LTC3634 DDRメモリ電源用の 15V、 デュアル 3A モノリシック 降圧レギュレータ 特長 概要 入力電圧範囲：3.6V ∼ 15V n 1 チャネル当たりの出力電流： 3A n 効率：最大 95% n チャネル間の位相偏移を選択可能：90 /180 n 調整可能なスイッチング周波数：500kHz ∼ 4MHz n VTTR＝VDDQ/2＝VTT リファレンス n 0.75VでのVTTRの精度：±1.6% n 最適な出力電圧範囲：0.6V ～ 3V n ±10mAのバッファ出力が VREF リファレンス電圧を供給 n 電流モード動作により、優れた入力および 負荷トランジェント応答を実現 n 外部クロックに同期 n 短絡保護 n 入力過電圧保護および過熱保護 n パワーグッド状態出力 n （4mm×5mm） QFN-28および熱特性が改善された 28ピンTSSOP パッケージ LTC®3634は、デュアル・チャネルの高効率モノリシック同期 整流式降圧レギュレータで、DDR1、DDR2、および DDR3 SDRAMコントローラの電源レールとバス終端レールに電力 を供給します。3.6V ∼ 15Vの入力電圧範囲で動作するので、 5Vまたは12V 入力からのポイントオブロード電源アプリケー ションや、さまざまなバッテリ駆動システムに適しています。 n VTT 安 定 化 出 力 電 圧 はVDDQIN•0.5に 等しくなります。 10mAの負荷を駆動できる内蔵バッファは低ノイズのリファレ ンス出力 （VTTR） を備えており、この値もVDDQIN•0.5に等 しくなります。 1 本の外 付け抵 抗により、500kHz ∼ 4MHzの範 囲で動 作 周波数の設定と同期が可能です。2つのチャネルは位相を 180 ずらして動作できるので、入力容量と出力容量の要件が 緩和されます。独自のオン時間制御アーキテクチャは、12V 電 源からDDRアプリケーションに高スイッチング周波数で電力 を供給するのに最適なので、小型の外付け部品を使用するこ とができます。 アプリケーション n LTC3634は、28ピン4mm 5mm QFN パッケージおよび 28ピ ン露出パッド付きTSSOP パッケージで供給されます。 DDRメモリ電源 L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、リニアのロゴ、Burst Modeおよび PolyPhaseはリニアテ クノロジー社の登録商標です。Hot Swapはリニアテクノロジー社の商標です。その他すべての 商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。5481178、5847554、6580258、6476589、 6774611を含む米国特許により保護されています。 標準的応用例 47µF ×2 VIN2 2.2µF RUN1 BOOST1 RUN2 SW1 INTVCC LTC3634 PHMODE VON1 VDDQIN MODE/SYNC VFB1 RT BOOST2 ITH1 1.5µH 24.3k 560pF ITH2 SGND PGND SW2 VFB2 VON2 VTTR 3634 TA01a 100µF ×2 VREF 0.9V 0.01µF 0.82µH VTT 0.9V/±3A 100µF ×4 910pF 2.0 VIN = 12V 90 VDDQ 1.8V/3A 12.1k 0.1µF 26.4k 18k 100 0.1µF 1.8 1.6 80 1.4 70 VDDQ VTT (SINKING CURRENT) VTT (SOURCING CURRENT) 60 50 1.2 1.0 40 0.8 30 0.6 20 0.4 10 0.2 0 0 0.5 2 1.5 1 LOAD CURRENT (A) 2.5 3 POWER LOSS (W) 324k 効率および電力損失と負荷 電流 VIN1 EFFICIENCY (%) VIN 3.6V TO 15V 0 3634 TA01b 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 1 LTC3634 絶対最大定格 （Note 1） VIN1、VIN2 ................................................................–0.3V ～ 16V VIN1、VIN2 過渡電圧（Note 2）................................... ............18V PGOOD1、PGOOD2、VON1、VON2.............................–0.3V ～ 16V VTTR、INTVCC、TRACKSS、VDDQIN ......................–0.3V ～ 3.6V ITH1、ITH2、RT、MODE/SYNC ............... –0.3V ～ INTVCC ＋0.3V VFB1、VFB2、PHMODE ............................. –0.3V ～ INTVCC ＋0.3V BOOST1-SW1、BOOST2-SW2................................–0.3V ～ 3.6V BOOST1、BOOST2 ...............................................–0.3V ～ 19.6V RUN1、RUN2 ............................................... –0.3V ～ VIN ＋0.3V SWソース電流およびシンク電流（DC） （Note 3）.................. 3A 動作接合部温度範囲（Note 4、5、8） LTC3634E、LTC3634I ..................................... –40°C ～ 125°C LTC3634H ...................................................... –40°C ～ 150°C LTC3634MP ................................................... –55°C ～ 150°C 保存温度範囲.................................................... –65°C ～ 150°C リード温度（半田付け、10 秒、TSSOP パッケージ）.........260°C ピン配置 TOP VIEW SW1 SW1 VON1 ITH1 TRACKSS VFB1 TOP VIEW 28 27 26 25 24 23 PGOOD1 1 22 VIN1 PHMODE 2 21 VIN1 RUN1 3 20 BOOST1 MODE/SYNC 4 19 INTVCC 29 PGND RT 5 18 VTTR ITH1 1 28 VON1 TRACKSS 2 27 SW1 VFB1 3 26 SW1 PGOOD1 4 25 VIN1 PHMODE 5 24 VIN1 RUN1 6 23 BOOST1 MODE/SYNC 7 RT 8 9 29 PGND 22 INTVCC 21 VTTR 20 BOOST2 RUN2 6 17 BOOST2 RUN2 SGND 7 16 VIN2 SGND 10 19 VIN2 PGOOD2 8 15 VIN2 PGOOD2 11 18 VIN2 VFB2 12 17 SW2 VDDQIN 13 16 SW2 ITH2 14 15 VON2 SW2 SW2 VON2 ITH2 VFB2 VDDQIN 9 10 11 12 13 14 UFD PACKAGE 28-LEAD (4mm × 5mm) PLASTIC QFN TJMAX = 150°C, θJA = 43°C/W EXPOSED PAD (PIN 29) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB FE PACKAGE 28-LEAD PLASTIC TSSOP TJMAX = 150°C, θJA = 25°C/W EXPOSED PAD (PIN 29) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB 3634fa 2 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 発注情報 無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング * LTC3634EUFD#PBF LTC3634EUFD#TRPBF 3634 パッケージ 28-Lead (5mm × 4mm) Plastic QFN –40°C to 125°C 温度範囲 LTC3634IUFD#PBF LTC3634IUFD#TRPBF 3634 28-Lead (5mm × 4mm) Plastic QFN –40°C to 125°C LTC3634HUFD#PBF LTC3634HUFD#TRPBF 3634 28-Lead (5mm × 4mm) Plastic QFN –40°C to 150°C LTC3634MPUFD#PBF LTC3634MPUFD#TRPBF 3634 28-Lead (5mm × 4mm) Plastic QFN –55°C to 150°C LTC3634EFE#PBF LTC3634EFE#TRPBF LTC3634FE 28-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°C LTC3634IFE#PBF LTC3634IFE#TRPBF LTC3634FE 28-Lead Plastic TSSOP –40°C to 125°C LTC3634HFE#PBF LTC3634HFE#TRPBF LTC3634FE 28-Lead Plastic TSSOP –40°C to 150°C LTC3634MPFE#PBF LTC3634MPFE#TRPBF LTC3634FE 28-Lead Plastic TSSOP –55°C to 150°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 * 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 非標準の鉛仕上げの製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 電気的特性 l は規定接合部温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 Cでの値 （Note 4）。注記がない限り、VIN ＝ 12V、INTVCC ＝ 3.3V。 SYMBOL VIN IQ VFBREG1 PARAMETER VIN1, Operating Supply Range VIN2, Operating Supply Range Output Voltage Range Input DC Supply Current (VIN1 + VIN2) Active (Note 7) Shutdown Feedback Reference Voltage VFBREG2 VTTR Feedback Reference Voltage VTTR Voltage Reference IFB gm(EA) tON(MIN) tOFF(MIN) fOSC Feedback Pin Input Current Error Amplifier Transconductance Minimum On-Time Minimum Off-Time Oscillator Frequency ILIM1 Channel 1 Valley Switch Current Limit Positive Limit Negative Limit Channel 2 Valley Switch Current Limit Positive Limit Negative Limit Channel 1 Top Switch On-Resistance Bottom Switch On-Resistance Channel 2 Top Switch On-Resistance Bottom Switch On-Resistance ILIM2 RDS(ON) CONDITIONS VIN1 > 3.6V VON = VOUT (Note 6) RUN1 = RUN2 = VIN RUN1 = RUN2 = 0V 3.6V < VIN < 15V, 0.5V < ITH < 1.8V 0°C < TA < 85°C –55°C < TA < 150°C 3.6V < VIN < 15V, 0.5V < ITH < 1.8V 1.5V < VDDQIN < 2.6V ILOAD = ±10mA, CLOAD < 10nF ITH = 1.2V VON = 0.5V, VIN = 4V VIN = 6V VRT = INTVCC RT = 162k RT = 80.6k l l MIN 3.6 1.4 0.6 TYP MAX 15 15 3 1.3 15 l l l l 0.594 0.592 VTTR – 6 0.492 • VDDQIN 0.6 0.6 VTTR 0.50 • VDDQIN 1.4 1.7 3.4 1.0 20 40 2 2 4 UNITS V V V mA µA 0.606 0.606 VTTR + 6 0.508 • VDDQIN ±30 60 2.6 2.3 4.6 V V mV V nA mS ns ns MHz MHz MHz 3.3 4.4 8 5.5 A A 3.3 4.4 8 5.5 A A 130 65 mΩ mΩ 130 65 mΩ mΩ 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 3 LTC3634 電気的特性 l は規定動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA ＝ 25 Cでの値 （Note 4）。注記がない限り、VIN ＝ 12V、INTVCC ＝ 3.3V。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX Switch Leakage Current VIN = 15V, VRUN = 0V VIN Overvoltage Lockout Threshold 0.01 ±1 µA VIN Rising VIN Falling 16.8 15.8 17.5 16.5 18 17 V V INTVCC Voltage 3.6V < VIN < 15V, 0mA Load 3.1 3.3 3.5 INTVCC Load Regulation 0mA to 50mA Load, VIN = 4V to 15V RUN Threshold Rising RUN Threshold Falling 0.7 l l 1.18 0.98 RUN Leakage Current RPGOOD UNITS V % 1.22 1.01 1.26 1.04 V V 0 ±1 µA 10 –10 % % PGOOD Good-to-Bad Threshold VFB Rising VFB Falling 8 –8 PGOOD Hysteresis VFB from Bad-to-Good 15 mV PGOOD Pull-Down Resistance 10mA Load 15 Ω Power Good Filter Time 20 40 µs tSS1 Channel 1 Internal Soft-Start Ramp Rate 0.7 1.2 V/ms tSS2 Channel 2 Internal Soft-Start Ramp Rate 1.5 2.2 V/ms 0.28 0.3 VFB1 During Tracking ITRACKSS TRACKSS = 0.3V TRACKSS Pull-Up Current Phase Shift Between Channel 1 and Channel 2 PHMODE = 0V PHMODE = INTVCC PHMODE Threshold Voltage VIH VIL 1 MODE/SYNC Threshold Voltage VIH VIL 1 SYNC Threshold Voltage VIH 0.95 MODE/SYNC Input Current MODE = 0V MODE = INTVCC Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響 を与える可能性がある。 Note 2：過渡的なイベントの持続時間はデバイスの全寿命の1% 未満にする必要がある。 Note 3：長期電流密度制限によって保証されている。 Note 4：LTC3634はTJ が TA にほぼ等しくなるパルス負荷条件でテストされる。LTC3634Eは、 0°C ～ 85°Cの接合部温度で規定の性能に適合することが保証されている。–40°C ～ 125°Cの 動作接合部温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールと の相関で確認されている。LTC3634Iは–40°C ～ 125°Cの動作接合部温度範囲で仕様に適合す ることが保証されている。LTC3634Hは–40°C ～ 150°Cの動作接合部温度範囲で性能仕様に 適合することが保証されている。LTC3634MPは–55°C ～ 150°Cの動作接合部温度範囲でテス トされ、性能仕様に適合することが保証されている。高い接合部温度は動作寿命に悪影響を 及ぼす。接合部温度が 125°Cを超えると、動作寿命は短くなる。これらの仕様を満たす最大周 囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱インピーダンスおよび他の環境要因と関連し た特定の動作条件によって決まる。 0.315 V 1.4 µA 90 180 deg deg 0.3 V V 0.4 V V V 1.5 –1.5 µA µA は、周囲温度（TA、単位：°C）、パッケージの熱インピーダンス Note 5：接合部温度（TJ、単位：°C） を基に次式に従って計算される。TJ ＝TA （θJA、単位：°C/W）、および電力損失（PD、単位：W） ＋PD • θJA Note 6：3Vを超える出力電圧設定は、オン時間制御動作には最適ではない。3Vを超える出 力電圧を設定する設計の場合は、最適化された範囲外でのデバイスの動作について 「アプリ ケーション情報」 のセクションを参照すること。 Note 7：スイッチング周波数で供給される内部ゲート電荷により動的消費電流は大きくなる。 Note 8：このデバイスには短時間の過負荷状態の間、デバイスを保護するための過温度保護 機能が備わっている。過温度保護機能がアクティブなとき接合部温度は150°Cを超える。規 定された最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、デバイスの信頼性を損なう恐れ がある。 3634fa 4 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 標準的性能特性 注記がない限り、TA ＝ 25 C、VIN ＝ 12V、fSW ＝ 1MHz、L ＝ 1.5μH。 効率と負荷電流 （Burst Mode 動作） 80 80 70 70 60 50 40 30 VIN = 4V VIN = 8V VIN = 12V VIN = 15V 20 10 0 0.001 0.01 0.1 1 LOAD CURRENT (A) 100 VOUT = 1.8V 90 EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) 100 VOUT = 1.8V 90 80 60 50 40 30 VIN = 4V VIN = 8V VIN = 12V VIN = 15V 10 0 0.001 0.01 0.1 1 LOAD CURRENT (A) VIN = 12V VIN = 8V VIN = 4V 0.4 0.2 –1 0 1 OUTPUT CURRENT (A) 2 0.1 1 LOAD CURRENT (A) 10 VTT 電力損失と負荷電流 90 1.0 80 75 IOUT = 10mA IOUT = 100mA IOUT = 1A IOUT = 3A 65 –2 0.01 3634 G03 1.2 70 –3 0 0.001 POWER LOSS (W) 0.6 VIN = 4V VIN = 8V VIN = 12V VIN = 15V 10 95 85 0.8 0 40 30 効率と入力電圧 EFFICIENCY (%) POWER LOSS (W) 1.0 50 3634 G02 VTT の電力損失と負荷電流、 ソースおよびシンク VTT = 0.9V L = 0.82µH 70 60 20 10 3634 G01 1.2 VOUT = 1.5V 90 20 10 効率と負荷電流 （強制連続モード） EFFICIENCY (%) 100 効率と負荷電流 （強制連続モード） 60 3 4 6 8 10 12 INPUT VOLTAGE (V) VTT = 0.75V L = 0.82µH 0.8 0.6 0.4 0.2 14 0 16 –3 –2 –1 0 1 OUTPUT CURRENT (A) 3634 G05 3634 G04 リファレンス電圧と温度 2 3 3634 G06 発振器周波数と温度 0.605 VIN = 15V VIN = 12V VIN = 8V VIN = 4V 発振器の内部設定周波数と温度 2.6 10 0.601 0.599 0.597 2.4 6 4 FREQUENCY (MHz) FREQUENCY VARIATION (%) REFERENCE VOLTAGE (V) 8 0.603 2 0 –2 –4 –6 2.2 2.0 1.8 1.6 –8 0.595 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) –10 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3634 G07 3634 G08 1.4 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3634 G09 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 5 LTC3634 標準的性能特性 注記がない限り、TA ＝ 25 C、VIN ＝ 12V、fSW ＝ 1MHz、L ＝ 1.5μH。 RDS（ON）と温度 シャットダウン電流とVIN 180 20000 16 140 16000 14 120 IQ (µA) 100 80 BOTTOM SWITCH 60 12 10 8 6 40 4 20 2 0 –50 –25 0 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 8000 4 6 8 10 VIN (V) 12 14 0 –50 –25 16 谷電流の負側のリミットと温度 TRACKSSプルアップ電流と温度 –5 1.8 –6 1.6 –7 1.4 4.0 3.5 3.0 2.5 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) ILIM (µA) 5.5 VALLEY CURRENT LIMIT (A) 6.0 2.0 4.5 –8 1.2 –9 1.0 –10 0.8 –11 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3634 G14 3634 G13 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3634 G12 –4 5.0 0 3634 G11 谷電流の正側のリミットと温度 VALLEY CURRENT LIMIT (A) 12000 4000 3634 G10 2.0 –50 –25 MAIN SWITCH SYNCHRONOUS SWITCH 18 TOP SWITCH SWITCH LEAKAGE (nA) 160 RDS(ON) (mΩ) スイッチのリーク電流と温度 20 0.6 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3634 G15 3634fa 6 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 標準的性能特性 注記がない限り、TA ＝ 25 C、VIN ＝ 12V、fSW ＝ 1MHz、L ＝ 1.5μH。 ロード･レギュレーション VTTR のロード・レギュレーション 0.3 VDDQ VTT 0.2 VDDQ の負荷ステップ 0.2 VOUT 100mV/DIV AC-COUPLED 0.1 VTTR ERROR (%) VTTR ERROR (%) 0.1 0 –0.1 0 IL 2A/DIV –0.1 –0.2 –0.3 –3 –2 0 –1 1 LOAD CURRENT (A) 2 3 –0.2 –10 –8 –6 –4 –2 0 2 4 6 VTTR LOAD CURRENT (mA) 8 10 3634 G17 3634 G16 VTT の負荷ステップ VOUT = 1.8V ILOAD = 0A TO 3A 起動 VOUT 100mV/DIV AC-COUPLED 20µs/DIV 起動（チャネル 2） RUN2 5V/DIV RUN1 = RUN2 5V/DIV VDDQ VTT VDDQ VTT 1V/DIV IL 2A/DIV 20µs/DIV 3634 G19 VDDQ VDDQ VTT 1V/DIV VTT VTTR 1V/DIV VTTR 1V/DIV VOUT = 0.9V ILOAD = –2A TO 2A 3634 G18 200µs/DIV 3634 G20 RUN1 = 5V 200µs/DIV 3634 G21 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 7 LTC3634 ピン機能（QFN/TSSOP） PGOOD1（ピン1/ピン4） ：チャネル1のオープンドレイン・パワー グッド出力ピン。VFB1 ピンの電圧が内部の0.6Vリファレンス の 8%（標準）以内に入っていないと、PGOOD1はグランドに 引き下げられます。このスレッショルドには15mVのヒステリシ スがあります。 PGOOD2（ピン8/ピン11） ：チャネル2のオープンドレイン・パ ワーグッド出力ピン。VFB2 ピンの電圧が VDDQIN•0.5の8% （標準）以内に入っていないと、PGOOD2はグランドに引き下 げられます。このスレッショルドには15mVのヒステリシスがあ ります。 PHMODE（ピン2/ピン5） ：位相選択入力。2つのチャネルを両 方とも90 位相をシフトしてスイッチングさせるには、このピン をグランドに接続します。2つのチャネルを両方とも180 位相 をシフトしてスイッチングさせるには、このピンをINTVCC に接 続します。このピンはフロート状態にしないでください。 VFB2（ ピン9/ピン12） ：チャネル2出力の帰還電圧ピン。帰 還電圧をVTTRと比較する誤差アンプへの入力。VOUT2 を VTTRと同じ値に設定するには、 このピンを出力に直接接続し ます。 RUN1 （ピン3/ピン6） ：チャネル1のレギュレータ・イネーブル・ ピン。RUN1を1.22Vより高い電圧に接続することにより、チャ ネル1の動作をイネーブルします。1Vより低い電圧に接続す ると、チャネル1はシャットダウンします。このピンはフロート状 態にしないでください。 MODE/SYNC（ピン4/ピン7） ：チャネル1のモード選択入力お よび外部同期入力。チャネル1の同期動作を強制的に続行 するには、このピンをグランドに接続します。このピンをフロー ト状態にするか、INTVCC に接続すると、軽負荷時に高効率 のBurst Mode® 動作がイネーブルされます。チャネル2の動 作は、このピンの状態とは関係なく強制的に続行されます。 LTC3634スイッチング周波数を同期するには、このピンをク ロックでドライブします。内部のフェーズロック・ループにより、 下側のパワー NMOSのターンオン信号は、CLKIN 信号の立 ち上がりエッジと強制的に同期されます。このピンをクロック でドライブすると、強制連続モードが自動的に選択されます。 RT（ピン5/ピン8） ：発 振 器周波 数の設 定ピン。周波 数を 500kHz ∼ 4MHzに 設 定 するには、外 付 け 抵 抗（80kΩ ∼ 640kΩ）をこのピンからSGNDに接続します。RTをINTVCC に接続すると、 スイッチング周波数は既定の2MHzになります。 「アプリケーション情報」 のセクションを参照してください。 RUN2（ピン6/ピン9） ：チャネル2のレギュレータ・イネーブル・ ピン。RUN2を1.22Vより高い電圧に接続することにより、チャ ネル2の動作をイネーブルします。1Vより低い電圧に接続す ると、チャネル2はシャットダウンします。このピンはフロート状 態にしないでください。 SGND（ピン7/ピン10） ：信号グランド・ピン。このピンはリファ レンス・グランドへの低ノイズ接続が必要です。帰還抵抗ネッ トワーク、外部補償ネットワーク、および RT 抵抗をこのグラン ドに接続します。 VDDQIN （ピン10/ピン13） ：チャネル2の外部リファレンス入力。 内部抵抗分割器が、この入力に印加される電圧の2 分の1と 等しくなるようにVTTRピンの電圧を設定します。 チャネル2は、 VTTRピンの電圧をその誤差アンプのリファレンスとして使用 します。 ITH2（ピン11/ピン14） ：チャネル2の誤差アンプの出力および スイッチング・レギュレータの補償ピン。レギュレータのループ の周波数応答を補償するには、このピンを適切な外付け部品 に接続します。部品選択の指針については、 「アプリケーショ のセクションを参照してください。 ン情報」 VON2 （ピン12/ピン15） ：チャネル2のオン時間電圧入力。この ピンは、オン時間コンパレータのトリップ電圧を設定します。こ のピンを出力電圧に接続すると、VOUT2 < 3Vのとき、オン時 間はVOUT2 に比例します。VOUT2 > 3Vのとき、スイッチング周 波数は設定周波数より高くなる場合があります （「アプリケー ション情報」 のセクションを参照）。このピンのインピーダンス は公称 150kΩです。 SW2（ピン13、14/ピン16、17） ：外付けインダクタへのチャネ ル2スイッチ・ノードの接続箇所。SWの電圧振幅は、グランド よりダイオードの電圧だけ低い電圧からVIN2 よりダイオード の電圧だけ高い電圧までです。 VIN2（ピン15、16/ピン18、19） ：チャネル2の電源入力。チャネ ル2の内蔵パワー MOSFET への入力電圧。この入力は、VIN1 とは異なる電源電圧からの動作が可能です。 BOOST2 （ピン17/ピン20） ：チャネル2の昇圧されたフロート・ ドライバ電源。ブートストラップ・コンデンサの （＋）端子をこの ピンに接続し、 （–）端子をSWピンに接続します。このピンの 通常の動作電圧振幅の範囲は、INTVCCよりダイオードの電 圧降下分だけ低い電圧からVIN2 ＋INTVCC までです。 3634fa 8 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 ピン機能 （QFN/TSSOP） VTTR（ピン18/ピン21） ：リファレンスの出力。この出力は、 DDRメモリのVREF 電圧を供給するために使用します。内蔵 のバッファ・アンプは、VDDQIN/2と等しい低ノイズのリファレ ンス電圧を出力します。この出力は10mAの供給能力がありま す。バッファ出力は0.01µFまでの容量性負荷をドライブできま す。チャネル2の誤差アンプは、この電圧をそのリファレンス電 圧として使用します。 INTVCC（ピン19/ピン22） ：内蔵の3.3Vレギュレータ出力。内 部ゲート・ドライバおよび制御回路はこの電圧から電力を供 給されます。このピンは、最小 1μFの低 ESRセラミック・コンデ ンサで電源グランドから分離してください。RUN1とRUN2の 入力によってチャネル1とチャネル2の両方がディスエーブル されると、内部レギュレータはディスエーブルされます。 ：チャネル1の昇圧されたフロート・ BOOST1（ピン20/ピン23） ドライバ電源。ブートストラップ・コンデンサの （＋）端子をこの ピンに接続し、 （–）端子をSWピンに接続します。このピンの 通常の動作電圧振幅の範囲は、INTVCCよりダイオードの電 圧降下分だけ低い電圧からVIN1 ＋INTVCC までです。 VIN1 （ピン21、22/ピン24、25） ：チャネル1の電源入力。チャネ ル1の内蔵パワー MOSFET への入力電圧。INTVCC の内蔵 LDOはこのピンから電力を供給されます。 SW1（ピン23、24/ピン26、27） ：外付けインダクタへのチャネ ル1スイッチ・ノードの接続箇所。SWの電圧振幅は、グランド よりダイオードの電圧降下分だけ低い電圧からVIN1 よりダイ オードの電圧だけ高い電圧までです。 VON1 （ピン25/ピン28） ：チャネル1のオン時間電圧入力。この ピンは、オン時間コンパレータのトリップ電圧を設定します。こ のピンを安定化出力電圧に接続すると、VOUT1 < 3Vのとき、 オン時間はVOUT1 に比例します。VOUT1 > 3Vのとき、スイッチ ング周波数は設定周波数より高くなる場合があります （「アプ リケーション情報」 のセクションを参照）。このピンのインピー ダンスは公称 150kΩです。 ITH1（ピン26/ピン1） ：チャネル1の誤差アンプの出力および スイッチング・レギュレータの補償ピン。レギュレータのループ の周波数応答を補償するには、このピンを適切な外付け部品 に接続します。部品選択の指針については、 「アプリケーショ ン情報」 のセクションを参照してください。 TRACKSS （ピン27/ピン2） ：チャネル1の出力トラッキングおよ びソフトスタート入力ピン。このピンの電圧を強制的に0.6Vよ り低くすると、誤差アンプへの内部リファレンス入力がバイパ スされます。LTC3634はFBピンをTRACK 電圧へサーボ制御 します。0.6Vより上ではトラッキング機能は停止し、内部リファ レンスが誤差アンプの制御を再開します。INTVCC から流れ る1.4μAの内部プルアップ電流を使うと、このピンとSGNDと の間にコンデンサを接続することにより、ソフトスタート機能を 実現できます。 VFB1（ピン28/ピン3） ：チャネル1出力の帰還電圧ピン。帰還 電圧を内部の0.6Vリファレンス電圧と比較する誤差アンプへ の入力。目的の出力電圧を設定するには、このピンを抵抗分 割器ネットワークに接続します。このピンをINTVCC に接続す ると、LTC3634は2 相の単一出力動作に設定されます。詳細 については、 「アプリケーション情報」 のセクションを参照して ください。 PGND（露出パッド・ピン29/ 露出パッド・ピン29） ：電源グラン ド・ピン。入力バイパス・コンデンサCIN の （–）端子と出力コン デンサCOUT の （–）端子を低インピーダンス接続でこのピンに 接続します。電源グランドへの低インピーダンスの電気的接 続とPCB への十分な熱接触の両方を実現するため、このピン はPCBに半田付けする必要があります。 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 9 LTC3634 機能ブロック図 VON CHANNEL 1 RUN CIN VIN 1.22V + AV = 1 150k INTVCC VIN OSC1 – RUN 3V ION ION CONTROLLER V tON = VON ION R S ICMP + BOOST ON Q SWITCH LOGIC AND ANTISHOOT THROUGH IREV – – TG M1 BG M2 + CBOOST SW L1 COUT PGND SENSE– SENSE+ R2 VFB1 IDEAL DIODES R1 ITH1 RC1 – EA 0.648V PGOOD1 INTERNAL SOFT-START TRACKSS – + OSC1 PGOOD2 1.4µA MODE SELECT TRACKSS 0.552V CSS OSC MODE/SYNC OSC PLL-SYNC PHASE SELECT OSC2 VDDQIN VDDQIN • 0.54 PVIN1 VDDQIN • 0.5 – UV + ITH2 – + CVCC VTTR IDEAL DIODES VDDQIN • 0.46 + EA – RC2 INTVCC 3.3V REG OV + PHMODE FC BURST 0.48V AT START-UP 0.10V AFTER START-UP – RRT INTVCC – + UV RT – OV + CC1 0.6V REF + INTERNAL SOFT-START VFB2 CC2 CHANNEL 2 (SAME AS CHANNEL 1) 3634 BD 3634fa 10 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 動作 LTC3634は、デュアル・チャネルの電流モード・モノリシック降 圧レギュレータで、DDRメモリ電源やバス終端向けに高効率 の電力変換を提供する目的で設計されています。その独自の オン時間制御アーキテクチャにより、きわめて低い降圧比が 得られると同時に、高速で一定のスイッチング周波数を維持 できます。各チャネルはRUNピンの電圧を公称で1.22Vより 高くするとイネーブルされます。 メイン制御ループ 通常動作では、内蔵の上側 MOSFETはワンショット・タイマ （「機能ブロック図」のON 信号）によって決まる一定時間で オンします。上側のパワー MOSFET がオフすると、下側のパ ワー MOSFET がオンし、これは電流コンパレータICMP がト リップするまで続きます。電流コンパレータがトリップするとワ ンショット・タイマが再起動し、次のサイクルを開始します。イ ンダクタ電流は、下側のパワー MOSFETの電圧降下を検出 することで測定します。ITHピンの電圧により、インダクタの谷 電流に対応したコンパレータ・スレッショルドが設定されます。 誤差アンプ EAは、 （出力電圧から得られる）帰還信号 VFBと 内部の0.6Vリファレンス電圧（チャネル1） またはVTTR 電圧 （チャネル2） と比較することにより、このITH 電圧を調整しま す。負荷電流が増加すると、リファレンス電圧に対して帰還電 圧が降下します。そのため、ITH 電圧は平均インダクタ電流が 負荷電流に釣り合うまで上昇します。 スイッチング周波数は、内部発振器の電流を設定するRT 抵 抗の値によって決まります。内部フェーズロック・ループは、内 部発振器信号のエッジが SWノード信号のエッジにフェーズ ロックし、一定のスイッチング周波数が強制されるようにワ ンショット・タイマ （ON 信号） をサーボ制御します。この独特 なオン時間制御アーキテクチャでは、外部クロック信号源を MODE/SYNCピンに加えると、スイッチング周波数をその外 部クロック信号源に同期させることもできます。チャネル1は、 クロック信号を印加すると、既定で強制連続動作になります （チャネル2は常に強制連続動作です）。 高効率 Burst Mode 動作 軽負荷電流では、インダクタ電流は0に低下し、負になるこ とがあります。 （チャネル1でのみ使用可能な）Burst Mode 動 が負のインダクタ電流 作では、電流反転コンパレータ （IREV） を検出して、下側のパワー MOSFETをオフにします。この結 果、不連続動作となって効率が高くなります。2つのパワー MOSFETは、ITH 電圧が上昇して電流が 0になるレベルより 高くなり、別のサイクルを開始するまで両方ともオフのままとな ります。この時間中は出力コンデンサが負荷電流を供給し、デ バイスは低電流のスリープ・モードに入ります。Burst Mode 動 作はMODE/SYNCピンをグランドに接続するとディスエーブ ルされます。こうすると、出力負荷電流に関係なく強制的に連 続同期動作になります。 パワーグッド状態出力 レギュレータの出力がレギュレーション・ポイントの 8%の 範囲から外れると、PGOODオープンドレイン出力は L に引 き下げられます。このスレッショルドには、VFB ピンを基準に して15mVのヒステリシスがあります。過渡電圧の発生時や 動的なVOUT の変動時にPGOODの誤動作を防止するため、 LTC3634のPGOOD 立ち下がりエッジには、約 40μsのフィル タ時間が含まれています。VTT 出力 （チャネル2）の場合は、 VTTR がレギュレーション・ポイントです。PGOOD2ピンは、 VTTR出力電圧が 300mV 未満のとき必ず L になります。 VIN 過電圧保護 内蔵のパワー MOSFETデバイスを長い過渡電圧イベントから 保護するため、LTC3634は過電圧状態の有無について各 VIN ピンを絶えず監視します。VIN が 17.5Vを超えると、レギュレー タは対応するチャネルの2つのパワー MOSFETを両方ともオ フして、動作を一時停止します。VIN が 16.5Vを下回ると、レ ギュレータは直ちに通常動作を再開します。レギュレータは、 過電圧状態から抜け出るときはソフトスタート機能を実行しま せん。 VTTR 出力バッファ 位相のシフトした動作 VTTRピンは、 VDDQINの2分の1に等しい電圧を出力します。 このピンには、10mAのソース/シンク電流供給能力と、0.01µF までの容量性負荷をドライブする能力があります。チャネル2 の誤差アンプは、この電圧をそのリファレンス電圧として使用 します。 PHMODEピンを H に接続すると、SW2の立ち下がりエッジ はSW1の立ち下がりエッジと180 位相がシフトした状態に設 定されます。2つのチャネルを位相がシフトした状態で動作さ せることには、大きな利点があります。2つのチャネルが同位 相で動作している場合、上側のMOSFETは同時にオンするの 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 11 LTC3634 動作 で、大電流パルスが入力コンデンサと電源から同時に流れ出 します。LTC3634の2つのチャネルを位相がシフトした状態で 動作させると、大電流パルスは交互に流れ、パルスが重なり 合う時間が実質的に短くなります。したがって全 RMS 入力電 流が減少し、それによってVIN バイパス・コンデンサの容量要 件が緩和され、電源ラインでの電圧ノイズが減少します。この 構成の不利な点が生じる可能性があるのは、一方のチャネル を50%のデューティ・サイクルで動作している場合です。この 状況では、SWノードの遷移が一方のチャネルからもう一方の チャネルに場合によっては結合する可能性があり、その結果、 一方または両方のチャネルに周波数のジッタが生じます。この 影響は優れた設計の基板レイアウトを使うことで軽減できま す。あるいは、PHMODEを L に接続すると位相差は90 に変 化するため、これによってSW1とSW2 が同じ特定時点に遷移 するのを防止できる場合があります。 アプリケーション情報 LTC3634の一般的な応用回路を図 1に示します。外付け部品 の選択の主な条件は、負荷要件とスイッチング周波数です。 部品選択は、通常、目的の出力電圧を設定する帰還抵抗の 選択から始まります。次に、インダクタLと抵抗 RT を選択しま す。インダクタを選択したら、入力コンデンサ （CIN） および出力 コンデンサ （COUT） を選択できます。最後に、ループ補償部品 を選択して、降圧レギュレータを安定化することができます。 その後、ループ補償、TRACKSS、VIN、UVLO、PGOODなど の機能について、残りのオプションの外付け部品を選択でき ます。 スイッチング周波数の設定 スイッチング周波数の選択には、効率と部品サイズ間のトレー ドオフが必要です。動作周波数を高くすると、小さい値のイン ダクタとコンデンサを使うことができます。低い周波数で動作 させると内部ゲート電荷による損失が減るので効率が改善さ れますが、出力リップル電圧を低く抑えるには、通常はインダ クタンスと容量の値を大きくする必要があります。RTピンから SGNDに抵抗を接続すると、スイッチング周波数（f） は次式に 従って500kHz ∼ 4MHzに設定されます。 RRT = 3.2E11 f ここで、RRT の単位はΩ、fの単位はHzです。 VIN 3.6V TO 15V C1 RRT RCOMP1 VIN2 VIN1 BOOST1 RUN1 RUN2 LTC3634 SW1 RT VON1 INTVCC PHMODE VDDQIN MODE/SYNC VFB1 C2 2.2µF ITH1 BOOST2 ITH2 SW2 VFB2 VON2 VTTR C5 (OPT) SGND PGND 3634 F01 L1 R2 VDDQ COUT1 R1 0.1µF C4 (OPT) CCOMP1 RCOMP2 0.1µF L2 VTT VREF COUT2 C3 0.01µF CCOMP2 図 1．DDRメモリ電源の標準的な応用回路 3634fa 12 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 アプリケーション情報 VTTRピンの公称バッファ出力電圧は、VDDQIN 電圧の半分 に等しい値です。このため、VOUT2 をDDRメモリのVTT バス終 端電源として設定するには、VOUT2 をVFB2と短絡し、VDDQIN をVOUT1（VDDQ の電源） に直接接続します。 6000 FREQUENCY (kHz) 5000 4000 R1とR2に大きい値を選択すると、負荷が 0のときの効率が向 上する結果が得られますが、VFB ノードでの浮遊容量により、 好ましくないノイズ結合や位相マージンの低下を招く恐れが あります。VFBトレースは、SWトレースなどのノイズ発生源か ら離して配線するよう注意が必要です。 3000 2000 1000 出力電圧の設定 LTC3634のオン時間制御アーキテクチャは0.6V ∼ 3Vの出力 電圧範囲で最適化されており、これはDDRメモリへの給電に 適しています。LTC3634は、より高い出力電圧を安定化するこ ともできますが、オン時間制御は保証されません。出力電圧 が 3Vより大きくなると、降圧レギュレータは出力を安定化す るためにスイッチング周波数を増加するよう強制されます。さ らに、外部クロックによる同期は可能ではなくなり、チャネル2 はチャネル1を基準にした90 /180 位相動作を維持できませ ん。つまり、LTC3634はオン時間制御レギュレータではなくオ ン時間一定のレギュレータのように動作します。したがって、 3Vより大きい出力電圧を使用するのは、スイッチング周波数 とチャネル間位相ロックが重要ではないアプリケーションに 限定してください。 各レギュレータの出力電圧は、外付けの抵抗分割器で次式 に従って設定されます。 インダクタの選択 0 100 0 200 300 400 500 RT RESISTOR (kΩ) 600 700 3634 F02 図 2．スイッチング周波数とRT RTをINTVCC に接続すると、スイッチング周波数は内部抵抗 によって約 2MHzの既定値に設定されます。この内部抵抗は、 プロセスのばらつきと温度の変動に対して外付け抵抗よりも 影響を受けやすい （「標準的性能特性」 のセクションを参照） ので、スイッチング周波数があまり重要ではないアプリケー ションに使用するのが最適です。 VOUT ⎛ R2 ⎞ = VFBREG ⎜1+ ⎟ ⎝ R1 ⎠ ここでVFBREGは 「電気的特性」 の表に規定されているリファレ ンス電圧です。リファレンス電圧はチャネル1の場合は600mV です。チャネル2の場合、リファレンス電圧はVTTRピンの電 圧に等しくなります。目的の出力電圧は、図 3に示すように抵 抗 R1および R2を適切に選択して設定します。 VOUT R2 CF (OPTIONAL) VFB LTC3634 R1 SGND 入力電圧と出力電圧が与えられている場合は、 インダクタの値 と動作周波数によってインダクタのリップル電流が決まります。 より具体的には、インダクタのリップル電流は、インダクタ値が 高くなるか動作周波数が高くなると次式に従って減少します。 ⎛ V ⎞⎛ V ⎞ ΔIL = ⎜ OUT ⎟ ⎜1− OUT ⎟ ⎝ f • L ⎠⎝ VIN ⎠ ここで、ΔIL ＝インダクタのリップル電流、f＝動作周波数、L ＝インダクタ値です。この式から、部品サイズ、効率、および動 作周波数間のトレードオフを確認できます。大きい値のΔIL を許容すると、小さい値のインダクタを使用できますが、インダ クタのコア損失が大きくなり、出力コンデンサのESR 損失が 大きくなって、出力電圧リップルが大きくなる結果となります。 一般に、動作周波数が低くリップル電流が小さいと、効率が 最高の動作が得られます。 3634 F03 図 3．出力電圧の設定 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 13 LTC3634 アプリケーション情報 妥当な出発点としては、600mAp-p ∼ 1.2Ap-pの範囲内のリッ プル電流を選択します。VIN が最大のときに最大リップル電 流が生じることに注意してください。出力電圧リップルを最小 限に抑えるため、1.8Aを超えることは推奨しません。リップル 電流が規定の最大値を超えないことを保証するには、次式に 従ってインダクタンスを選択します。 ⎛ V ⎞⎛ ⎞ OUT ⎟ ⎜1− VOUT ⎟ L = ⎜⎜ ⎟ ⎟⎜ ⎝ f • ΔIL(MAX) ⎠ ⎝ VIN(MAX) ⎠ 表 1．インダクタの選択表 INDUCTANCE (µH) DCR (mΩ) MAX CURRENT (A) DIMENSIONS (mm) HEIGHT (mm) 18.0 14.0 11.0 8.5 6.5 7×7 3.3 15 12 11.5 10 7 5.2 × 5.5 2 12.4 9.0 5.7 7 × 7.7 2.0 10 7.7 5.3 6 × 8.9 5.0 6.4 6.1 6.9 × 7.3 3.2 Würth Electronik WE-HC 744310 Series 0.24 0.55 0.95 1.15 2.00 2.1 3.8 6.4 9.0 14.0 Vishay IHLP-2020BZ-01 Series Lの値が分かったら、インダクタの種類を選択する必要があり ます。インダクタ値が固定の場合、実際のコア損失はコア・サ イズに無関係ですが、選択したインダクタンスに大きく依存し ます。インダクタンスが大きいほどコア損失が減少します。残 念ながら、インダクタンスを大きくするにはワイヤの巻数を増 やす必要があるためDCRと銅損失の増加を招きます。 フェライトを使用した設計が示すコア損失はきわめて小さく、 高いスイッチング周波数に適しているため、銅損失と飽和を防 ぐことに設計目標を集中することができます。フェライト・コア の材質は 「ハードに」飽和します。つまり、設計ピーク電流を超 えるとインダクタンスが突然低下します。この結果、インダクタ のリップル電流が突然増加するため、コアが飽和しないよう 確認することが重要です。 コアの材質と形状が異なると、インダクタのサイズ/ 電流の関 係および価格 / 電流の関係が変化します。フェライトやパーマ ロイを素材とするトロイド・コアやシールドされたポット型コア は小型で、エネルギー放射は大きくありませんが、類似の特 性を有する鉄粉コアのインダクタより一般に高価です。使用 するインダクタの種類の選択は、価格とサイズの条件や放射 フィールド/EMIの条件に主に依存します。入手可能な表面 実装型インダクタのサンプルを表 1に示します。 0.22 0.33 0.47 0.68 1 5.2 8.2 8.8 12.4 20 Toko FDV0620 Series 0.20 0.47 1.0 4.5 8.3 18.3 Coilcraft D01813H Series 0.33 0.56 1.2 4 10 17 TDK RLF7030 Series 1.0 1.5 8.8 9.6 CIN とCOUT の選択 入力容量 CIN は、上側パワー MOSFETのドレインで台形波 電流をフィルタするのに必要です。大きな過渡電圧が発生し ないようにするには、最大 RMS 電流に合わせたサイズの低 ESR 入力コンデンサを推奨します。1つのレギュレータの最大 RMS 電流は、次式により求められます。 IRMS = IOUT(MAX) VOUT ( VIN − VOUT ) VIN 2つのレギュレータがアクティブである場合、入力電流波形は 大幅に異なります。さらに、入力RMS 電流は各出力の負荷電 流だけでなく、VTT が電流をシンクしているかソースしている かによっても変化します。 3634fa 14 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 アプリケーション情報 SW1とSW2 が 180 位相がシフトした状態で動作する場合、 VTT 電源が電流をシンクしていて、VDDQ が同じ量の電流を ソースしていると、最悪の入力RMS 電流が生じます。DDRア プリケーションではVOUT2 が VOUT1 の2 分の1であることが分 かっているので、この場合の入力RMS 電流は次式により求め られます。 ⎛ D1⎞ IRMS = IOUT(MAX) D1 ⎜1.5 − ⎟ for D1 < 0.5 ⎝ 4⎠ 3 IRMS = IOUT(MAX) 1− D1 for D1 > 0.5 4 ここで、D1はチャネル1（VDDQ 電源） のデューティ・サイクルで す。これらの式は、IRMS が最大になるのはデューティ・サイク ルが 50%（VIN ＝2•VOUT1） のときであることを示しています。 デューティ・サイクルがこれとは違っても状況が大幅に緩和さ れるわけではないため、この単純な最悪条件を設計に使用で きます。コンデンサ・メーカーの規定するリップル電流定格は 多くの場合わずか2000時間の寿命試験に基づいているので、 コンデンサをさらにディレーティングする、つまり要求より高い 温度定格のコンデンサを選択することを推奨します。 設計のサイズまたは高さの要件を満たすため、数個のコン デンサを並列に接続することもできます。入力電圧が低いア プリケーションでは、出力負荷の変化時に過渡変動の影響 を最小限に抑えるのに十分なバルク入力容量が必要です。 LTC3634の設計には過電圧保護回路が組み込まれています が、入力過渡電圧がデバイスへの過電圧の危険を生じないよ う、常に注意する必要があります。 COUT の選択は、電圧リップルと負荷ステップ過渡電圧を最小 に抑えるのに必要な等価直列抵抗（ESR）、および制御ループ の安定性を確保するのに必要なバルク容量の大きさによって 決まります。ループの安定性は、負荷過渡応答を観察すること によってチェックすることができます。出力リップルΔVOUT は 次式で近似されます。 ⎛ ⎞ 1 ΔVOUT < ΔIL ⎜ESR + ⎟ 8 • f • COUT ⎠ ⎝ 低 ESRのセラミック・コンデンサを使用する場合は、電荷蓄積 要件を満足するように出力コンデンサの値を選択する方が実 用的です。負荷ステップ発生時には、帰還ループがスイッチ電 流を十分増加させて負荷を支えるまで、出力コンデンサが即 座に電流を供給して負荷を支える必要があります。帰還ルー プが応答するのに要する時間は補償と出力コンデンサのサイ ズに依存します。負荷ステップに応答するには標準で3 ∼ 4サ イクルを要しますが、最初のサイクルだけ出力が直線的に低 下します。出力垂下電圧 VDROOP は、ループのクロスオーバー 周波数が最大になっているとすると、通常は最初のサイクルの 直線的降下の約 3 倍です。したがって、およそ以下の出力コン デンサのサイズから開始するのが良いでしょう。 COUT ≈ 3 • ΔIOUT f • VDROOP この式からは良好な近似結果が得られますが、デューティ・サ イクルと負荷ステップの要件によっては、より大きな容量が必 要なことがあります。実際のVDROOP については、出力に負荷 ステップを加えて検証することが必要です。 セラミックの入力コンデンサおよび出力コンデンサの使用 値の大きい低価格のセラミック・コンデンサを小さなケース・ サイズで入手できます。これらはリップル電流定格と電圧定格 が大きく、ESR が小さいので、スイッチング・レギュレータのア プリケーションに最適です。ただし、セラミック・コンデンサの 種類によっては、その自己共振特性や高いQ 特性が原因で、 入力に使用する場合には注意する必要があります。セラミッ ク・コンデンサを入力に使い、ACアダプタで長いコードを通し て電源を供給すると、出力の負荷ステップによってVIN 入力に リンギングが誘起されることがあります。最善の場合でも、こ のリンギングが出力に結合して、ループの不安定性と誤認さ れることがあります。最悪の場合、長いコードを通して電流が 急に突入すると、VIN に電圧スパイクが生じてデバイスを損傷 するのに十分な大きさになる恐れがあります。詳細な説明に ついては、 「アプリケーションノート88」 を参照してください。 入力と出力にセラミック・コンデンサを選択する場合は、X5R やX7Rの誘電体を使ったものを選択します。これらの誘電体 は、ある特定の値とサイズについてすべてのセラミックの中で 温度特性と電圧特性が最も優れています。 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 15 LTC3634 アプリケーション情報 補償部品の選択 ループ補償は複雑な主題であり、電流モードのスイッチング・ レギュレータでループ帯域幅を最大にすることについての詳 細な説明については、 「アプリケーションノート76」 を参照する ことを推奨します。このセクションでは、LTC3634レギュレータ の適切な補償部品を選択する簡単な方法を説明します。 ITHピンに接続する推奨の部品を図 4に示し、それらの部品 を使用した降圧レギュレータ・ループの概略のボーデ・プロッ トを図 5に示します。系の主要なポール （出力コンデンサの ポールと誤差アンプ出力のポール） は、クロスオーバー周波数 より低い周波数に位置すると仮定します。 ITH fC を選 択したら、このクロスオーバー周波 数を設 定する RCOMP の値を次式によって計算できます。 ⎞⎛ V ⎞ ⎛ 2π • f • C C OUT ⎟ ⎜ OUT ⎟ RCOMP = ⎜ ⎟⎜ ⎟ ⎜g ⎝ m(EA) • g m(MOD) ⎠ ⎝ VFBREG ⎠ ここで、gm（EA）は誤差アンプの相互コンダクタンス （「電気的 特性」 のセクションを参照） であり、gm（MOD）はモジュレータ の相互コンダクタンス （ITH 電圧から電流コンパレータ・スレッ ショルドまでの伝達関数） です。LTC3634の場合、この相互コ –1 ンダクタンスは公称で7Ω です。 RCOMP を決定したら、CCOMP を選択してゼロ周波数（fZ） を次 式で設定できます。 RCOMP LTC3634 最初のステップとして、クロスオーバー周波数 fC を選択するこ とです。クロスオーバー周波数を高くすると、ループ過渡応答 は高速になります。 ただし、 スイッチング電力段からの高次ルー プ特性の影響を避けるため、fC がスイッチング周波数（fSW） の10 分の1を超えないことを推奨します。 CBYP CCOMP SGND fZ = 3634 F04 図 4．補償およびフィルタ用の部品 1 2π • CCOMP • RCOMP 90 の位相マージンを確保するには、fC の10 分の1より低い fZ を選択します。 ITHノードはノイズ結合の影響を受けやすいので、小容量の バイパス・コンデンサ （CBYP） を使用して基板ノイズを除去する ことができます。ただし、このコンデンサは次式で求められる fP でのポールの一因となり、クロスオーバー周波数で多少の 位相損失を生じることがあります。 |H(s)| –2 –1 0dB ƒZ fP = ƒP ƒC LOG (ƒ) 3634 F05 図 5．レギュレータ・ループのボーデ図 1 2π • C BYP • RCOMP 最適な結果を得るには、位相マージンがあまり大きな影響を 受けないようにfP を十分高い周波数に設定します。 必要な場合は、 （図 3に示したように） コンデンサCF を使って 一定の位相リードを追加できます。 3634fa 16 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 アプリケーション情報 過渡応答のチェック レギュレータのループ応答は負荷ステップに対するシステム の応答を観察すればチェックできます。ITHピンでは制御ルー プ動作を最適化できるだけでなく、DC 結合され、ACフィルタ を通した閉ループ応答のテスト・ポイントも得られます。このテ スト・ポイントでのDCステップ、立ち上がり時間、およびセトリ ング動作は、閉ループ応答を反映します。2 次特性が支配的 なシステムを想定すれば、位相マージンや減衰係数はこのピ ンで見られるオーバーシュートのパーセンテージを使って推 定することができます。 前のセクションで説明したように補償点の値を選択後、設計 をテストして安定性を検証します。PCBのレイアウトを完了し、 特定の出力コンデンサの種類と容量値を決定したら、過渡応 答を最適化するために部品の値を多少変更することができ ます。出力コンデンサのさまざまな種類と値によってループの 利得と位相が決まるので、出力コンデンサを選択する必要が あります。立ち上がり時間が 1μs 程度までの、全負荷電流の 20% ∼ 100%の出力電流パルスによって、帰還ループを開くこ となく全体的なループの安定性を判断することができる出力 電圧波形とITHピンの波形が発生します。 スイッチング・レギュレータは負荷電流のステップに応答する のに数サイクルを要します。負荷ステップが発生すると、VOUT はΔILOAD •ESRに等しい大きさだけ即座にシフトします。ここ で、ESRはCOUT の等価直列抵抗です。ΔILOAD はCOUT の充 電または放電も開始し、レギュレータが使用する帰還誤差信 号を生成して、VOUT をその定常値に戻します。この回復期間 にVOUT をモニタして、安定性に問題があることを示すオーバー シュートやリンギングがないかチェックすることができます。 負荷ステップに対するVOUT の応答を観察するときには、初期 出力電圧ステップが帰還ループの帯域幅内にない場合があ るため、標準の2 次オーバーシュート/DC比を使用して位相 マージンを決定することはできません。出力電圧のセトリング 動作は閉ループ・システムの安定性に関係し、電源全体の実 際の性能を表します。制御ループ理論の要点を含む補償部 品の最適化の詳細については、 「アプリケーションノート76」 を 参照してください。 アプリケーションによっては、大容量（>10μF） の入力コンデン サを備えた負荷をスイッチを介して接続すると大きな過渡電 圧が発生することがあります。放電した入力コンデンサが実質 的にCOUTと並列接続された状態になるため、VOUT の急激 な低下を引き起こします。負荷に接続しているスイッチの抵抗 が低く、急速にドライブされた場合、この問題を防止するのに 十分な電流を供給できるレギュレータはありません。解決策 は負荷スイッチのドライバのターンオン速度を制限することで す。Hot Swap ™コントローラはこの目的専用に設計され、通 常は電流制限機能、短絡保護、ソフトスタート機能が組み込 まれています。 INTVCC レギュレータのバイパス・コンデンサ 内部の低損失（LDO） レギュレータは、内部バイアス回路に 電力を供給する3.3V 電源を生成し、内部 MOSFETスイッチ のゲートをドライブします。INTVCC ピンはこのレギュレータの 出力に接続されており、最小 1μFのセラミック・バイパス容量 をグランドとの間に接続する必要があります。LTC3634によっ て要求される過渡電流を供給するため、このコンデンサの INTVCC ピンおよび PGNDピンへの電気的接続が低インピー ダンスになるようにします。この電源は追加のDC 負荷電流を 必要に応じて供給することのみを目的にしており、大きな過渡 電圧やAC 動作を安定化する目的はありません。その状況で はLTC3634の動作に影響を及ぼす可能性があるためです。 昇圧コンデンサ LTC3634は、印加されている入力電圧 VINより高い電圧レー ルを生成するために、ブートストラップ回路を採用しています。 特に昇圧コンデンサCBOOST は、下側のパワー MOSFET が オンするたびに、INTVCCとほぼ等しい電圧まで充電されま す。このコンデンサの電荷は、必要な過渡電流を残りのスイッ チング・サイクルの間に供給するために使用されます。上側の MOSFET がオンすると、BOOSTピンの電圧はVIN ＋3.3Vに ほぼ等しくなります。大半のアプリケーションでは、0.1μFのセ ラミック・コンデンサをBOOSTピンとSWピンの間に近づけて 接続することにより、十分な性能が得られます。 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 17 LTC3634 アプリケーション情報 最小オフ時間 / オン時間に関する検討事項 MODE/SYNC 動作 最小オフ時間は、LTC3634 が下側のパワー MOSFETをオン し、電流コンパレータをトリップさせて、パワー MOSFETをオ フに戻すことができるまでの最小時間です。この時間は標準 40nsです。制御されたオン時間制御アーキテクチャでは、最 小オフ時間の制限により、次の最大デューティ・サイクルが課 せられます。 MODE/SYNCピンは、モード選択と動作周波数同期の両方 が可能な多目的ピンです。このピンをフロート状態にするか INTVCC に接続すると、チャネル1でのBurst Mode 動作がイ ネーブルされます。これにより、軽負荷電流での効率が向上し ますが、その代償として出力電圧リップルが若干高くなります。 MODE/SYNCピンをグランドに接続すると、強制連続モード 動作が選択され、発生する固定出力リップルは最小になりま すが、軽負荷時の効率が代償となります。 DCMAX = 1– f • (tOFF(MIN) + 2 • tDEAD) ここで、fはスイッチング周波数、 tDEADはスイッチの非オーバー ラップ時間、つまりデッドタイム （標準 10ns）、tOFF（MIN）は最 小オフ時間です。たとえば、入力電圧が低下したために最大 デューティ・サイクルを超えると、出力は安定化状態から外れ てしまいます。このドロップアウト状態を回避するための最小 入力電圧は次のとおりです。 VIN(MIN) = ( VOUT 1− f • tOFF(MIN) + 2 • tDEAD ) 逆に、最小オン時間は、上側のパワー MOSFET がそのオン 状態を存続できる最小時間です。この時間は標準 20nsです。 連続モード動作では、最小オン時間の制限により、次の最小 デューティ・サイクルが課せられます。 DCMIN = (f • tON(MIN)) ここで、tON（MIN）は最小オン時間です。式が示すように、動作 周波数を下げると最小デューティ・サイクルの制約が緩和され ます。 レギュレータの出力が電流をシンクしている場合、コンバー タの実効最小オン時間は、各 SWノードの遷移中にパワー MOSFETの非オーバーラップ時間（つまり 「デッドタイム」） に よって増加します。この 「デッドタイム」 は公称 15nsであるため、 電流をシンクしているとき、最小オン時間は実質的に15ns＋ 15ns＋20ns＝50nsとなります。 最小オン時間の制約を超えると、出力の安定状態を維持する ため、コンバータは自動的にそのスイッチング周波数を減らし ます。コンバータがそのスイッチング周波数を減らすと、位相 情報は失われ、2つのチャネルは非同期でスイッチングするよ うになります。 LTC3634はMODE/SYNCピンで外部クロック信号の存在を 検出し、入力クロックの位相および周波数に内部発振器を同 期させます。外部クロックの存在が検出されると、2つのレギュ レータは両方とも強制連続モード動作に移行します。RT 抵抗 は、外部クロックに同期させる場合、必ずしも必要なわけでは ありませんが、外部クロック信号が突然取り去られたり再度 印加されたときに、スイッチング・レギュレータのバイアス状態 を常に正しく保持するため、公称の外部クロック周波数に対 応するRT 抵抗を使うことを推奨します。 チャネル 1 の出力電圧トラッキングとソフトスタート LTC3634では、ユーザーが TRACKSSピンによってチャネ ル1の出力電圧ランプ・レートを制御できます。0V ∼ 0.6V では、誤差アンプに入力される0.6Vの内部リファレンスが TRACKSS 電圧によって無効になり、帰還電圧はTRACKSS ピンの電圧に安定化されます。TRACKSS が 0.6Vを超えると、 トラッキングはディスエーブルされ、帰還電圧は内部リファレ ンス電圧に安定化されます。 TRACKSSピンの電圧は外部電源でドライブできます。ある いは、ユーザーは内部の1.4μAプルアップ電流源を活用し、 TRACKSSピンとグランドとの間に外付けコンデンサ （CSS） を 接続することにより、ソフトスタート機能を実装することもでき ます。出力の立ち上がり時間とTRACKSSの容量との関係は 次式により求められます。 tSS = 430000Ω • CSS さらに、スイッチング周波数が低くなるため、レギュレータは控 えめに補償することが必要な場合があります。 3634fa 18 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 アプリケーション情報 既定の内部ソフトスタート・ランプでは、400μsという最小ソフ トスタート時間中にTRACKSSピン入力を無効にすることによ り、このソフトスタート時間が強制されます。この理由から、約 1000pFより小さい容量値は、ソフトスタート動作に大きく影響 することはありません。 起動動作 起動すると、2つのチャネルは既定では両方ともすぐに不連続 動作になります。 チャネル1はその出力が上昇して最終値（VFB > 480mV） の80%を超えるまで不連続 Burst Mode 動作のまま です。出力がこの電圧を超えると、レギュレータの動作モード は、前述したようにMODE/SYNCピンで選択したモードに切 り替わります。通常動作時は、 （たとえば、追跡時に降下する 場合など） 出力がその最終値の10%を下回るまで降下すると、 レギュレータはBurst Mode 動作に自動的に切り替わり、イン ダクタの飽和を防いでTRACKSSピンの精度を改善します。 チャネル2（VTT 終端電源） は、その出力が上昇して300mVを 超えるまで不連続動作のままです。300mVになると、チャネル 2は強制連続動作に自動的に切り替わります。これにより、レ ギュレータの出力が、インダクタを連続モードで放電するのに 十分な電圧に到達し、インダクタでのエネルギーの過剰な蓄 積を確実に防止します。 出力パワーグッド LTC3634のPGOOD出力は、15Ω（標準） のオープンドレイン・ プルダウン・デバイスによってドライブされます。出力電圧が ターゲットのレギュレーション・ポイントの8%（標準） のレギュ レーション範囲から外れると、15Ωの出力抵抗を持つオープ ンドレイン出力がグランドに引き下げられ、PGOODピン電圧 が降下します。このプルダウン・デバイスは出力がこの範囲内 に再度入り、少量のヒステリシスを上回るまでオフしません。 この動作を図 6で示します。 40μs（ 標準）のフィルタ時間は、VOUT の過渡イベント中に PGOOD出力が誤って変化するのを防止する役割を果たしま す。このため、出力電圧はPGOODピンがグランドに引き下げ られるまで40μsの間 8%のレギュレーション範囲から外れる 必要があります。逆に、出力電圧はPGOODピンが H に引き 上げられるまで40μsの間ターゲットのレギュレーション範囲 内に入っている必要があります。 NOMINAL OUTPUT VHYS VHYS(CH1): 2.5% VHYS(CH2): VHYS PGOOD VOLTAGE –8% 0% 8% 15mV • 100% VTTR OUTPUT VOLTAGE 3634 F06 図 6．PGOODピンの動作 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 19 LTC3634 アプリケーション情報 VIN1とVIN2 には、別個の電源電圧から電力を供給してもかま いません （図 12 参照）。このことは、2つの異なる電源間で電 力を共有する必要がある場合に便利です。VTT 出力が電流を シンクする場合、その電流はコンバータを通して逆流し、VIN ピンから流れ出ることに注意することが重要です。入力電源が この状態に確実に対応できるよう注意する必要があります。 2 相の単一 VTT 出力構成 LTC3634の2つのレギュレータを組み合わせると、最大 6Aの ソース電流およびシンク電流を供給できる単一の2 相 VTT 終 端電源を簡単に作成できます。この回路を図 7に示します。 この回路では、VFB1 をINTVCC に接続して、LTC3634を2 相 動作にします。2 相動作に構成すると、 チャネル1の相互コンダ クタンス誤差アンプへの入力は、チャネル2の入力 （VFB2 およ び VTTR） と同じになるよう切り替えられるため、チャネル1を チャネル2の誤差アンプと並列にすることができます。ITH1ピ ンとITH2ピンは外部で互いに接続して、等しい電流を2チャ ネル間で分担させます。 効率に関する検討事項 ITHノードで必要なのは1つの補償回路網のみですが、基板 レイアウトによってはITHピンごとにフィルタ・コンデンサを個 別に接続すると役立つ場合があります。この並列構成では、 実効 gm（EA）および実効 gm（MOD）は単一チャネルの場合の 2 倍であることに注意することが重要です。 この2 相構成の1つの利点は、単相の6Aコンバータ・ソリュー ションと比較して、入力電流リップルと出力電流リップルが両 方とも大幅に低減されることです。これは各レギュレータから の電流波形がインターリーブされるためです。PolyPhase® コ ンバータに関する詳細な説明と分析については、 「アプリケー ションノート77」 を参照してください。 VIN 3.6V TO 15V R1 160k C1 47µF ×2 VIN2 % 効率 = 100% – (L1 + L2 + L3 + ...) ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表 した個々の損失です。回路内の電力を消費するすべての素子 で損失が生じますが、LTC3634の回路での損失の大部分は、 通常、主に次の3つの要因によって生じます。それは、1）導通 損失、2） スイッチング損失と静止電力損失、3）遷移損失とそ の他の損失です。 VIN1 BOOST1 RUN1 RUN2 LTC3634 SW1 RT BOOST2 INTVCC PHMODE SW2 VFB1 VFB2 VDDQIN VON2 VON1 ITH1 C2 2.2µF VDDQ SUPPLY 6k スイッチング・レギュレータのパーセント表示の効率は、出力 電力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくなりま す。個々の損失を解析して、効率を制限する要素がどれであ り、また何が変化すれば最も効率が改善されるかを判断でき る場合がよくあります。パーセント表示の効率は次式で表すこ とができます。 10pF 1000pF L1 0.47µH 0.1µF L2 0.47µH SGND MODE/SYNC PGND VTT VDDQ /2 AT ±6A COUT2 100µF ×4 VTTR ITH2 10pF 0.1µF 0.01µF VREF VDDQ /2 AT ±10mA 3634 F07 図 7．2 相、 6A 単一 VTT 出力の応用回路 3634fa 20 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 アプリケーション情報 1. 導通損失は内部スイッチのDC 抵抗 RSWと外付けのインダ クタのDC 抵抗 RL を基に計算されます。連続モードでは、 平均出力電流はインダクタLを流れますが、内蔵の上側パ ワーMOSFETと下側パワーMOSFETとの間で分かれます。 したがって、SWピンを見たときの直列抵抗は、次式のよう に、上側 MOSFETおよび下側 MOSFETの両方のRDS（ON） とデューティサイクル （DC） の関数になります。 RSW = (RDS(ON)TOP)(DC) + (RDS(ON)BOT)(1 – DC) 上側MOSFETと下側MOSFETのRDS（ON）は、両方とも 「標 準的性能特性」 の曲線から求めることができます。したがっ て導通損失を計算するには次式を使用します。 導通損失 = IOUT2 (RSW + RL) 2. 内蔵のLDOはINTVCC レールに電力を供給します。ここで の全電力損失は、スイッチング損失と、制御回路の静止電 流損失の合計です。 パワー MOSFETのゲートが L から H 、さらに再び L に切り替わるたびに、VIN からグランドに一定量の電荷 dQ が移動します。結果として得られるdQ/dtはINTVCC から流 出する電流であり、通常はDC 制御バイアス電流よりはる かに大きくなります。連続モードでは、IGATECHG ＝f•（QT ＋QB）です。ここで、QT および QB は内蔵の上 側パワー MOSFETおよび下側パワー MOSFETのゲート電荷、fは スイッチング周波数です。概算を目的とした場合、LTC3634 レギュレータの各チャネルで （QT ＋QB） は約 2.3nCです。 LDO 負荷による全電力損失を計算するには、次式に示す ように、ゲート電荷電流と消費電流を単純に加え、それに VIN を掛けます。 PLDO = (IGATECHG + IQ) • VIN 3. 遷移損失、銅トレース抵抗、内部負荷電流など、その他の 隠れた損失は、電源システム全体でさらなる効率低下の 原因となる可能性があります。遷移損失は、スイッチ・ノー ドの遷移中に上側パワー MOSFET が短時間飽和領域に 留まることから生じます。LTC3634の内蔵パワー・デバイス は十分速く切り替わるので、これらの損失は他の要因に比 べると大きくはありません。デッドタイムのダイオードの導通 損失やインダクタのコア損失など、その他の損失が占める 割合は、一般に全追加損失の2% 未満です。 熱に関する検討事項 LTC3634では、露出したパッケージ裏面の金属板（PGND） を プリント回路基板に十分半田付けして、良好な熱接触を得る ことが必要です。こうすると、QFNおよびTSSOP パッケージは 非常に優れた熱特性を示します。この熱特性はデバイスが通 常動作時に過剰に自己発熱しないようにするために必要です。 LTC3634は効率が高く、その底面露出型 QFN パッケージの 熱抵抗は小さいので、大半のアプリケーションでは大量に発 熱することはありません。ただし、高い周囲温度、高いVIN、高 いスイッチング周波数、最大出力電流負荷でLTC3634 が動 作するアプリケーションでは、発熱によってデバイスの最大接 合部温度を超える可能性があります。接合部温度が約 170 C に達すると、 この温度が 160 Cに戻るまで2つのパワー・スイッ チは両方ともオフします。 LTC3634が最大接合部温度の125 Cを超えないようにするに は、何らかの熱解析を行う必要があります。熱解析の目的は、 電力損失によりデバイスが接合部温度を超えるかどうかを判 断することです。温度上昇は次式で与えられます。 TRISE = PD • θJA 一例として、DDR2 SDRAMに電源を供給するために、最大 周囲温度が70 C、 VIN＝12V、 周波数＝1MHz、VDDQ＝1.8V、 VTT ＝0.9V、ILOAD ＝2A（両チャネル） というアプリケーショ ンでLTC3634を使用する場合を考えます。 「標準的性能特性」 のセクションのRDS（ON）のグラフから、周 囲温度 70 Cでは上側スイッチのオン抵抗は公称 140mΩであ り、下側スイッチのオン抵抗は公称 75mΩであることが分かり ます。VDDQ 電源の場合、パワー MOSFETの等価抵抗 RSW1 は次式のようになります。 RDS(ON)TOP • 1.8V 10.2V + RDS(ON)BOT • = 84.8mΩ 12V 12V VTT 電源（0.9V） に対して同じ計算を行うと、RSW2 ＝79.9mΩ という結果が得られます。 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 21 LTC3634 アプリケーション情報 ⎡ 2 PD = ⎡⎢(IOUT1) • RSW1⎤⎥ + ⎢ IOUT2 ⎣ ⎦ ⎣ ( ) 2 ⎤ • RSW2 ⎥ ⎦ + VIN • (IGATECHG +IQ ) PD = (2A)2 • 0.0848Ω + (2A)2 • 0.0799Ω 3.5 CHANNEL 1 LOAD CURRENT (A) ゲート・ドライブに関する前のセクションの説明から、レギュ レータごとのゲート充電電流の合計は1MHz•2.3nC ＝2.3mA であり、2チャネル合計のIQ は1.3mAであると推定されます （「電気的特性」のセクションを参照）。したがって、2つのレ ギュレータによる全電力損失は次のとおりです。 3.0 2.5 2.0 1.5 1.0 0.5 0 + 12V • ⎡⎣(2.3mA • 2) + 1.3mA⎤⎦ = 0.730W 4mm 5mmのQFN パッケージの接合部から周囲の熱抵抗 θJA は43 C/W 前後です。したがって、70 Cの周囲温度で動作 しているレギュレータの接合部温度は、およそ次のとおりです。 TJ = 0.730W • 43°C/W + 70°C = 101°C これは最大接合部温度である125 Cより低い温度です。周囲 温度がさらに高い場合は、接合部から周囲の熱抵抗を下げる ため、ヒートシンクや冷却ファンを検討します。あるいは、消費 電力の大きいアプリケーションでは露出パッドのTSSOP パッ ケージを選択した方が良い場合があります。TSSOP パッケー ジの方が QFN パッケージより熱特性が優れているからです。 前述の接合部温度は70 CでのRDS（ON）から得られたことに 留意すると、RDS（ON）は温度とともに増加するので、より高い 値に基づいて接合部温度を再計算します。RSW は101 Cで 12% 増加すると仮定して計算をやり直すと、新たに105 Cとい う接合部温度が得られます。 図 8はDC1708デモ用ボード （QFN パッケージ） をベースにし た温度ディレーティング曲線です。この曲線は、最大接合部温 度である125 Cを超えることがないように、与えられたDC 負 荷電流での許容最大周囲温度を推定するための目安として 使用できます。 接合部温度の測定 接合部周囲間熱抵抗は、デバイスが実装されているプリント 回路基板上の放熱用銅領域の面積と量、さらにデバイスに対 するエアフローの量に応じて変化します。この熱抵抗を正しく 評価するため、接合部温度を測定する必要があります。接合 部温度を直接測定する賢明な方法は、いずれかのPGOOD ピンにある内部接合ダイオードを使用し、周囲温度の変化に 基づいてそのダイオード電圧の変化を測定する方法です。 CH2 LOAD = 0A CH2 LOAD = 1A CH2 LOAD = 2A CH2 LOAD = 3A 0 25 75 100 50 MAXIMUM ALLOWABLE AMBIENT TEMPERATURE (°C) 125 3634 F08 図 8．DC1708デモ用回路の温度ディレーティング曲線 まず、外付けの受動部品をPGOODピンからすべて取り外し、 次にPGOODピンから100μAを引き出してその内部接合ダイ オードを導通させ、PGOODピンに負電圧のバイアスをかけま す。出力電流負荷なしで、25 C、75 Cおよび 125 Cの周囲温 度でPGOODの電圧を測定し、PGOODの電圧と周囲温度と の関係の勾配を確定します。この勾配を確定したら、接合部 温度の上昇を、パッケージ内の電力損失と対応する出力負荷 電流の関数として測定することができます。この方法でこの測 定を行うと、PGOODピンでの絶対最大電圧定格に違反しま すが、印加される電力はきわめて小さいため、デバイスを損傷 するほどの危険性はありません。 基板レイアウトの検討事項 プリント回路基板をレイアウトするときは、以下のチェックリス トを使用してLTC3634 が正しく動作するようにします。レイア ウトでは、以下の項目をチェックしてください。 1. 入 力コンデンサはできるだけVIN ピンとPGNDピンの 近くに接続しましたか。このコンデンサは内蔵のパワー MOSFETとそれらのドライバにAC 電流を供給します。 2. 損失を最小限に抑えるため、出力コンデンサCOUTとイン ダクタLは近くに接続します。COUT の （–）電極はPGNDと CIN の （–）電極の両方に近づけて接続します。 3. 抵抗分割器（たとえば、図1のR1およびR2） は、COUTの （＋） 電極とSGNDの近くに終端しているグランド・ラインとの間 に接続する必要があります。帰還信号 VFB はSWラインの ようなノイズの多い部品やトレースから離して配線し、帰還 3634fa 22 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 アプリケーション情報 信号のトレースはできるだけ短くします。さらに、RT 抵抗と ループ補償部品はSGNDに終端します。 この値に最も近い標準値は24.3kΩです。VDDQINをVOUT1 に接続すると、VOUT2 はVOUT1 の半分の値に設定されます。 4. 影響を受けやすい部品はSWピンから遠ざけます。RT 抵 抗、補償部品、帰還抵抗、および INTVCC バイパス・コンデ ンサは、SWのトレースおよびインダクタL からすべて離して 配線します。 次に、VDDQ 出力とVTT 出力の両方のインダクタ値を選択しま す。以下の式で示すように、VIN が最大のときに電流リップル が 1Aになるようにインダクタを選択します。 5. グランド・プレーンがあることが望まれますが、設けられな い場合は、信号グランドと電源グランドを分離して、その両 方を低ノイズの共通基準点に接続します。PGNDピンへの 接続は、基準点からのトレースの抵抗が最小になるように 行います。 6. 電力部品の温度上昇を低減するため、すべての層の未使 用領域は銅で覆います。これらの銅領域は、パッケージの 金属が露出した裏面（PGND） に接続します。基板レイアウ トの例については、図 10および 11を参照してください。 設計例 設計例として、 （図1に示すように）LTC3634を使用して、VIN（MAX） ＝13.2V、IOUT（MAX）＝ 2A、f＝1MHz、VDROOP（VDDQ）< 60mV、VDROOP（VTT）< 30mVという仕様でDDR2 SDRAM に電源を供給することを検討します。以下の説明では、前のセ クションの式を使います。 まず、1MHzのスイッチング周波数に合わせて正しいRT 抵抗 値を選択する必要があります。前述の説明に基づいて、RT は 次のように計算されます。 ⎛ 3.2E11 ⎞ ⎟ = 320kΩ RT = ⎜⎜ ⎟ ⎝ f ⎠ この値に最も近い標準値は324kΩです。 次に、チャネル1（VDDQ） をDDR2 SDRAM 用に1.8Vに設定 するようにR1とR2の値を選択します。R1を選択して12.1kΩ にすると、R2は次のように計算されます。 ⎛ 1.8V ⎞ ⎛ 1.8V ⎞ L1= ⎜ ⎟ ⎜1− ⎟ = 1.55µH ⎝ ⎠ 1MHz • 1A 13.2V ⎝ ⎠ ⎛ 0.9V ⎞ ⎛ 0.9V ⎞ L2 = ⎜ ⎟ ⎜1− ⎟ = 0.838µH ⎝ 1MHz • 1A ⎠ ⎝ 13.2V ⎠ 標準値である1.5μHと0.82µHを使用します。 COUT にはセラミック・コンデンサを使用し、電荷蓄積要件に 基づいて選択します。以下の式のように、最悪の場合の4A 負 荷ステップ （–2A ∼ 2A） を想定します。 COUT1 ≈ 3 • 4A = 200µF 1MHz • 60mV COUT2 ≈ 3 • 4A = 400µF 1MHz • 30mV 最後に補償部品を選択します。クロスオーバー周波数 fC ＝ 50kHzを選択すると、以下のようになります。 ⎛ 2π • 50kHz • 200µF ⎞ ⎛ 1.8V ⎞ ⎟⎜ RCOMP1 = ⎜⎜ ⎟ = 27kΩ −1 −1 ⎟ ⎝ 0.6V ⎠ ⎝ 1mΩ • 7Ω ⎠ ⎛ 2π • 50kHz • 400µF ⎞ ⎛ 0.9V ⎞ ⎟⎜ RCOMP2 = ⎜⎜ ⎟ = 18kΩ −1 −1 ⎟ ⎝ 0.9V ⎠ ⎝ 1mΩ • 7Ω ⎠ ゼロ周波数を10kHzにすると、CCOMP1 ＝589pF、CCOMP2 ＝ 884pFとなります。これらの値に最も近い補償部品の標準値 は、それぞれ 26.7k、18k、560pF、910pFです。 最終的な回路を図 9に示します。 ⎛ 1.8V ⎞ R2 = 12.1k • ⎜ − 1⎟ = 24.2k ⎝ 0.6V ⎠ 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 23 LTC3634 アプリケーション情報 VIN 3.6V TO 15V C1 47µF ×2 R3 324k RCOMP1 26.7k V VIN1 RUN1 IN2 BOOST1 RUN2 LTC3634 SW1 RT VON1 INTVCC PHMODE VDDQIN MODE/SYNC VFB1 C2 2.2µF BOOST2 ITH1 C4 10pF R1 12.1k 0.1µF CCOMP1 560pF ITH2 RCOMP2 18k 0.1µF C5 10pF SGND PGND SW2 VFB2 VON2 VTTR 3634 F09 L1 1.5µH VDDQ 1.8V COUT1 100µF ×2 R2 24.3k L2 0.82µH VTT 0.9V COUT2 100µF ×4 VREF 0.9V 0.01µF CCOMP2 910pF 図 9．設計回路例 BOOST1 へのビア へのビア VON1/R2（示されていない） VOUT1 COUT1 VON1/R2（示されていない） へのビア L1 GND COUT1 グランド・ プレーンへのビア SW1 CBOOST1 グランド・プレーンへの ビア CIN GND L1 CIN VIN （電力部品ではない 部品への） SGND CBOOST2 SW1 CBOOST1 （電力部品ではない 部品への）SGND CBOOST2 BOOST2 へのビア CIN グランド・ プレーンへのビア VIN SW2 GND L2 BOOST1 へのビア グランド・プレーンへの ビア CIN SW2 VOUT1 グランド・ プレーンへのビア L2 GND グランド・ プレーンへのビア COUT2 VOUT2 COUT2 VOUT2 3633 F10 3634 F09 BOOST2 へのビア VON2 と VFB2（示されていない） へのビア 図 10．QFN パッケージのパワー部品レイアウトの例 VON2 と VFB2（示されていない） へのビア 図 11．TSSOP パッケージのパワー部品のレイアウトの例 3634fa 24 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 パッケージ 最新のパッケージ図面については、 http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ をご覧ください。 UFD Package 28-Lead Plastic QFN (4mm 5mm) (LTC DWG # 05-08-1712 Rev B) 0.70 ± 0.05 4.50 ± 0.05 3.10 ± 0.05 2.50 REF 2.65 ± 0.05 3.65 ± 0.05 パッケージの外形 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 3.50 REF 4.10 ± 0.05 5.50 ± 0.05 推奨する半田パッドのピッチと寸法 半田付けされない領域には半田マスクを使用する 4.00 ± 0.10 (2 SIDES) R = 0.05 TYP 0.75 ± 0.05 ピン 1 のノッチ R = 0.20 または 0.35 45 の面取り 2.50 REF R = 0.115 TYP 27 0.40 0.10 ピン 1 の トップ・ マーキング （NOTE 6） 5.00 ± 0.10 (2 SIDES) 28 1 2 3.50 REF 3.65 ± 0.10 2.65 ± 0.10 (UFD28) QFN 0506 REV B 0.25 ± 0.05 0.200 REF 0.50 BSC 0.00 – 0.05 底面図ー露出パッド NOTE: 1. 図は JEDEC パッケージ外形 MO-220 のバリエーション (WXXX-X) にするよう提案されている 2. 図は実寸とは異なる 3. 全ての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは （もしあれば）各サイドで 0.15mm を超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン 1 の位置の参考に過ぎない 3634fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 25 LTC3634 パッケージ 最新のパッケージ図面については、 http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/ をご覧ください。 FE Package 28-Lead Plastic TSSOP (4.4mm) (LTC DWG # 05-08-1663 Rev J) Exposed Pad Variation EB 9.60 – 9.80* (.378 – .386) 4.75 (.187) 4.75 (.187) 28 27 26 2524 23 22 21 20 1918 17 16 15 6.60 ±0.10 4.50 ±0.10 2.74 (.108) SEE NOTE 4 0.45 ±0.05 EXPOSED PAD HEAT SINK ON BOTTOM OF PACKAGE 6.40 2.74 (.252) (.108) BSC 1.05 ±0.10 0.65 BSC RECOMMENDED SOLDER PAD LAYOUT 4.30 – 4.50* (.169 – .177) 0.09 – 0.20 (.0035 – .0079) NOTE: 1. 標準寸法：ミリメートル 2. 寸法は ミリメートル （インチ） 0.50 – 0.75 (.020 – .030) 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 0.25 REF 1.20 (.047) MAX 0° – 8° 0.65 (.0256) BSC 0.195 – 0.30 (.0077 – .0118) TYP 0.05 – 0.15 (.002 – .006) FE28 (EB) TSSOP REV J 1012 4. 露出パッド接着のための推奨最小 PCB メタルサイズ * 寸法にはモールドのバリを含まない モールドのバリは各サイドで 0.150mm（0.006"） を超えないこと 3. 図は実寸とは異なる 3634fa 26 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LTC3634 改訂履歴 REV 日付 A 9/13 概要 絶対最大定格を明確化、発注情報にHグレードとMPグレードを追加。 パラメータを明確化。 グラフを明確化。 RUN1、RUN2ピン機能、INTVCCを明確化。 最小オン時間の記述を明確化。 熱に関する検討事項の最大接合部温度を明確化。 関連製品を明確化、LTC3786とLTC3633Aを追加。 ページ番号 2 3、4 5、6 7、8 18 21 28 3634fa リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。 最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 27 LTC3634 標準的応用例 VIN 3.6V TO 15V RT 162k 12V C1 22µF VIN1 RUN1 BOOST1 RUN2 LTC3634 SW1 RT VON1 INTVCC PHMODE VDDQIN MODE/SYNC VFB1 C2 2.2µF RCOMP1 26.4k CCOMP1 560pF ITH1 BOOST2 ITH2 SW2 VFB2 VON2 VTTR RCOMP2 18k C5 10pF CCOMP2 910pF L1 1µH 0.1µF R2 18.2k R1 12.1k SGND PGND 3634 TA02a VDDQ 1.5V COUT1 100µF ×2 C2 2.2µF C3 0.01µF 10k COUT2 100µF ×4 0.1µF L1 1.5µH 0.1µF L2 1.5µH 5V VTT VDDQ /2 AT ±6A COUT2 100µF ×4 10pF 680pF ITH2 10pF 図 12a．VTT の電源をVDDQ から供給 C3 47µF VIN2 BOOST1 RUN1 RUN2 LTC3634 SW1 RT BOOST2 INTVCC PHMODE SW2 VFB1 VFB2 VDDQIN VON2 VON1 ITH1 R1 324k VTT 0.75V VREF VIN1 VDDQ SUPPLY L2 0.47µH 0.1µF C4 10pF C1 22µF C6 22µF VIN2 SGND VTTR MODE/SYNC PGND 0.01µF VREF VDDQ /2 AT ±10mA 3634 TA02b 図 12b．2つの入力電源を使用した2 相 VTT 終端 関連製品 製品番号 説明 注釈 LTC3633 15V、デュアル3A（IOUT）、4MHz 同期整流式降圧 DC/DCコンバータ 効率：95%、VIN（MIN）＝3.6V、VIN（MAX）＝15V、VOUT（MIN）＝0.6V、 IQ ＝500µA、ISD <15µA、4mm 5mm QFN-28、TSSOP-28E パッケージ LTC3605 15V、5A（IOUT）、4MHz 同期整流式降圧 DC/DC コンバータ 効率：95%、VIN（MIN）＝4V、VIN（MAX）＝15V、VOUT（MIN）＝0.6V、 IQ ＝2mA、ISD <15µA、4mm 4mm QFN-24 パッケージ LTC3604 15V、2.5A（IOUT）、4MHz 同期整流式降圧 DC/DC コンバータ 効率：95%、VIN（MIN）＝3.6V、VIN（MAX）＝15V、VOUT（MIN）＝0.6V、 IQ ＝300µA、ISD <15µA、4mm 4mm QFN-20、MSOP-16E パッケージ LTC3603 15V、2.5A（IOUT）、3MHz 同期整流式降圧 DC/DC コンバータ 効率：95%、VIN（MIN）＝4.5V、VIN（MAX）＝15V、VOUT（MIN）＝0.6V、 IQ ＝75µA、ISD <1µA、4mm 4mm QFN-20、MSOP-16E パッケージ LTC3601 15V、1.5A（IOUT）、4MHz 同期整流式降圧 DC/DC コンバータ 効率：95%、VIN（MIN）＝4V、VIN（MAX）＝15V、VOUT（MIN）＝0.6V、 IQ ＝300µA、ISD <15µA、4mm 4mm QFN-20、MSOP-16Eパッケージ LTC3413 5.5V、3A（IOUT シンク/ソース）、2MHzモノリシック 効率：90%、VIN（MIN）＝2.25V、VIN（MAX）＝5.5V、 同期整流式レギュレータ （DDR/QDRメモリ終端用） VOUT（MIN）＝VREF/2、IQ ＝280µA、ISD <1µA、TSSOP16E パッケージ LTC3612 5.5V、3A、4MHz 同期整流式降圧 DC/DCコンバータ 効率：95%、VIN（MIN）＝2.25V、VIN（MAX）＝5.5V、VOUT（MIN）＝0.6V、 IQ ＝75µA、ISD <1µA、3mm 4mm QFN-20、TSSOP-20E パッケージ LTC3614 5.5V、4A、4MHz 同期整流式降圧 DC/DCコンバータ 効率：95%、VIN（MIN）＝2.25V、VIN（MAX）＝5.5V、VOUT（MIN）＝0.6V、 IQ ＝75µA、ISD <1µA、3mm 5mm QFN-24 パッケージ LTC3616 5.5V、6A、4MHz 同期整流式降圧 DC/DCコンバータ 効率：95%、VIN（MIN）＝2.25V、VIN（MAX）＝5.5V、VOUT（MIN）＝0.6V、 IQ ＝75µA、ISD <1µA、3mm 5mm QFN-24 パッケージ LTC3615 5.5V、デュアル3A、4MHz 同期整流式降圧 DC/DC コンバータ 効率：95%、VIN（MIN）＝2.25V、VIN（MAX）＝5.5V、VOUT(MIN）＝0.6V、 IQ ＝130µA、ISD <1µA、4mm 4mm QFN-24、TSSOP-24E パッケージ LTC3876 VTTリファレンス付き、DDR 電源用、 38VデュアルDC/DCコントローラ 効率 : 95%、VIN（MIN）＝4.5V、VIN（MAX）＝38V、VPPQ ＝1V ∼ 2.5V、 VTT ＝1/2 VPPQ、5mm 7mm QFN-38、TSSOP-38 パッケージ LTC3633A 20V、デュアル3A（IOUT）、 4MHz 同期整流式降圧 DC/DCコンバータ 効率 : 95%、VIN（MIN）＝3.6V、VIN（MAX）＝20V、IQ ＝500µA、 ISD <15µA、4mm 5mm QFN-28、TSSOP-28E パッケージ 3634fa 28 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3634 TEL 03- 5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp/LTC3634 LT 0913 REV A • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2011