LTC3812-5
60V電流モード同期整流式
スイッチング･レギュレータ･
コントローラ
特長
概要
高電圧動作：最大60V
大型の1Ωゲートドライバ
■ 電流センス抵抗が不要
■ デュアルNチャネルMOSFET同期ドライブ
■ 極めて高速の過渡応答を実現
■ ±0.5%精度の0.8V電圧リファレンス
■ プログラム可能なソフトスタート
■ 5.5Vドライバ電源を生成
■ パルス・スキップ･モード動作を選択可能
■ パワーグッド出力電圧モニタ
■ オン時間/周波数を調整可能：tON
（MIN）＜ 100ns
■ サイクルごとの電流制限を調整可能
■ ドライバ電源の電圧低下ロックアウト
■ 出力過電圧保護
■ 熱性能が改善された16ピンTSSOPパッケージ
LTC3812-5は、最大60Vの入力電圧を直接降圧できる同期整
流式降圧スイッチング･レギュレータ･コントローラで、
テレコ
ムおよび車載アプリケーションに最適です。LTC3812-5はオン
時間が一定の谷電流制御アーキテクチャを採用し、
センス抵
抗を使用することなくサイクルごとの高精度の電流制限によっ
て、非常に低いデューティ・サイクルを実現します。
■
■
高精度の内部リファレンスは0.5%のDC精度を達成します。広
帯域幅（25MHz）
エラーアンプは非常に高速の入力および負
荷過渡応答を実現します。大型の1Ωゲートドライバにより、大
きなパワーMOSFETをドライブすることができるので、高電流
アプリケーションに対応できます。動作周波数は外付け抵抗
で選択され、VINの変動に対して補償されています。
シャットダ
ウン･ピンによってLTC3812-5をオフすることができ、消費電流
を230μA以下に低減します。
SOT23パッケージの小さい外付けMOSFETを追加することに
よって、バイアス制御機能が、起動時や出力短絡発生時に入
力電源からゲート・ドライブ電力を生成します。安定化されて
いるときには、出力から電力を得ることができるので、効率を
向上させることができます。
アプリケーション
48Vテレコムおよび基地局電源
ネットワーク機器、
サーバ
■ 車載および産業用制御システム
■
■
L、LT、LTC、LTM、Linear TechnologyおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の登録商標
です。
その他すべての商標の所有権は、
それぞれの所有者に帰属します。5481178、5847554、
6304066、6476589、6580258、6677210、6774611を含む米国特許により保護されています。
標準的応用例
高効率高電圧降圧コンバータ
100k
ION
NDRV
LTC3812-5
VRNG
TG
RUN/SS
1000pF
47pF
ITH
200k
5pF
VFB
M1
Si7850DP
0.1µF
SW
EXTVCC
INTVCC
FCB
PGND
1µF
VIN = 12V
95
L1
4.7µH
M2
Si7850DP
BG
SGND
CIN
22µF
M3
ZXMN10A07F
BOOST
PGOOD
PGOOD
+
100k
VOUT
5V
5A
10k
D1
MBR1100
EFFICIENCY (%)
RON
110k
効率と負荷電流
100
VIN
6V TO 60V
85
80
+
COUT
270µF
VIN = 42V
VIN = 24V
90
0
1
2
3
4
LOAD CURRENT (A)
5
6
38125 TA01b
1.89k
38125 TA01
38125fc
1
LTC3812-5
絶対最大定格
ピン配置
（Note 1）
電源電圧
INTVCC ............................................................... −0.3V～14V
（INTVCC−PGND）
（BOOST−SW）
、
...................... −0.3V～14V
BOOST
（連続）................................................... −0.3V～85V
BOOST（≤ 400ms）............................................. −0.3V～95V
EXTVCC............................................................... −0.3V～15V
（EXTVCC−INTVCC）.............................................. −12V～12V
（NDRV−INTVCC）電圧 ........................................... −0.3V～10V
SW電圧（連続）........................................................ −1V～70V
SW電圧
（400ms）..................................................... −1V～80V
ION電圧（連続）
...................................................... −0.3V～70V
ION電圧（400ms）................................................... −0.3V～80V
RUN/SS電圧............................................................ −0.3V～5V
PGOOD電圧............................................................. −0.3V～7V
VRNG電圧、FCB電圧 .............................................. −0.3V～14V
FB電圧.................................................................. −0.3V～2.7V
TG、BG、INTVCC、EXTVCC RMSの電流............................... 50mA
動作接合部温度範囲（Note 2、3、7）................ −40℃～125℃
保存温度範囲................................................... −65℃～150℃
リード温度（半田付け、10秒）..........................................300℃
TOP VIEW
ION
1
16 BOOST
VRNG
2
15 TG
PGOOD
3
14 SW
FCB
4
ITH
5
VFB
6
11 INTVCC
RUN/SS
7
10 EXTVCC
SGND
8
9
17
13 PGND
12 BG
NDRV
FE PACKAGE
16-LEAD PLASTIC TSSOP
TJMAX = 125°C, θJA = 38°C/W
EXPOSED PAD (PIN 17) IS GND, MUST BE SOLDERED TO PCB
発注情報
鉛フリー仕様
テープアンドリール
製品マーキング
パッケージ
温度範囲
LTC3812EFE-5#PBF
LTC3812EFE-5#TRPBF
3812EFE-5
16-Lead Plastic TSSOP
–40°C to 125°C
LTC3812IFE-5#PBF
LTC3812IFE-5#TRPBF
3812IFE-5
16-Lead Plastic TSSOP
–40°C to 125°C
さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。
非標準の鉛ベース仕様の製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。
鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。
テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。
38125fc
2
LTC3812-5
電気的特性
●は全動作温度範囲の規格値を意味する。
それ以外はTA = 25℃での値（Note 2）。注記がない限り、INTVCC = VBOOST = VRNG = VEXTVCC =
VFCB = VSW = 0V。
VNDRV = 5V、
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
MIN
TYP
MAX
UNITS
メイン制御ループ
INTVCC
INTVCC Supply Voltage
IQ
INTVCC Supply Current
INTVCC Shutdown Current
RUN/SS > 1.5V (Notes 4, 5)
RUN/SS = 0V
IBOOST
BOOST Supply Current
RUN/SS > 1.5V (Note 5)
RUN/SS = 0V
VFB
Feedback Voltage
(Note 4)
0°C to 85°C
–40°C to 85°C
–40°C to 125°C
l
l
l
ΔVFB,LINE
Feedback Voltage Line Regulation
5V < INTVCC < 14V (Note 4)
l
VSENSE(MAX)
Maximum Current Sense Threshold
VRNG = 2V, VFB = 0.76V
VRNG = 0V, VFB = 0.76V
VRNG = INTVCC, VFB = 0.76V
VSENSE(MIN)
Minimum Current Sense Threshold
VRNG = 2V, VFB = 0.84V
VRNG = 0V, VFB = 0.84V
VRNG = INTVCC, VFB = 0.84V
IVFB
Feedback Current
VFB = 0.8V
AVOL(EA)
Error Amplifier DC Open-Loop Gain
fU
Error Amp Unity Gain Crossover
Frequency
(Note 6)
VFCB
FCB Threshold
VFCB Rising
IFCB
FCB Current
FCB = 5V
VRUN/SS
Shutdown Threshold
IRUN/SS
RUN/SS Source Current
VVCCUV
INTVCC Undervoltage Lockout
Linear Regulator Mode
External Supply Mode
Trickle-Charge Mode
発振器
l
INTVCC Rising, INDRV = 100µA
INTVCC Rising, NDRV = INTVCC = EXTVCC
INTVCC Rising, NDRV = INTVCC, EXTVCC = 0
INTVCC Falling
ION = 100µA
ION = 300µA
ION = 2500µA
Minimum On-Time
Minimum Off-Time
256
70
170
14
V
3
224
6
600
mA
µA
240
0
400
5
µA
µA
0.800
0.800
0.800
0.800
0.804
0.806
0.806
0.808
V
V
V
V
0.002
0.02
%/V
320
95
215
384
120
260
mV
mV
mV
–300
–85
–200
20
0.75
RUN/SS = 0V
On-Time
tON(MIN)
0.796
0.794
0.792
0.792
65
tON
tOFF(MIN)
4.35
l
l
l
mV
mV
mV
150
nA
100
dB
25
MHz
0.8
0.85
V
0
1
µA
1.2
1.5
2
V
0.7
1.4
2.5
µA
4.05
4.05
8.70
4.2
4.2
9.0
3.7
4.35
4.35
9.30
V
V
V
V
1.55
515
1.85
605
2.15
695
µs
ns
100
ns
350
ns
1.5
Ω
1
1.5
Ω
10
–10
12.5
–12.5
%
%
250
ドライバ
IBG,PEAK
BG Driver Peak Source Current
RBG,SINK
BG Driver Pull-Down RDS(ON)
VBG = 0V
0.7
1
1
ITG,PEAK
TG Driver Peak Source Current
RTG,SINK
TG Driver Pull-Down RDS(ON)
ΔVFBOV
PGOOD Upper Threshold
PGOOD Lower Threshold
VFB Rising
VFB Falling
ΔVFB,HYST
PGOOD Hysterisis
VFB Returning
1.5
3
%
VPGOOD
PGOOD Low Voltage
IPGOOD = 5mA
0.3
0.6
V
PGOOD出力
VTG – VSW = 0V
0.7
A
7.5
–7.5
1
A
38125fc
3
LTC3812-5
電気的特性
●は全動作温度範囲の規格値を意味する。
それ以外はTA = 25℃での値（Note 2）。注記がない限り、INTVCC = VBOOST = VRNG = VEXTVCC =
VFCB = VSW = 0V。
VNDRV = 5V、
SYMBOL
PARAMETER
CONDITIONS
IPGOOD
PGOOD Leakage Current
VPGOOD = 5V
PG Delay
PGOOD Delay
VFB Falling
VCCレギュレータ
VEXTVCC
MIN
l
VINTVCC,1
INTVCC Voltage from EXTVCC
6V < VEXTVCC < 15V
ΔVEXTVCC,1
VEXTVCC - VINTVCC at Dropout
ICC = 20mA, VEXTVCC = 5V
ΔVLOADREG,1
INTVCC Load Regulation from EXTVCC
ICC = 0mA to 20mA, VEXTVCC = 10V
VINTVCC,2
INTVCC Voltage from NDRV Regulator
Linear Regulator in Operation
ΔVLOADREG,2
INTVCC Load Regulation from NDRV
ICC = 0mA to 20mA, VEXTVCC = 0
INDRV
Current into NDRV Pin
VNDRV – VINTVCC = 3V
INDRVTO
Linear Regulator Timeout Enable
Threshold
VCCSR
Maximum Supply Voltage
Trickle Charger Shunt Regulator
ICCSR
Maximum Current into NDRV/INTVCC
Trickle Charger Shunt Regulator,
INTVCC ≤ 16.7V (Note 8)
能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、
デバイスの信頼性と寿命に悪影響
を与える可能性がある。
Note 2：LTC3812-5は、
TJがTAにほぼ等しいパルス負荷条件でテストされている。LTC3812E-5は
0℃～85℃で性能仕様に適合することが保証されている。−40℃～125℃の動作接合部温度
範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールとの相関で確認さ
れている。LTC3812I-5は−40℃～125℃の全動作接合部温度範囲で保証されている。
Note 3：TJは周囲温度TAおよび消費電力PDから次式に従って計算される。
LTC3812-5：TJ = TA＋
（PD • 38℃/W）
MAX
0
2
120
EXTVCC Switchover Voltage
EXTVCC Rising
EXTVCC Hysterisis
Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可
TYP
UNITS
µA
µs
4.5
0.1
4.7
0.25
0.4
V
V
5.2
5.5
5.8
V
75
150
mV
0.01
5.2
5.5
%
5.8
0.01
V
%
20
40
60
µA
210
270
350
µA
15
10
V
mA
Note 4：LTC3812-5は、I THピンを1V～2Vの電圧に強制した状態で、V FBをリファレンス電圧に
サーボ制御する帰還ループでテストされる。
Note 5：スイッチング周波数で供給されるパワーMOSFETのゲート電荷
（QG • fOSC）
のため、動作
時入力電源電流はもっと高い。
Note 6：設計により保証。
テストはされない。
Note 7：このデバイスには短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過熱保護機能
が備わっている。過熱保護機能がアクティブなとき接合部温度は125℃を超える。規定された
最高動作接合部温度を超えた動作が継続すると、
デバイスの信頼性を損なうおそれがある。
Note 8：ICCはNDRVとINTVCCに流れ込む電流の和である
類似製品比較
PARAMETER
LTC3810
LTC3810-5
LTC3812-5
Maximum VIN
100V
60V
60V
6.35V to 14V
4.5V to 14V
4.5V to 14V
6.2V
4.2V
4.2V
6V
4V
4V
MOSFET Gate Drive
INTVCC UV+
INTVCC
UV–
38125fc
4
LTC3812-5
標準的性能特性
負荷過渡応答
スタートアップ
短絡/フォールト・タイムアウト動作
VIN
20V/DIV
VOUT
50mV/DIV
VOUT
5V/DIV
INTVCC
INTVCC,
VOUT
2V/DIV
IOUT
5A/DIV
SS/TRACK
2V/DIV
VOUT
IL
5A/DIV
IL
2A/DIV
38125 G02
2ms/DIV
FRONT PAGE CIRCUIT
VIN = 30V
ILOAD = 0.5A
FCB = 0V
38125 G01
10μs/DIV
FRONT PAGE CIRCUIT
VIN = 25V
0A TO 5A LOAD STEP
短絡/フォールドバック動作
パルス・スキップ・モード動作
効率と入力電圧
100
FRONT PAGE CIRCUIT
f = 250kHz
VOUT
100mV/DIV
95
ITH
0.5A/DIV
IL
5A/DIV
IL
2A/DIV
38125 G04
200μs/DIV
FRONT PAGE CIRCUIT
VIN = 25V
38125 G05
20μs/DIV
FRONT PAGE CIRCUIT
VIN = 25V
IOUT = 100mA
FCB = INTVCC
EFFICIENCY (%)
VOUT
5V/DIV
38125 G03
5ms/DIV
FRONT PAGE CIRCUIT
VIN = 25V
RSHORT = 0.1Ω
ILOAD = 5A
FORCED
CONTINUOUS
ILOAD = 0.5A
FORCED
CONTINUOUS
90
ILOAD = 0.5A
PULSE-SKIPPING
85
80
0
10
20
30
40
INPUT VOLTAGE (V)
50
60
38125 G06
周波数と入力電圧
300
280
FREQUENCY (kHz)
EFFICIENCY (%)
95
VIN = 42V
90
85
1
2
3
4
LOAD CURRENT (A)
LOAD = 5A
270
260
250
LOAD = 0A
240
230
6
38125 G07
200
FORCED
CONTINUOUS
250
200
PULSE SKIPPING
150
100
50
210
5
FRONT PAGE CIRCUIT
300
220
VOUT = 12V
FCB = INTVCC
f = 250kHz
0
350
FRONT PAGE CIRCUIT
FCB = 0V
290
VIN = 24V
周波数と負荷電流
FREQUENCY (kHz)
効率と負荷電流
100
0
10
30
40
20
INPUT VOLTAGE (V)
50
60
0
0
1
2
3
4
5
LOAD CURRENT (A)
LT1108 • TPC12
38125 G09
38125fc
5
LTC3812-5
標準的性能特性
電流センス・スレッショルドと
ITH電圧
3.0
CURRENT SENSE THRESHOLD (mV)
VRNG = 1V
FRONT PAGE CIRCUIT
2.5
ITH VOLTAGE (V)
400
2.0
1.5
1.0
0.5
0
0
1
4
3
2
5
LOAD CURRENT (A)
VRNG = 2V
300
1V
0.7V
0.5V
100
–100
–300
0
2.5
1
1.5
2
ITH VOLTAGE (V)
0.5
620
600
580
100
125
250
200
150
100
50
0
0.2
0
0.4
0.6
100
0
0.5
1
38125 G15
1.5
190
PEAK SOURCE CURRENT (A)
200
0.801
0.800
0.799
0.798
100
125
38125 G16
0.797
–50
–25
50
25
0
75
TEMPERATURE (°C)
2
ドライバのピーク・ソース電流と
温度
0.802
210
1.5
VRNG VOLTAGE (V)
0.803
220
50
0
75
25
TEMPERATURE (°C)
200
リファレンス
電圧と温度
VRNG = INTVCC
–25
300
38125 G14
REFERENCE VOLTAGE (V)
MAXIMUM CURRENT SENSE THRESHOLD (mV)
0.8
400
VFB (V)
最大電流センス・スレッショルドと
温度
10000
最大電流センス・スレッショルドと
VRNG電圧
VRNG = INTVCC
38125 G13
180
–50
100
1000
ION CURRENT (μA)
38125 G12
MAXIMUM CURRENT SENSE THRESHOLD (mV)
640
10
38125 G11
MAXIMUM CURRENT SENSE THRESHOLD (mV)
ON-TIME (ns)
660
230
10
3
電流制限のフォールドバック
ION = 300μA
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
100
–200
オン時間と温度
560
–50 –25
1000
0
38125 G10
680
VON = INTVCC
1.4V
200
–400
7
6
オン時間とION電流
10000
ON-TIME (ns)
ITH電圧と負荷電流
100
125
38125 G17
VBOOST = VINTVCC = 5V
1.0
0.5
–50
–25
0
25
50
75
TEMPERATURE (°C)
100
125
38125 G18
38125fc
6
LTC3812-5
標準的性能特性
ドライバのプルダウンの
と温度
RDS（ON）
PEAK SOURCE CURRENT (A)
1.50
RDS(ON) (Ω)
1.25
1.00
0.75
0.50
0.25
–50 –25
1.1
3.0
VBOOST = VINTVCC = 5V
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
100
2.5
1.0
2.0
RDS(ON) (Ω)
1.75
1.5
0
125
4
5
INTVCC = 5V
3
2
INTVCC CURRENT (μA)
INTVCC CURRENT (mA)
4
3
2
1
1
100
125
0
–50
–25
50
0
75
25
TEMPERATURE (°C)
100
38125 G22
6 7 8 9 10 11 12 13 14
DRVCC/BOOST VOLTAGE (V)
125
INTVCC = 5V
300
200
100
0
–50 –25
75
50
25
TEMPERATURE (°C)
0
100
125
38125 G24
38125 G23
INTVCCのシャットダウン電流と
INTVCCの電圧
INTCCの電流とINTVCCの電圧
3.5
350
3.0
300
2.5
INTVCC CURRENT (μA)
INTVCC CURRENT (mA)
5
INTVCCのシャットダウン電流と温度
400
4
5
4
38125 G21
INTVCCの電流と温度
5
6
RESISTANCE (Ω)
0.6
6 7 8 9 10 11 12 13 14
DRVCC/BOOST VOLTAGE (V)
38125 G20
EXTVCCのスイッチ抵抗と温度
2.0
1.5
1.0
0.5
0
0.8
0.7
0.5
7
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
0.9
1.0
38125 G19
0
–50 –25
ドライバのプルダウンのRDS（ON）と
電源電圧
ドライバのピーク・ソース電流と
電源電圧
250
200
150
100
50
0
2
8
6
10
4
INTVCC VOLTAGE (V)
12
14
38125 G25
0
0
2
8
6
10
4
INTVCC VOLTAGE (V)
12
14
38125 G26
38125fc
7
LTC3812-5
標準的性能特性
RUN/SSのプルアップ電流と温度
3
2.2
RUN/SS = 0V
シャットダウン・スレッショルドと
温度
SHUTDOWN THRESHOLD (V)
SS/TRACK CURRENT (μA)
2.0
2
1
1.8
1.6
1.4
1.2
1.0
0.8
0
–50 –25
50
25
75
0
TEMPERATURE (°C)
100
125
38125 G27
0.6
–50 –25
75
50
25
TEMPERATURE (°C)
0
100
125
38125 G28
ピン機能
ION
（ピン1）
：オン時間電流入力。VINからこのピンに抵抗を接
続してワンショット・タイマ電流を設定し、
それによってスイッチ
ング周波数を設定します。
VRNG
（ピン2）
：センス電圧リミットの設定。
このピンの電圧は最
大出力電流での公称センス電圧を設定し、INTV CCに接続し
た抵抗分割器により0.5V∼2Vに設定することができます。公
称センス電圧はこのピンがグランドに接続されていると既定で
95mVになり、
INTVCCに接続されていると215mVになります。
PGOOD
（ピン3）
：パワーグッド出力。
オープン・ドレインのロジッ
ク出力で、出力電圧が安定化ポイントの 10%の範囲にない
と、
グランドへ引き下げられます。
出力電圧が少なくとも120μs
の間安定化状態から外れない限り、パワーグッド出力はグラ
ンドに引き下げられません。
FCB
（ピン4）
：パルス・スキップ・モードのイネーブル・ピン。
この
ピンはパルス・スキップ・モードのイネーブル/ディスエーブル
を制御します。
このピンを0.8Vより下に引き下げると、パルス・
スキップ・モード動作がディスエーブルされ、連続動作が強制
されます。
このピンを0.8Vより上に引き上げるとパルス・スキッ
プ・モード動作がイネーブルされます。
このピンをインダクタの
2次巻線に接続された帰還抵抗分割器に接続して、補助出力
電圧を安定化することもできます。
ITH
（ピン5）
：誤差アンプの補償点および電流制御スレッショル
ド。電流コンパレータのスレッショルドは制御電圧に応じて増
加します。電圧範囲は0V∼2.6Vで、1.2Vがゼロ・センス電圧
（ゼロ電流）
に対応します。
VFB
（ピン6）
：帰還入力。VFBを抵抗分割器ネットワークを介し
てVOUTに接続し、
出力電圧を設定します。
RUN/SS
（ピン7）
：実行/ソフトスタート入力。
ソフトスタートの場
合、
このピンとグランド間のコンデンサが、
出力電圧のランプ・
レートを設定します
（約0.6s/μF）。
このピンを1.5Vより下に引き
下げるとLTC3812-5はシャットダウンし、両方の外部MOSFET
スイッチがオフして消費電流は224μAに減少します。
SGND
（ピン8）
：信号グランド。全ての小信号部品はこのグラン
ドに接続し、
このグランド自身はPGNDに一点接続します。
NDRV
（ピン9）
：INTVCCのためのリニア・レギュレータの外部パ
ス・デバイスのドライブ出力。外部NMOSパス・デバイスのゲー
ト、
および入力電圧VINへのプルアップ抵抗に接続します。
38125fc
8
LTC3812-5
ピン機能
EXTVCC
（ピン10）
：外部ドライバの電源電圧。
この電圧が4.2を
超えると、内部スイッチがこのピンをLDOを通してINTV CCに
接続し、NDRVに接続された外部MOSFETをオフしますので、
コントローラとゲート・ドライブはEXTVCCから電力供給を受
けます。
INTV CC（ピン11 ）
：主電源およびドライバ電源ピン。全ての内
部回路とボトム・ゲート出力ドライバはこのピンから給電さ
れます。INTV CCは、LTC3812-5に近づけて配置した低ESR
（X5R以上の品質のもの）
の1μFコンデンサを使って、SGNDと
PGNDにバイパスします。
BG
（ピン12）
：ボトム・ゲート・ドライブ。BGピンはボトムNチャネ
ル同期スイッチMOSFETのゲートをドライブします。
このピン
はPGNDからINTVCCまで振幅します。
PGND
（ピン13）
：ボトム・ゲート・リターン。
このピンはBGドライ
バ内のプルダウンMOSFETのソースに接続されており、通常
はグランドに接続します。
SW
（ピン14）
：インダクタとブートストラップ・コンデンサへのス
イッチ・ノードの接続ピン。
このピンの電圧振幅は、
グランドよ
りショットキー・ダイオード
（外部）1個の電圧降下分だけ低い
電圧からVINまでです。
TG
（ピン15）
：トップ・ゲート・ドライブ。TGピンはトップNチャネ
ル同期スイッチMOSFETのゲートをドライブします。TGドライ
バはBOOSTピンから電力を引き出し、SWピンに戻しますの
で、真のフローティング・ドライブをトップMOSFETに与えま
す。
BOOST
（ピン16）
：トップ・ゲート・ドライバ電源。BOOSTピンは
フローティングTGドライバに電力を供給します。BOOSTは低
ESR（X5R以上の品質のもの）
の0.1μFコンデンサを使ってSW
にバイパスします。
ファースト・リカバリ・ショットキー・ダイオー
ドをINTV CCからBOOSTに追加すると、BOOSTに完全なフ
ローティング・チャージ・ポンプ電源が形成されます。
GND
（露出パッド・ピン17）
：グランド。露出パッドはPCBのグラ
ンドに半田付けする必要があります。
38125fc
9
LTC3812-5
機能図
INTVCC
5V
REG
EXTVCC NDRV INTVCC
0.8V
REF
INTVCC
MODE LOGIC
VIN
5.5V
+
NDRV
M3
9
–
9V
0.8V
+
+
UV
–
4
OFF
INTVCC
11
INTVCC
F
FCB
4.2V
EXTVCC
–
10
+
270µA
–
+
–
5.5V
+
ON
1.4µA
+
VIN
RON
ION
1
tON =
2.4V
(76pF)
IION
DRV OFF
R
S
20k
+
–
TIMEOUT
LOGIC
100nA
+
4.7V
BOOST
16
M1
15
SW
14
+
ICMP
SWITCH
LOGIC
IREV
L1
VOUT
–
–
INTVCC
SHDN
CVCC
BG
OV
M2
12
+
PGND
×
VRNG
FOLDBACK
CC2
3
0.7V
+
2.6V
FAULT
CC1
RFB1
FB
5
RC
COUT
PGOOD
5V
ITH
2
13
OVERTEMP
SENSE
1.4V
ITH
CIN
CB
TG
FCNT
ON
Q
VIN
DB
RUN
SHDN –
1.5V
+
0.72V
UV
–
VFB
6
+
EA
– + +
1.5V
0.8V
–
+
RFB2
OV
–
0.88V
SGND
8
RUN/SS
7
38125 FD
38125fc
10
LTC3812-5
動作
メイン制御ループ
LTC3812-5はDC/DC降圧コンバータ用の電流モード・コント
ローラです。通常動作では、
トップMOSFETはワンショット・タ
イマOSTによって定まる一定時間オンします。
トップMOSFET
がオフすると、
ボトムMOSFETがオンします。
このオン状態は、
電流コンパレータICMPがトリップしてワンショット・タイマが再
始動し、次のサイクルが開始されるまで続きます。
インダクタ電
流は、
ボトムMOSFETのオン抵抗を使って、PGNDピンとSW
ピンの間の電圧をセンスすることにより決定されます。ITHピン
の電圧により、
インダクタの谷電流に対応したコンパレータ・ス
レッショルドが設定されます。高速25MHz誤差アンプEAは、
帰還信号VFBを内部の0.8Vのリファレンス電圧と比較するこ
とによってこのITHピンの電圧を調節します。負荷電流が増加
すると、
リファレンスに比べて帰還電圧が低下します。
そのた
め、ITH電圧は平均インダクタ電流が再び負荷電流に等しくな
るまで上昇します。
パルス・スキップ・モード
LTC3812-5は、FCBピンを使って選択可能な2つのモード
（パ
ルス・スキップ・モードまたは強制連続モード）
のどちらかで動
作することができます
（図1を参照）。パルス・スキップ・モード
は軽負荷での効率を高めたいときに選択します
（図2を参照）
。
このモードでは、
インダクタ電流が反転するとボトムMOSFET
をオフして、反転電流やゲート電荷のスイッチングによる効率
低下を最小に抑えます。低い負荷電流では、ITHはゼロ電流レ
ベル
（1.2V）
よりも下に降下し、両方のスイッチをシャットオフ
します。I THの電圧がゼロ電流レベルよりも上に上昇して別の
サイクルを開始するまで、出力コンデンサが負荷電流を供給
し、両方のスイッチはオフのままになります。
このモードでは、
周波数は軽負荷での負荷電流に比例します。
100
90
PULSE
SKIP
動作周波数は、
トップMOSFETのオン時間と、
レギュレーショ
ンを維持するのに必要なデューティ・サイクルによって自動的
に決まります。
ワンショット・タイマは、理想的なデューティ・サ
イクルに比例するオン時間を生成するので、VINの変化に対し
て周波数がほぼ一定に保たれます。公称周波数は外部抵抗
RONを使って調節することができます。
RUN/SSピンを L へ引き下げると、
コントローラをシャットダ
ウン状態に強制して、M1とM2の両方をオフします。1.5Vを超
える電圧を強制するとデバイスがオンします。
EFFICIENCY (%)
80
70
FORCED
CONTINUOUS
60
50
40
30
20
VIN = 12V
VIN = 42V
10
0
0.01
0.1
1
10
LOAD (A)
38125 F02
図2. パルス・スキップ・モード/強制連続モードの効率
PULSE SKIPPING MODE
FORCED CONTINUOUS
0A
0A
0A
0A
0A
0A
DECREASING
LOAD
CURRENT
38125 F01
図1. パルス・スキップ・モードと強制連続動作のインダクタ電流の波形の比較
38125fc
11
LTC3812-5
動作
パルス・スキップ・モード動作は、FCBピンが0.8Vより下に引き
下げられるとコンパレータFによってディスエーブルされ、連続
同期動作が強制されます。強制連続モードは抵抗性損失によ
り効率が下がりますが、低電流での優れた過渡応答、
ほぼ一
定の周波数動作、
さらに電流をシンクしながら安定化状態を
維持する能力などの利点があります。
フォールト・モニタ/保護
オン時間が一定の電流モード・アーキテクチャは、
サイクルご
との高精度電流制限保護、
すなわち高電圧電源を出力短絡
から保護するために非常に重要な機能を提供します。
サイクル
ごとの電流モニタは、
インダクタ電流がVRNGピンで設定した
値を超えないことを保証します。
出力がグランドに短絡した場合には、
フォールドバック電流制
限がさらなる保護を提供します。VFBが低下すると、
バッファさ
れた電流スレッショルド電圧ITHBを引き下げて1Vレベルに維
持します。
これにより、VFBが0Vに近づくと、
インダクタの谷電
流レベルがその最大値の1/6に減少します。
フォールドバック
電流制限は、起動時にディスエーブルされます。
LTC3812-5では、120μsの内部パワー・バッド・マスク・タイマが
終了した後に出力帰還電圧がレギュレーション・ポイントから
10%の範囲を外れると、
内蔵されている過電圧コンパレータ
OVと低電圧コンパレータUVがPGOOD出力を L へ引き下
げます。
また、過電圧状態になると、M1をオフするとM2を即座
にオンして、過電圧状態が解消されるまでその状態を維持し
ます。
LTC3812-5は、内部電源電圧INTV CCの供給をモニタする
機能を備えた低電圧ロックアウト・コンパレータも内蔵して
います。INTV CCの低電圧スレッショルドは4.2Vに設定され
ており、INTV CCが4.2V以上になると、MOSFETをオフして
MOSFETにゲート・ドライブ電圧を供給し続けます。逆に、
INTVCCが4.2Vを下回ると、LTC3812-5がシャットダウンし、
ド
ライバもオフします。
強力なゲート・ドライバ
LTC3812-5には、大きなMOSFETのゲートを短時間でスルー
するためのアンペア級の電流を供給することが可能な、低イ
ンピーダンスのドライバが内蔵されています。
これにより過渡
損失が最小限に抑えられ、高電流アプリケーションに対応
するためにMOSFETを並列接続することができるようになり
ます。60Vのフローティング・ハイサイド・ドライバはトップサイ
ドMOSFETをドライブし、
ローサイド・ドライバはボトムサイド
MOSFETをドライブします
（図3を参照）。
ボトムサイド・ドライ
バには、INTV CCピンから直接給電されます。
トップMOSFET
ドライバはフローティング・ブートストラップ・コンデンサC B
からバイアスされます。このコンデンサC B は通 常 、
トップ
MOSFETがオフすると、INTVCCから外付けダイオードを介し
て、各オフ・サイクルの間に再充電されます。
パルス・スキップ・
モード動作では、
ボトムMOSFETを期間を超えてオフすること
が可能ですが、
内部タイムアウトにより、少なくとも25μsごとに
一度はボトムMOSFETをオンして、
ブートストラップ・コンデン
サを再充電するための1回のオン時間を保証します。
VIN
INTVCC
LTC3812-5
INTVCC
BOOST
TG
+
DB
CB
M1
L
SW
BG
CIN
M2
VOUT
+
COUT
PGND
38125 F03
図3. フローティングTGドライバ電源と負のBGリターン
IC/ドライバの電源
LTC3812-5のICとトップ/ボトムMOSFETドライバは、4.2V
∼14Vの電源電圧（INTV CCピン）の範囲で動作します。
LTC3812-5には2つのリニア・レギュレータ・コントローラが内
蔵されており、
このIC/ドライバの電源を高電圧入力または出
力電圧から容易に供給します。最高効率を得るために、電源
は起動時に入力電圧から供給された後、出力が4.7V以上に
なるとすぐに、
より電圧の低い出力から供給されます。
あるい
は、
出力が4.7Vを下回る場合に、電源を入力から継続的に供
給したり、適切な範囲の外部電源を使用することもできます。
LTC3812-5は、
どのモードが使用されているのかを自動的に
検出し、適切に動作します。
38125fc
12
LTC3812-5
動作
この電源を生成できる4つの動作モードの概要は以下のとお
りです
（図4を参照）
。
< 4.7Vの場合にドライバのシャットダウン/再起動がディス
エーブルされます。
この方式は効率が下がりますが、VOUT <
4.7Vの状態で昇圧ネットワークが不要な場合に必要になる
ことがあります。
1. LTC3812-5は、V INに接続されたドレインと、NDRVピンを
介してLTC3812-5の内部リニア・レギュレータ・コントローラ
によって制御されるゲートを備えた、
リニア・レギュレータと
して機能する小さな外部SOT-23 NMOSから、5.5V起動電
源を生成します。
出力電圧が4.7Vに達するとすぐに、効率を
最適化するために、内部の低損失レギュレータを介した出
力から5.5VのIC/ドライバの電源が得られます。
その出力が
短絡によって失われた場合、LTC3812-5は繰り返される低
デューティ・サイクルのソフトスタート・サイクルを経て
（その
間にドライバはシャットオフされた状態で）、SOT-23 NMOS
に負担をかけることなく出力を上げようと試みます。
この方
式は、外部NMOSを利用してIC/ドライバの電源コンデンサ
（CINTVCC）
をすばやく充電することにより、従来のトリクル
充電に関連する長い起動時間を短縮します。
3. トリクル充電モードは、外部NMOSを取り除くことで、
より簡
単な手法を提供します。IC/ドライバの電源コンデンサは、入
力電源に接続された1つの高い値の抵抗を介して充電され
ます。INTV CCの電圧がターンオン・スレッショルドの9Vに
達すると
（起動時に追加のヘッドルームを提供するために
自動的に4.2Vから昇圧される）、
ドライバがオンして出力コ
ンデンサの充電を開始します。
出力が4.7Vに達すると、IC/ド
ライバの電力はその出力から得られます。
トリクル充電モー
ドでは、電源コンデンサはそれらの出力が電源を引き継ぐ
のに十分な高さになる前に、4V INTVCCのUVスレッショル
ドよりも低い電圧に放電されないように十分な容量が必要
で、
そうでないと電源が開始されません。
2.（1）
と同様ですが、外部NMOSは単に起動のためではなく
継続的なIC/ドライバの電力に使用される点が異なります。
NMOSは適切な損失を実現するサイズになっており、VOUT
4. 低電圧の電源を利用できます。低電圧の電源（4.2V∼
14V）が利用でき、
それをIC/ドライバ電源ピンに直接接続
するのが、最も簡単な手法となります。
モード1：起動時のみのMOSFET
モード2：連続使用のMOSFET
VIN
VIN
I > 270µA
I < 270µA
NDRV
INTVCC
NDRV
+
5.5V
LTC3812-5
INTVCC
+
5.5V
LTC3812-5
EXTVCC
モードトリクル充電モード
VOUT (> 4.7V)
VIN
EXTVCC
モード4: 外部電源
NDRV
INTVCC
LTC3812-5
NDRV
+
INTVCC
5.5V
LTC3812-5
+
+
–
4.2V TO
14V
38125 F04
EXTVCC
EXTVCC
VOUT
図4. IC/ドライバ電源の動作モード
38125fc
13
LTC3812-5
アプリケーション情報
LTC3812-5の基本的なアプリケーション回路がこのデータ
シートの最初のページに示されています。外部部品の選択は
主に最大入力電圧および最大負荷電流によって決まるので、
パワーMOSFETスイッチの選択から始めます。LTC3812-5は
同期式パワーMOSFETのオン抵抗を使ってインダクタ電流を
決めます。主に望みのリップル電流量と動作周波数によってイ
ンダクタの値が決まります。次に、CINはコンバータへの大きな
RMS電流を扱う能力を考慮して選択し、COUTは出力電圧リッ
プルおよび過渡仕様を満たすのに十分なだけESRが低いか
を考慮して選択します。最後に、必要な過渡/位相マージンの
仕様を満たすようにループ補償用部品を選択します。
最大センス電圧とVRNGピン
インダクタ電流は、PGNDピンとSWピンの間に現れるセンス
抵抗（ボトムMOSFETのオン抵抗）両端の電圧を測定するこ
とによって決まります。最大センス電圧はVRNGピンに加えられ
る電圧によって設定され、次式で求められる値にほぼ等しくな
ります。
パワーMOSFETの選択
LTC3812-5には外部Nチャネル・パワーMOSFETが2個必要
です。
トップ
（主）
スイッチに1個、
ボトム
（同期）
スイッチに1個で
す。
パワーMOSFETの重要なパラメータは、
ブレークダウン電
圧BV DSS、
スレッショルド電圧V（GS）TH、
オン抵抗RDS（ON）、
入力容量および最大電流IDS（MAX）です。
ボトムMOSFETが電流センス素子として使われるので、
そのオ
ン抵抗に対して特に注意する必要があります。MOSFETのオ
ン抵抗は普通25℃での最大値RDS（ON）
で規定されて
（MAX）
います。
この場合、MOSFETのオン抵抗の温度による増加に
対応するため、
さらにマージンをとる必要があります。
RDS(ON)(MAX) =
RSENSE
ρT
ρTの項は正規化係数（25℃で1）
で、温度によるオン抵抗の大
きな変化を表し
（図5を参照）、使用される特定のMOSFETに
依存して、標準で0.4%/℃∼1.0%/℃変化します。
VSENSE（MAX）= 0.173VRNG−0.026
RSENSE =
VSENSE(MAX)
1.3 •IOUT(MAX)
INTVCCに接続された外部抵抗分割器を使ってVRNGピンの
電圧を0.5V∼2Vに設定すると、公称センス電圧を60mV∼
320mVにすることができます。
さらに、VRNGピンをSGNDまた
はINTV CCに接続することができます。
この場合、公称センス
電圧は既定でそれぞれ95mVまたは215mVになります。
2.0
ρT NORMALIZED ON-RESISTANCE
電 流 モ ード 制 御 ル ープ により、インダクタ電 流 の 谷 が
VSENSE（MAX）/RSENSEを超えることはありません。実際には、
LTC3812-5および外部部品の値のバラツキに対していくらか
余裕をもたせると、
センス抵抗の選択の目安は次のようになり
ます。
1.5
1.0
0.5
0
–50
50
100
0
JUNCTION TEMPERATURE (°C)
150
38125 F05
図5．RDS（ON）と温度
38125fc
14
LTC3812-5
アプリケーション情報
高電圧アプリケーションの最重要パラメータはブレークダウ
ン電圧BVDSSです。
トップとボトムの両方のMOSFETとも、
オ
フ時間の間に最大入力電圧にリンギングが加わった電圧が
スイッチ・ノードのドレイン-ソース間に加わりますので、
ブレー
クダウンの仕様が適切なものを選択する必要があります。
LTC3812-5は、4.5V∼14Vのゲート・ドライブ電源（INTVCCピ
ン）
を使ってロジック・レベルMOSFET（VGS（MIN）≥ 4.5V）
を
ドライブするように設計されています。
ンのVDSの比を掛けることにより、異なったVDS電圧に対して
補正することができます。CMILLER項を推定する方法として、
メーカーのデータシートでa点からb点までのゲート電荷の変
化を求め、
規定されているVDS電圧で割ります。
CMILLERはトッ
プMOSFETの過渡損失項を決める最重要選択基準ですが、
MOSFETのデータシートで直接規定されてはいません。CRSS
とCOSはときどき規定されていますが、
これらのパラメータの定
義は記載されていません。
最大効率を得るには、
オン抵抗RDS（ON）
と入力容量を最小に
抑えます。低RDS（ON）は導通損失を最小に抑え、低入力容量
は過渡損失を最小に抑えます。MOSFETの入力容量はいくつ
かの成分の組合せですが、
ほとんどのデータシートに含まれ
ている標準「ゲート電荷」曲線から求めることができます
（図
6）。
コントローラが 連 続 モードで 動 作しているとき、
トップ
MOSFETとボトムMOSFETのデューティ・サイクルは、以下の
式で与えられます。
VIN
VGS
MILLER EFFECT
a
V
b
+
QIN
VGS
CMILLER = (QB – QA)/VDS
–
+V
DS
–
38125 F06
図6．
ゲート電荷特性
この曲線は、
コモンソースの電流源負荷段のゲートに一定の
入力電流を強制し、ゲート電圧を時間に対してプロットして
作成されました。初期スロープはゲート-ソース間およびゲー
ト-ドレイ間の容量の影響です。曲線の平坦な部分はドレイン
が電流源負荷両端の電圧を下げるのに伴うドレイン-ゲート
間容量のミラー効果の結果です。上側のスロープはドレイン
-ゲート間蓄積容量とゲート-ソース間容量によります。
ミラー
電荷（曲線が平坦なaからbに対応する水平軸のクーロン値
の増加分）
は特定のV DSドレイン電圧に対して規定されてい
ますが、
曲線で規定されているVDS値に対するアプリケーショ
VOUT
VIN
VIN – VOUT
同期スイッチ・デューティ・サイクル =
VIN
メインスイッチ・デューティ・サイクル =
最大出力電流でのメインMOSFETと同期MOSFETの消費電
力は以下の式で与えられます
VOUT
2
IMAX ) (ρT )RDS(ON) +
(
VIN
I
VIN 2 MAX (RDR )(CMILLER ) •
2
⎡
1 ⎤
1
+
⎢
⎥ (f)
⎢⎣ VCC – VTH(IL) VTH(IL) ⎥⎦
V –V
PBOT = IN OUT (IMAX )2 (ρT )RDS(0N)
VIN
PTOP =
ここで、ρ TはR DS（ ON）の温度係数、R DRはトップ・ドライバの
実効抵抗（V GS = V MILLERで約2Ω）、V INはドレイン電位お
よび特定のアプリケーションでのドレイン電位の変化です。
VTH（IL）はパワーMOSFETのデータシートの規定ドレイン電
流で規定されている標準ゲート・スレッショルド電圧です。
CMILLERはMOSFETのデータシートのゲート電荷曲線と上述
の手法を使って計算した容量です。
38125fc
15
LTC3812-5
アプリケーション情報
I2R損失の項は2つのMOSFETに共通していますが、
トップサ
イドNチャネルの式にはさらに遷移損失の項があり、
これは入
力電圧が最大のとき最大になります。LTC3812-5にとって標準
的な、入力電圧が高くデューティ・サイクルが低いアプリケー
ションでは、遷移損失は損失の大半を占める項であるため、
CMILLERが低めでRDS（ON）が高めのデバイスを使用すること
により、通常は最高効率が得られます。同期MOSFETの損失
は、入力電圧が高くてトップ･スイッチのデューティ・ファクタが
低くなるとき、
または同期スイッチが周期の100%近くオンする
短絡時に最大になります。
同期MOSFETには遷移損失の項が
無いので、最適効率は
（大きなMOSFETまたは並列に接続し
た複数のMOSFETを使って）RDS（ON）を最小にすることによっ
て得られます。
動作周波数
動作周波数の選択には、効率と部品サイズの間のトレードオ
フが必要です。低周波数動作はMOSFETのスイッチング損失
を減らして効率を上げますが、
出力リップル電圧を低く押さえ
るには、大きなインダクタンスや容量を必要とします。
そうしたければ、複数のMOSFETを並列に使用してRDS（ON）
を下げ、電流と熱に関する要求条件を満たすことができます。
LTC3812-5には遷移時間を大きく遅らせることなく大きなゲー
ト容量をドライブする能力のある低インピーダンスの大きなド
ライバが内蔵されています。実際、ゲート電荷が非常に低い
MOSFETをドライブするとき、小さなゲート抵抗（10Ω以下）
を
追加してドライバを遅くすると、高速過渡現象の引き起こすノ
イズやEMIを減らすのに役立ちます。
抵抗RONをVINからIONピンに接続すると、
VINに反比例するオ
ン時間が得られます。降圧コンバータでは、
これにより入力電
源の変化に対してほぼ一定の周波数の動作となります。
LT C 3 8 1 2 - 5のアプリケーションの動 作周波 数は、
トップ
MOSFETスイッチのオン時間tONを制御するワンショット・タイ
マによって事実上決定されます。
オン時間は、次式にしたがっ
て、IONピンからの電流とVONピンの電圧によって設定されま
す。
tON =
f=
2.4V
(76pF)
IION
VOUT
[Hz]
2.4V • RON (76pF)
図7は、
いくつかの一般的な出力電圧に対してRONがどのよう
にスイッチング周波数に関係しているのかを示しています。
SWITCHING FREQUENCY (kHz)
1000
VOUT = 12V
VOUT = 5V
VOUT = 3.3V
100
10
100
RON (kΩ)
1000
38112 F07
図7. スイッチング周波数とRON
38125fc
16
LTC3812-5
アプリケーション情報
最小オフ時間とドロップアウト動作
最小オフ時間tOFF（MIN）
は、LTC3812-5がボトムMOSFETを
オンし、電流コンパレータをトリップしてこのMOSFETを再度
オフすることができる最小時間です。
この時間は普通約250ns
です。最小オフ時間の制約により、最小デューティ・サイクルは
tON（t
/ ON＋tOFF（MIN））
に制限されます。
たとえば入力電圧が
降下したことで最大デューティ・サイクルに達すると、
出力は安
定化状態から外れて下降してしまいます。
ドロップアウトを避
けるための最小入力電圧は次のとおりです。
VIN(MIN) = VOUT
tON + tOFF(MIN)
tON
最大デューティ・サイクルと周波数のプロットを図8に示しま
す。
インダクタの選択
必要な入力電圧と出力電圧が与えられると、
インダクタの値と
動作周波数によってリップル電流が決まります。
⎛V ⎞⎛ V ⎞
∆IL = ⎜ OUT ⎟ ⎜ 1− OUT ⎟
VIN ⎠
⎝ f L ⎠⎝
リップル電流が小さいと、
インダクタのコア損失、
出力コンデン
サのESR損失、
さらに出力電圧リップルが減少します。
周波数
が低くリップル電流が小さいと、最高効率の動作が実現され
ます。
ただし、
これを達成するには大きなインダクタが必要で
す。部品サイズ、効率、動作周波数の間にはトレードオフがあ
ります。
妥当な出発点として、IOUT（MAX）の約40%のリップル電流を選
択します。最大VINで最大リップル電流が発生します。
リップル
電流が規定された最大値を超えないように保証するには、次
式に従ってインダクタンスを選択します。
⎛ VOUT ⎞ ⎛
⎞
V
L=⎜
⎟ ⎜ 1− OUT ⎟
⎝ f ∆IL(MAX) ⎠ ⎝ VIN(MAX) ⎠
Lの値が求まったら、次にインダクタの種類を選択します。高効
率コンバータは低価格の鉄粉コアに見られるコア損失は一般
に許容できないので、
もっと高価なフェライト、
モリパーマロイ
®
またはKool Mμ のコアを使わざるをえません。高電流、低電
圧アプリケーション用に設計された多種のインダクタが、
スミ
ダ電機、
パナソニック、Coiltronics、Coilcraft、Tokoなどのメー
カーから入手できます。
ショットキー・ダイオードD1の選択
表紙の回路図に示されているショットキー・ダイオードD1は、
パワーMOSFETスイッチの導通期間の間隙に生じるデッドタ
イムに導通します。
これは、
デッドタイム中にボトムMOSFETの
ボディー・ダイオードがオンして電荷を蓄積するのを防ぐため
SWITCHING FREQUENCY (MHz)
2.0
1.5
DROPOUT
REGION
1.0
0.5
0
0
0.25
0.50
0.75
DUTY CYCLE (VOUT/VIN)
1.0
38125 F08
図8．最大スイッチング周波数とデューティ・サイクル
38125fc
17
LTC3812-5
アプリケーション情報
です。
この電荷蓄積はわずかな
（約1%）
の効率低下を引き起
こす可能性があります。
このダイオードはデューティ・サイクル
の小部分でだけオンしますから、全負荷電流の1/2から1/5の
定格でかまいません。
このダイオードが効果を発揮するには、
このダイオードとボトムMOSFETの間のインダクタンスをでき
るだけ小さくする必要がありますので、
これらの部品は必ず近
接して配置します。効率低下が許容できれば、
このダイオード
は省くことができます。
入力コンデンサの選択
連続モードでは、
トップMOSFETのドレイン電流は、入力コン
デンサによって供給する必要のあるデューティ・サイクルがお
よそVOUT/VINの方形波になります。大きな入力過渡を防止す
るには、最大RMS電流に対応できる大きさの低ESR入力コン
デンサは次式で与えられます。
ICIN(RMS) ≅IO(MAX)
VOUT
VIN
⎞
⎛ VIN
– 1⎟
⎜
⎝ VOUT ⎠
1/2
この式はV IN = 2V OUTで最大値をとります。
ここで、I RMS =
IO（MAX）/2です。
この簡単なワーストケースの条件は、大きく外
れてもたいして緩和されないので、一般に設計に使われてい
ます。多くの場合、
コンデンサ製造業者の規定するリップル電
流定格はわずか2000時間の寿命時間に基づいていることに
注意してください。
このため、
コンデンサをさらにディレーティン
グする、つまり要求条件よりも高い温度定格のコンデンサを
選択するようにしてください。
サイズまたは高さの設計条件を
満たすため、複数のコンデンサを並列に接続することもできま
す。
タンタル・コンデンサとOS-CONコンデンサは30Vを超す電圧
では利用できないので、入力電源が30Vを超すレギュレータ
では、
セラミックまたはアルミ電解を使う必要があります。
セラ
ミック・コンデンサの利点はESRが非常に低く、大きなRMS電
流を扱うことができますが、電圧定格が高い
（> 50V）
セラミッ
ク・コンデンサは、数マイクロファラッドを超す容量のものは提
供されていません。
さらに、
セラミック・コンデンサは電圧係数
が高いので、定格電圧で使用すると容量値がさらに減少しま
す。X5RとX7Rのタイプのセラミックは電圧係数と温度係数が
小さいので推奨します。
セラミック・コンデンサを使用するとき
の別の検討事項として、Qが高いので適切に減衰しないとパ
ワーMOSFETに過度の電圧ストレスを与えることがあります。
アルミ電解のバルク容量ははるかに高いのですが、ESRが大
きく、RMS電流定格が低くなります。
良い手法としては、
バルク容量のためのアルミ電解と、低ESR
およびRMS電流のためのセラミックを組み合わせて使います。
RMS電流をアルミ電解コンデンサだけで扱えない場合、一緒
に使うと、
アルミ電解コンデンサが供給するRMS電流のパー
センテージはおよそ次式のように減少します。
% IRMS,ALUM ≈
1
1+ (8 fCR ESR )2
• 100%
ここで、R ESRはアルミ電解コンデンサのESRで、Cはセラミッ
ク・コンデンサの全容量です。
アルミ電解をセラミックと一緒に
使うとセラミックの高いQを減衰させ、
リンギングを最小に抑え
るのにも役立ちます。
出力コンデンサの選択
C OUTは主に電圧リップルを最小に抑えるのに必要なESRに
基づいて選択します。
出力リップル
（ΔVOUT）
は、次式で近似で
きます。
⎛
1 ⎞
∆VOUT ≤ ∆IL ⎜ ESR +
⎟
8fCOUT ⎠
⎝
ΔILは入力電圧とともに増加するので、最大入力電圧のとき出
力リップルは最大になります。ESRも負荷過渡応答に大きな
影響を与えます。
出力の高速負荷遷移は、LTC3812-5内の帰
還ループがインダクタ電流を変化させて新しい負荷電流値に
合致させることができるまで、COUTのESRにおける電圧として
現れます。通常、ESRの必要条件が満たされると、
その容量は
フィルタリングに関して妥当であり、必要なRMS電流定格を
もっています。
ニチコン、
日本ケミコン、三洋電機などのメーカーから高性能
スルーホール・コンデンサが入手できます。三洋電機のOSCON（有機半導体誘電体）
コンデンサは、
アルミ電解コンデン
サの中でESRとサイズの積が最も小さいものですが、
いくらか
価格が高くなります。OS-CONコンデンサと並列にセラミック・
コンデンサを追加して、
リード・インダクタンスの影響を減らす
ことを推奨します。
表面実装のアプリケーションでは、ESR、RMS電流処理およ
び負荷ステップに関する要件を満たすために、並列に接続し
た複数のコンデンサが必要になることがあります。乾式タンタ
ル・コンデンサ、特殊ポリマー・コンデンサおよびアルミ電解コ
ンデンサが表面実装型パッケージで提供されています。特殊
ポリマー・コンデンサはESRが非常に低いのですが、他のタイ
38125fc
18
LTC3812-5
アプリケーション情報
プに比べて容量密度が低くなります。
タンタル・コンデンサは
最高の容量密度をもっていますが、
スイッチング電源に使う
ためにサージテストされているタイプだけを使うことが重要で
す。
いくつかの優れたサージテストされた選択肢として、AVX
のTPSとTPSVシリーズ、
またはKEMETのT510シリーズがあり
ます。
アルミ電解コンデンサはかなり大きいESRをもっていま
すが、
リップル電流定格および長期信頼性に対して配慮すれ
ば、
コスト要求の厳しいアプリケーションに使うことができま
す。他のコンデンサのタイプにはパナソニックのSPと三洋電機
のPOSCAPがあります。
出力電圧
LTC3812-5の出力電圧は、次式にしたがい、分割抵抗によっ
て設定されます。
⎛ R ⎞
VOUT = 0.8V ⎜ 1+ FB1 ⎟
⎝ RFB2 ⎠
「機能図」
に示されているように、外部抵抗分割器が出力に接
続されているので、電圧のリモート検出が可能です。
その結果
生じる帰還信号は、誤差アンプによって内蔵の高精度800mV
電圧リファレンスと比較されます。内蔵リファレンスは 1%未
満の許容誤差が保証されています。帰還抵抗の許容誤差に
より出力電圧にさらに誤差が加わります。0.1%∼1%の抵抗を
推奨します。
トップMOSFETドライバの電源（CB、DB）
BOOSTピンに接続した外部ブートストラップ・コンデンサC B
は、
トップサイドMOSFETのゲート・ドライブ電圧を供給しま
す。
このコンデンサは、
スイッチ・ノードが L のとき、
INTVCCか
らダイオードDBを通して充電されます。
トップMOSFETがオン
すると、
スイッチ・ノードはVINまで上昇し、BOOSTピンはおよ
そVIN＋INTVCCまで上昇します。
ブースト・コンデンサはトップ
MOSFETが必要とするゲート電荷の約100倍の電荷を蓄積す
る必要があります。
ほとんどのアプリケーションでは、X5Rまた
はX7Rの誘電体の0.1μF∼0.47μFのコンデンサが適していま
す。
外部ダイオードD Bの逆ブレークダウン電圧はV IN（MAX）より
大きくなければなりません。外部ダイオードに関する別の重
要な検討項目は逆リカバリと逆リーク電流です。
どちらも最
大逆電圧で過度の逆電流を生じる可能性があります。逆電
流と逆電圧の積が最大許容消費電力を超えると、
ダイオード
が損傷を受ける可能性があります。最良の結果を得るには、
MMDL770T1などの超高速リカバリ・シリコン・ダイオードを使
用します。
IC/MOSFETドライバの電源
（INTVCC）
LTC3812-5のドライバはINTVCCピンとBOOSTピンから電力
供給を受けます
（図3を参照）。
それらの絶対最大電圧は14V
です。主電源電圧（VIN）
は一般に14Vよりも高いので、ICおよ
びドライバ（INTVCC）
には別の電源を使って電力を供給する
必要があります。LTC3812-5には、IC/ドライバの電源を最小限
の外部部品でVINあるいはVOUTから容易に生成することがで
きる、
バイアス電源制御回路が内蔵されています。図4の簡素
化された回路図で示されているようにこの方法は4つあり、以
下のセクションで説明されています。
INTVCC電源にリニア・レギュレータを使用
モード1では、NDRVピンによって制御される小さな外部SOT23 MOSFETを使用して、VINから5.5Vの起動電源を生成しま
す。NMOSは短い起動期間の間だけ連続的にオンするため、
小さなSOT-23パッケージを使用することができます。出力電
圧が4.7Vに達するとすぐに、LTC3812-5は外部NMOSをオフ
して、内部の低損失レギュレータを介して
（VOUTまたはVOUT
から派生した昇圧ネットワークに接続された）EXTVCCピンか
らの5.5V電源を安定化します。
このモードが正しく動作するよ
うに、EXTVCCは4.7V < EXTVCC < 15Vの範囲にしなければ
なりません。VOUT < 4.7Vの場合は、
チャージ・ポンプまたは追
加巻線を使用してEXTVCCを適切な電圧に上げることができ
るようにするか、
またはこのセクションで後述するモード2を使
用する必要があります。V OUTが短絡したり最小スレッショル
ドの4.5Vを下回ると、VINに接続されたMOSFETが5.5V電源
を維持するために復帰します。
ただし出力をタイムアウト期間
38125fc
19
LTC3812-5
アプリケーション情報
内に上げることができない場合、
ドライバはオフして、SOT-23
MOSFETがオーバーヒートするのを防ぎます。
その後、
ソフトス
タート・サイクルが低デューティ・サイクルの間隔で試行され、
出力を上げて元に戻そうとします
（図9を参照）。
このフォール
ト・タイムアウト動作は、以下の式を使用して、抵抗電流INDRV
が270μAよりも大きくなるようにR NDRVを選択することによっ
てイネーブルされます。
RNDRV ≤
リニア・レギュレータ用の外部NMOSは、標準的な3Vスレッ
ショルド・タイプでなければなりません（つまりロジック・レベ
ル・スレッショルドではないこと）。0Vから5.5VまでのVCCの充
電レートは、INTVCCピンに接続されたコンデンサのサイズに
関係なく、LTC3812-5によって約75μsに制御されます。
このコ
ンデンサの充電電流は、
およそ次式で求められます。
⎛ 5.5V ⎞
IC = ⎜
⎟ CINTVCC
⎝ 75µs ⎠
PMOSFET(MAX) /ICC − VT
270µA
外部NMOSの安全動作領域（SOA）
は、
コンデンサの充電に
よってNMOSが損傷しないように選択する必要があります。
コ
ンデンサの過剰な値は不要であり、避けなければなりません。
通常は1μF∼10μFの範囲内で適切に動作します。
ここで、
（QG（TOP）＋QG（BOTTOM））
＋3mA
ICC =（f）
であり、VTはMOSFETのスレッショルド電圧です。
RNDRVの値も次のようにVIN（MIN）に影響を与えます。
（40µA）RNDRV＋VT
VIN（MIN）= VINTVCC（MIN）＋
（1）
ロジック・レベルMOSFETをドライブ
ここでVINTVCC（MIN）は、
するために通常は4.5Vです。最小のVINが十分に低くない場
合は、RNDRVを引き下げるか、
またはNMOSの代わりにダーリ
ントンNPNを使用してVTを1.4V以下に引き下げます。
計算された値に等しいRNDRVを使用する場合、LTC3812-5は
MOSFETにおいて要求される最大消費電力PMOSFET（MAX）
を超えたときにのみ、低デューティ・サイクルのソフトスタート・
リトライをイネーブルし、
それ以外の場合はドライバを連続的
にオンのままにします。
シャットオフ/再起動の回数は、RUN/SS
コンデンサの値の関数となります。
FAULT TIMEOUT
ENABLED
このモードのもう1つの設計要件は、
ソフトスタート・コンデン
サの最小値です。
フォールト・タイムアウトはRUN/SS電圧が4V
よりも高いときにイネーブルされます。
これにより、電源がタイ
ムアウト・シーケンスを開始するまでに出力を上げる時間が与
えられます。起動時にタイムアウト・シーケンスが早まって開始
されるのを防ぐには、VEXTVCC > 4.7VになるまでV RUN/SS <
4VであるようにするためのCSSの最小値が必要です。
その値は
次のように選択します。
CSS > COUT •（2.3 • 10−6）/IOUT（MAX）
VOUTが4.7V < EXTVCC < 15Vの動作範囲から外れていて、
この電圧を4.7Vよりも引き上げるためにチャージ・ポンプを複
雑にしたりインダクタの巻線の追加が望まれない場合は、
モー
ド2を使用する必要があります。
このモードではEXTVCCは接
DRIVER OFF THRESHOLD
DRIVER POWER
FROM VOUT
RUN/SS
DRIVER POWER
FROM VIN
START-UP
VOUT
SHORT-CIRCUIT EVENT
DRIVER POWER
FROM VIN
ISS/TRACK = 1.4µA (SOURCE)
ISS/TRACK = 0.1µA (SINK)
EXTVCC UV THRESHOLD
START-UP INTO SHORT CIRCUIT
TG/BG
38125 F09
図9. フォールト・タイムアウト動作
38125fc
20
LTC3812-5
アプリケーション情報
地され、
ワーストケースの場合の電力損失を処理するために
NMOSが選択されます。
（f）
[ （QG（TOP）＋QG（BOTTOM）＋3mA]
PMOSFET =（VIN（MAX））
適切に動作するには、次のように値を選択してフォールト・タイ
ムアウト動作をディスエーブルする必要があります。
RNDRV >（VIN（MAX）−5.5V−VT）/270µA
必要なRNDRVの値がVIN（MIN）にとって許容できない値となる
場合（式1を参照）、
フォールト・タイムアウト動作は500k∼1M
の抵抗をRUN/SSからINTVCCに接続してディスエーブルする
こともできます。
トリクル充電モードの使用
トリクル充電モードは、NDRVとINTVCCを短絡してEXTVCC
をV OUTに接続することによって選択されます。
トリクル充電
モードには外部MOSFETを必要としない利点があります
が、R PULLUP（ t DELAY = 0.77 • R PULLUP • C INTVCC ）
を介し
たC INTVCCの低速充電によって起動に要する時間が長くな
り、起動時に電源電圧を維持するために通常はより大きい
INTVCCコンデンサの値が必要です。
INTVCCの電圧が9Vのト
リクル充電UVスレッショルドに達すると、
ドライバがオンして、
ドライバ電流IGによって決められた速度でCINTVCCの放電を
開始します。適切な起動を実現するためには、CINTVCCが立下
りUVスレッショルドの4Vよりも低い電圧に放電される前に、
EXTVCCの電圧がスイッチオーバー・スレッショルドの4.7Vに
達するように、十分大きなC INTVCCを選択する必要がありま
す。
その値は次の場合に求められます。:
⎛
C
5.5 • 105 • CSS ⎞
⎟
CINTVCC >IG • ⎜ Larger of OUT or
IMAX
VOUT(REG) ⎠
⎝
ここで、
IGはゲート・ドライブ電流 =（f）
（QG（TOP）＋QG（BOTTOM））
であり、
IMAXはVRNGによって選択された最大インダクタ電流で
す。
RPULLUPの値は、最適な起動を実現するために以下の範囲内
でなければなりません。
Min RPULLUP >（VIN（MAX）−14V）/ICCSR
Max RPULLUP <（VIN（MIN）−9V）/IQ,SHUTDOWN
INTVCCに接続された外部電源の使用
外部電源が4.2V∼14Vの間で使用できる場合は、
その電源を
直接INTVCCピンに接続することができます。
このモードでは、
INTVCC、EXTVCC、
およびNDRVをまとめて短絡する必要が
あります。
INTVCC電源とEXTVCCの接続
LTC3812-5には、EXTVCCピンの電圧から5.5VのINTVCC電
源を生成する内部の低損失レギュレータが内蔵されていま
す。
このレギュレータはEXTVCCピンの電圧が4.7Vよりも高い
ときにオンして、EXTVCCが4.45Vよりも低下するまでオンのま
まになります。
これによってIC/MOSFETの電力を、通常動作時
には出力または出力から派生した昇圧ネットワークから供給
したり、起動時や短絡時には外部NMOSからV INを介して供
給することができます。EXTVCCピンをこのように使用すると、
この電力を一般的により高いVIN電圧から継続的に供給する
場合に比べて、大幅に高い効率が得られます。
またEXTVCC
の接続は、電源をトリクル充電モードで構成することも可能に
します。
このモードでは、電源はINTVCCコンデンサを充電す
るためにVINからINTVCCに接続された高い値の
「ブリーダ」
抵抗を使用して起動します。
出力が4.7Vよりも上昇するとすぐ
に、INTVCCコンデンサがUVスレッショルドよりも低い電圧に
放電される前に、内部のEXTVCCレギュレータが電源を引き
継ぎます。EXTVCCレギュレータがアクティブのとき、EXTVCC
ピンは最大50mA RMSを供給できます。EXTVCCピンに15Vを
超える電圧を加えてはいけません。以下のリストに、EXTVCC
に関する可能な接続をまとめています。
この接続では、INTVCCは外
1. EXTVCCが接地された状態。
部NMOSからVINを介して連続的に電力を供給されること
が必要になり、入力電圧が高いときは10%ほど効率が損な
われます。
これは4.7V <
2. EXTV CCが直接V OUTに接続された状態。
V OUT < 15Vの場合の標準的な接続であり、最高効率を
実現します。電源は出力電源が利用可能になるまで外部
NMOSまたはブリーダ抵抗を使用して起動します。
3. EXTVCCが出力から派生した昇圧ネットワークに接続され
た状態。VOUT < 4.7V.の場合、低電圧出力はチャージ・ポン
プまたはフライバック巻線を使用して4.7V以上に昇圧でき
ます。
これは4.2V < VEXT
4. EXTVCCがINTVCCに接続された状態。
< 14Vの範囲の外部電源にINTVCCが接続されている場合
に必要な接続です。
38125fc
21
LTC3812-5
アプリケーション情報
f G（TOP）＋QG（BOTTOM））
＋3mA < 50mA
IEXTVCC =（Q
接合部温度は
「電気的特性」
のNote 2に与えられている式か
ら次のように見積もることができます。
（38℃/W）< 125℃
TJ = TA＋IEXTVCC •（VEXTVCC−VINTVCC）
絶対最大定格を超える場合は、直接INTVCCピンに接続され
た外部電源の使用を検討してください。
帰還ループ/補償
2つのタイプの補償ネットワーク
（タイプ2とタイプ3）
を図10と
図11に示します。部品の値が適切に選択されると、
これらの
ネットワークはクロスオーバー周波数で
「位相バンプ」
を与え
ます。
タイプ2はポール-ゼロのペアを1つ使って最大約60 の位
相ブーストを与えますが、
タイプ3は2個のポールと2個のゼロ
を使って最大150 の位相ブーストを与えます。
C2
IN
R2
R1
FB
–6dB/OCT
GAIN
–
OUT
RB
VREF
C1
PHASE (DEG)
帰還ループの種類
LTC3812-5の標準的回路では、帰還ループは変調器、出力
フィルタおよび負荷、
さらに帰還アンプとその補償ネットワーク
で構成されます。
これらの部品すべてがループ特性に影響を
与えるので、
ループ補償で考慮に入れる必要があります。変調
器と出力フィルタは、内部電流コンパレータ、
出力MOSFETド
ライバおよび外部MOSFET、
インダクタおよび出力コンデンサ
で構成されます。電流モード制御では、
インダクタを内部ルー
プに移動して、
それを1次システムまで減少させることにより、
そのインダクタの影響を排除します。帰還ループの観点から
は、変調器はI THからVOUTへの線形の電圧制御された電流
源のように見え、
（IMAXROUT）/1.2Vに等しい利得があります。
標準的ループ補償周波数ではAC動作が穏やかで、大きな位
相シフトがスイッチング周波数の半分のところに現れます。外
部の出力コンデンサおよび負荷により、ROUTCOUTポール周波
数での出力時に1次ロールオフが生じ、90 の位相シフトが伴
います。
このロールオフによりPWM波形がフィルタされて所期
のDC出力電圧が得られます。
さらにその出力コンデンサによ
り、COUTRESR周波数ではゼロを与え、90 の位相が逆に追加
されて1次ロールオフがキャンセルされます。
これまで、
ループのAC応答はほとんどユーザーの制御の範囲
外でした。変調器はLTC3812-5の設計の基本的部分で、外部
の出力コンデンサは通常ACループ応答を考慮に入れずに安
定化状態と負荷電流の要求条件に基づいて選択されます。他
方、帰還アンプはAC応答を調節する手段を与えてくれます。
目標は、DCでは
（ループが安定化するように）180 の位相シフ
トを持ち、
ループ利得が0dBまで下がるポイント
（つまりクロス
オーバー周波数）
では360 より小さな位相シフト
（300 ぐらい
が望ましい）
にして、
クロスオーバー周波数より下ではできるだ
け大きな利得にすることです。変調器/出力フィルタは
（fSW/4よ
りも低い周波数で）最大90 の位相シフトを伴う1次システム
であり、帰還アンプによってさらに90 の位相シフトが追加され
るため、十分な位相マージンを達成するにはクロスオーバー
周波数においてある程度の位相ブーストが必要です。ESRゼ
ロがクロスオーバー周波数よりも低い場合、
このゼロによって
望ましい位相マージンを達成するのに十分なブーストが提供
され、補償の要件はfSW/4よりも高い周波数において利得が
ゼロよりも低くなる状態を保証することだけになります。ESR
ゼロがクロスオーバー周波数よりも高い場合、位相ブーストを
提供するために帰還アンプが必要になる可能性があります。
LTC3810のほとんどのアプリケーションでは、
タイプ2の補償
によって十分な位相ブーストが提供されますが、低ESRのセラ
ミックと大きなバルク容量とともに広帯域幅を必要とする一
部のアプリケーションでは、追加の位相ブーストを提供するた
めにタイプ3の補償が必要になる可能性があります。
GAIN (dB)
大きなMOSFETを使い、高い入力電圧と高い周波数で動作
するアプリケーションでは、EXTVCCピンの電流が大きくなる
ことがあります。LTC3812-5は熱特性が改善されたパッケー
ジであるため、最大接合部温度を超えることはほとんどありま
せんが、最大接合部温度の定格とRMS電流の定格が最大リ
ミット内であることを検証するのは好ましい設計実践です。一
般に、EXTVCC電流のほとんどはMOSFETのゲート電流で構
成されます。連続モード動作では、
このEXTV CC電流は次式
で求められます。
0
–6dB/OCT
FREQ
+
–90
PHASE
–180
–270
–360
38125 F10
図10．
タイプ2の回路と伝達関数
38125fc
22
LTC3812-5
アプリケーション情報
IN
R1
R3
FB
R2
GAIN (dB)
C3
C1
–
VREF
–6dB/OCT
GAIN
OUT
RB
PHASE (DEG)
C2
+6dB/OCT
0
–6dB/OCT
FREQ
+
–90
PHASE
–180
–270
–360
38125 F11
図11．
タイプ3の回路と伝達関数
帰還用部品の選択
標準的なタイプ2またはタイプ3のループのRとCの値を選択す
るのは簡単なことではありません。
このデータシートに示され
ているアプリケーションでは標準的な値が示されており、示
されている電力部品用に最適化されています。
これらは、似た
電力用部品では妥当な性能を与えますが、
わずか1個であっ
ても主要な電力用部品を大きく変えた場合は大きく外れてし
まうことがあります。最適な過渡応答を必要とするアプリケー
ションでは、対象となる回路に固有の補償値を再度計算す
る必要があります。基礎となる数学は複雑ですが、
クロスオー
バー周波数での変調器の利得と位相が知られていれば、部
品の値は簡単に計算できます。
変調器の利得と位相を求めるには、
ブレッドボードから直接
測定するか、
または適当な寄生要素の値が知られている場
合、
シミュレートするか、
または変調器の伝達関数から生成
することができます。測定の方が正確な結果を与えますが、多
くの場合、
シミュレーションまたは伝達関数によっても、問題
なく機能するシステムを与えるのに十分近い値を得ることが
できます。変調器の利得と位相を直接測定するには、最終設
計で使用する実際のMOSFET、
インダクタ、
および入力コンデ
ンサと出力コンデンサをLTC3812-5とともにブレッドボードに
配線します。
このブレッドボードは高速アナログ回路用の適
切な手法を使って作成します。つまり、バイパス・コンデンサ
はLTC3812-5に近づけて配置し、部品の接続配線を短くし、
適切な大きさのグランド・リターンを使うなどです。帰還アン
プは、ITHからFBに接続した0.1μFの帰還コンデンサと、VOUT
からFBに接続した10k∼100kの抵抗を使って配線します。望
みの出力電圧を設定するのに必要なバイアス抵抗（RB）
を選
択します。RBをグランドから切断し、
それを信号発生器または
ネットワーク・アナライザのソース出力に接続し、
テスト信号を
ループに注入します。ITHピンから出力ノードの利得と位相を
出力コンデンサの正端子で測定します。ITHノードとVOUTノー
ドの両方に存在するDC電圧が測定を損なったり、
アナライザ
を損傷したりしないようにアナライザの入力がAC結合されて
いることを確認してください。
ブレッドボードの測定が実際的でない場合、
SPICEシミュレー
タを使って利得/位相の近似曲線を生成することができます。
使用予定のコンデンサ、
インダクタおよびMOSFETの値を以
下のSPICEデックに挿入し、利得をdBで表し位相を度で表し
たVOUT/VITHのACプロットを生成します。
このプロットを生成
する方法の詳細についてはSPICEのマニュアルを参照してく
ださい。
*3810 modulator gain/phase
*2006 Linear Technology
*this file simulates a simplified model of
*the LTC3810 for generating a v(out)/v(ith)
*bode plot
.param rdson=.0135 ;MOSFET rdson
.param Vrng=2
;use 1.4 for INTVCC and
0.7 for ground
.param vsnsmax={0.173*Vrng-0.026}
.param Imax={vsnsmax/rdson}
.param DL=4
;inductor ripple current
*inductor current
gl out 0 value={(v(ith)-1.2)*Imax/1.2+DL/2}
*output cap
cout out out2 270u ;capacitor value
resr out2 0 0.018 ;capacitor ESR
*load
Rout out 0 2 ; load resistor
vstim ith 0 0 ac 1 ;ac stimulus
.ac dec 100 100 10meg
.probe
.end
38125fc
23
LTC3812-5
アプリケーション情報
MATHCADやMATLABなどの数学的ソフトウェアを使用し
て、次のような変調器の伝達関数からプロットを生成すること
もできます。
⎛ VSENSE(MAX) ⎞ ⎛ 1+ s • R
⎞
ESR • COUT
⎟ •⎜
H(s) = ⎜
⎟ • RL
⎝ 1.2 • RDS(ON) ⎠ ⎝ 1+ s • RL • COUT ⎠
（2）
s = j2πf
利得/位相のプロットを手にしたら、
ループのクロスオーバー周
波数を選択することができます。通常、
曲線は図12のような形
になります。最大の帯域幅を得るため、
スイッチング周波数の
約25%のクロスオーバー周波数を選択します。fSW/4より上に
上げたくなりますが、
スイッチング周波数の半分のところで、上
のH（s）
の式やSPICEのコードではモデル化されない大きな位
相シフトが生じることを忘れないでください。
このポイントでの
利得（GAIN、単位はdB）
と位相（PHASE、単位は度）
を記録し
ます。
この周波数でループ利得を0dBにするのに望ましい帰還
アンプの利得はGAINになります。
ここで、
目標の位相マージ
ンとして60 を仮定して、必要な位相ブーストを計算します。
BOOST = −（PHASE＋30°）
必要なBOOSTが60 より小さければ、
タイプ2のループを問題
2つの外付け部品を節約することができま
なく使うことができ、
す。BOOST値が60 より大きいと、通常は十分な性能を得るの
にタイプ3のループが必要です。
GAIN
0
0
PHASE (DEG)
GAIN (dB)
最後に、R1に手頃な抵抗値を選択します
（10kが通常は妥当
な値です）。
ここで残りの値を計算します。
–90
PHASE
–180
FREQUENCY (Hz)
（Kは計算に使われる定数です）
f = 選択されたクロスオーバー周波数
（これはdB表示のGAINを絶対利得のGに変
G = 10（GAIN/20）
換します。）
タイプ2のループ：
⎛ BOOST
⎞
K = tan ⎜
+ 45° ⎟
⎝ 2
⎠
C2 =
1
2π • f • G • K • R1
(
)
C1= C2 K 2 − 1
R2 =
RB =
K
2π • f • C1
VREF (R1)
VOUT − VREF
タイプ3のループ：
⎞
⎛ BOOST
K = tan2 ⎜
+ 45°⎟
⎝ 4
⎠
1
C2 =
2π • f • G • R1
C1= C2 (K − 1)
K
2π • f • C1
R1
R3 =
K−1
1
C3 =
2πf K • R3
V (R1)
RB = REF
VOUT − VREF
R2 =
SPICEまたは数学ソフトを使って、補償された電源の利得/位
相のプロットを生成し、実際のハードウェアで試す前に部品
の値の一応の確認をすることができます。
ソフトウェアの場合、
次の伝達関数を使います。
T（s）= A（s）H（s）
38125 F12
図12. 降圧変調器の伝達関数
38125fc
24
LTC3812-5
アプリケーション情報
ここで、H（s）
は式2で与えられており、A（s）
は使用される補償
回路に依存します。
タイプ2：
A (s) =
1+ s • R2 • C1
⎛
C1• C2 ⎞
s • R1• (C1+ C2) • ⎜ 1+ s • R2 •
⎟
C1+ C2 ⎠
⎝
タイプ3：
A (s)=
1
•
s • R1• (C1+C2)
(1+ s • (R1+R3) • C3) • (1+ s • R2 • C1)
⎛
C1• C2 ⎞
⎝
⎠
(1+ s • R3 • C3) • ⎜1+ s • R2 • C1+C2 ⎟
SPICEの場合、前述のPSPICEコード内のVSTIMの行を次の
コードに置き換えて、V（out）/V（outin）
の利得/位相のプロット
を生成します。
rfb1 outin vfb 52.5k
rfb2 vfb 0 10k
eithx ithx 0 laplace {0.8-v(vfb)} =
{1/(1+s/1000)}
eith ith 0 value={limit(1e6*v(ithx),0,2.4)}
cc1 ith vfb 4p
cc2 ith x1 8p
rc x1 vfb 210k
rf outin x2 11k ;delete this line for Type 2
cf x2 vfb 120p ;delete this line for Type 2
vstim out outin dc=0 ac=1m
パルス・スキップ・モード動作とFCBピン
FCBピンによって、
インダクタの電流が反転したときにボトム
MOSFETがオンのままであるかどうかが決まります。
このピン
をそのスレッショルドの0.8Vよりも高い電圧に保つと、
パルス・
スキップ・モード動作がイネーブルされ、
インダクタの電流が
反転したときにボトムMOSFETがオフします。電流が反転して
不連続動作が開始される負荷電流は、
インダクタのリップル
電流の振幅によって異なり、V INの変化に伴って変わります。
FCBピンをスレッショルドの0.8Vよりも低い電圧に保つと、連
続同期動作が強制され、電流が軽負荷で反転できるようにな
り、高い周波数の動作が維持されます。電流がメイン電源に
戻って入力電源が危険な電圧レベルに上がる可能性を防ぐ
ため、
ソフトスタートまたはトラッキングの際にRUN/SSの電圧
が2.5Vよりも低下したときは、強制的な連続動作モードはディ
スエーブルされます。
これらの2つの期間の間は、PGOOD信号
は L の状態になります。
FCBピンは連続動作を強制するためのロジック入力を提供す
るのに加えて、1次巻線がパルス・スキップ・モードで動作して
いるときにフライバック巻線出力を維持する手段も提供しま
す。2次出力VOUT2は、通常は図13に示すようにトランスの巻線
比Nによって設定されます。
ただし、1次負荷電流が軽いことに
よりコントローラがパルス・スキップ・モードに移行してスイッ
チングを停止した場合、VOUT2は降下します。VOUT2からFCB
ピンまでの外部抵抗分割器により、最小電圧VOUT2（MIN）が
設定されます。
この電圧を下回ると、VOUT2が最小レベルより
も上昇するまで連続動作が強制されます。
⎛ R4 ⎞
VOUT2(MIN) = 0.8V ⎜ 1+ ⎟
⎝ R3 ⎠
表1
FCB PIN
CONDITION
DC電圧：0V to 0.75V
強制連続
電流反転有効
DC電圧：≥ 0.85V
パルス・スキップ・モード動作
電流反転なし
帰還抵抗
2次巻線安定化
+
VIN
VIN
CIN
1N4148
LTC3812-5
TG
SW
R4
FCB
R3
•
+
T1
1:N
•
+
VOUT2
COUT2
1µF
VOUT1
COUT
BG
SGND
PGND
38125 F13
図13. 補助出力ループ
38125fc
25
LTC3812-5
アプリケーション情報
フォールト状態：電流制限およびフォールドバック
電流モード・コントローラの最大インダクタ電流は最大センス
電圧によって本質的に制限されます。LTC3812-5では、最大セ
ンス電圧はVRNGピンの電圧によって制御されます。谷部電流
のコントロールでは、最大センス電圧およびセンス抵抗が最
大許容インダクタ谷部電流を決定します。対応する出力電流
制限値は次式のとおりです。
ILIMIT =
VSNS(MAX)
RDS(ON)
1
+ ∆IL
ρT 2
チェックする必要があります。電流制限の最小値は一般に
（コ
ンバータの電力損失が最大になる条件である）最高周囲温度
で最小V INのとき生じます。仮定されたMOSFET接合部温度
と、
それに基づく
（MOSFETスイッチを熱する）ILIMITの値の間
に矛盾がないかチェックすることが重要です。
MOSFETのR DS（ON）に基づいて電流制限を設定するときは
注意が必要です。最大電流制限はMOSFETの最小オン抵抗
によって決まります。
データシートでは一般にRDS（ON）の公称
値と最大値を規定していますが、最小値は規定していません。
RDS（ON）の最小値は、最大値が標準値を超えているのと同じ
パーセンテージだけ標準値より下にあると仮定するのが妥当
でしょう。
さらにガイドラインが必要ならMOSFETのメーカー
へ問い合わせてください。
グランドへの短 絡の場 合に電 流をさらに制 限するため、
LTC3812-5にはフォールドバック電流制限の機能が搭載され
ています。
出力が60%以上も下がると、最大センス電圧はその
最大値の約1/10まで徐々に低下します。
また、外部NMOSレギュレータに対してフォールト・タイムアウ
トがイネーブルされているときは、過電流制限によって出力が
最小の4.5VのUVスレッショルドより下に下がる可能性がある
ことも認識してください。
この状況が解消されないと、
「リニア・
レギュレータ・タイムアウト」セクションで説明されているよう
に、
リニア・レギュレータのタイムアウト/再起動シーケンスが発
生します。
実行/ソフトスタート機能
R U N / S Sピンは 多 機 能ピンで、ソフトスタート機 能と
LTC3812-5をシャットダウンする手段を提供します。
ソフトス
タートは出力電圧のランプ・レートを制御することによって入
力電源のサージ電流を減少させ、
出力のオーバーシュートを
防ぎます。電源のシーケンス制御に使うこともできます。
RUN/SSピンを1.5Vより下に引き下げると、LTC3812-5は低
消費電流（IQは約224μA）
のシャットダウン状態になります。
こ
のピンは図14に示すように、直接ロジックからドライブできま
す。RUN/SSピンを解放すると、
内部の1.4μA電流源がソフトス
タート・コンデンサCSSを充電することができます。RUN/SSの
電圧が1.5Vに達すると、LTC3812-5がオンして、
出力をVFB =
V SS1.5Vに安定化し始めます。RUN/SSの電圧が1.5Vから
2.3Vに上昇するにつれ、出力電圧はその安定化された値の
0%∼100%まで上昇します。電流フォールドバック、強制連続
モード、
およびフォールト・タイムアウトは、
このソフトスタート・
フェーズの間はディスエーブルされ、PGOOD信号は L の状
態になります。RUN/SS電圧は内部でクランプされた4Vの値に
達するまで充電を継続します。
RUN/SSが0Vから開始されると、起動前の遅延はおよそ次の
ようになります。
tDELAY,START =
1.5V
C = (1.1s/µF ) CSS
1.4µA SS
さらに、
出力がその安定化された値に達するまでに次の遅延
が追加されます。
tDELAY,REG ≥
0.8V
C = ( 0.6s/µF ) CSS
1.4µA SS
図14のダイオードD1を使ってスタート時の遅延を減らすこと
ができます。
3.3V
OR 5V
RUN/SS
RUN/SS
D1
CSS
CSS
38125 F14
図14．RUN/SSピンのインタフェース
38125fc
26
LTC3812-5
アプリケーション情報
効率に関する検討事項
スイッチング・レギュレータのパーセント効率は、
出力電力を入
力電力で割って100%を掛けたものに等しくなります。個々の
損失を解析して、効率を制限する要素がどれであり、
また何が
変化すれば最も効率が改善されるかを判断できる場合がよく
あります。回路内の電力を消費する全ての要素で損失が生じ
ますが、LTC3812-5の回路の損失の大部分は4つの主な要因
によって生じます。
これは、MOSFET、
インダクタ、
およびPCボー
1. DCのI2R損失。
ドのトレースの各抵抗成分から生じ、大きな入力電流で効
率を低下させます。連続モードでは、Lに平均出力電流が流
れますが、
トップMOSFETとボトムMOSFETの間で細切れ
片
にされます。2つのMOSFETのRDS（ON）がほぼ同じなら、
方のMOSFETの抵抗値をLの抵抗値およびボードのトレー
スの抵抗値と加算するだけでDC I2R損失を求めることがで
きます。
たとえば、RDS（ON）=0.01Ω、RL = 0.005Ωであれば、
出力電流が1Aから10Aまで変化するとき、損失は15mW∼
1.5Wの範囲で変化します。
2. 遷移損失。
この損失は、
スイッチ・ノードが遷移するとき、
ボ
トムMOSFETが短時間飽和領域に留まることから生じま
す。
これは、入力電圧、負荷電流、
ドライバ強度、MOSFET
容量などの要因に依存します。20Vを超える入力電圧では
損失はかなり大きく、
「パワーMOSFETの選択」
のセクショ
ンに示されているPMAINの式の第2項から推測することが
できます。遷移損失がかなり大きいとき、周波数を下げた
り、RDS（ON）が大きくなる代価を払ってCRSSの小さなトップ
MOSFETを使って効率を改善することができます。
これはMOSFETドライバ電流と制御電流の
3. INTVCC電流。
和です。制御電流は一般に約3mAで、
ドライバ電流はIGATE
= （Q
f G（TOP）＋Q G（BOT））のように計算することができま
す。
ここで、Q G（TOP）とQ G（BOT）はトップMOSFETとボトム
MOSFETのゲート電荷です。
この損失は、INTVCCが得られ
る電源電圧（つまり外部NMOSリニア・レギュレータの場合
はVIN、
内部EXTVCCレギュレータの場合はVOUT、外部電
源がINTVCCに接続されている場合はVEXT）
に比例します。
4. CINによる損失。入力コンデンサはレギュレータへの大きな
RMS入力電流をフィルタするという困難な役目を担ってい
ます。
そのESRはACのI2R損失を最小にするため非常に小
さくなければならず、RMS電流によってヒューズやバッテリ
のアップストリーム損失が増えないように十分な容量がな
ければなりません。
デッドタイム時のショットキー・ダイオード
COUTのESR損失、
D1の導通損失、
インダクタのコア損失など、他の損失は一般
に2%未満の追加損失です。効率を改善するための調整をお
こなうとき、入力電流は効率の変化の最良の指標です。変更
を加えて入力電流が減少すれば、効率は向上しています。入
力電流に変化がなければ効率にも変化がありません。
過渡応答のチェック
レギュレータのループ応答は負荷過渡応答を見てチェック
することができます。スイッチング・レギュレータは負荷電流
ステップに対して応答するのに数サイクルを要します。負荷ス
テップが生じると、VOUTは直ちに（ΔILOAD）
（ESR）
に等しい
量だけシフトします。
ここで、ESRはC OUTの等価直列抵抗で
す。
また、ΔI LOADにより、C OUTが充電または放電し始めるの
で、
レギュレータがV OUTをその定常状態の値に戻すのに使
う帰還誤差信号が生じます。
この回復時間の間、安定性に問
題があることを示すオーバーシュートやリンギングがないか
VOUTをモニタすることができます。
設計例
設計例として、次の仕様の電源を取り上げます。VIN = 12V∼
60V、VOUT = 5V 5%、IOUT（MAX）= 6A、f = 250kHz。
まず、
タ
イミング抵抗を次のように計算します。
RON =
5V
= 110k
2.4V • 250kHz • 76pF
そして、最大VINで約40%のリップル電流になるようにインダク
タを選択します。
L=
5V
5V ⎞
⎛
⎜ 1−
⎟ = 7.6μH
250kHz • 0.4 • 6A ⎝ 60V ⎠
7.7μHのインダクタを使うと、
リップル電流は入力電源範囲に
わたって1.5A∼2.4A
（25%∼40%）
で変化します。
38125fc
27
LTC3812-5
アプリケーション情報
次に、
ボトムMOSFETスイッチを選択します。
MOSFETのドレイ
ンには全電源電圧60V（max）
にリンギングを加えた電圧が加
わりますので、60VのMOSFETを選択します。Si7850DPの仕様
は以下のとおりです。
BVDSS = 60V
RDS（ON）= 25mΩ（max）/31mΩ（nom）,
δ = 0.007/°C,
CMILLER =（8.3nC−2.8nC）/30V = 183pF,
VGS（MILLER）= 3.8V,
θJA = 22℃/W.
したがって、公称センス電圧は次のようになります。
VSNS（NOM）= 6A • 1.3 • 0.025Ω = 195mV
ワーストケースの条件で適切な電流制限を保証するため、
（V RNGを2Vに接続することにより）公称V SNSを少なくとも
50%増やして320mVにします。VSNS = 320mVで電流制限が
許容できるかどうかチェックするには、70℃の周囲温度より約
55℃高い接合部温度を仮定します
（ρ125℃ = 1.7）。
ILIMIT ≥
320mV
1
+ • 2.4A = 7.3A
1.7 • 0.031Ω 2
さらに、MOSFETの仮定されたTJを二重にチェックします。
PBOT =
60V − 5V
• 7.3A 2 • 1.7 • 0.031Ω = 2.6W
60V
TJ = 70℃＋2.6W • 22℃/W = 127℃
Si7848DPもトップMOSFETに最適であることを、70℃の周囲
、
電流
温度より30℃上の接合部温度を仮定して
（ρ100℃ = 1.5）
リミットと最大入力電圧でのその電力消費をチェックして検証
します。
5V
• 7.3A 2 (1.5 • 0.031Ω )
60V
⎛
7.3A
1
1 ⎞
+ 60V 2 •
• 2Ω • 183pF • ⎜
+
⎟ • 250kHz
2
⎝ 5V − 3.8V 3.8V ⎠
= 0.206W + 1.32W = 1.53W
PMAIN =
TJ = 70℃＋1.53W • 22°C/W = 104℃
公称電流では接合部温度がかなり低くなりますが、
この回路
ではボード上のヒートシンクに十分注意を払う必要があるこ
とがこの分析から分ります。
INTVCCの電圧は、
VOUTをEXTVCC p
VOUT > 4.7Vであるため、
ピンに接続することにより、
内部のLDOを使用してVOUTから生
28
成することができます。
フォールト・タイムアウトがイネーブルさ
れている場合は、
ZXMN10A07Fなどの小さなSOT-23 MOSFET
をパス・デバイスに使用することができます。M3の消費電力が
0.4W
（70℃の周囲温度で最大）
を超えたときにフォールト・タイ
ムアウトがイネーブルされるように、
RNDRVを選択します。
ICC = 250kHz • 2 • 18nC＋3mA = 12mA
RNDRV ≤
0.4W / 0.012A – 3V
= 112k
270µA
したがって、RNDRV = 100kを選択します。
85℃で約3AのRMS電流定格に対してCINが選ばれています。
出力コンデンサは、
インダクタ・リップル電流および負荷ステッ
プによる出力電圧の変化を最小にするため、0.018Ωの低ESR
のものが選択されています。
リップル電圧は次のように小さく
なります。
ΔVOUT（RIPPLE）= ΔIL（MAX）• ESR = 2.4A • 0.018Ω
= 43mV
ただし、0A∼6Aの負荷ステップにより、
出力は最大で次のよう
に変化します。
ΔVOUT（STEP）= ΔILOAD • ESR = 6A • 0.018Ω
= 108mV
出力リップルへのESLの影響を最小にするため、
オプションの
10μFセラミック出力コンデンサが含まれています。完全な回路
を図15に示します。
PCボードのレイアウトのチェックリスト
PCボードのレイアウトを行うときは、下に示されている2つの手
法のどちらかに従ってください。簡単なPCボードのレイアウト
には専用のグランド・プレーン層が必要です。
さらに、高電流
の場合、
パワー部品の熱を逃がすのを助けるために多層基板
を使用することを推奨します。
• グランド・プレーン層にはトレースがあってはならず、パワー
MOSFETの置かれている層にできるだけ近くします。
• CIN、COUT、MOSFET、D1およびインダクタの全てを一箇所
に密集させて配置します。
いくつかの部品は基板のボトム側
に配置するとうまく配置できることがあります。
• LTC3812-5のSGNDおよびPGNDを含むグランド・プレーン
に部品を接続するにはすぐ近くの中継ホールを使います。
パ
ワー部品には大きな中継ホールを複数使います。
38125fc
LTC3812-5
アプリケーション情報
• MOSFETの冷却力を改善し、EMIを低く抑えるためにスイッ
チ・ノード
（SW）
にはコンパクト・プレーンを使います。
• M2はできるだけコントローラに近づけて配置し、PGND、BG
およびSWの各トレースを短くします。
• 十分な電圧フィルタリングを維持し、電力損失を低く抑える
ため、VINとVOUTにはプレーンを使用します。
• 入力コンデンサCINはパワーMOSFETに近づけて接続しま
す。
このコンデンサはMOSFETのAC電流を担います。
• 全ての層の全ての未使用領域を銅で覆います。銅で覆うと
パワー部品の温度上昇を抑えます。
これらの銅領域はDC
ネット
（V IN 、V OUT 、GNDまたはシステム内の他のDCレー
ル）
のどれにでも接続することができます。
• dV/dtが高いSW、BOOSTおよびTGの各ノードは敏感な小
信号ノードから離します。
グランド・プレーンなしでプリント基板をレイアウトするときは、
コントローラの適切な動作を保証するため、次のチェックリス
トを使ってください。
• トップ・ドライバ・ブースト・コンデンサCBは、BOOSTピンおよ
びSWピンに近づけて接続します。
• INTVCCデカップリング・コンデンサCVCCは、INTVCCピンお
よびSGNDピンに近づけて接続します。
• ボトム・ドライバのデカップリング・コンデンサC INTVCCは、
INTVCCピンおよびPGNDピンに近づけて接続します。
• 信号グランドと電源グランドを分離します。全ての小信号部
品は一点でSGNDピンに戻します。
この一点はM2のソース
に近づけてPGNDピンに接続します。
RNDRV
100k
RON
110k
150k
CON
100pF
1
100k
2
3
PGOOD
ION
VRNG
BOOST
LTC3812-5
TG
PGOOD
4
FCB
5
ITH
6
VFB
CSS
1000pF
7
8
SW
PGND
BG
RUN/SS
INTVCC
SGND
EXTVCC
NDRV
CC2
47pF
RFB2
1.89k
RC
200k
CC1
5pF
SGND
CIN1
68µF
100V
CB
0.1µF
14
CIN2
1µF
100V
PGND
DB
BAS19
16
15
M3
ZXMN10A07F
VIN
12V TO 60V
M1
Si7850DP
L1
7.7µH
VOUT
5V
6A
13
12
CDRVCC
0.1µF
11
10
COUT1
270µF
6.3V
M2
Si7850DP
D1
B1100
9
CVCC
1µF
RFB1
10k
COUT2
10µF
6.3V
PGND
38125 F15
図15. 12V∼60V入力電圧から5V/6A
38125fc
29
LTC3812-5
標準的応用例
ICの電源が12Vで出力コンデンサがすべてセラミックの
7V∼60V入力電圧から5V/5A
CON
100pF
1
2
3
PGOOD
ION
VRNG
BOOST
LTC3812-5
TG
PGOOD
4
FCB
5
ITH
6
VFB
CSS
1000pF
7
8
SW
PGND
BG
RUN/SS
INTVCC
SGND
EXTVCC
NDRV
CC2
200pF
RFB2
1.89k
RC
100k
CC1
5pF
CIN1
68µF
100V
12V
RON
110k
SGND
RFB1
10k
DB
BAS19
16
15
CIN2
1µF
80V
VIN
7V TO 60V
PGND
CB
0.1µF
M1
Si7850DP
14
L1
4.7µH
VOUT
5V
5A
13
12
CDRVCC
0.1µF
M2
Si7850DP
11
10
9
CVCC
1µF
C5
22µF
COUT1
47µF
6.3V
×3
D1
B1100
PGND
38125 TA02
38125fc
30
LTC3812-5
標準的応用例
フォールト・タイムアウトとパルス・スキップがディスエーブルされた、
15V∼60V入力電圧から3.3V/5A
RNDRV
250k
RON
71.5k
CON
100pF
1
2
3
PGOOD
ION
VRNG
BOOST
LTC3812-5
TG
PGOOD
4
FCB
5
ITH
6
VFB
CSS
1000pF
7
8
SW
PGND
BG
RUN/SS
INTVCC
SGND
EXTVCC
NDRV
CC2
47pF
RFB2
3.2k
RC
200k
CC1
5pF
SGND
RFB1
10k
CB
0.1µF
14
CIN2
1µF
100V
VIN
15V TO 60V
PGND
DB
BAS19
16
15
M3
ZVN4210G
CIN1
68µF
100V
M1
Si7850DP
L1
4.7µH
VOUT
3.3V
5A
13
12
CDRVCC
0.1µF
11
10
COUT1
270µF
6.3V
M2
Si7850DP
D1
B1100
9
CVCC
1µF
COUT2
10µF
6.3V
PGND
38125 TA03
38125fc
31
LTC3812-5
パッケージ
FEパッケージ
16ピン・プラスチックTSSOP
（4.4mm）
（Reference LTC DWG # 05-08-1663）
露出パッドのバリエーションBA
4.90 – 5.10*
(.193 – .201)
2.74
(.108)
2.74
(.108)
16 1514 13 12 1110
6.60 ±0.10
4.50 ±0.10
9
2.74
(.108)
2.74 6.40
(.108) (.252)
BSC
SEE NOTE 4
0.45 ±0.05
1.05 ±0.10
0.65 BSC
1 2 3 4 5 6 7 8
推奨半田パッド・レイアウト
4.30 – 4.50*
(.169 – .177)
0.09 – 0.20
(.0035 – .0079)
0.50 – 0.75
(.020 – .030)
NOTE：
1. 標準寸法：ミリメートル
ミリメートル
2. 寸法は
（インチ）
3. 図は実寸とは異なる
0.25
REF
1.10
(.0433)
MAX
0° – 8°
0.65
(.0256)
BSC
0.195 – 0.30
(.0077 – .0118)
TYP
0.05 – 0.15
(.002 – .006)
FE16 (BA) TSSOP 0204
4. 露出パッド接着のための推奨最小PCBメタルサイズ
* 寸法にはモールドのバリを含まない
モールドのバリは各サイドで0.150mm
（0.006"）
を超えないこと
38125fc
32
LTC3812-5
改訂履歴 （改訂履歴はRev Cから開始）
REV
C
日付
概要
ページ番号
01/11 「絶対最大定格」
と
「発注情報」
セクションの動作接合部温度範囲を変更
「発注情報」
から鉛ベース仕様の製品番号を削除
等式を更新
「関連製品」
を更新
2
2
25
34
38125fc
リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い
ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資
料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。
33
LTC3812-5
標準的応用例
トリクル充電起動の15V∼60V入力電圧から12V/5A
CON
100pF
1
2
3
PGOOD
ION
VRNG
BOOST
LTC3812-5
TG
PGOOD
4
FCB
5
ITH
6
VFB
CSS
1000pF
7
8
SW
PGND
BG
RUN/SS
INTVCC
SGND
EXTVCC
NDRV
CC2
47pF
RFB2
1k
15
CIN2
1µF
100V
PGND
DB
BAS19
16
CB
0.1µF
M1
Si7850DP
14
L1
10µH
VOUT
12V
5A
13
12
CDRVCC
0.1µF
10
9
CVCC
1µF
RFB1
14k
COUT1
270µF
16V
M2
Si7850DP
11
SGND
CC1
5pF
RC
200k
CIN1
68µF
100V
RNDRV
250k
RON
261k
VIN
15V TO 60V
C5
22µF
D1
B1100
COUT2
10µF
16V
PGND
38125 TA04
関連製品
製品番号
説明
LTC3891
低IQ、60V、同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LTC3890
低IQ、60V、
デュアル出力、
２フェーズ同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LTC3810
100V、同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LTC3810-5
60V、同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LTC3703
100V、同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LT3845A
低IQ、60V、
シングル出力同期整流式降圧DC/DCコントローラ
LTC3824
100%デューティ・サイクルの低IQ、60V、
降圧DC/DCコントローラ
注釈
フェーズロック可能な固定周波数：50kHz∼900kHz、
4V ≤ VIN ≤ 60V、0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、TSSOP-20E、3mm 4mm QFN-20
フェーズロック可能な固定周波数：50kHz∼900kHz、
4V ≤ VIN ≤ 60V、0.8V ≤ VOUT ≤ 24V、5mm 5mm QFN-32
オン時間が一定の谷電流モード、
4V ≤ VIN ≤ 60V、0.8V ≤ VOUT ≤ 0.93VIN、SSOP-28
オン時間が一定の谷電流モード、
4V ≤ VIN ≤ 60V、0.8V ≤ VOUT ≤ 0.93VIN、5mm 5mm QFN-32
フェーズロック可能な固定周波数：100kHz∼600kHz、
4V ≤ VIN ≤ 100V、0.8V ≤ VOUT ≤ 0.93VIN、SSOP-16、SSOP-28
調整可能な固定周波数：100kHz∼500kHz、
4V ≤ VIN ≤ 60V、1.23V ≤ VOUT ≤ 36V、TSSOP-16E
選択可能な固定周波数：200kHz∼600kHz、
4V ≤ VIN ≤ 60V、0.8V ≤ VOUT ≤ VIN、IQ = 40μA、MSOP-10E
38125fc
34
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〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F
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●
●
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