2つの独自機能を使用してこの状況を防止し
ます。このデバイスには、VIN のUVLO 電圧に100mVのヒス
テリシスが組み込まれているので、電源が投入された時点で、
再び電源を失うまではVIN ピンの電圧が最大 100mV 低下し
ても耐えることができます。さらに重要なのは、LT8311はその
「オプトカプラ制御の中枢部」
をオフ状態に維持するオプトカ
COMP
1V/DIV
プラ制御の起動システムを備えていることです。オフ状態に維
持される期間は、電圧ループが最終的にイネーブル状態にな
ると、電圧ループ内にあるすべての関連ノード電圧がスイッチ
ング動作を停止しない状態まで、これらのノード電圧にバイア
スが事前に印加されるまでです。
図 9および図 10のオシロスコープ写真に示すように、LT8311
の起動時のオプトカプラ制御動作には、SSピンの電圧をFB
ピンの電圧近くまで急上昇させ、COMPピンの電圧を高い方
のクランプ電圧まで急上昇させて、OPTOピンの電圧を L に
維持することを伴います。この段階では、インダクタ電流（およ
び拡大解釈すれば出力電圧）
は、1 次側 IC が備えているソフ
トスタート機能によって制御されます。状態マシンが完成する
と、LT8311は帰還ループを再び動作可能な状態にできるの
で、FBピンの電圧は、最終的にそのレギュレーション目標値
である1.227Vに到達するまでLT8311のSSピンの電圧を追
跡します。
パワーグッド
LT8311は、システム・レベルの設計を支援する出力パワーグッ
ド・モニタリング機能を備えています。FBピンの電圧が 175µs
の期間 1.227Vリファレンスの 7%の範囲内にとどまると、
LT8311のPGOODピンは内部で L になります。175µs 経過
するのを待つと、トランジェントの発生時にPGOODピンが誤
検出を示さないようになります。PGOODコンパレータには
3%のヒステリシスがあります。したがって、FBピンの電圧を
1.227Vの安定値から 10% 遠ざけると、PGOODピンの内部
PGOOD
5V/DIV
FB
200mV/DIV
FB
500mV/DIV
SS
200mV/DIV
OPTO
500mV/DIV
5ms/DIV
図 10. 起動時のオプトカプラ制御動作
8311 F10
2ms/DIV
8311 F11
図 11. パワーグッドが作動する
（PGOOD = L ）
のは、LT8311 の
FBピンの電圧がその安定化目標値（1.227V）
の 7% 以内にある
場合である。PGOODピンの電圧は、100k の外付け抵抗を介して
12V のハウスキーピング電源まで外部から引き上げられる
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
23
LT8311
動作
プルダウン回路によって直ちに停止します。その結果、このピ
ンは、外付け抵抗または外部電流源を電源電圧に接続する
ことにより H になります。PGOODピンの出力は、出力電圧の
状態に応じて判断するマイクロコントローラに供給できます。
出力オーバーシュート制御による短絡回復の支援
FBピンの電圧が FBリファレンス電圧（1.227V）の50% 未満
である限り、LT8311は、そのソフトスタート・プルダウン・アン
プ
（「ブロック図」
のSSDOWNAMP）
を起動することにより、出力
オーバーシュート制御を実現します。これは、短絡状態や重
負荷トランジェントを解消した後の出力電圧回復時に特に役
立ちます。SSプルダウン・アンプは、SSピンの電圧が FBピン
の電圧より100mV 以上高くならないように、必要な量の電流
を
（その最大シンク能力である13mAまで）吸い込みます。出
力短絡時に、FBピンの電圧がグランドまで低下すると、SSプ
ルダウン・アンプが起動し、SSピンの電圧はFBピンの電圧よ
り100mV 高くなります。最終的に短絡状態が終わると、FBピ
ンの電圧は、CSSと10µAの充電電流によって設定されたス
ルーレートで、SSピンの電圧とともに徐々に上昇します。これ
により、出力は短絡状態から徐々に回復することができます。
フォワード・コンバータの出力からLT8311のVIN ピンに直接
電力を供給すると、短絡時にはその制御中枢部をすべて失う
ことに注意してください。このシナリオでは、LT8311 が制御中
枢部を取り戻すまで出力オーバーシュート制御は無効になり
ます。その時点に達するまで、出力インダクタ電流と出力電圧
は1 次側 ICのソフトスタート機能によって制御されます。
PGOOD
10V/DIV
PGOOD
10V/DIV
SS
500mV/DIV
SS
500mV/DIV
FB
500mV/DIV
FB
500mV/DIV
1ms/DIV
8311 F12a
（a）CSS = 1nF の場合の出力オーバーシュート制御。LT8311 の
VIN の電力を12V のハウスキーピング電源から供給。
これを使用して、100k の外付け抵抗を介してPGOODピンも
プルアップ
2ms/DIV
8311 F12b
（b）CSS = 33nF の場合の出力オーバーシュート制御。
LT8311 の VIN の電力を12V のハウスキーピング電源から供給。
これを使用して、100k の外付け抵抗を介してPGOODピンも
プルアップ
図 12. 起動時の出力オーバーシュート制御
8311f
24
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
アプリケーション情報
VIN のバイアス電源
LT8311のVINピンにはさまざまな方法で電力を供給できます。
このピンの近くには2.2µF 以上のセラミック・コンデンサを配
置してください。
LT8311に電力を供給する適切なバイアス電源を選択するに
は、以下の基準を検討することが必要です。
1. VIN ピンは、ある一定の構成では、キャッチMOSFETとフォ
ワードMOSFETにゲート駆動電圧を供給するLT8311の
INTVCC ピンへの唯一の電源にすることができます。その
ような状況では、VIN のバイアス電源電圧を十分高くして、
両方の同期 MOSFETに適度なゲート駆動電圧
（標準で
5V ∼ 7V）
を供給できるようにする必要があります。
2. VIN のバイアス電源は、以下の電流を供給できる必要があ
ります。
a. LT8311のVIN 電流（標準 4.5mA）
b. VIN を使用してINTVCC ピンに電力を供給する場合の
INTVCC ゲート駆動電流（標準で10mA ∼ 30mA）
c. オプトドライバのソース電流（標準で1mA ∼ 5mA）
3. VIN の起動条件と短絡条件は以下のとおりです。
a. LT8311 が同期制御とオプトカプラ制御を開始するに
は、VIN が適度な時間内に起動する必要があります。同
期制御が停止している間、2 次側の電流は2 次側の同
期 MOSFETのボディ・ダイオードを流れます。1 次側の
LT3752、LT3752-1、
またはLT3753と連動させる場合は、
オプトカプラ制御がオフになっている間、フォワード・コ
ンバータは開ループで動作し、ボルト秒クランプを使用
してVOUT を制御します。
b. トランジェント時にはVIN が GNDに短絡する場合があ
ります。たとえば、出力電圧から電力が供給されるVIN
は、出力短絡時に0Vになります。フォワード・コンバー
タはLT8311の電源の瞬間的な喪失を乗り切ることが
できる必要がありますが、これは多くの場合、1 次側 IC
のソフトスタート制御を適切に設定すれば容易に達成
されます。1 次側 ICのソフトスタート制御の設定の詳細
については、LT3752/LT8310のデータシートを参照して
ください。
前述の基準を念頭に置くと、LT8311に電力を供給するには、
以下に示す3つの方法（1∼3）
があります。
プリアクティブ・モー
ドでは、方法 1、2、または3を使用します。同期モードのFCM
では、方法 1または3を使用します。DCMでは、方法 1、2、ま
たは3を使用します。
1. LT3752のハウスキーピング電源から電力を供給する
（「標
準的応用例」セクションの図 21 参照）。LT3752のハウス
キーピング電源は、LDOではなくフライバック・コンバータ
として、効率的な供給源です。この電源は外部巻線を介し
てLT8311のVINピンとINTVCCピンに接続できます。キャッ
チMOSFETとフォワードMOSFETに適切なゲート駆動電
圧を供給するには十分に高い電圧でありながら、
効率損失
と熱損失を最小限に抑えるのに十分な低電圧に設定でき
ます。ハウスキーピング電源はLT3752 が入力電力を受電
するとすぐに起動するので、電力はLT8311に遅延なく伝達
されます。
2. VOUT から直接電力を供給する。10V 未満の出力電圧で
は、出力電圧の起動時間を慎重に検討し、出力電圧がレ
ギュレーション状態に達する前にLT8311 が起動して、同
期制御/オプトカプラ制御を実現できるようにする必要があ
ります。また、このように出力電圧が低いときは、外付けの
MOSFETに十分なゲート駆動電圧を確実に供給できるこ
とも重要です。VOUT の電圧が高いときは、ICの内部電力
損失に関連した効率と熱に関する検討事項が重要な基準
になる可能性があります。さらに、VOUT の電圧が高いとき
は、VIN ピンに加わる電圧トランジェントがこのピンの絶対
最大定格 30Vを超過しないようにすることが重要です。
3. 図 13に示すように、トランスの補助巻線による降圧回路を
使用する。この回路には効率が高いという利点があり、設
計するのがきわめて簡単です。このことは、外部ハウスキー
ピング電源がない低出力電圧アプリケーション
（3.3Vまた
は5V）、および出力電圧から直接電力を供給することが不
適当なアプリケーションで特に役立ちます。この構成では、
2 次側のスイッチング・パルスから降圧回路の出力電圧の
エネルギーを引き出しており、このパルスはフォワード・コ
ンバータの主要出力電圧（VOUT）
のエネルギーも供給して
います。降圧コンバータの出力電圧が時間内に十分上昇
し、フォワード・コンバータの実際の出力電圧がレギュレー
ション状態に近づく前にLT8311を起動して同期制御とオ
プトカプラ制御を実現するには、慎重な検討が必要です。
降圧コンバータの出力電圧が目標値に到達する時間を、
フォワード・コンバータの主要出力電圧の場合と比較して
短くする必要がある場合、簡単な方法は、たいていの場合
8311f
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25
LT8311
アプリケーション情報
は1 次側 ICのソフトスタート・コンデンサを大きくすること
により、主要出力電圧の起動時間を長くすることです。
INTVCC のバイアス電源
INTVCC ピンは、LT8311のキャッチMOSFETおよびフォワー
ドMOSFETのゲート・ドライバに電力を供給します。図 14に
示すように、INTVCC ピンにバイアスを与える構成は2つ存在
します。
1. 最初の構成では、LT8311のオンチップ LDOは、VIN を電
源としてINTVCC ピンの電圧を安定化します。VIN ピンの
電圧が低いと、内部 LDOはドロップアウト状態で動作し、
INTVCC ピンの電圧はVIN ピンの電圧より約 400mV 低い
電圧になります。VIN ピンの電圧が高い場合、内部 LDOは
INTVCC の電圧を7Vに安定化します。VIN の電源電圧が
VIN の絶対最大定格電圧を超えないことを確認してくださ
い。INTVCCの電圧がそのUVLO電圧（立ち上がりは4.6V、
立ち下がりは4.3V）
より低くなると、すべての同期スイッチ
ングが停止します。INTVCC のLDO が供給できる最大保
証電流は40mAです。2つの2 次側 MOSFET（MCG および
MFG）が必要とする全ゲート電荷（Qg）電流は40mA 未満
であることを確認してください。
IMOSFET_TOTAL = fSW • (Qg_MCG ＋Qg_MFG) < 40mA
ここで、fSW はコンバータのスイッチング周波数、Qg_MCG
はMCG のゲート電荷（Qg）定格、Qg_MFG はMFG のゲート
電荷（Qg）定格です。
この構成は、LT8311の内部 LDOを利用しますが、ほとん
どのアプリケーションに対して十分なものであり、制限され
る要因はLDOの電力損失に関連した熱的な検討事項だ
けです。電力損失を最小限に抑えると、LT8311の動作接
合部温度を低くするのに役立つので、システムが動作する
周囲温度範囲が広がる可能性があります。
LDOの電力損失 = (VIN – INTVCC) • IMOSFET_TOTAL
LT8311の動作接合部温度 ≈
θJA • (VIN • 4.5mA＋LDOの電力損失＋VIN • IOPTO)＋TA
ここでθJA はLT8311の接合部 - 周囲雰囲気間熱抵抗で
あり、標準では38 C/Wです。IOPTO はLT8311のOPTOピ
ンによってオプトカプラに供給される電流です。4.5mAは
LT8311の標準的なVIN 電流です。TA は周囲温度です。
N
VAUX = VOUT • AUX
NS
BUCK AUXILLIARY SUPPLY
•
VAUX
LT8311
VIN
VIN
LDO
INTVCC
NAUX
VIN < 30V
LT8311
INTVCC
REGULATED to 7V
4.7µF
VIN
NP
•
•
VOUT
NS
MCG
LT8311
VIN
M1
VIN < 16V
MFG
LDO
INTVCC
8311 F13
4.7µF
8311 F14
図 13. 降圧回路が VAUX 電源を生成、これにより、
LT8311 の VIN ピンとINTVCC ピンに電力を供給
図 14. VIN とINTVCC のピン配置
8311f
26
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LT8311
アプリケーション情報
2. 2 番目の構成では、VIN ピンのバイアス電源をINTVCC ピン
に直接接続して駆動し、内部 LDOを迂回しています。この
構成では、INTVCC LDOの内部での電力損失が必要ない
ことにより、IC 内部での電力損失が減少します。VIN の電
圧が 16Vより低い場合は、このオプション構成を使用して
INTVCC に十分な余裕を与え、OVLOの
（+）側電圧である
16.5V 未満を維持できるようにします。トランジェント発生
時にVIN が INTVCC の絶対最大定格電圧である18Vを超
えないことを確認してください。
外部電源または補助巻線を使用できる場合は、この構成
（VINとINTVCC を互いに接続）
を使用してICに電力を供
給します。LT3752を1 次側 ICとして使用する場合は、この
構成が最も適切です。
「 標準的応用例」セクションの図 21
に示すように、LT3752のハウスキーピング電源は補助巻線
を介してLT8311のVINとINTVCC に接続できます。
INTVCC は、3 種類の構成すべてについて4.7µF 以上のセラ
ミック・コンデンサを使用してグランドにバイパスしてください。
INTVCC ピンの近くにコンデンサを配置して、コンデンサのグ
ランド端子が LT8311のグランド
（露出パッド）
までのできるだ
け短い復帰経路になるようにしてください。
LT8311 のオプトカプラ制御の基本
出力電圧の設定
図15は、抵抗分割器帰還回路網によってフォワード・コンバー
タの出力電圧を設定する方法を示しています。RFB1 の上端を
VOUT に、RFB1/RFB2 のタップ点をFBピンに、RFB2 の下端を
グランドに接続します。RFB2 のグランド帰路はLT8311のグラ
ンドにできるだけ近づける必要があり、かつフォワード・コン
バータの電力経路から遠ざける必要があります。電力経路に
はスイッチング電流が流れており、
（負荷によっては）値の大き
な電流が流れるので、意図しないノイズが発生することや、FB
の抵抗分割器経路にI • R 電圧降下が生じることがあります。
FBピンは1.227Vに安定化されます。また、このピンから流れ
出す標準の入力ピン・バイアス電流は120nAです。出力電圧
は次式によって設定されます。
R
VOUT = 1.227 • 1+ FB1 − 120nA • RFB1
RFB2
VOUT
LT8311
120nA
RFB1
FB
RFB2
GND
8311 F15
図 15. フォワード・コンバータの出力電圧の設定
8311f
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LT8311
アプリケーション情報
IOUT
VIN
•
•
NP
LT3752 OR LT8310
VCOMP_PRIMARY
OUT
(GATE)
+
–
CURR_GAIN =
7.5V/V, 5V/V
ISENSEP
(SENSE)
FG
M1
+
–
VREF
FB
(FBX)
MAX COMP/VC SRC CURRENT ~ 11mA, 13µA
MAX COMP/VC SINK CURRENT ∼ 11mA, 12.5µA
COUT2
RLOAD
RESR
LT8311
VIN(LT8311) – 1.7V < VCC(OPTO) < 6V
VCC(OPTO)
VISENSEP
+
–
OPTO
RSNS
IF
MF
1V
20k
–
COPTO
RD
gmEA = 350umhos
ROUTEA = 4.5MΩ
+
0.9V
140k
COMP/VC VOLTAGE TO COMMAND MAX
RSNS CURRENT ∼ 2V, 1.2V
VREF = 1.25V, 1.60V
COUT1
CG
MFG
COMP/VC VOLTAGE TO COMMAND 0
RSNS CURRENT ∼ 1.25V, 0.7V
TRUE VOLTAGE AMP
TRANSCONDUCTANCE AMP
VOUT
MCG
NS
IPRIMARY
LOUT
+
–
CPL
RFB1
1.227V
FB
2k
MAX OPTO SOURCE
CURRENT = 10mA
MAX COMP SRC CURRENT = 20µA
COMP MAX COMP SINK CURRENT = 30µA
RFB2
8311 F16
IOPTO_OUT
RIN(OPTO) = 1/gm(OPTO)
R1
CF
RC
CC
VX
RE
COMP
(VC)
R2
R2 (TYPICAL) ∼ 33k, 150k
R1 = R2 / GAIN
1 < GAIN (TYPICAL) < 2
図 16. LT8311 が 2 次側にありLT3752（または）LT8310 が 1 次側にあるフォワード・コンバータの電圧帰還ループ
ループ補償部品の選択
図 16はフォワード・コンバータに関連した標準的なループ
を示しており、2 次 側にLT8311を使 用し、1 次 側 ICとして
LT3752またはLT8310を使用しています。LT3752に固有のパ
ラメータ値を赤で示し、LT8310に固有のパラメータ値を青で
示します。ここに示すフォワード・コンバータのループは、ピー
ク電流モード制御システムです。
ループ補償の最適値は、1 次側に使用するICとLT8311のほ
かに、コンバータの動作状態（入力電圧範囲、出力電圧、負
荷電流など）によって変わります。LT8311 周辺の電圧帰還
ループを補償するには、通常はLT8311のCOMPピンとGND
の間に直列の抵抗 /コンデンサ回路網を接続します。ほとん
どのアプリケーションでは、コンデンサCC の範囲は4.7nF ∼
47nF、抵抗 RC の範囲は2k ∼ 20kにします。RC の値が大き
すぎると、デバイスは高周波ノイズとジッタの影響を受けやす
くなります。RC の値が小さすぎると、トランジェント性能が悪
化します。CC の値の選び方は、どちらかというとRC の選び方
の逆です。使用するCC の値が小さすぎるとループが不安定
になる可能性があり、使用するCC の値が大きすぎるとトラン
ジェント性能が悪化する可能性があります。多くの場合は、
小容量のコンデンサ
（CF）
をRC 補償回路網に並列に接続し
て、出力電圧リップルから
（内部エラーアンプを介して）生じる
COMPピンの電圧リップルを減衰させます。コンデンサCF の
値の範囲は、通常 10pF ∼ 100pFです。特定のアプリケーショ
ンでは、位相進みが 0のコンデンサCPL を
（抵抗 RFB1と並列
に）接続するか、ポールが 0のペア
（COPTOとRD）
をOPTOピ
ンに接続すると、ループのトランジェント性能を改善するの
に役立つ場合があります。補償回路網を設計する実際的な
手法としては、このデータシートの回路の中から目的のアプリ
ケーションに似た回路を選んで出発点とし、補償回路網を調
整して性能を最適化します。その後、負荷電流、入力電圧範
囲、温度などすべての動作条件にわたって安定性をチェック
します。
8311f
28
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
アプリケーション情報
ここで、IOPTO_OUT はオプトカプラの出力電流で、IF はオプトカ
プラの入力LED 電流です。
オプトカプラの選択
前に説明した電圧帰還ループは、オプトカプラを使用して出
力電圧情報を2 次側から1 次側に伝達します
（図 17 参照）。オ
プトカプラが使用される理由は、広く普及していて、比較的低
コストであり、電位差が最大 5000Vの絶縁境界を越えてDC
信号情報を伝達できる能力を備えているからです。
オプトカプラの入力は通常は赤外発光ダイオード
（LED）
で構
成されますが、出力はフォトトランジスタが標準です。オプトカ
プラの入力LEDに流れ込む電流（IF）
によって、光子が放出さ
れます。これらの光子はオプトカプラの絶縁障壁を越えて、出
力フォトトランジスタのベースに集まります。この光電流は、実
質的にフォトトランジスタのベース電流を発生しますが、オプ
トカプラから流れ出る前にフォトトランジスタのß（電流利得）
によって増加し、IOPTO_OUTと呼ばれます。オプトカプラの注目
の主要パラメータは電流伝達率（CTR）です。CTRは通常は
% 単位で表現され、以下のように計算されます。
I
CTR(%) = OPTO _ OUT
IF
オプトカプラは歴史的に毛嫌いされてきましたが、それも当然
で、CTR が動作時間の経過とともに低下し、また動作温度が
高くても、入力電流（IF）
が高くてもCTR が低下するからです。
このCTR 低下の多くは、入力LEDの量子効率の低下が原因
であり、量子効率はLEDの動作電流（IF）、動作温度、および
動作期間の関数です。
幸いにも、LED 技術はここ数十年間に成熟し、オプトカプラの
性能が改良できるようになりましたが、その解説はこのデータ
シートの範囲外です。Avago Technologies 社は、AlGaAsタイ
プのLEDで製造され、デューティ・サイクル100%、周囲温度
85 C、入力電流（IF）5mAで動作するオプトカプラが現場で30
年を超えて動作しても、CTR 低下の3σ がわずか 10%にすぎ
ないことを示す文書を発表しました。
オプトカプラの詳細については、Avago Technologies、CEL、
Vishayなどのオプトカプラ・メーカーのアプリケーションノート
やデザインノートを参照してください。標準的な推奨オプトカプ
ラは、California Eastern Laboratories
（CEL）
製のPS2801です。
ISOLATION
BOUNDARY
PRIMARY
SIDE
VCC
SECONDARY
SIDE
RD
OPTOCOUPLER
PRIMARY SIDE
OF VOLTAGE
FEEDBACK LOOP
IOPTO_OUT
IF
OPTO
LT8311
8311 F17
RE
図 17. 電圧帰還ループでの標準的なオプトカプラ構成
8311f
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LT8311
アプリケーション情報
オプトカプラの設計ガイダンス
ステップ 1：1 次側 ICのエラーアンプの反転利得 Ωを設定す
オプトカプラのCTR 低下は、以下の2つの点でフォワード・コ
ンバータの電圧帰還ループに影響します。
る抵抗（R1およびR2）
を選択します。R1の標準的な初期値は、
LT3752では22kであり、LT8310では100kです。R2の標準的
な初期値は、LT3752では33kであり、LT8310では150kです。
1. 大信号の影響：CTRの低下は、オプトカプラから同じ出力
電流を維持するために、オプトカプラの入力電流を増加す
る必要があることを意味します。オプトカプラの入力電流は
LT8311のOPTOピンから供給されます。光帰還ループは、
考えられる最低のCTRでLT8311のOPTOピンの電流が
制限されないように設計します。LT8311の内部オプトドラ
イバが OPTOピンから供給できる最大電流は10mAです。
OPTOピンがオプトカプラの入力に供給する最大電流が公
称で2mA ∼ 3mAになるように、システムを設計します。
2. 小信号の影響：CTR が 1/2に低下した場合、それ以外のす
べてのパラメータが一定であると仮定すると、フォワード・
コンバータの電圧帰還ループのDC 利得およびクロスオー
バー周波数は1/2に低下します。同様に、CTR が 2 倍に増
加した場合、他のパラメータが変化しないと仮定すると、
電圧帰還ループのDC 利得およびクロスオーバー周波数
は2 倍に増加します。電圧帰還ループは、CTR(MAX)（オプ
トカプラのCTR が最大）のとき、帰還ループのクロスオー
バー周波数がシステムのナイキスト周波数（=スイッチング
周波数 /2）
の範囲内に十分にとどまるように設計する必要
があります。経験上の目安としては、電圧帰還ループのクロ
スオーバー周波数を、CTRの公称値でのオプトカプラのス
イッチング周波数の約 1/10で設計します。
前に説明したように、オプトカプラ技術における改良により、オ
プトカプラの全動作期間でのCTRの変化はきわめて小さくな
り、十分に制御されるようになりました。しかしながら、オプト
カプラの設計でより難易度の高い側面は、大きなサンプル・サ
イズと広い動作温度範囲でのCTRの絶対的な変化です。オ
プトカプラ・ベースの電圧帰還ループを設計する場合、考慮
が必要なのはCTRのこの広がりです。CTRの変化が公称値
の2 倍以内であるオプトカプラを選べば、通常は妥当な出発
点になります
（室温でのCTRの広がりが小さいオプトカプラ
の一覧については表 1を参照してください）。
ステップ2：1次側ICのCOMPピンまたはVCピンを、インダクタ
電流をゼロにするのに必要な電圧
（次の式のVC_LOW のこと）
ま
で駆動するために、オプトカプラの出力トランジスタ
（VX_MAX）
のエミッタで必要な最大電圧を計算します。
R1
R1
VX _ MAX = VREF 1+ − VC _ LOW •
R2
R2
VC_LOW はLT8310では0.7Vで、LT3752では1.25Vです
VREF はLT8310では1.6Vで、LT3752では1.25Vです。
ステップ3：オプトカプラ出力電流の最大値
（IOPTO_OUT_HIGH）
を1mA ∼ 10mAの範囲から選択します。IOPTO_OUT_HIGH の
標準的な選択値は、たとえば 2.5mAです。ここで、RE を次のよ
うに計算します。
RE =
VX−MAX
IOPTO _ OUT _ HIGH
ステップ 4：LT8311のOPTOピンによってオプトカプラに供給
する必要がある最大入力電流（IF_HIGH）を、オプトカプラの
CTR が最小の場合（CTRMIN）
について概算します。
IF _ HIGH =
IOPTO _ OUT _ HIGH
CTRMIN
LT8311のOPTOピンが供 給できる10mAの制 限 範 囲内に
IF_HIGH が十分入っていることを確認してください。
ステップ 5：OPTOピンの電圧が最大
（VOPTO(MAX)）のとき、
OPTOピンが電流 IF_HIGH を供給するために必要なRD の値を
概算します。オプトカプラの入力LEDのオン電圧は1.2Vです。
RD =
VOPTO(MAX) − 1.2V − 0.5V
IF _ HIGH
次のガイドラインは、一般的なアプリケーションでオプトカプ
ラの入力抵抗と出力抵抗（それぞれ RD およびRE）の初期値
を計算するのに役立ちます。RDとRE の最終値は、システムの
ブレッドボード作成後に決定します。以下のガイドラインを読
む場合は、参照先として図 16を使用してください。
8311f
30
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LT8311
アプリケーション情報
この式で0.5Vをさらに減算しているのは、OPTOピンの線形
特性範囲を考慮し余裕を持たせたものです。LT8311のVINピ
ンの電圧が 8V 以上の場合、OPTOピンの最大電圧は6V（保
証される最小の値）です。VIN ピンの電圧がそれより低い場
合、VOPTO_MAX はVIN – 1.7Vになります。
前の式は、オプトカプラ・ベースの電圧帰還ループの大信号
特性に対してRD および RE をどのように計算する必要がある
かを示しています。RD および RE に対して最終的に選ばれた
値は、電圧帰還ループの大信号特性と小信号特性の両方に
うまく折り合いをつけるために、ここで計算した値から調整す
ることが必要な場合があります。
出力ソフトスタートのためのソフトスタート・コンデンサ
（CSS）
の選択
「動作」
セクションでは、起動時の出力ソフトスタート、短絡回
復時の出力オーバーシュート制御、さらにLT8311のオプトカ
プラ制御方式の起動時での電圧帰還ループに対するバイア
スの事前印加に対して、LT8311のSSピンがどのように役立つ
かについて説明しました。ソフトスタート・コンデンサ
（CSS）
は、
起動時にLT8311の10µA 内部調整電流源によって充電され
ます。SSピンの電圧が 1.227Vより低いとFBピンの電圧はSS
ピンの電圧を追跡するので、SSピンのスルーレートを設定す
るとFBピンのスルーレートも設定され、
出力電圧がそのレギュ
レーション電圧に到達する時間が設定されます。
「動作」
セク
ションで説明したように、SSピンのスルーレートとFBピンの
スルーレートの間のトラッキングが有効なのは、LT8311の出
力電圧のソフトスタートが1次側ICの出力電圧のソフトスター
トより低速である場合に限ることを認識することが重要です。
この基準に従うことにより、次式が適用されます。
∂VOUT ∂VFB 10µA
=
=
∂t
∂t
CSS
ここで、CSS はLT8311のSSピンとGNDの間のコンデンサ、
VOUT はフォワード・コンバータの出力電圧、VFB はLT8311の
FBピンの電圧です。
LT8311 の同期制御の基本
キャッチMOSFET およびフォワードMOSFET の選択
2 次側の同期 MOSFETを選択するときは、パラメータ
（ドレイ
ン-ソース間の最大電圧、
ドレイン-ソース間の最大電流、
ゲー
ト-ソース間の最大電圧）
を慎重に選択して、システムの堅牢
な動作を確保することが重要です。さらに、システム効率を
最大限に高めるため、MOSFETのオン抵抗（RDS(ON)）
および
ゲート電荷（Qg）
を最小限に抑えて、MOSFETでの電力損失
を少なくすることが重要です。特定のアプリケーションに対し
て適切なキャッチMOSFETおよびフォワードMOSFETを選
択するには、以下のガイドラインに従ってください。
1.VDS の最大定格
キャッチMOSFETのドレインで観測される最大電圧は、シス
テムの最大入力電圧（VIN(MAX)）
とトランスの巻数比
（NS/NP）
の関数です。
Catch MOSFET VDS(MAX) = V IN(MAX) •
NS
• Margin
NP
ここで、Margin（余裕）
は1 から3まで
（標準では1.5 ∼ 2）
の数
で、キャッチMOSFETのVDS(MAX) の式に一定の安全余裕を
与えます。これは、トランスの2 次巻線の漏れインダクタンスに
付随した電圧スパイクを考慮したものです。キャッチMOSFET
のドレインにスナバ回路を使用すると、漏れインダクタンスによ
るスパイクが最小限に抑えられ、Marginをその範囲の下端に
近づけることができます。
フォワードMOSFETのドレインで観測される最大電圧は、ト
ランスの磁束をリセットするためにフォワード・コンバータの1
次側で使用されるリセット機構の関数です。
アクティブ・クランプ・リセットを使用する場合は、次のようにな
ります。
Forward MOSFET VDS(MAX) ≈
定常状態では、SSピンの電圧は内部クランプによって最大
2Vにクランプされます。
1−
VOUT
VOUT
V IN(MIN) •
NS
NP
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
31
LT8311
アプリケーション情報
ここで、VIN(MIN) はシステムの最小入力電圧であり、VOUT は
フォワード・コンバータの出力電圧です。フォワードMOSFET
のVDS(MAX) に関するこの式では、1 次側のアクティブ・クラン
プ・コンデンサ
（CCL）が、電圧源として扱われるほど十分に
大きいと仮定していることに注意してください。実際には、フォ
ワードMOSFETのドレイン電圧には、ここで計算した電圧以
上の
「湾曲」があり、リセット処理時にLMAGとCCL の間を往
復するエネルギーと関連しています。
ほとんどのアプリケーショ
ンでは、フォワードMOSFETのVDS(MAX) の式に20%の安全
余裕を加えることでこの湾曲を説明できます。
共振リセットを使用する場合は、次のようになります。
Forward MOSFET VDS(MAX) ≈
fSW
VOUT
• 2 • LMAG • CRST
ここで、VIN(MAX)とVIN(MIN) は、フォワード・コンバータの最
大入力電圧と最小入力電圧です。
キャッチMOSFETの最大連続ドレイン電流（ICAT_RMS）は、
次のように計算できます。
ICAT _ RMS =
2
2 IRIPP(P−P)
1−
D
•
I
+
( MIN ) LOAD(MAX)
12
ここで、DMIN はフォワード・コンバータの最小デューティ・サイ
クル、ILOAD(MAX) はフォワード・コンバータの最大出力負荷
電流、IRIPP(P-P) は出力インダクタを流れるピーク・トゥ・ピーク
のリップル電流です。IRIPP(P-P) は次のように計算されます。
IRIPP(P−P) = VOUT •
1− DAVG
fSW • LOUT
ここで、fSW はフォワード・コンバータのスイッチング周波数、
LMAG はトランスの1 次巻線の磁化インダクタンス、CRST は1
次側で使用される共振リセット・コンデンサです。
ここで、DAVG はフォワード・コンバータの平均デューティ・サイ
クル、fSW はコンバータのスイッチング周波数、LOUT は出力イ
ンダクタンスの値です。
キ ャッチMOSFETと は 異 なり、フォワ ー ドMOSFETの
VDS(MAX) の式は、通 常は漏れインダクタンスによる電 圧
スパイクを考慮する必要はありません。これは、フォワード
MOSFETのオン/オフが、蓄積された大量の漏れインダク
タンス・エネルギーを消費しなければならないフォワード
MOSFETのドレインとは通常は関係ないからです。
フォワードMOSFETの最大連続ドレイン電流（IFWD_RMS）
は
次のとおりです。
2. IDS の最大定格
フォワードMOSFETとキャッチMOSFETには、どちらもインダ
クタ電流の可能最大ピーク値より高いピーク・パルス定格電
流が必要です。この可能最大ピーク値が生じるのは最大負荷
電流時であり、次の式と等しくなります。
ほとんどのパワー MOSFETのデータシートでは、連続ドレイ
ン電流およびパルスドレイン電流に定格があります。連続ドレ
イン電流はキャッチMOSFETおよびフォワードMOSFETの
RMSドレイン電流で、これはインダクタ電流と、フォワード・コ
ンバータが動作しているデューティ・サイクルの関数です。パル
スドレイン電流はMOSFETで観測される瞬間的な最大ドレイ
ン電流で、通常はインダクタ電流波形のピークです。
最大連続ドレイン電流を計算する前に、フォワード・コンバー
タの最小デューティ・サイクル、最大デューティ・サイクル、およ
び平均デューティ・サイクルを計算すると役立ちます。
VOUT
DMIN =
N
V IN(MAX) • S
NP
DMAX =
DAVG =
VOUT
N
V IN(MIN) • S
NP
IFWD _ RMS =
ILOAD(MAX) +
IRIPP(P−P) 2
DMAX • ILOAD(MAX) 2 +
12
IRIPP(P−P)
2
3.VGS の最大定格
「INTVCC のバイアス電源」
セクションで以前説明したように、
INTVCC はLT8311によって内部で7Vに安定化されていま
す。拡大解釈すると、LT8311の内部 LDOを使用してINTVCC
を安 定 化する場 合、キャッチMOSFETおよびフォワード
MOSFETのゲートは最大 7Vまで駆動できます。LT8311の内
部 LDOを使用するアプリケーションでは、VGS の最大値が
10Vより高いMOSFETを選択すれば十分です。
DMAX + DMIN
2
8311f
32
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
アプリケーション情報
一方、INTVCC ピンは外部で最大 16Vまでオーバードライ
ブできます。こうしたアプリケーションでは、VGS の最大値が
20VのMOSFETを選択すれば十分です。
4.RDS(ON) によるMOSFET の損失の計算
キャッチMOSFETとフォワードMOSFETに付随する導通損
失 / 抵抗損は、MOSFETのRMS 電流とそのオン抵抗の関数
です。大半のフォワード・コンバータ・アプリケーションは、通
常は出力の最大負荷電流が大きい
（5A 以上）
ので、MOSFET
のRDS(ON) に付随する損失を最小限に抑えることの方が、
MOSFETのゲート電荷に付随する損失を最小限に抑えること
よりはるかに重要になります。
キャッチMOSFETの抵抗損 = (ICAT_RMS)2 • RCAT
ここで、RCATはキャッチMOSFETのオン抵抗
（RDS(ON)）
です。
フォワードMOSFETの抵抗損 = (IFWD_RMS)2 • RFWD
ここで、
RFWDはフォワードMOSFETのオン抵抗
（RDS(ON)）
です。
5.Qg ベースの損失の計算
2 次側の同期 MOSFETに付随するゲート電荷（Qg）ベースの
損失には、以下の2つの側面があります。
A. Qg ベースの MOSFETスイッチング損失：
キャッチMOSFET がオン/オフするタイミングは、プリアク
ティブ・モードか同期モードかにかかわらず、ZVS（ゼロ電
圧切り替え）時です。キャッチMOSFETはオンするのは、イ
ンダクタ電流が MOSFETのボディ・ダイオードを既に流れ
ている後です。同様に、キャッチMOSFET がオフすると、イ
ンダクタ電流はその後にMOSFETのボディ・ダイオードを
流れます。その結果、スイッチング時のキャッチMOSFET
のドレイン-ソース端 子 間 電 圧は小さくなり、キャッチ
MOSFETのスイッチング損失はわずかなものになります。
フォワードMOSFET がオン/オフするタイミングは、プリア
クティブ・モードか同期モードにかかわらず、それぞれ ZVS
（ゼロ電圧切り替え）時および ZCS（ゼロ電流切り替え）
時です。フォワードMOSFET がオンするのは、トランスの
リセットが完了した後です。
トランスのリセット完了は、フォ
ワードMOSFETのボディ・ダイオードを流れるトランスの磁
化電流が目印になります。これにより、フォワードMOSFET
に小さなドレイン-ソース間電圧を加えることでフォワー
ドMOSFETをオンすることができます。同様に、フォワー
ドMOSFET がオフするのは、通常は1 次側 MOSFET がオ
フした後です。1 次側 MOSFET がオフすると、フォワード
MOSFETを流れる唯一の電流がトランス磁化電流となり
ますが、この電流は事実上 0とみなすことができます。した
がって、フォワードMOSFETのスイッチング損失はわずか
です。
B. Qg ベースのコンバータ電力損失：
「INTVCC のバイアス電源」
セクションで以前説明したよう
に、キャッチMOSFETおよびフォワードMOSFETのオン/
オフ時に発生した電力損失があり、これらのMOSFETの
ゲートへのゲート電荷（Qg）
の供給と関連しています。この
電荷の供給元は、内部 LDOを使用してINTVCC を安定化
する場合はLT8311のVIN ピンに接続されている電源電圧
であり、LT8311のINTVCC ピンを外部から駆動する場合
はINTVCC ピンに接続されている電源電圧です。いずれの
場合も、ゲート電荷の供給に関連した全損失は次のとおり
です。
電力損失 = VSUPP • (QgCAT ＋QgFWD) • fSW
ここで、VSUPP は、INTVCC が内部で安定化されている場
合、LT8311のVIN ピンに接続されている電源電圧です。あ
るいは、LT8311のINTVCC が外部から駆動されている場
合、VSUPP はINTVCCピンに接続されている電源電圧です。
QgCAT および QgFWD は、それぞれキャッチMOSFETおよび
フォワードMOSFETのゲート電荷（Qg）
です。fSWはフォワー
ド・コンバータのスイッチング周波数です。
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
33
LT8311
アプリケーション情報
プリアクティブ・モードでの RTIMER の設定
プリアクティブ・モードでは、タイムアウト期間が始まるまでに
2つのCSW 立ち上がりエッジの間に経過できる最大期間を
TIMERピンの抵抗（RTIMER）
によって設定します。タイムアウ
トにより、1 次側 IC がスイッチングを停止した場合、LT8311は
すべての同期動作を停止できます。CSW 立ち上がりエッジは
1 次側のスイッチング動作を表わすので、CSW 立ち上がりエッ
ジのタイムアウトはスイッチングの停止と解釈されます。その時
点でLT8311は2 次側同期スイッチングをすべて停止して、そ
の評価期間を開始します。評価期間の詳細については、
「動
作」
セクションを参照してください。評価期間内の条件がすべ
て満たされると、2 次側のスイッチングは再開します。また、タイ
ムアウトでは、プリアクティブ・モード内でのスイッチング動作
が行われるのが、プリアクティブ・モードの動作周波数範囲内
の周波数になることも保証されます。
図 18に示すように、CSWピンの電圧が –150mVより低い電
圧レベルから上昇して1.2Vを超えるのを検出するたびに、
LT8311はその内部タイムアウト信号をリセットします。キャッチ
MOSFETのゲートであるCGは、CSWの電圧が –150mVより
低い電圧に低下するのを検出すると、
（ある一定の伝播遅延
後に）
オンします。CG が H になると、キャッチMOSFET がオ
ンして、そのドレイン電圧（CSW）
は
（GNDに接続されている）
ソース電圧の近くまで低下します。CGは、予想されるCSW 立
ち上がりエッジの前にCCMで予測してオフします。
（–150mV
より低い電圧から1.2Vより高い電圧に上昇する）CSW 立ち
上がりエッジが、
タイムアウト信号をリセットする時間内に出現
しない場合は、タイムアウト信号によって最終的に電圧 VREF_
そ
TIMEOUT まで充電され、内部タイムアウト状態が生じます。
の結果、LT8311は同期式の導通をすべて停止し、評価期間
を開始します。評価期間が終了するのは、内部タイムアウト信
号が適切なタイミングでリセットするなど、
「動作」
セクションに
示す4つの条件が、連続 3 回のCSW 立ち上がりエッジで満た
される場合に限ります。評価期間が完了すると、LT8311は同
期制御を再開します。
VREF_TIMEOUT
LT8311 INTERNAL
TIMEOUT SIGNAL
TIMEOUT
CSW
(PREACTIVE MODE)
1.2V
–150mV
TIMEOUT RESETS ONLY WHEN
CSW RISES PAST 1.2V, PRECEDED BY
FALLING BELOW –150mV
CG PREDICTIVE
TURN-OFF
CG
EVALUATION PERIOD
0V
CG TURNS ON WHEN CSW < –150mV
TIME
8311 F18
図 18. プリアクティブ・モードでタイムアウトが発生すると、LT8311 は同期式の導通をすべて停止し、
評価期間を開始する
（注記：CSW のリンギング波形が生じるのは、インダクタ電流が 0A になることが原因）。
8311f
34
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
アプリケーション情報
TIMERの抵抗は、通常はフォワード・コンバータの公称のス
イッチング周期より20% 長いタイムアウト期間を設定するよう
選択します。
Timeout =
1.20
fSW
ここで、fSW はコンバータのスイッチング周波数（Hz）
です。
タイムアウト期 間を一 度 計 算すれば、TIMERピンの抵 抗
（RTIMER）
は以下のように計算できます。
RTIMER (kΩ) ~ 22.1E6 • Timeout
ここで、Timeoutの単位は秒です。
RTIMERとタイムアウトの関係は完全に線形ではありません。
標準的な一連のフォワード・コンバータ・スイッチング周波数
に対するRTIMER の値（最も近い1% 精度抵抗）
を表 1に示し
ます。
表 1．さまざまなフォワード・コンバータ・
スイッチング周波数に対する1% 精度の RTIMER 抵抗値
スイッチング周波数
（kHz）
タイムアウト
（µs）= 1.2/fSW
100
12
150
8
200
6
250
4.8
300
4
400
3
500
2.4
RTIMER（kΩ）
267
178
133
107
88.7
66.5
53.6
タイムアウト期間をスイッチング周期の1.2 倍に設定すると、ス
イッチング周波数がその最終値の80%に近づくまで、プリアク
ティブ・モードでの周波数フォールドバックによって同期式の
導通は停止したままになります。このことは、スイッチング周波
数が 100kHzのアプリケーションでは、80kHzのときにLT8311
がプリアクティブ・モードで同期式の導通が可能な状態であ
ることを意味します。LT8311のデータシート規格では、80kHz
はプリアクティブ・モードの動作周波数範囲外ですが、このデ
バイスは80kHzまで動作して、こうした周波数フォールドバッ
ク状態を乗り切る設計になっています。また、タイムアウトが生
じると、軽出力負荷電流でCSW パルススキップ状態の場合に
同期式の導通が停止する場合もあります。
同期モードでの RTIMER の設定
同期モードでは、タイムアウト期間の機能はプリアクティブ・
モードと同様です。ただし、SYNCピンの電圧が –1.2Vより低
くなるたびに、LT8311の内部タイムアウト信号がリセットされ
ることが異なります。同期モードでのタイムアウト機能の目標
は、キャッチMOSFET がオンのままの状態が長すぎて、危険
なレベルの逆方向出力インダクタ電流が流れる
（電流が出力
コンデンサからキャッチMOSFETのドレインに向かって逆に
流れる）場合、主にキャッチMOSFETのオン時間を制限する
ことです。危険なレベルの逆方向出力インダクタ電流を構成
する要素に関する詳細については、
「同期モードでの電流検
出コンパレータのCSP/CSN 入力の構成」
セクションを参照し
てください。
同期モードでは、タイムアウト期間を1 次側 ICの最長のスイッ
チング周期より20% 長く設定します。通常、1 次側 ICの最長
のスイッチング周期は最小の周波数フォールドバック周波数
（fSW_SMALLEST）
に一致します。
Timeout =
1.2
fSW _ SMALLEST
タイムアウト期 間を一 度 計 算すれば、TIMERピンの抵 抗
（RTIMER）
は以下のように計算できます。
RTIMER(kΩ) ~ 22.1E6 • Timeout
ここで、Timeoutの単位は秒で、fSW_SMALLEST の単位はHz
です。
プリアクティブ・モードでの電流検出コンパレータの CSP/
CSN 入力の構成
LT8311の 差 動 入 力 電 流 検 出コンパレータは、キャッチ
MOSFETを流れる電流の情報をLT8311に与える目的で使用
されます。CSPピンおよびCSNピンをキャッチMOSFET（MCG）
のドレインおよびソースに直列抵抗を介してそれぞれ接続し、
LT8311 が MCG のドレイン-ソース間電圧を検出して、その電
流について推論できるようにします。あるいは、CSPとCSNを、
MCG のソースとグランドの間に接続した検出抵抗の両端に、
直列抵抗を介して接続してもかまいません。
「動作」
セクション
で以前説明したように、CSPピンとCSNピンはプリアクティブ・
モードで構成し、キャッチMOSFETの電流がゼロになったと
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
35
LT8311
アプリケーション情報
きにコンパレータが作動するようにします。電流コンパレータ
は内部では66mVで作動し、CSPピンからは40µA が流れ出
すので、1.65kの1% 精度抵抗をCSPとCSNの間に直列に接
続することにより、キャッチMOSFETの両端の電圧がほぼ 0V
のときにLT8311 が作動できるようにする必要があります。電
流コンパレータには公称 100nsの伝播遅延があるので、電流
コンパレータが作動してからキャッチMOSFET がオフするま
でには約 100nsの時間がかかることに注意してください。この
100nsの間、出力インダクタを流れる電流はキャッチMOSFET
のドレインからソースの方向へ逆に流れることができます。
MCG に負の電流が流れるのが望ましくない場合は、キャッチ
MOSFETのソースからドレインの方向に正の電流が流れると
きコンパレータが作動するようにCSPピンの直列抵抗を選択
できます。次の式を使用すると、CSPピンと直列に接続する抵
抗（RCSP）
を、キャッチMOSFETの作動電流の目標値（ITRIP）
に合わせて計算できます。
RCSP =
66mV − I TRIP • RSNS
40µA
ここで、RSNS は、CSPピンとCSNピンがキャッチMOSFETの
ドレイン端子とソース端子にそれぞれ直接接続されている場
合、キャッチMOSFETのRDS(ON) です。あるいは、CSP/CSNピ
ンを検出抵抗の両端に直接接続した場合、RSNS はキャッチ
MOSFETのソースでの検出抵抗になります。CSPピンと直列
に接続する抵抗（RCSP）
が決まったら、同じ抵抗をCSNピンと
直列に接続します。
同期モードでの電流検出コンパレータのCSP/CSN入力の構成
フォワード・コンバータをFCM（強制連続モード）
で動作させ
る必要がある場合、LT8311は通常は同期モードで動作しま
す。同期モードでは、LT8311は、1 次側 ICのSOUT ピンからパ
ルス・トランスを介して、SYNCピンで同期制御信号を受信し
ます。同期モードで、LT8311のキャッチMOSFETのドレイン
とソースにCSP/CSNピンをそれぞれ接続する目的は、軽負荷
時に逆インダクタ電流が大量に流れすぎないようにキャッチ
MOSFETを保護することです。
与えられている以下のガイドライン
（ステップ 1 ∼ 5）
に従って、
キャッチMOSFETの適切な逆電流作動点（VTRIP）
を求めるこ
とができます。
ステップ 1：通常のFCM 動作時でのワーストケースの負のイ
ンダクタ電流値を求めます。ワーストケースとなるのは、最小
の周波数フォールドバック周波数、最高のVIN、0A 負荷時の
可能性が高いと思われます。この値を求める簡単な方法は、
LT8311を同期モードで機能させ、CSP/CSNピンをGNDに
短絡した状態でフォワード・コンバータを動作させることです。
VIN を最大値、負荷を0Aに設定して起動時のインダクタ電
流波形をオシロスコープで観察すると、正常な起動動作時に
ワーストケースの負のインダクタ電流値（ICATCH_FET）
を素早
く求めることができます。これにより、CSP/CSN 作動点の下限
値（VTRIP の最小値）
が設定されます。
VTRIP の最小値 = |ICATCH_FET| • RDS(ON)
ここで、RDS(ON) はキャッチMOSFETのオン抵 抗、ICATCH_
FET は起動時のFCM 動作の期間に流れる負のインダクタ電
流（キャッチMOSFETのドレインからソースに流れる電流）
の
ワーストケースでの大きさです。
ステップ 2：ステップ 1で計算した値から一定の余裕を持たせ
る作動点（VTRIP）
を選択します。標準的な余裕は20%である
と考えられるので、次の作動点を設定します。
VTRIP = 1.2 • VTRIP の最小値
ステップ 3：選択したキャッチMOSFETの単一パルス・アバラ
ンシェ・エネルギー定格（EAS、単位：mJ）
と、
そのドレイン-ソー
ス間ブレークダウン電圧（VBR(DSS)、単位：V）
をMOSFETの
データシートで調べます。
ステップ 4：キャッチMOSFET がオフしたときに、そのアバラン
シェ・エネルギー定格（基準は次の式）
を超えないように、選
択したCSP/CSN 作動電圧では、キャッチMOSFETにあまり
多くの負電流が流れないことを確認してください。
VTRIP (in Volts) < RDS(ON) •
(1.3 • VBR(DSS) − VOUT )
2 • E AS •
(1.3 • VBR(DSS) • LOUT )
ここで、
EAS（ジュール）= キャッチMOSFETの単一パルス・アバラン
シェ・エネルギー定格。
VBR(DSS)
（V）= キャッチMOSFETのドレイン-ソース間ブレー
クダウン電圧定格。
8311f
36
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
アプリケーション情報
RDS(ON)（Ω）= キャッチMOSFETのデータシートで調べた
MOSFETのオン抵抗定格。
VOUT
（V）= フォワード・コンバータの定常状態での出力電圧。
LOUT
（H）= 出力インダクタ。
VTRIP の電圧が大きすぎるとキャッチMOSFETのアバラン
シェ・エネルギー定格を超えるので、その場合はステップ 1お
よび 2に戻って、このアプリケーションでMOSFET が受けるア
バランシェ・エネルギーがデータシートに規定されたSOAの
範囲内に収まるまで調整するか、別のMOSFETを選択します。
ステップ 5：適切な作動点を選択するときに、直列抵抗（RCSP
および RCSN）
を次の式に基づいて決定することができます。
RCSP = RCSN =
5. RTIMER を配置して、フォワード・コンバータの定常状態の
スイッチング周期より20% 長いタイムアウト期間を設定し
ます。
6. CSWピンとFSWピンを、2kのセラミック抵抗を介して、
キャッチMOSFETおよびフォワードMOSFETのドレイン
にそれぞれ接続します。接続の長さはできるだけ短くしてく
ださい。
7. VDS を検出するために、キャッチMOSFETのドレイン端子
とソース端子に、1.65kの抵抗を介してCSPピンとCSNピ
ンをそれぞれ直接接続します。内部で結合する外部ノイ
ズを除去するために、CSPピンとCSNピンの間に小型の
10pFフィルタ・コンデンサが必要な場合があります。
8. キャッチMOSFETおよびフォワードMOSFETのゲートに、
CGとFGをそれぞれできるだけ短い距離で接続します。
66mV − VTRIP
40µA
CSPピンとキャッチMOSFETのドレインの間にRCSPを接続し、
CSNピンとキャッチMOSFETのソースの間にRCSN を接続し
ます。
プリアクティブ・モードの同期制御
プリアクティブ・モードの一般的ガイドライン
次のガイドラインは、LT8311の同期制御をプリアクティブ・
モードで準備するために一般的に必要となる接続および動作
条件の概要を示すのが目的です。これらのガイドラインは出発
点として役立つことを想定していますが、ベンチ評価の代わり
にはなりません。LT8311のプリアクティブ・モード方式を使用
する各アプリケーションは、最終的にはその特定要件につい
て評価する必要があり、デバイスはそれに応じて構成する必
要があります。
1. データシートの推奨事項に従ってVINとINTVCC にバイア
スをかけます。
2. VIN ピンとGNDの間に2.2µF 以上のセラミック・コンデン
サを接続します。
3. INTVCC ピンとGNDの間に4.7µF 以上のセラミック・コン
デンサを接続します。
4. PMODEピンとSYNCピンを0Vに接続します。
同期制御が動作状態になったら、以下のガイドラインに従い
ます。
9. CSWピンとFSWピンの電圧が 150Vの絶対最大定格を
超えないことを確認します。CSWピンまたはFSWピンの
電圧が150Vを超える場合は、
キャッチMOSFETまたはフォ
ワードMOSFET（あるいはその両方）
のドレインにRCスナ
バ回路を使用することが必要になる可能性があります。
10. キャッチMOSFET 電流の作動点によって軽負荷時にイン
ダクタ電流が逆方向に流れる
（出力からキャッチMOSFET
のドレインに戻る）場合は、CSP/CSNの作動点を再設定し
て、キャッチMOSFETのソース-ドレイン間電流がわずか
に正の値になったときに
（内部コンパレータが）作動するよ
うにします。こうするには、通常はCSPとCSNに接続する
直列抵抗を1.65kより大きい値に増加することが必要です。
11. キャッチMOSFETの電流の作動点が一貫しているように
見えず、キャッチMOSFETのターンオフ・エッジが作動電
流時にジッタを示すように見える場合、CSPピンとCSNピ
ンの間のフィルタ・コンデンサを調整することが必要にな
る可能性があります。
電圧帰還ループの一部としてLT8311を使用する場合、通常
は、FBピンを抵抗分割器回路網を介して出力電圧に接続す
ることに注意してください。
8311f
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37
LT8311
アプリケーション情報
同期モードの同期制御
RSYNC • CSYNC ≥
パルス・トランスと高域通過フィルタの選択
同期モードでは、
LT8311は、
キャッチMOSFETおよびフォワー
ドMOSFETのオン/オフのタイミングをSYNCピンの電圧信
号に基づいて決定します。1 次側 ICのSOUT ピンからLT8311
のSYNCピンに同期制御信号を伝達するために使用する標
準的な回路を、
「動作」
セクションの図 7に示します。この回路
では、1 次側と2 次側の間の絶縁を実現するパルス・トランス
（図 7ではT2）
と、高域通過フィルタ
（RSYNC および CSYNC）
を使用します。CSYNC は、DC 信号が T2に直接加わるのを遮
断します。高域通過フィルタ
（RSYNC および CSYNC）によって
SOUT 信号のDC 成分を除去すると、図 19に示すように、SOUT
の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジで SYNCピンの
信号を正または負にすることができます。正負の信号の大きさ
と期間が等しいと、トランスT2での正と負のボルト秒を等しく
維持できるので、磁化電流の正味の増加を防止できます。
50ns
2V
−1• n
VMAX
ここで、VMAX は、図19に示すようにSOUT の最大電圧です。
2. RSYNC は十分に小さくして、SYNC 信号が十分に減衰する
ことを保証する必要があります。SYNC 信号の減衰が不足
すると、SYNC 検出コンパレータが誤作動する原因になる
ほどリンギングが大きくなって、2 次側の同期制御が不適
切になる可能性があります。最適な減衰を実現するための
RSYNC を計算するのに使用する式は、次のとおりです。
1
Lm
•
RSYNC ≤
CSYNC
2 • ζ
ここでζは減衰率で、通常は約 1になるように選択します。
Lm はパルス・トランスの1次巻線の磁化インダクタンスです。
大きなLm を選択すると減衰率を高くすることができるの
で、1 次巻線インダクタンスの大きいパルス・トランスを選択
してSYNC 信号の減衰量を増やすのが賢明です。
RSYNCとCSYNC の値を適切に選択して、以下の基準をすべて
満たす必要があります。
1. 十分なオーバードライブ電圧により、SYNCピンに十分長
いパルス幅を生成できるように、RSYNC • CSYNC 時定数は
十分に大きくする必要があります。これを図 19に示します。
ここで、SYNCピンの電圧が 2V（以上のオーバードライ
ブ）のときt1を50ns 以上にして、SYNCコンパレータを作
動させる必要があります。この制約条件を適用することによ
り、次の式ではRSYNC • CSYNC の積に要求される最小値
に関して制限値が設定されます。
また、RSYNC の値を小さくした場合も、内部で結合する可
能性がある漂遊信号（寄生磁界）
に対する高域通過フィル
タの感度が低下します。
VMAX
SOUT
0V
VMAX
2V
SYNC
t1
0V
t1
–2V
–VMAX
TIME
8311 F19
図 19. SYNC 信号の正と負のエッジは、それぞれ SOUT の立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジで生成される。LT8311 は、
SYNCピンの電圧が 2V（以上のオーバードライブ）
のときパルス幅の時間 t1を50ns（標準）以上にして、
内部の SYNC 検出コンパレータを作動させることが必要。
8311f
38
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
アプリケーション情報
3. RSYNC の値は、正または負のSYNCピン電圧信号が発生
するたびに、必要なソース/シンク電流の量を制限するの
に十分なほど大きくなければなりません。SOUT ピンのゲー
ト・ドライバのソース電流供給能力は限られているので、
RSYNC を十分に大きくして、電流駆動時にこの制約条件に
違反しないようにする必要があります。たとえば、LT3752の
SOUTドライバの最大電流定格は約100mAです。
この結果、
次のようになります。
RSYNC ≥
VMAX
100mA
VMAX はSOUT ゲート・ドライバの H 電圧で、LT3752の場
合は標準で約 8V ∼ 12Vです。
以下の手順をガイドラインとして使用して、RSYNCとCSYNC の
値を計算できます。
ここでIMAX は、1 次側 ICのSOUT ピンの最大電流ソース/シ
ンク能力です
（LT3752の最大電流能力は約 100mAであり、
LT8310の最大電流能力は約 300mAです）。IMAX を規定の
最大推奨ソース電流より小さい値に設計して、プロセスと温
度に対する設計余裕を考慮に入れることを推奨します。
ステップ 4のRSYNC の計算結果が不合理な抵抗値になる場
合は、ステップ 1 ∼ 3に戻って、Lm、VMAX、CSYNC のいずれ
かを変更してください。すべての基準が満たされるまで、
ステッ
プ 4でRSYNC を再計算します。
設計例
LT3752-LT8311のフォワード・コンバータ設計では、パルス・ト
ランスPE-68386NLを選択し、LT3752のSOUT 信号を高域通
過フィルタを通してからLT8311のSYNCピンに伝達しています。
ステップ 1：パルス・トランスを選択します。標準的な推奨品は
Pulse Electronics 製のPE-68386NLです。
ステップ1：このトランスの磁化インダクタンスLmは785µHです。
ステップ 2：1 次側 ICのSOUT の信号の最大振幅 VMAX を決
めます
（図 19 参照）。これにより、LT8311のSYNCピンの信号
の最大振幅が設定されます。
ステップ 3：CSYNC には220pFを選択します。
ステップ 3：CSYNC の容量値を推測します。初期値として適切
な範囲は220pF ∼ 1nFと考えられます。
ステップ 4：次の式に示す制約条件に基づいてRSYNC を選択
します。
1
•
2
Lm
C
≥ RSYNC ≥ MAX
SYNC
50ns
, VMAX
C
•
−1
•
IN(2V
/
V
)
MAX
IMAX
SYNC
ステップ 2：LT3752のVMAX は12Vです。
ステップ 4：IMAX = 70mA、Lm = 785µH、CSYNC = 220pF、
VMAX = 12Vに合わせて設計すると、RSYNC について次の計
算結果が得られます。
944Ω ≥ RSYNC ≥ Max {127Ω, 171Ω}
まとめ
この例では、パルス・トランスPE-68386NLと組み合わせて
使用する高域通過フィルタとしてRSYNC = 560ΩとCSYNC =
220pFを選 択して、LT3752のSOUT 信 号をLT8311のSYNC
ピンに伝達しています。
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
39
LT8311
標準的応用例
18V ∼ 72V 入力、12V/8A 出力のアクティブ・クランプ絶縁型フォワード・コンバータ
L1
6.8µH
4:4
T1
VIN
18V to
72V
C1
4.7µF
×3
•
R1
100k
VIN
UVLO_VSEC
C9
100nF
R2
5.9k
R3
1.82k
C10
2.2µF
100V
OVLO
•
D2
C11
100nF
R16, 2k
M2
AOUT
R14
10k
LT3753
R18, 1.78k
M1
R4
71.5k
OUT
IVSEC
240kHz
RT
R5
SYNC
31.6k
SOUT
ISENSEP
OC
TAS
TOS
TBLNK
GND SS1
R6
49.9k
R7
34k
R13, 2k
R12
6mΩ
INTVCC
COMP
SS2 FB
C3
0.47µF
C4
1µF
R8
100k
C7
1µF
R9
100k
R20, 1.5k
C12
15nF
C6
R11
4.7µF
100Ω
C5
10pF
CSW
+
C20
470µF
CSP
VIN
CSN
PGOOD
OPTO
INTVCC
COMP
SYNC
PMODE
SS
TIMER GND
R23
100k
VOUT
C15
4.7µF
C16
2.2µF
R22
154k
R21
2.94k
PS2801-1
VOUT
12V/8A
R26
11.3k
LT8311
CG
R19, 1.78k
ISENSEN
TAO
M4
D3
FB
FG
R17, 2k
D1
C17
2.2nF
R25
100k
FSW
M3
C18
68pF
C19
22µF
×2
R24
20k
C14
1µF
8311 TA02
1k
T1:
T2:
L1:
M1:
M2:
M3:
M4:
D2:
D3:
2.2nF
CHAMPS B45R2-0404.04
CEL PS2801
CHAMPS PQR2050-08
INFINEON BSC077N12NS3
IR IRF6217PBF
FAIRCHILD SEMI. FDMS86101DC
INFINEON BSC077N12NS3
CENTRAL SEMI. CMMR1U-02
DIODES INC. SBRIU150
VIN = 48Vでの効率および電力損失
96
14
VIN = 48V
94
12
92
10
90
8
POWER LOSS
88
6
86
4
84
2
82
1
3
5
LOAD CURRENT (A)
7
9
POWER LOSS (W)
EFFICIENCY (%)
EFFICIENCY
0
8311 TA02b
8311f
40
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
標準的応用例
18V ∼ 72V 入力、12V/12.5A、150W 出力のアクティブ・クランプ絶縁型フォワード・コンバータ
VAUX
UVLO_VSEC
ISENSEN
LT3752
SOUT
INTVCC
R5
22.6k
R4
49.9k
R7
34k
R6
7.32k
R9
31.6k
R8
71.5k
C3
22nF
C2
0.33µF
COMP
FB
HCOMP
SS2
SS1
RT
TBLNK
IVSEC
GND
TAS
TOS
R10
2.8k
R24
C4
100k
22nF
C13
22µF
16V
×2
HFB
R23
100k
R21
100Ω
BSC077N12NS3
M1
VAUX
R14
2k
R15
0.006Ω
•
R13
560Ω
INTVCC
R11
10k
R12
1.1k
R25
100Ω
C5
4.7µF
C16
1µF
R26
1k
VIN
R28
3.16k
PS2801-1
R30
100k
GND
PGOOD
SYNC
T3
•
C6 220pF
C11
2.2µF
R27
100k
R22
100Ω
VAUX
C12
4.7µF
LT8311
C17
220nF
R20
499k
FB
C28
68pF
R31
11.3k
C18
68pF
R29
13.7k
C19
4.7nF
8311 TA03a
2.2nF
T1: CHAMPS G45R2_0404.04D
T2: BH ELECTRONICS L00-3250
T3: PULSE PE-68386NL
L1: CHAMPS G45AH2-0404-D4
D1, D2, D3: BAS516
D4: CENTRAL SEMI CMMR1U-02
効率と負荷電流
96
94
EFFICIENCY (%)
R3
1.82k
OC
ISENSEP
OVLO
M4
M3
+
VOUT
12V
12.5A
D1
OUT
SYNC
TAO
R2
5.9k
AOUT
M2
C14
470µF
16V
C24
2.2nF
250V
BSC077N12NS3
FDMS86101
Si2325DS
R16
10k
HOUT HISENSE
VIN
R1
100k
R18
0.15Ω
D4
C8
15nF
C7
100nF
R38
20k
CSN
CSP
ZVN4525E6
M5
•
COMP
•
R17
499Ω
•
C10
2.2µF
SS
D3
CG
•
CSW
T2
INTVCC
PMODE
TIMER
•
FG
D2
C9
2.2µF
L1
6.8µH
FSW
INTVCC
C1
4.7µF
100V
×3
T1
4:4
OPTO
VIN
18V TO
72V
92
90
24VIN
48VIN
72VIN
88
86
0
3
9
6
LOAD CURRENT (A)
12
15
8311 TA03b
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
41
LT8311
標準的応用例
18V ∼ 72V 入力、12V/12.5A、150W 出力、オプトカプラ不要のアクティブ・クランプ絶縁型フォワード・コンバータ
VAUX
VIN
R1
100k
R16
10k
AOUT
LT3752
OVLO
SOUT
INTVCC
R5
22.6k
R4
49.9k
R7
34k
R6
7.32k
R9
31.6k
R8
60.4k
C3
22nF
C2
0.33µF
FB
HCOMP
SS2
SS1
RT
TBLNK
IVSEC
TAS
TOS
TAO
GND
R10
2.8k
C4
22nF
COMP
R3
1.82k
ISENSEN
HFB
R21
100Ω
BSC077N12NS3
M1
V
OUT
UVLO_VSEC
R2
5.9k
M4
M3
C14
470µF
16V
+
C13
22µF
16V
×2
D1
OC
ISENSEP
SYNC
C24
2.2nF
250V
BSC077N12NS3
FDMS86101
Si2325DS
M2
R18
0.15Ω
HOUT HISENSE
R38
20k
D4
C8
15nF
C7
100nF
M5 ZVN4525E6
•
AUX
R14
2k
R15
0.006Ω
•
C6 220pF
R11
10k
R12
1.1k
C11
2.2µF
R13
560Ω
LT8311
FB
GND
PGOOD
SYNC
T3
•
VIN
R22
100Ω
CSN
CSP
•
R17
499Ω
•
C10
2.2µF
VOUT
12V
12.5A
COMP
D3
SS
•
CG
T2
CSW
•
INTVCC
PMODE
TIMER
D2
C9
2.2µF
FG
INTVCC
L1
6.8µH
FSW
C1
4.7µF
100V
×3
T1
4:4
OPTO
VIN
18V TO 72V
VAUX
INTVCC
C12
4.7µF
C5
4.7µF
R20
499k
2.2nF
8311 TA04a
T1: CHAMPS G45R2_0404.04D
T2: BH ELECTRONICS L00-3250
T3: PULSE PE-68386NL
L1: CHAMPS G45AH2-0404-D4
D1, D2, D3: BAS516
D4: CENTRAL SEMI CMMR1U-02
VOUT と負荷電流（オプトカプラなし）
効率と負荷電流
14.0
96
13.5
94
EFFICIENCY (%)
13.0
VOUT (V)
12.5
12.0
11.5
VIN = 70V
VIN = 60V
VIN = 48V
VIN = 36V
VIN = 20V
11.0
10.5
10.0
0
2
6
8
4
LOAD CURRENT (A)
10
92
90
24VIN
48VIN
72VIN
88
86
12
8311 TA04b
0
3
9
6
LOAD CURRENT (A)
12
15
8311 TA04c
8311f
42
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
標準的応用例
150V ∼ 400V 入力、12V/16.7A、200W 出力のアクティブ・クランプ絶縁型フォワード・コンバータ
T1
31:5
IPD60R1K4C6
R14
2k
ISENSEN
LT3752-1
R7
100k
R6
13k
R9
78.7k
R8
124k
T1: CHAMPS LT80R2-12AC-3124005
T2: WÜRTH 750817020
T3: PULSE PE-68386NL
L1: COILCRAFT AGP2923-153
D1: CENTRAL SEMI CMR1U-10
D2, D3, D5: BAS516
D4: CENTRAL SEMI CMMR1U-02
COMP
FB
HCOMP
SS2
SS1
HFB
R12
806Ω
R10
22k
C4
3.3nF
R24
22k
•
R13
560Ω
R23
22k
R28
3.16k
R25
C5 100Ω
4.7µF
PS2801-1
C16
1µF
R26
1.2k
C12
4.7µF
R30
100k
C28
68pF
FB
LT8311
VAUX
C13
33µF
16V
×4
R22
100Ω
C27
120pF
GND
+
VOUT
12V
16.7A
C17
1µF
R20
432k
R31
11.3k
C18
100pF
R29
5.11k
C19
22nF
8311 TA05a
2.2nF
効率と負荷電流
96
95
94
93
EFFICIENCY (%)
R5
40.2k
R4
95.3k
C3
0.22µF
C2
0.47µF
•
VIN
PGOOD
SYNC
T3
INTVCC
R11
10k
C11
2.2µF
R27
100k
R15
0.022Ω
C6 220pF
SOUT
INTVCC
GND
R21
100Ω
IPD65R25OC6
M1
VAUX
UVLO_VSEC
OVLO
M3
C14
330µF
16V
C24
10nF
250V
R38
0.002Ω
CSP
C21
0.22µF
OC
ISENSEP
SYNC
M4
RJK0653DPB
×2
M2
OUT
R38
10k
D4
COMP
AOUT
FDMS86200
×3
CSN
R18
0.15Ω
HISENSE
TBLNK
IVSEC
R3
2.94k
HOUT
VIN
VOUT
ANODE
CATHODE
VEE
•
C8
47nF
630V
D1
VCC
•
SS
•
R17
499Ω
R19
402Ω
VAUX
R16 4.2Ω
C15
C10 INTVCC
10nF
4.7µF
630V
ACPL-W346
D3
M5
BSP300
TAS
TOS
R2
5.76k
•
L1
15µH
INTVCC
PMODE
TIMER
D5
TAO
R1
499k
T2
C9
10µF
C20
10µF
R34
499k
•
FG
FSW
CSW
CG
R36
374k
D2
OPTO
INTVCC
R35
374k
C1
2.2µF
630V
RT
VIN
150V TO
400V
92
91
90
89
88
VIN = 150V
VIN = 250V
VIN = 350V
VIN = 400V
87
86
85
0
2.5
7.5
10 12.5
5
LOAD CURRENT (A)
15
17.5
8311 TA05b
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
43
LT8311
標準的応用例
150V ∼ 400V 入力、12V/16.7A、200W 出力、オプトカプラ不要のアクティブ・クランプ絶縁型フォワード・コンバータ
T1
31:5
C21
0.22µF
OC
ISENSEP
SYNC
UVLO_VSEC
ISENSEN
LT3752-1
OVLO
R7
100k
R6
13k
R9
78.7k
R8
107k
C3
0.22µF
C2
0.47µF
FB
HCOMP
SS2
SS1
RT
TBLNK
IVSEC
TAS
TOS
TAO
R5
40.2k
R4
95.3k
R10
22k
C4
3.3nF
R21
100Ω
IPD65R25OC6
M1
VAUX
R14
2k
R15
0.022Ω
•
C6 220pF
SOUT
INTVCC
GND
M3
IPD60R1K4C6
OUT
C11
2.2µF
VIN
R13
560Ω
R12
806Ω
C13
33µF
16V
×4
R22
100Ω
C27
120pF
LT8311
FB
VAUX
INTVCC
R11
10k
HFB
+
GND
PGOOD
SYNC
T3
•
C24
10nF
250V
R38
0.002Ω
C14
330µF
16V
CSP
M2
CSN
AOUT
R38
10k
D4
M4
RJK0653DPB
×2
CG
HOUT HISENSE
VIN
C8
47nF
630V
FDMS86200
×3
CSW
R18
0.15Ω
•
VOUT
12V
16.7A
COMP
VOUT
ANODE
CATHODE
VEE
•
FG
R17
499Ω
D1
VCC
M5
BSP300
R19
402Ω
SS
R3
2.94k
VAUX
R16 4.2Ω
C15
C10 INTVCC
10nF
4.7µF
630V
ACPL-W346
D3
L1
15µH
INTVCC
PMODE
TIMER
R2
5.76k
•
FSW
R1
499k
T2
•
C20
10µF
R34
499k
•
C9
10µF
D5
R36
374k
D2
OPTO
INTVCC
R35
374k
C1
2.2µF
630V
COMP
VIN
150V TO
400V
C12
4.7µF
R20
432k
C5
4.7µF
8311 TA06a
2.2nF
T1: CHAMPS LT80R2-12AC-3124005
T2: WÜRTH 750817020
T3: PULSE PE-68386NL
L1: COILCRAFT AGP2923-153
D1: CENTRAL SEMI CMR1U-10
D2, D3, D5: BAS516
D4: CENTRAL SEMI CMMR1U-02
VOUT と負荷電流（オプトカプラなし）
効率と負荷電流
96
14.0
95
13.5
94
93
EFFICIENCY (%)
VOUT (V)
13.0
12.5
12.0
11.5
11.0
10.0
0
2
4
6
8 10 12 14
LOAD CURRENT (A)
16
91
90
89
88
VIN = 150V
VIN = 250V
VIN = 350V
VIN = 400V
10.5
92
VIN = 150V
VIN = 250V
VIN = 350V
VIN = 400V
87
86
85
18
8311 TA06b
0
2.5
7.5
10 12.5
5
LOAD CURRENT (A)
15
17.5
8311 TA06c
8311f
44
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
標準的応用例
150V ∼ 400V 入力、12V/16.7A、200W 出力のアクティブ・クランプ絶縁型フォワード・コンバータ
（高電位側アクティブ・クランプにゲート駆動トランスを使用）
T1
31:5
R14
2k
ISENSEN
LT3752-1
R9
78.7k
R8
124k
T1: CHAMPS LT80R2-12AC-3124005
T2: WÜRTH 750817020
T3: PULSE PE-68386NL
T4: ICE GT05-111-100
L1: COILCRAFT AGP2923-153
D1: CENTRAL SEMI CMR1U-10
D2, D3, D5: BAS516
D4: CENTRAL SEMI CMMR1U-02
C4
3.3nF
COMP
FB
SS2
SS1
HCOMP
R10
22k
•
R11
10k
R12
806k
R23
22k
R13
560Ω
R28
3.16k
R25
C5 100Ω
4.7µF
PS2801-1
C16
1µF
CSP
LT8311
VAUX
C12
4.7µF
C17
1µF
R20
432k
+
VOUT
12V
16.7A
C13
33µF
16V
×4
R22
100Ω
C27
120pF
R30
100k
GND
PGOOD
SYNC
T3
•
VIN
CG
C11
2.2µF
R27
100k
INTVCC
HFB
R24
22k
C28
68pF
FB
R31
11.3k
C18
100pF
R29
5.11k
C19
22nF
8311 TA07
R26
1.2k
2.2nF
効率と負荷電流
96
95
94
93
EFFICIENCY (%)
R7
100k
R6
13k
R15
0.022Ω
C6 220pF
SOUT
INTVCC
GND
R5
40.2k
R4
95.3k
R21
100Ω
IPD65R25OC6
M1
VAUX
UVLO_VSEC
C3
0.22µF
C2
0.47µF
M3
COMP
C21
470pF
OUT
C14
330µF
16V
C24
10nF
250V
R38
0.002Ω
IPD60R1K4C6
AOUT
R38
10k
D4
M4
RJK0653DPB
×2
D1
OC
ISENSEP
OVLO
FDMS86200
×3
CSN
R16
10k
R37
100Ω
•
SS
•
SYNC
TBLNK
IVSEC
R3
2.94k
C23 3.3nF
T4
•
R18
0.15Ω
HOUT HISENSE
TAS
TOS
R2
5.76k
R17
499Ω
VIN
TAO
R1
499k
C22
220nF
M5
BSP300
•
CSW
•
R19
402Ω
C8
47nF
630V
M2
C15
10nF
630V
VAUX
C10
4.7µF
•
L1
15µH
INTVCC
PMODE
TIMER
C9
10µF
C20
10µF
R34
499k
T2
FG
R36
374k
•
FSW
D5
D2
OPTO
INTVCC
R35
374k
C1
2.2µF
630V
D3
RT
VIN
150V TO
400V
92
91
90
89
88
VIN = 150V
VIN = 250V
VIN = 350V
VIN = 400V
87
86
85
0
2.5
7.5
10 12.5
5
LOAD CURRENT (A)
15
17.5
8311 TA07b
8311f
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
45
LT8311
標準的応用例
75V ∼ 150V 入力、24V/14A、340W 出力のアクティブ・クランプ絶縁型フォワード・コンバータ
（高電位側アクティブ・クランプにゲート駆動トランスを使用）
T1
10:6
D1
R16
10k
R37
100Ω
C21
470pF
OC
ISENSEP
UVLO_VSEC
ISENSEN
LT3752-1
R7
80.1k
R6
10k
R9
52.3k
R8
82.5k
T1: CHAMPS LT80R2-12AC-1006
T2: WÜRTH 750817020
T3: PULSE PE-68386NL
T4: ICE GT05-111-100
L1: COILCRAFT AGP2923-153
D1: CENTRAL SEMI CMR1U-10
D2, D3, D5: BAS516
D4: CENTRAL SEMI CMMR1U-02
R10
22k
C4
3.3nF
COMP
FB
HCOMP
SS2
SS1
RT
TBLNK
IVSEC
TAS
TOS
R5
53k
R4
93.1k
C3
0.22µF
C2
0.47µF
R24
22k
HFB
R15
0.0075Ω
C11
2.2µF
R27
100k
•
R13
560Ω
INTVCC
R11
10k
R12
806Ω
R25
C5 100Ω
4.7µF
PS2801-1
C16
1µF
R22
100Ω
R30
100k
GND
R28
3.16k
R26
1.2k
R23
22k
VIN
LT8311
PGOOD
SYNC
T3
•
C6 220pF
SOUT
INTVCC
GND
TAO
R14
2k
C27
120pF
VAUX
C12
4.7µF
C17
0.33µF
R20
365k
+
VOUT
24V
14A
C13
22µF
25V
×4
C24
10nF
250V
R38
0.003Ω
M3
IPB200N25N3
M1
VAUX
OUT
SYNC
OVLO
M4
BSC047N08NS3
×2
R21
100Ω
AOUT
C14
470µF
25V
CSP
•
R38
10k
D4
C28
68pF
FB
R31
5.36k
COMP
R3
5.76k
R18
0.15Ω
HOUT HISENSE
VIN
•
1PB072N15N3G
SS
R2
6.04k
R17
499Ω
C23 3.3nF
T4
•
CSN
R1
6.98k
C22
220nF
M5
BSP300
•
CG
•
R19
1k
C8
15nF
250V
M2
IRFL214
C15
4.7nF
250V
VAUX
C10
4.7µF
•
CSW
C9
10µF
C20
10µF
R34
698k
T2
INTVCC
PMODE
TIMER
R36
102k
•
FG
D5
D2
L1
15µF
FSW
INTVCC
R35
102k
C1
2.2µF
250V
D3
OPTO
VIN
75V TO
150V
C18
100pF
R29
5.11k
C19
22nF
8311 TA08a
2.2nF
効率と負荷電流
96
95
EFFICIENCY (%)
94
93
92
91
90
89
VIN = 75V
VIN = 100V
VIN = 125V
VIN = 150V
88
87
86
0
2.5
5
7.5
10
LOAD CURRENT (A)
12.5
15
8311 TA08b
8311f
46
詳細：www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT8311
パッケージ
最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。
FE Package
Variation: FE20(16)
20-Lead Plastic TSSOP (4.4mm)
(Reference LTC DWG # 05-08-1924 Rev Ø)
Exposed Pad Variation CB
6.40 – 6.60*
(.252 – .260)
3.86
(.152)
3.86
(.152)
20
6.60 ±0.10
18
16 15 14 13 12 11
2.74
(.108)
4.50 ±0.10
6.40
2.74 (.252)
(.108) BSC
SEE NOTE 4
0.45 ±0.05
1.05 ±0.10
0.65 BSC
1
RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT
4.30 – 4.50*
(.169 – .177)
0.09 – 0.20
(.0035 – .0079)
0.50 – 0.75
(.020 – .030)
注記：
1. 標準寸法：ミリメートル
ミリメートル
2. 寸法は
（インチ）
3. 図は実寸とは異なる
0.25
REF
3
5 6 7 8 9 10
1.20
(.047)
MAX
0° – 8°
0.65
(.0256)
BSC
0.195 – 0.30
(.0077 – .0118)
TYP
0.05 – 0.15
(.002 – .006)
FE20(16) (CB) TSSOP REV 0 0512
4. 露出パッド接着のための推奨最小 PCB メタルサイズ
* 寸法にはモールドのバリを含まない。
モールドのバリは各サイドで 0.150mm
（0.006"）
を超えないこと
8311f
リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は
一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は
あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。
47
LT8311
標準的応用例
75V ∼ 150V 入力、24V/14A、340W 出力、オプトカプラ不要のアクティブ・クランプ絶縁型フォワード・コンバータ
T1
10:6
C21
470pF
R21
100Ω
AOUT
1PB200N25N3
M1
VAUX
OUT
SYNC
ISENSEP
UVLO_VSEC
ISENSEN
LT3752-1
R14
2k
R15
0.0075Ω
R7
80.1k
R6
10k
R9
52.3k
R8
75k
C3
0.1µF
C2
0.47µF
FB
HCOMP
SS2
SS1
RT
TBLNK
IVSEC
TAS
TOS
R5
53k
R4
93.1k
R10
22k
C4
3.3nF
T1: CHAMPS LT80R2-12AC-1006
T2: WÜRTH 750817020
T3: PULSE PE-68386NL
T4: ICE GT05-111-100
L1: COILCRAFT AGP2923-153
D1: CENTRAL SEMI CMR1U-10
D2, D3, D5: BAS516
D4: CENTRAL SEMI CMMR1U-02
HFB
•
C6 220pF
SOUT
INTVCC
GND
TAO
M3
OC
OVLO
R38
0.003Ω
C11
2.2µF
R13
560Ω
LT8311
FB
8311 TA08a
C12
4.7µF
R20
432k
2.2nF
C5
4.7µF
VOUT と負荷電流（オプトカプラなし）
効率と負荷電流
28
96
27
95
94
26
VOUT (V)
25
24
23
22
VIN = 75V
VIN = 100V
VIN = 125V
VIN = 150V
21
20
R22
100Ω
C27
120pF
INTVCC
R11
10k
R12
806Ω
C13
22µF
25V
×4
GND
PGOOD
SYNC
T3
•
VIN
+
CSP
D1
CSN
HOUT HISENSE
VIN
R37
100Ω
R16
10k
C14
470µF
25V
VOUT
24V
14A
COMP
R18
0.15Ω
•
C24
10nF
250V
M4
BSC047N08NS3
×2
SS
R3
5.76k
R17
499Ω
•
R38
10k
D4
1PB072N15N3G
EFFICIENCY (%)
R2
6.04k
C22
C23 3.3nF
220nF T4
M5
BSP300
•
CG
•
•
CSW
R1
6.98k
VAUX
C10
4.7µF
•
FG
C9
10µF
C20
10µF
R34
698k
T2
L1, 15µH
FSW
R36
•
R19
1k
C8
15nF
250V
M2
IRFL214
INTVCC
PMODE
TIMER
D5
D2
C15
4.7nF
250V
OPTO
INTVCC
R35
C1
2.2µF
250V
D3
COMP
VIN
75V TO
150V
0
2
4
6
8
10 12
LOAD CURRENT (A)
14
93
92
91
90
89
VIN = 75V
VIN = 100V
VIN = 125V
VIN = 150V
88
87
16
86
0
2.5
5
7.5
10
LOAD CURRENT (A)
8311 TA08b
12.5
15
8311 TA08c
関連製品
製品番号
LT3752/LT3752-1
説明
ハウスキーピング・コントローラを内蔵した
アクティブ・クランプ同期整流式フォワード・
コントローラ
LT3753
100V 入力のアクティブ・クランプ同期整流式
フォワード・コントローラ
LTC3765/LTC3766 オプトカプラ不要の絶縁型同期整流式フォワード･
コントローラ・チップセット
LTC3722-1/
同期整流式位相変調フルブリッジ・コントローラ
LTC3722-2
LT3748
絶縁型フライバック・コントローラ
LT8300
100Vマイクロパワー絶縁型フライバック・コンバータ
LT3511/LT3512
100V 絶縁型フライバック・コンバータ
注釈
中電力の24V、48Vおよび最大 400V 入力アプリケーションに最適
中電力の24Vおよび 48V 入力アプリケーションに最適
Direct Flux Limit、マルチフェーズ対応により、中電力の24Vおよび
48V 入力アプリケーションに最適
高電力の24Vおよび 48V 入力アプリケーションに最適
5V ≤ VIN ≤ 100V、オプトカプラ不要のMSOP-16（12）
モノリシック、オプトカプラ不要、260mAスイッチ内蔵、TSOT-23
モノリシック、オプトカプラ不要、240mA/420mAスイッチ内蔵、
MSOP-16（12）
8311f
48
リニアテクノロジー株式会社
〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F
TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp/LT8311
LT0314 • PRINTED IN JAPAN
LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2014