LCS700-708 HiperLCS™ ファミリー 高耐圧パワー MOSFET 及びドライバー 内蔵型 LLC コントローラ 製品ハイライト 主な内容 コントローラ、ハイサイド/ローサイド ゲート ドライブ、高耐圧パ ワー MOSFET を組み込んだ LLC ハーフブリッジ コンバータ • 外付け部品点数を最大 30 個削減可能 • 最大動作周波数 1 MHz • 最大 500 kHz の定格定常動作 • 磁性部品のサイズを大幅に削減し、 SMD セラミック出力コン デンサが使用可能 • 精密なデューティの対称性により、 出力ダイオード電流が均等 になり効率を改善 • 通常 300 kHz で 50% ± 0.3% • 包括的な異常時の保護動作と電流制限動作 • プログラム可能な起動/停止スレッシュホールド及びヒステ リシス • 低電圧 (UV) 及び過電圧 (OV) 保護 • ユーザー設定可能な過電流保護 (OCP) • 短絡保護 (SCP) • 過熱保護 (OTP) • 最適設計のためのユーザー設定可能なデッドタイム • ユーザー設定可能なバースト モードにより無負荷時のレギュレ ーションを維持し、 軽負荷時効率を改善 • ユーザー設定可能なソフトスタート時間及びソフトスタート開 始ディレー タイム • ユーザー設定可能かつ高精度な最小及び最大の周波数制御 • 高出力及び高周波用に設計された単一パッケージ • 組立コストを削減し基板レイアウト ループ エリアを削減 • ヒートシンクへの簡単な取り付け • ピン配列を交互にずらすことで、 プリント基板の配線が簡素 化し高電圧動作の沿面要件にも対応 • HiperPFS PFC 製品と併用することで、 完全かつ高効率であり ながら部品点数の少ない PSU ソリューションが得られる • 用途 • 高効率電源 (80 PLUS SILVER、 GOLD、PLATINUM) • LCD TV 電源 • LED 街路灯及び屋外照明 • プリンタ電源 • オーディオ アンプ www.powerint.com 概要 HiperLCS は、多機能コントローラ、ハイサイド/ローサイド ゲート ド ライバ、及びハーフブリッジ接続された 2 つのパワー MOSFET を 組み込んだ LLC コンバータ用集積回路です。図 1 に、共振インダ クタがトランスに内蔵された HiperLCS ベースの LLC コンバータの 概略回路図を示します。 可変周波数コントローラでは、パワー MOSFET をゼロボルト (ZVS) でスイッチすることで効率を高め、スイッチング損失を削減 しています。 B+ D VCCH CONTROL VCC 待機 電源 HV DC 入力 +V HB OV/UV VREF RTN RFMAX DT/BF IS HiperLCS RBURST FB B- G S1/S2 LLC フィードバック回路 図 1. PI-6159-060211 標準的なアプリケーション回路 ー LCD TV 及び PC の主電源 出力電力テーブル 製品 最大実用電力1 LCS700HG/LG 110 W LCS701HG/LG 170 W LCS702HG/LG 220 W LCS703HG/LG 275 W LCS705HG 350 W LCS708HG 440 W テーブル 1. 出力電力テーブル 注： 1. 最大実用電力は、部品をヒートシンクに適切に取り付け、ヒートシンクの最大温度 が 90 ° C である場合に供給できる電力です。 2012 年 8 月 LCS700-708 VCC VREF DRAIN (D) 3.4 V レギュレータ UVLO VCCH OV/UV UVLO LLC_ON + ソフトスタート遅延 131,072 LLC クロック サイクル VSDH/ VSDL デバウンス 3 LLC クロック サイクル + VOVH/ VOVL 過熱保護 + IS HB レベル シフト VISF 7 連続 LLC クロック サイクル + VISS LLC_CLK VREF FEEDBACK (FB) LLC クロック DT/BF + DT/BF 抵抗 センサー デッドタイム ジェネレーター 出力制御 ロジック デバウンス 3 LLC クロック サイクル バースト スレッシュホールド 制御 GROUND (G) 図 2. PI-5755-060111 SOURCE (S1/S2) ブロック図 2 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 ピン機能の説明 H パッケージ (eSIP-16C) (前面図) VCC ピン IC の電源ピン。標準的な応用例では、VCC は 5 W 抵抗経由で 12 V システム待機電源に接続されます。この抵抗によってフィルタが提 供され、ノイズ耐性が改善されます。 VREF ピン 3.4 VREF ピン。内部の基準電圧の１つとして、FEEDBACK ピン及 び DT/BF ピンのプルアップ抵抗に電圧を供給します。 1 D VCCH D D SOURCE (S1)、(S2) ピン 内部ローサイド MOSFET の SOURCE ピン。これらのピンは、同 一パターンに接続し、PFC 整流コンデンサまたは入力高電圧 DC リターンを介して B- に接続する必要があります。 VCCH HB CURRENT-SENSE (IS) ピン CURRENT-SENSE ピンは、電流センス抵抗またはコンデンサ分 割回路、センス抵抗回路を通してトランス一次電流を検出し、過負 荷状態または異常状態を検出するために使用されます。グランドに 対しダイオードが逆接続されているような構成になっており、逆電 流が 5 mA 未満に制限されている場合は、負のパルスがピンに入 力されることを回避するための整流回路は必要ありません。 3 4 5 6 7 8 9 1011 13 14 16 S2 S1 NC IS DT/BF FB OV/UV G VREF VCC OV/UV ピン 過電圧/低電圧ピン。B+ は抵抗分割回路を通してこのピンで検出 されます。OV/UV ピンはヒステリシスを有し、起動、停止、及び過 電圧検出を実現します。このピンをグランドにプルダウンするとリ モートオフ機能が実行されます。 DEAD-TIME/BURST FREQUENCY (DT/BF) ピン VREF からグランドへの抵抗分割回路によって、デッドタイム、起 動時の最大スイッチング周波数、及びバーストモード スレッシュ ホールド周波数が決まります。 NC Pin 1 I.D. GROUND (G) ピン G はすべてのアナログ小信号のリターン ノードです。小信号ピンの バイパス コンデンサ (D-S 高電圧バイパス コンデンサ及び VCCH バイパス コンデンサは除く) は、すべてこのピンに接続し、その配 線は短くする必要があります。内部で SOURCE ピンに接続して、 スター型接続を提供します。基板レイアウトでは、GROUND ピンを SOURCE ピンまたは B- バスに接続しないでください。 FEEDBACK (FB) ピン このピンに供給される電流によって LLC スイッチング周波数が決 まります。つまり、電流が大きくなるほどスイッチング周波数も高く なります。通常のスイッチング時、このピンの V-I 特性は、グランド に対してのダイオードと等価です。VREF ピンと FEEDBACK ピン の間の RC 回路によって、最小動作周波数、起動周波数、ソフトス タート時間、及び起動開始ディレーが決まります。 G G 注：システム待機電源のリターンは GROUND ピンではなく B- バ スに接続する必要があります。 HB 内部で接続する露出金属 (H および L パッケージの 両方) (パッケージの端) L パッケージ (eSIP-16K) (前面図) Pin 1 I.D. 1 4 3 6 5 8 10 7 9 11 13 16 14 PI-6757-050412 図 3. ピン番号及び指示 HB ピン これはハーフブリッジ接続 MOSFET (ハイサイド MOSFET のソー ス、ローサイド MOSFET のドレイン) の出力で、LLC パワー伝送 部 (トランスの一次及び直列共振コンデンサ) に接続します。 VCCH ピン LLC ハイサイド ドライバのフローティング ブートストラップ供給 ピン。このピンは HB ピンに対する基準となり、HB ピンは内部 でハイサイド MOSFET の SOURCE ピンに接続されます。VCCH ピンと HB ピンの間のバイパス/ストレージ コンデンサ、及び待機 電源からの直列抵抗が付いたブート ストラップ ダイオードが必要 です。ストレージ コンデンサは、ローサイドの MOSFET がオンに なるか寄生 (ボディー) ダイオードが導通するたびに充電されます。 DRAIN (D) ピン 内部ハイサイド MOSFET の DRAIN ピン。これは、PFC 整流コン デンサまたは入力高電圧 DC バスを介して B+ に接続します。 3 www.powerint.com Rev. E 08/12 図 4. Rev. E 08/12 B- C20 47 μF 35 V +12 V VCC B+ 380 V R4 20 kΩ 1% C2 4.7 nF 200 V R3 976 kΩ 1% R2 976 kΩ 1% R1 976 kΩ 1% C1 1 μF 25 V C5 4.7 nF 200 V R5 4.7 Ω R19 143 kΩ 1% R21 4.7 kΩ C6 1 μF 25 V U2B LTV817A R10 7.68 kΩ 1% R6 2.2 Ω D3 1N4148 R20 1.2 kΩ R8 36.5 kΩ 1% R9 7.68 kΩ 1% C3 220 nF 50 V VREF DT/BF OV/UV VCC HiperLCS U1 LCS702HG D1 UF4005 FB C4 4.7 nF 200 V G CONTROL VCCH S1/S2 D IS HB R12 220 Ω C8 330 nF 50 V C7 1 nF 200 V C9 22 nF 630 V R11 24 Ω C12 47 pF 1 kV 5 1 C11 6.2 nF 1.6 kV FL4 FL2,3 T1 EEL25.4 FL1 C13 2.2 nF 250 VAC R14 7.5 kΩ C15 10 μF 35 V R23 47 Ω U2A LTV817A C10 330 nF 50 V C14 10 μF 35 V D2 STPS30L60CT R18 10 kΩ 1% R13 86.6 kΩ 1% PI-6160-062011 C17 2.2 nF 200 V U3 LM431AIM3DR 2% R17 22 kΩ R15 1 kΩ R16 1.5 kΩ C19 3.3 nF 200 V C16 470 μF 35 V L1 150 nH RTN 24 V LCS700-708 150 W レーザージェット プリンタ電源 4 www.powerint.com LCS700-708 HiperLCS 基本動作 HiperLCS は、ハーフブリッジ LLC コンバータ用に設計されてい ます。これは、高効率共振可変周波数コンバータです。HiperLCS は、ドライバ及びハーフブリッジ MOSFET が組み込まれた LLC コントローラ チップです。 LLC コンバータには、スイッチング ハーフサイクル間の固定デッド タイムが必要です。デッドタイム、起動時の最大周波数、及びバー スト スレッシュホールド周波数は、VREF から GROUND ピンへの 抵抗分割回路によってDT/BF ピンでプログラムされます。 FEEDBACK (FB) ピンはフィードバック ループの周波数制御入力 です。周波数は FEEDBACK ピン電流に比例します。FEEDBACK ピン V-I 特性は、グランドに対してダイオードと等価です。 バースト モード FEEDBACK ピン電流による周波数が、DT/BF ピンの抵抗分割回 路によってプログラムされた上側のバースト スレッシュホールド 周波数 (fSTOP、ISTOP) を超えた場合、出力 MOSFET はオフになり、 電流が下側のバースト スレッシュホールド周波数 (fSTART、ISTART ) に 等しい周波数に対応する値を下回った時にスイッチングが再開さ れます。バースト モード制御は周波数が fSTART から fSTOP に上昇、 停止を繰り返す自動復帰型コントローラのように動作します。VREF ピンから FEEDBACK ピンに接続された外部部品の回路によって 最小及び起動 FEEDBACK ピン電流が決まるため、最小及び起動 スイッチング周波数が決まります。この回路のソフトスタート コン デンサによってソフトスタート タイミングが決まります。 VREF ピンによって、この FEEDBACK ピン外部回路及びその他の 機能の基準電圧として定格 3.4 V が供給されます。このピンからの 最大電流は、4 mA 以下とする必要があります。 DEAD-TIME/BURST FREQUENCY (DT/BF) ピンにもグランドに対し てダイオードの V-I 特性を有します。VREF から GROUND への抵抗 分割回路によって、デッドタイム、起動時の最大スイッチング周波数 (fMAX)、及びバースト スレッシュホールド周波数が決まります。抵抗 分割回路から DT/BF ピンへ流れる電流によって fMAX が決まります。 抵抗の比率によっては 3 つの個別のバースト スレッシュホールド 周波数が選択されます。これらは fMAX からの比率で規定されます。 OV/UV ピンは、抵抗分割回路を通して高電圧 B+ 入力を 検出 し、ヒステリシスを有し、起動、停止、及び OV を実現します。これ らの電圧の比率は固定です。抵抗分割回路比率の選択は、起動電 圧が最小定格整流入力電圧以下に、OV リスタート電圧が最大定 格整流電圧設定ポイント以上に設定する必要があります。起動、 停止、及び OV に異なる比率が必要な場合は、抵抗分割回路に外 付け回路を追加する必要があります。 VCC ピン UVLO VCC ピンには、ヒステリシス付き内部 UVLO 機能があります。 HiperLCS は、電圧が VCC 起動スレッシュホールド VUVLO(+) を超 えるまで起動しません。VCC が VCC シャットダウン スレッシュ ホールド VUVLO(-) まで低下すると、HiperLCS はオフになります。 VCCH ピン UVLO VCCH ピンはハイサイド ドライバの供給ピンです。また、VCC ピン と同等の UVLO 機能 (スレッシュホールド値が VCC ピンのものよ り低い) があります。VCCH ピンはブートストラップ ダイオード及 び VCC 電源からの電流制限抵抗によって供給されるため、VCCH 電圧は VCC をわずかに下回ることになります。 起動及びオートリスタート 起動前は FEEDBACK ピンは内部で VREF ピンまで引き上げられ、 ソフトスタート コンデンサが放電していて、出力 MOSFET はオフ になっています。起動すると出力が fMAX でスイッチングを開始し、 内蔵プルアップ トランジスタがオフになり、ソフトスタート コン デンサが充電され始めると、FEEDBACK ピンの電流が減少し、ス イッチング周波数が低下し、出力電圧が上昇します。出力が電圧 設定ポイントに到達すると、フォトカプラが導通し、ループを閉じ て出力を制御します。 VCC ピンが起動する毎に、電圧分割回路の比率を検出してバース ト スレッシュホールドを選択するために、DT/BF ピンが 500 ms の間、高インピーダンス モードになります。この設定は、次の VCC の起動まで保存されます。その後、DT/BF ピンはグランドに対しダ イオードに似た通常のモードになり、検出された電流によって fMAX 周波数が設定されます。バースト スレッシュホールド周波数は fMAX からの固定の比率で設定されます。FEEDBACK ピン内蔵プルアッ プがオンになるたびに、内部発振器によって fMAX で内部カウンタ が動作します。 IS ピン、OV/UV ピン、または VCC ピン (UVLO) で異常が検出され た場合、FEEDBACK ピン内蔵プルアップ トランジスタは 131,072 クロック サイクルの間オンになり、ソフトスタート コンデンサが完 全に放電してからリスタートを試みます。VCC 再起動後の最初の 起動は、VCC の起動後初めて OV/UV ピンが起動電圧を上回った 状態を含めて 1,024 サイクルだけ待機します。 リモートオフ リモートオフを動作させるには、OV/UV ピンをグランドに引き下 げるか、0.9 V を超えるように IS ピンを引き上げます。いずれの場 合も、131,072 サイクル リスタート サイクルが起動します。VCC を 引き下げてデバイスを停止することもできますが、引き上げた場 合、FEEDBACK ピンが VREF ピンへ引き上げられ、1,024 fMAX ク ロック サイクルだけソフトスタート コンデンサが放電されます。こ のスキームを使用する場合、設計者は VCC が引き下げられる時 間に 1,024 サイクルを加えた時間でソフトスタート コンデンサの放 電が十分であることを確認する必要があります。そうでない場合、 下側の開始周波数が十分大きく、その結果として過電流保護が動 作するような大電流が発生しないことを確認します。 電流センス IS ピンは一次電流を検出します。このピンの動作は GROUND ピンへの逆接続されたダイオードに似ています。負電流が 5 mA 未満に制限されている場合は、負の電圧が許容されます。したがっ て、220 Ω 以上の電流制限抵抗を通して電流センス抵抗 (または一 次コンデンサ電圧分割 + センス抵抗) に接続する必要があります。 そのため、AC 波形の印加が可能であり、整流回路またはピーク検 出器回路は必要ありません。7 サイクル連続で正のピーク電圧 0.5 V が IS ピンで検出された場合、オートリスタートが動作しま す。IS ピンには 0.9 V の 2 つ目の高いスレッシュホールドもあり ます。これによって、単一パルスのオートリスタートが動作します。 両方の電圧スレッシュホールドの検出の最小パルス幅要求は定格 30 ns です。つまり、適切な検出のためにはスレッシュホールドを 30 ns を超える必要があります。 過熱シャットダウン HiperLCS にはラッチタイプ OTP があります。動作を再開するた めには、ユニットが OTP スレッシュホールドを下回り、VCCH が 再充電される必要があります。 5 www.powerint.com Rev. E 08/12 LCS700-708 基本レイアウトのガイドライン HiperLCS は高周波パワー デバイスであり、最大のパフォーマン スを実現するには基板のレイアウトに特別な注意を払う必要があ ります。 バイパス コンデンサはピンへの配線の長さを最小にするために 注意深く配置する必要があります。部品及び配線の寄生インダク タンスを最小限にするために、SMD 部品が推奨されます。 テーブル 2 で、フィルタ/バイパスが必要なピンの推奨されるバイ パス コンデンサの値を示します。このテーブルでは、影響を受け やすいピンから順に示します。リストの一番上のピンのバイパス コンデンサは最も影響を受けやすいため、配線の長さを最小にす るための配置に関しては、下側のピンのバイパス コンデンサより も優先順位が高くなります。リストで最も影響を受けやすい 2 つの ピン (つまり FEEDBACK ピンと DT/BF ピン) のノイズによって、そ れぞれデューティ サイクルとデッドタイム不均衡が発生します。 図 5 及び図 6 に、最適なパフォーマンスのためのグランド配線の 代替スキームを 2 つ示します。図 5 では、楕円形のパッドが付い た LCS のレイアウトを示します。このレイアウトでは、ピン 3 と ピン 5 の間を通って配線し、IC の両側にあるバイパス コンデン サのグランド に直接接続できます。 図 6 では、スペースが不十分であるため、ピン間に配線できない 丸いパッドが付いた LCS レイアウトを示します。この場合、ジャン パー (JP1、1206 サイズ 0 W 抵抗) を使用してグランド に接続し、 ピン 3 の接続をフォトカプラへの JP1 の下に配線できます。 トランス T1 は、高い di/dt 信号と dv/dt ノイズの両方を発生しま す。1 つ目は影響を受けやすい回路に磁気的に結合しますが、 2 つ目は静電結合によってノイズが伝達されます。ノイズの静電結 合はトランス コアをグランドに落とすことによって軽減できます が、効率を大幅に低下させずにトランスの周囲の浮遊磁場を、コス トをかけずに軽減するのは困難です。ノイズ干渉を回避するには、 影響を受けやすい配線及び部品 (フォトカプラなど) をトランスか ら離して配置する必要があります。 Pin リターンピン 推奨値 注 FEEDBACK (FB) GROUND 4.7 nF (250 kHz で) 低い定格周波数 (例：100 kHz で 10 nF) では、比例して増加しま す。 フィードバック ループ特性の一部である FEEDBACK ピン入 力インピーダンスにより、ポールが形成されます。予想されるゲ インのクロスオーバー周波数で過剰な位相シフトを引き起こし てはなりません。FEEDBACK ピンのノイズによって、 デューティ サイクルの不均衡が発生します。 DEAD-TIME/BURST FREQUENCY (DT/BF) GROUND 4.7 nF このコンデンサと DT/BF ピンに接続されている抵抗の電 源インピーダンスの時定数は 100 µs 未満である必要が あります。DT/BF ピンのノイズによって、デッドタイムの不 均衡が発生します。 CURRENT SENSE (IS) GROUND 1 nF (250 kHz で) 定格 LLC コンバータの動作周波数に対して、値が比例し て変動します。推奨される 220 W 直列抵抗とともに RC ロー パス フィルタを形成します。一次電流センスの AC 信号を減衰させてはなりません。 VCC GROUND 1 mF セラミック VREF GROUND 1 mF セラミック VCCH HB 0.1 mF - 0.47 mF ドレイン (DC バス) S1, S2 10-22 nF SMD セラミック最小 合計で一次側 RMS 定格電流のアンペアあたり 22 nF。 値と 22-100 nF ディスクリート SMD 部品は、短い配線で IC に直付けし、近くで接続す ブートストラップ コンデンサ。ハイサイド MOSFET をオン にするハイサイド ドライバに瞬間的な電流を提供します。 ブートストラップ 電流制限抵抗 (ブートストラップ ダイオ ードと直列に接続された) を組み合わせて形成した時定 数は、起動時の数スイッチング サイクルとバースト モー ド動作時の最初のスイッチング サイクルにおいて VCCH UVLO の遅延を発生させます。 る必要があります。これにより、ハードスイッチング (ZVS 消失) の D-S のリンギングを防ぎます。さらに、高周波 EMI も防ぎます。 OV/UV テーブル 2. GROUND 4.7 nF 重要な順に並べたバイパス コンデンサ テーブル 6 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 図 7 に、フォトカプラの推奨される配線及び FEEDBACK ピンに 接続された配線の例を示します。フォトカプラはトランスから離し て配置され、ノイズ干渉を軽減します。T1 やコンデンサ C12 の ホット サイドなどの「アクティブな」部品及び配線との間の距離を 確保し、(ピン 3 からの) フォトカプラの出力パターンの配線をして ください。抵抗 R20 は、U1 上の FEEDBACK ピンに到達する前 に R20 と C4 の組み合わせによってフォトカプラ配線のノイズ干 渉がフィルタされるように、フォトカプラ U2 ではなく U1 の近く に配置します。C4 は、U1 の FEEDBACK ピン (ピン 4) の近傍に直接 配置します。 VCCH は、直列に接続された高電圧の超高速ダイオード及び 2.2 W 抵抗を通して待機電源に接続します。内部 LLC ローサイド MOSFET がオンになるたびに、このダイオード抵抗回路によって VCCH バイパ ス/ストレージ コンデンサが充電されます。抵抗によって瞬間的な ピーク充電電流が制限されます。図 8 の R6 と D1 を参照してくだ さい。 G ピン 図 5. IC の信号ピンに対するバイパス コンデンサの配置 図 6. 2 つのグラウンドを接続するハイライト表示された ジャンパーを用いた円形パッドを使用した 場合の LCS レイアウト 7 www.powerint.com Rev. E 08/12 LCS700-708 小信号バイパス コンデンサ 図 5 を参照し、FEEDBACK ピン、DT/BF ピン、IS ピン、VREF ピン、 OV/UV ピン、及び VCC ピンの小信号バイパス コンデンサの位置 (ハイライト表示) に注意してください。これによって、ピン接続と GROUND ピンへの配線が短くなります。基板の GROUND ピン と SOURCE ピンまたは B- バスの間は接続されていないことに 注意してください。 図 7. VCCH バイパス コンデンサ 図 8 を参照し、VCCH コンデンサ (ハイライト表示) の位置に注意 してください。これによって、HB ピン及び VCCH ピンへの接続が 短くなります。 ドレイン ― ソース間高電圧バイパス コンデンサ 図 9 を参照し、IC に配置された B+ から B- への高電圧バイパス コンデンサ (ハイライト表示) の位置に注意してください。これによっ て、D ピン及び S ピンへの基板配線の長さが最小になります。 フォトカプラの推奨される配線及び FEEDBACK ピンに接続された配線 図 8. VCCH コンデンサの配置 8 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 ブートストラップ回路及び HB ノード レイアウト 図 10 を参照し、ブートストラップ ダイオード、コンデンサ、抵抗、 及び HB 配線の位置に注意してください。目的はフィードバック フォトカプラなどの小信号部品及び配線から離しておくことです。 低電圧回路への dv/dt (容量性) カップリングが増加するため、こ のノードで基板配線の領域を不必要に増やさないでください。 トランスの二次側 トランス二次ピン、出力ダイオード、及びメイン出力コンデンサは、 まとめて短く密に配線する必要があります。これは二次電流の対称 性及び出力ダイオードの逆電圧ストレスを最小にするために重要で す。セラミック コンデンサを使用するとトランス二次ピンと出力ダ イオードの間に配置することができ、最適なレイアウトが可能にな ります。図 11 を参照してください。二次巻線の半分はボビンに巻く 前に編み合わせる必要があります。これによってそれらの間の漏れ インダクタンスが最小化され、電流の対称性が大幅に改善され、出 力ダイオードの逆電圧ストレスが最小になります。2 出力設計の場 合、それぞれの出力の半巻線を編み合わせる必要があります。 ドレイン ソース 図 9. B+ 及び B- 高電圧バイパス コンデンサの配置 9 www.powerint.com Rev. E 08/12 LCS700-708 トランスの一次 ハイサイド 図 10. ブート ストラップ ダイオード、 コンデンサ、抵抗、及び高電圧配線の配置 二次側 出力 整流器 コンデンサ センター タップ 二次側 図 11. ループ エリアを最小化及び均等化する、 トランス二次ピンと出力ダイ オード間のコンデンサの配置 10 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 重要な設計の詳細 LLC コンバータは可変周波数共振コンバータです。入力電圧が低 下すると、出力レギュレーションを維持するために周波数を低下さ せる必要があります。通常、負荷が軽減されると周波数が上昇し ます。コンバータが直列共振周波数で動作している場合、周波数は 負荷が変わってもほとんど変わりません。最小動作周波数は、最 大負荷で停止電圧 (最小入力電圧) 時に発生します。 動作周波数の選択 コストを最小限に抑え、銅線の使用を最小限にしてトランスのサイ ズを最小にするために、定格動作周波数を 250 kHz までにするこ とを推奨します。これによって、特に出力電圧が高い場合 (12 V 以 上)、電解コンデンサの代わりに低コストのセラミック出力コンデン サを使用できます。コア、ボビンの 250 kHz 動作で想定した漏れ インダクタンスが大きすぎる場合、180 kHz での動作でも優れた 性能を実現できます。250 kHz での効率の最適化のために、一次 巻線に AWG #44 (0.05 mm) リッツ線、二次巻線に AWG #42 (0.07 mm) リッツ線を推奨します。銅損が増大して効率が低下し ますが、ゲージが太い低コスト リッツ線も使用できます。非常に 低い周波数 (60 ～ 70 kHz) ではリッツ 線径 (AWG #38 または 0.1 mm) が最適ですが、トランスが非常に大きくなり、長いリッツ 線が必要になります。 定格動作周波数が 130 kHz と低い場合、損失を軽減するために、 PC44 または同等のコア材料を使用することが推奨されます。こ のトランス設計で、(より小さい共振コンデンサに取り替えることに より) 周波数を上げると (低下した AC 磁束密度 BAC のために) コ ア損失軽減、銅損増大、コア損失は、周波数よりも磁束密度が大 きく影響します。周波数が増加すると、渦電流の損失により銅損 が増大します。 300 kHz を超える定格動作周波数では、銅線の渦電流損失の増 加や、一次側転流時間 (ZVS 移行時間) の割合が大幅に増加する ため、効率が大幅に低下し始めます。これによって、電力が二次に 転送される時間の割合が少なくなります。 共振タンク及びトランス設計 設計プロセス全体で役立つ PIXls HiperLCS 計算シートの使用方法 については、アプリケーション ノート AN-55 を参照してください。 一次インダクタンス HiperLCS の最適なパワー伝送部設計では一次インダクタンスを 利用し、任意の定常状態で ZVS の消失を最小にします。非定常 状態での ZVS の消失は許容されます。一次インダクタンスを低下 させると、高い励磁電流が発生して ZVS 動作の範囲が増加します が、励磁電流の増加によって損失が増加し、効率が低下します。 初期設計に使用される一次インダクタンスの計算は、デバイスの サイズ、定格負荷、最小入力電圧、及び必要とする動作周波数に 基づきます。PIXls 計算シートに記載されています。LPRI は、一体型 トランスの一次インダクタンス (高い漏れインダクタンス) です。ま た、外付けの直列インダクタンスを使用する場合には、このインダ クタンスとトランス一次インダクタンスの合計です。 漏れインダクタンス パラメータ KRATIO は、次のような漏れインダクタンスの関数です。 K RATIO = L PRI - 1 L RES 推奨される KRATIO は 2.5 ～ 7 です。これによって漏れインダクタン スの許容範囲が決まります。 LRES は、一体型トランスの漏れインダクタンスです。直列インダク タを外付けで使用する場合は、このインダクタンスとトランスの漏 れインダクタンスの合計です。 低い KRATIO (高い漏れインダクタンス) は、最小入力電圧でのレギュ レーションが悪化し、漏れ磁束によりトランスの銅損が増加する 場合があります。高い KRATIO (低い漏れインダクタンス) では、当 然、広い範囲で ZVS 動作を実現しますが低入力電圧時にピーク 電流と RMS 電流が大きくなり、より低い一次インダクタンスが必 要です。これによって共振循環電流が増加し、効率が低下します。 設計者が使用できるコアとボビンの設計によって、漏れインダク タンスの調整範囲が制限される場合があります。幸い、比較的広 範囲な漏れインダクタンスの値でも優れた性能を実現できます。 KRATIO は、入力電圧の範囲でレギュレーションを維持するために LLC が動作する必要がある周波数範囲に直接影響します。KRATIO を 増加させると、この周波数範囲が増加し、fMIN が低下します。 より高い通常動作時の BAC で動作させるような低い波数設計で は、低い fMIN が問題になることがあります。これによって、fMIN で動 作する時にコアが飽和する場合があります。fMIN での動作は、入 力電圧が最小限 (入力停止) の場合に発生します。 外付け共振インダクタの設計では、範囲の下側でインダクタンスを 動作させると (KRATIO = 7) インダクタのサイズとコストが最小にな ります。 漏れインダクタンスの調整 分割ボビン (一次と二次に分割) は一般に LLC コンバータに使用 されます。一次巻線と二次巻線の両方を (巻線比を維持しながら) 増減すると、一次巻線の 2 乗に比例して漏れインダクタンスが変 化します。 漏れインダクタンスが高すぎる場合に考えられる解決策の 1 つ は、3 分割のボビンを使用することです。この場合、二次は中央部 にあり、一次巻線は直列に接続された 2 つの部分に分割されます。 最終的に、漏れインダクタンスが低すぎる場合は、外付けインダク タを追加できます。 11 www.powerint.com Rev. E 08/12 LCS700-708 共振周波数 直列共振周波数は、LRES、CRES、及び共振コンデンサの関数です。 LRES の任意の値について、必要な直列共振周波数 fRES に対して CRES の値を調整できます。効率の最適化のために、共振周波数 は定格入力電圧で目標の動作周波数の近くに設定されます。 動作周波数及び周波数の比率 共振周波数に対する動作周波数の比率 fRATIO は次のように定義さ れます。 fRATIO = fSW fRES fRATIO = 1 は、コンバータが直列共振周波数で動作することを示し ます。 fRATIO の主要な決定要因は、トランスの巻数比です。一次巻線を増 やすと、同一の入出力電圧において fRATIO が低下します。 定格入力電圧で推奨される fRATIO は 0.92 ～ 0.97 です。出力ダイ オードの選択を考えない場合、多くの場合、共振での動作によって 共振パワー伝送部についての効率が最大になります。ただし、共 振をわずかに下回って動作すると (ダイオードは不連続動作モー ドになります)、低電圧ダイオードまたは同期整流 MOSFET を使 用できます。これによって損失が軽減され、全体の効率は向上し ます。これは、高入力でコンバータが共振を上回って動作する必要 がある場合、ダイオードは浅い連続モードで動作し、整流電流値 が小さいため、寄生インダクタンスによる電圧スパイクは小さくな ります。(寄生インダクタンスは、二次側の漏れインダクタンスと、ダイ オード、出力コンデンサ間の寄生インダクタンスで構成されます)。 反対に、非常に低い fRATIO (0.8 未満) で動作すると、RMS 及びピー ク電流が高くなります。場合によっては、低い電圧定格、低い VF 整流ダイオードを使用できるため、最適な設計となることもあり ます。高入力電圧時でも連続動作モードで動作せず、低い電圧定 格を可能にする電圧スパイクが発生しません。 LLC ハーフブリッジ コンバータは、次の式が成り立つ場合に共振 で動作します。 VIN 2 VOUT = n EQ ここで、nEQ はトランス等価回路の巻数比です。一体型トランスの nEQ は物理的な巻線比 NPRI/NSEC よりも低いことに注意してくださ い。二次巻線はそれぞれの二次巻線の半分のものです。上記の式 の VOUT は、出力電圧 + ダイオード降下に等しくなります。除数「2」 はハーフブリッジ構成のためです。それぞれのハーフサイクルは、そ れぞれの二次の半分に対する入力電圧の半分が導通します。 共振コンデンサまたはインダクタンス値が変更された場合、スイッ チング周波数と共振周波数の両方が変わりますが、fRATIO はほとん ど変わらないことに注意してください。 通常設計では、LLC が共振点で動作する入力電圧を VINPUT(RESONANCE) とします。この電圧を下回ると、LLC は (共振点を下回る) 低い周 波数で動作します。そのため、定格入力電圧で推奨される fRATIO ≈ 0.95 では、VINPUT(RESONANCE) は定格電圧よりもわずかに高くなります。 可変定格入力電圧の設計 (PFC プリレギュレータがないなど) で は、VINPUT(RESONANCE) が最大と最小の入力電圧の中間付近になるよう に最初の巻数比を設定することが推奨されます。可変出力電圧の 設計 (定電流安定化出力など) では、最小と最大の出力電圧の中間 点で LLC が共振で動作するように最初の巻数比を設定すること が推奨されます。 デッドタイムの選択 HiperLCS を使用する設計の大部分は、電力及び動作周波数に関 わらず、290 ～ 360 ns のデッドタイムで正常に動作します。低い VBROWNOUT を要求する設計では、より短いデッドタイムが必要にな る傾向があります。 デッドタイムの設定は、低入力/最大負荷 (低周波数) と最小負荷/ 高入力 (高周波数) の条件の間で調整されます。低入力/最大負荷 の動作では最適なデッドタイムは短くなりますが、最小負荷/高入 力では最適なデッドタイムは長くなります。 低入力/最大負荷の動作の最適値よりも長いデッドタイムの設定 は、ZVS の部分的な消失があり、定常状態の動作時に条件が発 生しない場合に許容されます。つまり、保持時間などの過渡条件 でのみ発生する場合です。定常状態の動作時に ZVS の消失があ る動作は内部電力消費が高くなるため、回避する必要があります。 高入力/最小負荷の動作の最適値よりも短いデッドタイムの設定 は、フィードバック信号を弱め、HiperLCS を強制的に バースト モードにする傾向があります。これが許容されるのは、結果として 発生するバースト モード動作が許容できる場合です (つまり、繰り 返しにより音鳴りが発生せず、大きなトランジェントが許容できる 場合です。この場合、HiperLCS はバースト モードに入ったり終了 したりします)。PFC プリレギュレーション フロントエンドでは、負 荷ダンプ (100 ～ 1% の負荷ステップ) は過渡入力電圧条件を一 時的に示すだけであることに注意してください (たとえば、LLC 段 への入力電圧は 380 V から 410 V に増加し、比較的ゆっくりと 380 V に戻ります)。バースト スレッシュホールド周波数設定は、設 計者がバースト モードを調整するために使用できる別の方法であ ることにも注意してください。 OV/UV ピン 入力 (B+) 電圧を監視する HiperLCS OV/UV ピンには、起動 (ターン オン) スレッシュホールド (VSD(H)) の定格 79% の停止シャットダウン スレッシュホールド (VSD(L)) があります。これは定格 2.4 V です。過 電圧 (OV) 検出シャットダウン スレッシュホールド (VOV(H)) は起動 スレッシュホールドの定格 131%、及び OV リスタート ポイント (VOV(L)) の定格 126% です。これらのスレッシュホールドの比率は 固定され、出力電圧設定ポイントが固定された PFC プリレギュレ ーション フロントエンドの設計で最大限活用するために選択され ます。抵抗分割回路の比率は、起動ポイントが常に PFC 出力設定 ポイントを下回り、部品の公差を含めて OV リスタート (下側) ス レッシュホールドが常にそれ以上にあるように選択する必要があ ります。 保持時間中は電圧が定格値から停止スレッシュホールドまで低下 し、HiperLCS はスイッチングを停止します。 12 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 最小保持容量に対して選択された ピン抵抗分割回路を有効にする 最小必要 LLC ゲインに対して選択された ピン抵抗分割回路を有効にする 495 V VOVH 475 V 385 V 376 V VOVL 436 V VOVH 418 V 385 V VSDH 331 V 298 V VOVL VSDH VSDL 262 V VSDL 200 V 200 V PI-6154-113010 図 14. 385 V 定格入力電圧の OV/UV ピン電圧スレッシュホールド (分割回路の最小及び最大比率で) 入力電圧が可変であり (たとえば、PFC プリレギュレータがない など)、変動が 24% を超える場合、OV スレッシュホールドは抵抗 分割回路の外付け回路で増加させる必要があります。VBROWNOUT を デフォルトの比率よりも低くする必要がある場合は、外付け回路 も必要です。 VREF RFMAX 図 14 の左側の例では、起動スレッシュホールドが VPFC 設定ポイン トの 385 V のすぐ下の 376 V になるように抵抗分割回路が設定さ れます。OV シャットダウン スレッシュホールドは 495 V です。これ によって、デバイス最大 VDS 定格の 530 V に対して十分なマージン が与えられます。これによって必要な最小 LLC ゲインが最小化さ れ、停止電圧時のピーク電流が最小になります。図 14 の右側の例 では、OV リスタート スレッシュホールドは VPFC のすぐ上の 418 V に設定されます。これによって、同一の整流コンデンサの値に対し て保持時間が最大になります。 OV/UV ピンには、ピンオープン異常状態を検出するための内蔵 5 MW プルダウンがあります。 OV/UV ピン分割回路に推奨されるプルダウン抵抗値は 20 ～ 22 kW です。抵抗値が非常に大きいとピン プルダウン電流が精度に影響 し、値が小さいと電力損失が増加します。 DT/BF ピン VCC が印加された後 500 µs の間、高インピーダンス モードに 入り、DT/BF ピンによって電圧分割回路の比率が検出されます。 HiperLCS でスイッチングが開始される前にピン電圧が検出され ます。図 15 を参照してください。 選択できるバースト スレッシュホールド設定は 3 つあります (こ れによって、バーストの開始及び停止スイッチング周波数が決まり ます。テーブル 3 を参照)。 適切な選択を行うには、テーブル 3 に従って RFMAX に対する RBURST の比率を設定します。 RBURST GND PI-6460-051811 図 15. DT/BF ピン分割回路 バースト スレッシュホールド検出後、DT/BF ピンは通常モードで 動作し、電流を吸い込みます。これは、定格 0.66 V 及び 1.1 kΩ のテブナン等価回路が付いたダイオード接地と等価です。抵抗分 割回路からピンへの電流によって、デッドタイム及び最大周波数 fMAX が決まります。デッドタイムと fMAX の関係は固定であり、およ そ次のようになります。 fMAX ^kHz h = 270000 Dead - Time ^nsh DT/BF ピン電流と fMAX の関係、及びスイッチング周波数対 FEEDBACK ピン電流 (同じ特性を示す) を図 16 に示します。 バースト モード開始/停止周波数スレッシュホールドは fMAX の固 定の分数で、DT/BF ピンの抵抗分割回路の比率によって設定され るバースト スレッシュホールド設定によって決まります。 19 バースト スレッシュ ホールド設定 fSTART/fMAX fSTOP/fMAX 2 9 1 7/16 8/16 3 5.67 2 6/16 7/16 3 5/16 6/16 バースト スレッシュホールド RBURST / RFMAX 1 テーブル 3. DT/BF バースト スレッシュホールド選択テーブル VCC が停止するまでバースト スレッシュホールド設定が保存され ます。 テーブル 4. fMAX の比率としての名目バースト開始/停止周波数 13 www.powerint.com Rev. E 08/12 500 PI-6150-052011 450 400 350 400 電流 (µA) fSTART (kHz) 300 250 200 350 300 150 250 100 200 50 150 250 0 0 200 400 600 800 図 16. 図 18. FEEDBACK ピン電流と DT/BF ピン電流対周波数 RFMAX を簡単に選択するには、図 17 の選択カーブを参照してくだ さい。 RFMAX (kΩ) PI-6458-051911 11.0 10.0 9.0 8.0 7.0 6.0 5.0 250 300 350 400 デッドタイム (ns) 450 450 デッドタイム (ns) 異なるバースト スレッシュホールド設定 (BT1、BT2、BT3) の fSTART (下側のバースト スレッシュホールド周波数) 対デッドタイム設定 fSTOP / fSTART 1 1.14 2 1.17 3 1.20 fSTOP /fSTART の比率対バースト スレッシュホールド選択 通常バースト モード時、周波数は fSTART から fSTOP に上昇し、その 後スイッチングが停止し、サイクルが繰り返されます。 推奨される最小デッドタイムは 275 ns であるため、最大 fMAX 設 定は 1 MHz です。 BT1 BT2 BT3 400 バースト スレッシュホールド 設定 テーブル 5. fMAX は、HiperLCS のオートリスタート サイクルがオフになってい るか、スイッチングの前の起動ディレーである場合に内部カウンタ が動作する周波数です。 13.0 350 fSTART に対する fSTOP の比率は固定であり、バースト スレッシュホー ルド設定に依存します (テーブル 5 を参照)。 たとえば、BT2 が選択され、f MAX が 800 kHz である場合は、 fSTART = 300 kHz、fSTOP = 350 kHz です。通常の動作時に負荷が軽 減されて周波数が 350 kHz に上昇した場合、スイッチングは停止 します。これによって、出力電圧が低下し、フィードバック ループ の FEEDBACK ピン電流が減少します。電流が 300 kHz に対応す る値に減少すると、スイッチングが開始され、サイクルが繰り返さ れます。ただし、起動モードでは、出力は fSTOP と fMAX の間の周波 数 (上記の例では 250 ～ 800 kHz) でスイッチングできます。スイッ チング周波数が fSTOP を下回ると起動モードが終了し、フィードバッ ク ループが fSTOP を超えるスイッチング周波数を発生させようとす る場合、HiperLCS は続いてバースト モードに入ります。 12.0 300 1000 発振周波数 (kHz) 図 17. BT1 BT2 BT3 450 PI-6457-051911 LCS700-708 FEEDBACK ピン FEEDBACK ピンは電圧レギュレーション フィードバック ピンで す。このピンは 0.65 V 及び 2.5 kΩ の通常のテブナン等価回路で す。通常の動作では電流が低下します。オートリスタートのオフ時 及び起動前のクロック遅延時には、ソフトスタート コンデンサを放 電するために内部で VREF に引き上げられます。ピンに流入する電 流によってスイッチング周波数が決まります。電流が大きくなると 周波数が高くなるため、LLC 出力電圧は減少します。標準的な応用 例では、VREF ピンに接続されたフォトカプラは、抵抗回路を通し て FEEDBACK ピン上で引き上げられます。フォトカプラは、出力の 上昇とともに増加する FEEDBACK ピン電流を供給するように構 成されます。フォトカプラ、FEEDBACK ピン、及び VREF ピンの間 の抵抗回路によって、カットオフから飽和までにフォトカプラが指 定できる最小及び最大の FEEDBACK ピン電流 (さらには最小及 び最大の動作周波数) が決まります。この回路には、ソフトスター ト タイミング コンデンサ CSTART (図 19) も含まれます。 この回路によって設定される最小周波数は、最小入力電圧のパワー 伝送部に必要な周波数を下回る必要があります。図 19 では、これ は RFMIN と RSTART の合計によって決まります。FEEDBACK ピン電 流は、フォトカプラのカットオフが発生した場合、これら 2 つの抵 抗によって決まります。CSTART は、通常の動作時には無視できます。 500 起動周波数を決定する RSTART と、バースト モード起動 (下側) スレッ シュホールド周波数の fSTART を混同しないでください。 3 つの異なるバースト スレッシュホールド設定の RFMAX 対デッドタイム 14 Rev. E 08/12 www.powerint.com 500 10 µs / div バースト デューティ ≈ 50% 3.4 V VREF CSTART RFMIN RSTART D1 FB CFB 4.7 nF U1B IPRI VHB 850 ns / div ROPTO RLOAD GND ZVS の著しい消失 ~850 kHz PI-6118-051711 図 20. fMAX でのバーストは、ZVS の消失による多大な内部放熱を発生 させるので避ける必要があります 追加の負荷抵抗があるフィードバック回路 抵抗 RLOAD によってフォトカプラに負荷がかかり、バースト モード 時に大振幅過渡応答が高速化されます。推奨される値は 4.7 kΩ までです。フォトカプラのカットオフが発生した場合、ダイオード D1 によって RLOAD が RFMIN に負荷をかけるのを防ぎます。ダイオー ド D1 を省略し、抵抗値を組み合わせて必要な fMIN を実現するこ とはできますが、結果として公差は不十分になります。抵抗 ROPTO によって PSU の ESD 及びサージの耐性が改善されます。また、バ ースト モード出力リップル電圧も改善されます。フォトカプラが飽 和し、FEEDBACK ピンが 2.0 V である場合、最大値は FEEDBACK ピン電流が DT/BF ピン電流に等しくなるようにする必要がありま す (PIXls HiperLCS 計算シートを参照)。これは、フィードバック ルー プでスイッチング周波数が fSTOP を下回ることができなかったため に HiperLCS が起動モードを終了しない場合、fMAX でバーストして 軽負荷で制御できるようにするためです。ただし、fMAX でのバースト は、ZVS の消失による多大な内部放熱を発生させる可能性がある ので避けるように注意してください。図 20 を参照してください。 コンデンサ CSTART は、停止電圧時最大負荷において測定されるピ ーク電流を少し下回るピーク電流が、起動時に 7 サイクル連続で 示すように最小値を規定します。値を大きくすると、起動が低速に なり、更に大きくすると、f STOP に到達しない可能性が大きくなり ます。これが HiperLCS が高入力及び最小負荷で起動した場合に 起動モードの終了を妨げて、fSTART と fSTOP の間ではなく fMAX で HiperLCS をバーストさせることになります。 300 PI-6151-060911 起動時の FEEDBACK ピン電流は、CSTART の電圧がゼロになるた め、RSTART の値によって決まります。最小起動ピーク電流では、起 動スイッチング周波数が fMAX から開始されるように、この電流を DT/BF ピン電流に一致させるか、わずかに超過させる必要があり ます。RSTART の結果の値は、DT/BF ピンのプルアップ抵抗の値より も約 10% 低くなります。CSTART が充電されると周波数が下降しま す。RSTART が fMAX で起動するよりも小さい場合は、起動スイッチン グの前に更に余分にディレーが発生します。PIXls HiperLCS 計算シ ートを参照してください。 100 RFB (kΩ) 図 19. PI-6463-060711 LCS700-708 50 20 10 4 20 50 100 200 500 1000 発振周波数 (kHz) 図 21. VREF から FB への外付け抵抗対周波数 RFMIN と RSTART を計算するには、周波数に対して FEEDBACK ピン から VREF ピンへの定格抵抗を記述した次の式を使用します。 R FB = 3574 f ^0.6041 + 0.1193 # LOG^ f hh ここで、RFB の単位は kΩ、f の単位は kHz です。 fMAX での起動を示す RSTART の最小値を計算するには、デッドタイム と fMAX に関する式から f = fMAX として上記の式を使用します。 fMIN を設定するには、f = fMIN × 0.93 で上記の方程式を使用します。 この方程式で、最悪条件時の周波数公差が -7% になるにもかかわ らず、0.93 によって、発振周波数が fMIN を下回ることが可能であり、 VBROWNOUT のレギュレーションが保証されることが確認されます。 RFB に対するその算出値を使用して、RFMIN を計算します。 R FMIN = R FB - R START RFMIN と RSTART の和によって fMIN が決定されます。 15 www.powerint.com Rev. E 08/12 LCS700-708 起動及びオートリスタート 起動時とオートリスタートがオフになっている間は、内部で FEEDBACK ピンが VREF ピンまで引き上げられます。これによ り、ソフトスタートに備えて、出力 MOSFET がオフに保たれ、ソフト スタート コンデンサが放電されます。 起動時に、この状態は周波数 fMAX で 1024 クロック サイクルの間 保持されます。オートリスタートがオフの時、または VCC が UVLO スレッシュホールドを上回っている間に OV/UV または IS ピンがト リガされる場合、この状態は 131,072 クロック サイクルの間保持 されます。 1024 または 131,072 サイクルの後 (場合によっては)、HiperLCS が 内蔵プルアップ トランジスタをオフにし、ソフトスタート コンデン サの充電が始まり、出力 MOSFET が fMAX でスイッチングされ、 FEEDBACK ピンの電流が減少し、発振周波数が低下し始め、出力 電圧が上昇します。 PI-6471-052411 6 A 4 B 80 70 一次電流 0 50 -2 40 -4 30 -6 20 出力電圧 -8 10 -10 0 0 0.5 1 1.5 2 2.5 3 3.5 4 ボルト (V) 60 2 アンペア (A) 4.7 nF デカップリング コンデンサ CFB (図 19 を参照) と FEEDBACK ピンから提供された 2.5 kΩ の入力抵抗を併用すると、LLC 伝達 関数でポールが形成されることに注意する必要があります。これに より、フィードバック ループに大幅な位相の遅れが追加されます。 クロスオーバー周波数 3 kHz を使用した 250 kHz 設計の標準値 は 4.7 nF です。ループの不安定さを防ぐには、4.7 nF コンデンサ の値をあまり増加させないでください。もう一方で、FEEDBACK ピンのバイパス容量不足または不適切なレイアウトは、デューティ サイクルの非対称を招く可能性があります。 4.5 5 時間 (ms) 図 22. 標準的な起動波形。初期電流スパイク 「A」に注目し、1 サイクル カレント リミットを下回っていることを確認します。高い fMAX は電流スパイクを減少 させる。サイズピーク 「B」が最大負荷時のピーク電流 VBROWNOUT を下回る ようにソフトスタート コンデンサ容量を設定します。 FEEDBACK ピンのカレント リミットは、DT/BF ピンへ流れる電流 のカレント リミットと等しくなります。これにより、起動時にソフト スタート コンデンサを充電する最大電流が制限されます。RSTART が起動時に FEEDBACK ピン電流と DT/BF ピン電流を一致させ る値よりも小さい場合、追加のディレーが発生します。CSTART はカ レント リミットで充電され、FEEDBACK ピンの電圧が 2.0 V 以下 に下がった時だけスイッチングが開始されます。したがって、設計者 は必要に応じて起動ディレーを追加することができます。 IS ピン IS ピンには、定格 0.5 V と定格 0.9 V の 2 つのスレッシュホール ドがあります。IS ピンは低い負の電圧及び電流を許容できるの で、ピーク検出器または整流回路は必要ありません。このピンに は、グランドへ逆接続したダイオードの等価回路があり、5 mA の 最大負電流を許容することができます。一次電流は、一次 B- 基準 電流センス抵抗の回路、またはコンデンサ電流分割と電流センス 抵抗を組み合わせた回路によってサンプリングされます。負電流を 5 mA に制限するために、センス抵抗と IS ピンの間に最小値 220 Ω のカレント リミット抵抗が必要です。指定された RC ポール周波 数に対して、最小値を使用すると、IS ピン バイパス コンデンサの 値が最大化するので、ピン ノイズが除去されます。IS ピンで 7 つ の連続パルスが 0.5 V を超える場合、IS ピンによりオートリスター トが起動します。単一パルスが 0.9 V を超える場合も、同様にオート リスタートが起動します。最小のパルス検出時間は定格 30 ns で す。つまり、パルスは、30 ns より長い間スレッシュホールド電圧を 上回る必要があります。 ソフトスタート コンデンサへの充電が続くと、RSTART と FEEDBACK ピンを流れる電流が低下し、スイッチング周波数が減少します。出 力電圧が上昇して、フィードバック ループが閉じた時に、フォトカプ ラが導通し、スイッチング周波数と出力電圧の制御が開始されます。 図 23 の「コンデンサ分割」回路は、消費電力を削減し、単純な抵 抗によるセンス回路により効率が向上します。メインの共振コンデン サ C11 とセンス コンデンサ C12 の 2 つは、電流分割を形成しま す。C12 からの一次電流の一部は次の通りです。 たとえば、fMAX = 800 kHz については、VCC 起動後の起動ディレー は 1.3 ms です。IS または OV/UV ピンが動作した場合、再起動デ ィレー 164 ms でオートリスタートが動作開始します。 リモートオフ リモートオフを動作させるには、OV/UV ピンをグランドに引き下げ るか、0.9 V を超えるように IS ピンを引き上げます。いずれの場合 も、131,072 サイクル リスタート サイクルが動作します。VCC を引 き下げてデバイスを停止することもできますが、引き上げた場合、 FEEDBACK ピンが VREF ピンへ引き上げられ、1,024 fMAX クロッ ク サイクルだけソフトスタート コンデンサが放電されます。このス キームを使用する場合、設計者は VCC が引き下げられる時間に 1,024 サイクルを加えた時間がソフトスタート コンデンサの放電に 十分であることを確認する必要があります。そうしない場合は、 下 側の開始周波数が過電流保護を動作させる可能性がある大きな一 次電流を発生させない値であることを確認します。 C12 C11 + C12 その結果、IS ピンの電圧は次の方程式の結果に等しくなります。 IP # C12 C11 + C12 # R11, この IP は、HB ピンからトランスの一次回路を流れる一次電流で す。センス コンデンサの電流は、センス抵抗 R11 を通過します。 抵抗 R11 は、カレント リミットを調整する主要な方法です。R11 上の信号である AC 電圧は、ローパス フィルタ R12 及び C7 を 通過し、IS ピンに到達します。R11 は、SOURCE ピンではなく、 GROUND ピンに戻されることに注意してください。 16 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 24.1 24.0 400 300 200 100 0 LLC トランス 0 HB ピン 図 25. C12 47 pF 1 kV C11 6.8 nF 1 kV ISピン C7 GROUND 220 pF ピン R12 1 kΩ R11 24 Ω S ピン PI-6161-093010 図 23. 24.1 23.9 HB 電圧 (V) 400 300 200 100 出力リップル電圧 (V) 24.0 0 バースト繰り返し率 図 24. 50 図 24 に示したバースト パルス モードの最初のいくつかのスイッチング サイクルの拡大図。最初の 2 サイクルは、ハイサイド ドライバがまだオン になっていないことを示しています。最初のいくつかのサイクルのスイッ チング周波数は、 この場合、335 kHz の fSTART です。出力のリンギングは出 力フィルタに起因します。 バースト パルス モード開始時の初期出力リップル スパイクが無視 される場合、出力リップルがのこぎりの歯のようになります。図 24 の出力リップル波形を参照してください。HiperLCS がスイッチング する時、出力が上昇します。HiperLCS がスイッチングを停止する 時、出力が低下します。フィードバック ループが周波数 = fSTOP を 命令しているので、のこぎりの歯の頂点でバースト パルス モードが 終了します。フィードバック ループが周波数 = fSTART を命令してい るので、のこぎりの歯の底でバースト パルス モードが開始されま す。したがって、バースト モード制御は、のこぎりの歯の頂点と底 がフィードバック ループ ゲインによって一定になっている自動復 帰型コントローラに似ています。のこぎりの歯の下り部分では、出 力コンデンサが単に次の dv/dt で負荷に放電しています。 ここでは、I = 負荷電流です。C は合計出力容量です。 PI-6468-062811 50 25 時間 (µs) I = C # dv dt コンデンサの分割電流センス回路 0 23.9 HB 電圧 (V) バースト モード動作と調整 バースト モードは、図 24 に示されているような標準波形を生成し ます。バースト パルス モード時に、スイッチング周波数が fSTART か ら fSTOP に上昇します。 PI-6469-062811 出力リップル電圧 (V) 推奨される直列抵抗の値 220 W とバイパス コンデンサは、ロー パス フィルタを形成します。そして、その時定数が定格動作周波 数で電流センス信号の大幅な減衰を招かないようにする必要があ ります。減衰の影響は、起動時の電流波形の最初のパルスに対し て最大になります。さらに、短絡テストの際の適切なシャットダウン にも影響を与える可能性があり、通常、7 サイクル カレント リミッ トで動作します。密結合プローブを IS ピン バイパス コンデンサ に配置し、波形を一次電流と比較します。 100 時間 (ms) バースト モードの標準波形。無負荷時の 24 V / 150 W HiperLCS 設計。 初期スパイク (丸く囲んである) 値は後段フィルタ電解コンデンサ ESR によって異なります。 のこぎりの歯の上り部分は、パワー伝送部よって流れる電流と負荷 によって消費される電流との差異に左右されます。所定の設計で は、上り部分は入力電圧に比例して増加します。 バースト繰り返し率 (周波数) は負荷に比例して増加します。パワー 伝送部が fSTOP を下回る周波数で制御できるポイントに負荷が達 すると、バーストが停止します。負荷電流が低下すると (大きな負 荷により)、周波数が増加し、負荷電流が fSTOP に達すると、バース トが開始されます。 標準的な設計では、定格スイッチング周波数よりも少なくとも 20 ～ 40% 高い fSTART を選択する必要があります。図 18 に、 fSTART とデッドタイムの関係を示します。テーブル 5 に、fSTOP の fSTART に対する比率とバースト スレッシュホールド設定数を示します。 場合によっては、fSTART と fSTOP を変更するために、設計者がデッド タイムをわずかに変更することを選択する場合があります。一部 の設計では、無負荷時に定格入力電圧でバースト モードになる場 合があります。 17 www.powerint.com Rev. E 08/12 LCS700-708 PI-6470-062811 24.1 400 HB 電圧 (V) 23.9 300 200 100 出力リップル電圧 (V) 24.0 fSTART が高くなると、バーストが開始される負荷スレッシュホールド が下がり、入力電圧スレッシュホールドが上がり、バースト モード の出力リップルが小さくなりますが、バースト繰り返し率が増大し、 入力と負荷の一部の組み合わせでノイズが発生する場合がありま す。fSTART の選択は、HiperLCS がバースト モードを出入りする大 振幅過渡応答に影響を与えます。 0 -5 0 図 26. 50 100 時間 (µs) 図 24 に示したバースト パルス モードの最後のいくつかのスイッチング サイクルの拡大図。最後のいくつかのサイクルのスイッチング周波数 は、 この場合 (矢印)、383 kHz の fSTOP です。 スイッチングの停止後の VHB のリンギングは、MOSFET 容量と一次インダクタンスによる リンギング です。 18 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 絶対最大定格(6) 非繰り返し D または HB 電流(5) ................................................. ........................... VCC、VCCH = 11.5 V、TJ = 25 °C LCS700 ................................................... 5.2 A LCS701.....................................................7.7 A LCS702 ................................................. 10.3 A LCS703 ................................................. 12.9 A LCS705 ................................................. 19.3 A LCS708 ................................................. 30.9 A 非繰り返し D または HB 電流(5) .................................................. ........................ VCC 、VCCH = 11.5 V 、TJ = 125 °C LCS700........................................................ 4.2 A LCS701........................................................ 6.2 A LCS702........................................................ 8.3 A LCS703 ................................................. 10.4 A LCS705 ................................................. 15.6 A LCS708 ................................................. 24.9 A DRAIN ピン電圧 D(1) ........................................... -1.3 V ～ 530 V ハーフブリッジ電圧、HB(1) ............................. -1.3 V ～ D + 0.5 V ハーフブリッジ電圧スルー レート、HB ............................ 10 V/ns SUPPLY ピン電圧、VCC(1) 、VCCH(2) ................... -0.3 V ～ 17.5 V G ピン電圧(1) ....................................................... -0.3 V ～ 0.3 V IS ピン電圧(3) ...........................................-0.65 ～ VREF + 0.3 V DT/BF 及び FEEDBACK ピン電圧(3) ...........-0.3 ～ VREF + 0.3 V 熱抵抗 ジャンクションとケ-ス間の熱抵抗(1、3): LCS700 (qJC) ..................................... 7.6 °C/W LCS701 (qJC) ...................................... 7.0 °C/W LCS702 (qJC) .....................................6.6 °C/W LCS703 (qJC) .....................................6.2 °C/W LCS705 (qJC) .....................................5.9 °C/W LCS708 (qJC) .....................................5.5 °C/W ジャンクションとヒ-トシンク間の熱抵抗(1、2): LCS700 (qJH) .................................... 10.1 °C/W LCS701 (qJH) ......................................9.5 °C/W LCS702 (qJH) ...................................... 9.1 °C/W LCS703 (qJH) ......................................8.7 °C/W LCS705 (qJH) ......................................8.4 °C/W LCS708 (qJH) ......................................8.0 °C/W 最も高温のジャンクションと OT センサ-間の熱オフセット(1、2、4): LCS700 (ΔTJ-OT ) .................................4.6 °C/W パラメータ 記号 OV/UV ピン電圧(3) ....................................... -0.3 ～ VCC + 0.3 V ピン電流 (VREF 、OV/UV 、DT/BF 、FEEDBACK 、IS ) .......±100 mA ジャンクション温度 ........................................-40 °C ～ 150 °C(7) 保存温度 .........................................................-65 °C ～ 150 °C リード温度(4).....................................................................260 °C ESD グレード ( JESD 22 -A 114 -B 、HBM ).........................2 kV 注: 1. S に対する相対電圧。 2. HB に対する相対電圧。 3. G に対する相対電圧。 4. ケースから 1/16 インチの点で 5 秒間。 5. TJ が 100 °C を下回り、ドレイン電圧が 400 VDC 以下の場合、 1 サイクル ピーク電流は、t が 460 ns を下回る繰り返し最大 電流を超えることができます。 6. すべてのピンの絶対最大電圧定格はこの項に記載されており、 それは超えてはならない絶対最大条件です。最大動作電圧と絶 対最大定格の間の条件は頻繁に発生するものでは無く、短期間 に限定されます (一時障害条件など)。絶対最大定格は、製品の 製品の信頼性を保証するものではなく、超えた場合に製品に対 して直ちに損傷のリスクが生じる最大印加電圧のレベルのため のガイドラインです。 7. 絶対最大ジャンクション温度は、超えた場合にデバイスの損傷 (あるいは潜在的な破損) が発生する温度です。 LCS701 (ΔTJ-OT )..................................4.0 °C/W LCS702 (ΔTJ-OT ) .................................3.5 °C/W LCS703 (ΔTJ-OT ) .................................3.2 °C/W LCS705 (ΔTJ-OT ) .................................2.8 °C/W LCS708 (ΔTJ-OT )................................ ......2.5 °C/W 注: 1. 両方の電源スイッチはそれぞれ総電力の半分を消費します。 2. Thermalloy 社製の熱ペーストを均一に適用したアルミニウム ヒートシンクに取り付けられます。30 N を超える垂直抗力を 持つマウント クリップがパッケージの中心に適用されます。 3. ジャンクションとケース間の熱抵抗は、最も高温のジャンクション とパッケージの裏面中央で測定したケースの温度に基づきます。 4. 最も高温のジャンクションと過熱センサー間の温度差です。 条件 SOURCE = 0 V TJ = -40 ° C ～ 125 ° C(D) VCC = 12 V 、VCCH = 12 V 最小 標準 最大 単位 60 60 65 80 120 200 mA (特に指定がない場合) ハーフブリッジ オフ時電流 ブレークダウン電圧 IDSS BVDSS D から HB 、 または HB から S へと測定 TJ = 100 °C 、 VCC = 12 V 、 VCCH = 12 V 、 VD = 424 V LCS700 LCS701 LCS702 LCS703 LCS705 LCS708 C VCC = 12 V 、VCCH = 12 V 、250 mA 、TJ = 25 ° D から HB 、 または HB から S に対し測定 530 V 19 www.powerint.com Rev. E 08/12 LCS700-708 パラメータ 記号 条件 SOURCE = 0 V TJ = -40 ° C ～ 125 ° C(D) VCC = 12 V、VCCH = 12 V 最小 標準 最大 単位 (特に指定がない場合) ハーフブリッジ (続き) ブレークダウン電圧温度 係数 BVDSS(TC) D から HB 、 または HB から S に対し測定 RDS(ON) D から HB または HB から S に対し測定 VCC = 12 V、 VCCH = 12 V、 TJ = 25 °C RDS(ON) D から HB または HB から S に対し測定 VCC = 12 V、 VCCH = 12 V、 TJ = 100 °C ハーフブリッジ コンデンサ CHB 実効ハーフブリッジ コンデンサ。 0 V から 400 V へ、 ま たは 400 V から 0 V へ振幅する VHB、 注 A を参照 ダイオード順方向電圧 VFWD HB から D、 または S から HB に対し測定 TJ = 125 °C オン抵抗 オン抵抗 V/° C 0.2 LCS700, I = 0.8 A LCS701, I = 1.2 A LCS702, I = 1.6 A LSC703, I = 2.0 A LCS705, I = 3.0 A LCS708, I = 4.8 A LCS700, I = 0.8 A LCS701, I = 1.2 A LCS702, I = 1.6 A LCS703, I = 2.0 A LCS705, I = 3.0 A LCS708, I = 4.8 A LCS700 LCS701 LCS702 LCS703 LCS705 LCS708 LCS700, I = 0.8 A LCS701, I = 1.2 A LCS702, I = 1.6 A LSC703, I = 2.0 A LCS705, I = 3.0 A LCS708, I = 4.8 A 1.53 1.00 0.74 0.60 0.40 0.26 2.15 1.42 1.05 0.85 0.58 0.36 134 201 268 335 503 804 1.15 1.15 1.15 1.15 1.15 1.15 1.82 1.24 0.92 0.73 0.49 0.31 2.63 1.78 1.33 1.06 0.71 0.45 W W pF V 電源 VCC 供給電圧範囲 VCC 注 C 参照 11.4 12 15 V VCCH 供給電圧範囲 VCCH 注 C 参照 11.4 12 15 V 起動電流 ICC(OFF) 低電圧ロックアウト：VCC = 7 V 120 170 mA 制御電流 ICC(INHIBIT) VCC = 12 V 、OV/UV < VSD(L) 450 650 mA 2.8 3.3 3.8 4.2 5.4 7.4 2.4 2.9 3.3 3.7 4.8 6.8 5.2 5.8 6.5 7.1 8.8 11.8 4.6 5.2 5.8 6.4 7.9 10.7 VCC 動作電流 VCCH 動作電流 ICC(ON) 通常 VCC = 12 V 最大 VCC = 15 V (300 kHz で計測)、HB オープン 及び VD = 15 V ICCH(ON) 通常 VCCH = 12 V 最大 VCCH = 15 V (300 kHz で計測)、HB オープン 及び VD = 15 V LCS700 LCS701 LCS702 LCS703 LCS705 LCS708 LCS700 LCS701 LCS702 LSC703 LCS705 LCS708 mA mA 20 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 パラメータ 記号 条件 SOURCE = 0 V TJ = -40 °C ～ 125 °C(D) VCC = 12 V、VCCH = 12 V 最小 標準 最大 単位 (特に指定がない場合) VCCH 供給低電圧ロックアウト VCC 起動スレッシュ ホールド VUVLO(+) VCC が UVLO + を上回ると、デバイスは UVLO 状態を終了する。TJ = 0 ～ 100 °C 10 10.5 11.4 V VCC シャットダウン スレッシュホールド VUVLO(-) VCC が UVLO + を下回ると、デバイスは UVLO 状態になる。TJ = 0 ～ 100 °C 9.1 9.5 10.5 V VCC 起動/シャット ダウン ヒステリシス VUVLO(HYST) TJ = 0 ～ 100 ° C 0.7 1.0 1.2 V VCCH 起動スレッシュ ホールド VUVLO(H+) VCCH が UVLOH + を上回ると、 ドライバは UVLO 状態を終了する 8.2 8.5 8.9 V VCCH シャットダウン スレッシュホールド VUVLO(H-) VCCH が UVLOH - を下回ると、 ドライバは UVLO 状態になる 7.2 7.5 7.9 V VCCH 起動/シャットダ ウン ヒステリシス VUVLO(H)HYST 0.8 1.0 1.2 V 高電圧電源の低電圧/過電圧動作 OV/UV 過電圧シャットダ ウン スレッシュホールド VOV(H) 過電圧動作スレッシュホールド 129 131 133 % of VSD(H) OV/UV 過電圧回復ス レッシュホールド VOV(L) 過電圧復帰スレッシュホールド 124 126 128 % of VSD(H) OV/UV 低電圧起動ス レッシュホールド VSD(H) 低電圧起動スレッシュホールド 2.35 2.40 2.45 V OV/UV 低電圧シャットダ ウン スレッシュホールド VSD(L) 低電圧停止スレッシュホールド 77 79 81 % of VSD(H) OV/UV ピン入力抵抗 RIN(OVUV) G に対する OV/UV ピン抵抗 TJ = 25 ° C 4.0 5.0 6.0 MW OV/UV ピン入力抵抗 温度係数 RIN(OVUVTC) -0.4 %/° C リファレンス 基準電圧 VREF VREF ピンの電流源容量 IREF VREF 容量 CREF IREF = 4 mA VREF ピンで必要な外部カップリング 3.20 3.40 3.50 V 4 mA 1 mF LLC 発振器 周波数範囲 最小周波数制御の精度 最大周波数制御の精度 デューティ バランス デッドタイムB DT/BF 制御電流レンジ FRANGE 25 1000 kHz FMIN(ACC) RFB = 37.9 kW ～ VREF、180 kHz -5.0 5.0 FMIN(ACL) RFB = 154 kW ～ VREF、48 kHz TJ = 25 °C -7.5 7.5 FMAX(ACC) IFB = IDT/BF、RFMAX = 12.5 kW 、 FMAX = 510 kHz、TJ = 0 ～ 100 °C -7.5 7.5 % DLLC ハーフブリッジ波形のデューティの対称性、 CFB = 4.7 nF、CDT/BF = 4.7 nF、250 kHz 推奨レイアウトを使用 49 51 % tD RFMAX = 7 kW、RBURST = 39.6 kW IDT/BF 330 30 % ns 430 mA 21 www.powerint.com Rev. E 08/12 LCS700-708 パラメータ 記号 条件 SOURCE = 0 V TJ = -40 ° C ～ 125 ° C(D) VCC = 12 V、VCCH = 12 V 最小 標準 最大 単位 (特に指定がない場合) LLC 発振器 (続き) ISTOP1 スレッシュホールドは、バースト設定 BT1 の ソフトスタート モード終了時に適用される 52.0 ISTOP2 スレッシュホールドは、バースト設定 BT2 の ソフトスタート モード終了時に適用される 46.0 ISTOP3 スレッシュホールドは、バースト設定 BT3 の ソフトスタート モード終了時に適用される 39.0 IBURST(HYST) ISTART = ISTOP、IBURST(HYST) 以下 5 6.8 8 VBT1 バースト設定 BT1 を有効化するために、 起動時に必要な VDT/BF 93.5 95 96.3 VBT2 バースト設定 BT2 を有効化するために、 起動時に必要な VDT/BF 88.5 90 91.3 VBT3 バースト設定 BT3 を有効化するために、 起動時に必要な VDT/BF 83.5 85 86.3 RFMAX、RBURST、及び DT/ BF 上のデカップリング コンデンサの組み合わせ の時定数 RCDT/BF バースト モードの正しい設定を保証するた めに、 この時定数は指定した最大値を下回る 必要がある フィードバック最大電流 IFB IFB によって設定できる 最大制御周波数を決定する フィードバック制御 電流レンジ IFB IFB は、DT/BF への電流で制限される フィードバック仮想電圧 VFB FB 入力は、VFB と直列した RIN(FB) として表示 される、30 mA < IFB < IDT/BF 0.65 V フィードバック入力抵抗 RIN(FB) FB 入力は、VFB と直列した RIN(FB) として表示 される，30 mA < IFB < IDT/BF 2.5 kW ソフトスタート時のフィー ドバック入力抵抗 RFB(SS) ソフトスタートのディレー間隔、あるいは OV/ UV < VSD または OV/UV > VOV の時、FB 入力 は、VREF と直列した RFB(SS) として表示される 750 W LLC スイッチングを停止 する IFB スレッシュホールド IFB スレッシュホールド ヒステリシス バースト設定をプログラム する DT/BF 電圧 % of IDT/BF 100 100 15 % of IDT/BF % of VREF ms %IDT/BF 430 mA 過電流保護 高速過電流検出電圧 スレッシュホールド4 VIS(F) 低速過電流検出電圧 スレッシュホールド4 VIS(S) 7 LLC クロック サイクル デバウンス 過電流検出パルス幅 tIS 最小時間 VIS がサイクルごとに VIS(F)/VIS(S) を 上回ると、回路保護がトリガされる 0.855 0.905 0.955 V 0.455 0.505 0.555 V 30 ns 125 °C 過熱保護 過熱シャットダウン スレッ シュホールドA TOT 注： A. 標準値を参照して設計してください。 B. 共振 ZVS 条件における HB ピンでの標準的なデッドタイムです。 C. データ シート電力テーブルで指定された電力容量を達成するための VCC/VCCH 動作範囲です。 D. 動作は過熱シャットダウンで制限される場合があります。 22 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 標準パフォーマンス特性 PI-6181-022912 16 16 14 14 12 電流 (mA) 12 10 8 6 LCS700 LCS701 LCS702 LCS703 LCS705 LCS708 4 2 100 200 300 400 500 600 700 8 6 2 0 800 0 発振周波数 (kHz) 図 27. LCS700 LCS701 LCS702 LCS703 LCS705 LCS708 4 0 0 10 100 200 VCC 電流対発振周波数 図 28. PI-6183-022912 800 700 500 600 700 800 VCCH 電流対発振周波数 1200 LCS700 LCS701 LCS702 LCS703 LCS705 LCS708 1000 600 容量 (pF) 電力 (mW) 800 500 600 400 300 400 LCS700 LCS701 LCS702 LCS703 LCS705 LCS708 200 100 200 0 0 100 200 300 400 500 600 700 0 800 0 50 100 発振周波数 (kHz) 200 250 300 350 400 100 120 1.50 1.00 FMIN(ACC) でシフト 室温から (%) 1.60 1.40 1.20 1.00 .80 ハーフブリッジ小信号容量対ハーフブリッジ電圧 PI-6759-050812 図 30. 制御電源対発振周波数 1.80 .60 -40 150 ハーフブリッジ電圧 (V) PI-6758-050812 図 29. RDS(ON) (室温で正規値化) 400 発振周波数 (kHz) 900 0.50 0.00 -0.50 -1.00 -20 0 20 40 60 80 100 120 -1.50 -40 温度 (°C) 図 31. 300 PI-6184-112910 電流 (mA) PI-6182-022912 18 正規化 RDS(ON) 対温度 -20 0 20 40 60 80 温度 (°C) 図 32. 一般的な FMIN(ACC) シフト対温度 23 www.powerint.com Rev. E 08/12 LCS700-708 532 528 526 4.00 3.00 2.00 室温から (%) FMIN(ACL) でシフト BVDSS (室温で 530 V に正規化) 530 524 522 520 518 PI-6761-050812 PI-6760-050812 標準パフォーマンス特性 516 1.00 0.00 -1.00 -2.00 514 512 -40 -20 0 20 40 60 80 100 -3.00 -40 120 -20 0 20 2.00 5.00 -0.50 4.50 -0.50 -1.00 0 20 40 60 80 100 100 120 60 80 100 120 3.50 2.00 -40 120 -20 0 20 40 温度 (°C) 図 36. PI-6764-051412 一般的な FMAX(ACC) 対温度 3.45 3.44 3.42 3.41 3.40 3.39 3.38 3.37 3.36 一般的な RIN(OVUV) 対温度 50.5 50.4 デューティ バランス (%) 3.43 VREF (V) 80 4.00 PI-6765-050812 -20 温度 ( °C ) 50.3 50.2 50.1 50.0 49.9 49.8 49.7 49.6 -20 0 20 40 温度 (°C) 図 37. 60 一般的な FMIN(ACL) 対温度 2.50 -2.00 -40 3.35 -40 120 3.00 -1.50 図 35. 100 5.50 1.00 -0.00 80 6.00 RIN(OVUV) (MΩ) 室温から (%) FMAX(ACC) でシフト 1.50 60 PI-6763-051412 図 34. 正規化 BVDSS 対温度 PI-6762-050812 図 33. 40 温度 (°C) 温度 (°C) 一般的な VREF 対温度 60 80 100 120 49.5 -40 -20 0 20 40 温度 (°C) 図 38. 一般的なデューティ バランス対温度 24 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 475 470 465 PI-6767-050812 PI-6766-050812 標準パフォーマンス特性 1.050 1.030 正規化 ICC(ON) ICC(INHIBIT) (µA) 460 455 450 445 440 1.010 0.990 0.970 435 430 425 -40 -20 0 20 40 60 80 100 0.950 -40 120 -20 0 20 図 40. LCS700 LCS701 LCS702 LCS703 LCS705 LCS708 1.04 正規化 ICCH(ON) (µA) PI-6768-060712 1.06 1.02 0.98 0.96 -20 0 20 40 60 80 100 120 100 120 10.6 10.4 10.2 VCC-UVLO(+) VCC-UVLO(-) 10.0 9.8 9.6 9.4 9.2 -40 120 -20 0 20 40 60 80 温度 (°C) 一般的な ICCH(ON) 対温度 (正規化温度と室温) 一般的な VCC UVLO 対温度 PI-6770-050812 図 42. 8.8 VCCH UVLO スレッシュホールド ( V) 100 正規化 ICC(ON) 対温度 温度 (°C) 図 41. 80 10.8 1 0.94 -40 60 PI-6769-050812 一般的な ICC(INHIBIT) 対温度 VCC UVLO スレッシュホールド ( V) 図 39. 40 温度 (°C) 温度 (°C) 8.6 8.4 8.2 VCC-UVLO(+) VCC-UVLO(-) 8.0 7.8 7.6 7.4 7.2 -40 -20 0 20 40 60 80 100 120 温度 (°C) 図 43. 一般的な VCCH UVLO 対温度 25 www.powerint.com Rev. E 08/12 Rev. E 08/12 1 5 6 10 11 端面図 0.628 [15.95] Ref. 0.060 [1.52] Ref. 9 前面図 7 8 Pin 1 I.D. 0.653 [16.59] 0.647 [16.43] 0.038 [0.97] 3 4 0.019 [0.48] Ref. A 2 13 14 16 2 0.140 [3.56] 0.120 [3.05] 詳細図 A 側面図 0.118 [3.00] 0.047 [1.19] 0.016 [0.41] Ref. 0.290 (7.37] Ref. 0.027 [0.70] 0.023 [0.58] 0.020 [0.50] 詳細図 A (縮尺 = 9×) 0.016 [0.41] 13× 0.011 [0.28] 0.020 M 0.51 M C 3 0.021 [0.53] 0.019 [0.48] 0.048 [1.22] 0.046 [1.17] 10° Ref. 全体 0.056 [1.42] Ref. 0.325 [8.25] 0.320 [8.13] B 0.081 [2.06] 0.077 [1.96] C eSIP-16J (H パッケージ) 3 0.118 (3.00) 0.029 Dia 穴 0.062 Dia パッド 寸法の単位はインチ (mm)です。 すべての寸法は基準値です。 基板のフット プリント 背面図 4 0.024 [0.61] 13× 0.019 [0.48] 0.010 M 0.25 M C A B 0.207 [5.26] 0.187 [4.75] 4. リード間の鋳バリまたは突起を含みません。 5. 寸法の単位はインチ (mm) です。 3. 図示した寸法は、メッキ厚を含みます。 PI-6632-120211 2. 図示した寸法は、プラスチック製本体の最外部で判断してい ます。これには、金型の鋳バリ、タイバーのバリ、ゲートの バリ、及びインターリードの鋳バリは含まれませんが、 ブラスチック製本体の上部及び下部の間のずれを含みます。 最大金型突起は、側面ごとに 0.007 [0.18] です。 注: 1. ASME Y14.5M-1994 ごとの寸法及び許容誤差。 0.076 (1.93) 0.038 (0.97) 0.012 (0.30] Ref. 0.076 [1.93] 0.519 [13.18] Ref. LCS700-708 26 www.powerint.com LCS 700 www.powerint.com H 1 5 6 標準9 箇所 11 前面図 端面図 0.628 (15.95) Ref. 0.060 (1.52) Ref. 9 10 13 0.056 (1.42) Ref. 7 8 Pin 1 I.D. 0.038 (0.97) 3 4 0.019 (0.48) Ref. A 2 0.653 (16.59) 0.647 (16.43) 14 16 2 0.094 (2.40) 詳細図 A 0.048 (1.22) 0.046 (1.17) 0.021 (0.53) 0.019 (0.48) 10° Ref. 全体 R0.012 (0.30) 標準、Ref. 0.016 (0.41) 13× 0.011 (0.28) 0.020 M 0.51 M C 3 0.325 (8.25) 0.320 (8.13) B 側面図 0.027 (0.70) 0.023 (0.58) 0.020 (0.50) 0.128 (3.26) 0.122 (3.10) 0.144 (3.66) Ref. 0.047 (1.19) Ref. 0.050 (1.26) Ref. 0.290 (7.37) Ref. 詳細図 A (N.T.S.) 0.081 (2.06) 0.077 (1.96) C eSIP-16K (L パッケージ ) 14 13 11 10 背面図 3 5 4 4 3 1 0.173 (4.39) 0.163 (4.14) 0.024 (0.61) 13× 0.019 (0.48) 0.010 M 0.25 M C A B 7 6 0.076 (1.93) 0.038 (0.97) 9 8 寸法の単位はインチ (mm)です。 すべての寸法は基準値です。 基板のフット プリント 0.094 (2.40) 0.029 Dia 穴 0.062 Dia パッド 16 5. 寸法の単位はインチ (mm) です。 PI-6454-020212 4. インターリードの鋳バリまたは突起を含みません。 3. 図示した寸法は、メッキ厚を含みます。 2. 図示した寸法は、プラスチック製本体の最外部で判断してい ます。これには、金型の鋳バリ、タイ バーのバリ、ゲートの バリ、及びインターリードの鋳バリは含まれませんが、 ブラスチック製本体の上部及び下部の間のずれを含みます。 最大金型突起は、側面ごとに 0.007 [0.18] です。 注: 1. ASME Y14.5M-1994 ごとの寸法及び許容誤差。 標準3 個 0.076 (1.93) 0.079 (1.99) 0.069 (1.74) LCS700-708 G - TL Rev. E 08/12 27 LCS700-708 品番コード体系表 • Hiper 製品ファミリー • LCS シリーズ番号 • パッケージ ID H プラスチック製 eSIP-16 J L プラスチック製 eSIP-16 K • リード仕上げ LCS 700 H G G ハロゲン化合物不使用、RoHS 指令適合 28 Rev. E 08/12 www.powerint.com LCS700-708 29 www.powerint.com Rev. E 08/12 改訂 注 B 初回リリース。 日付 06/20/11 C L ベンド部品を追加。 02/12 C1 背面メタル H パッケ－ジ オプションを削除。 06/12 D 未導入。 E オーバーモールド変更、拡張温度変更。 E BVDSS(TC) ユニットを変更、 ジャンクション温度範囲、注 7 を追加。 06/12 08/30/12 最新の情報については、弊社ウェブサイト www.powerint.com を参照してください。 Power Integrations は、信頼性または生産性を向上させるために、いつでも製品を変更する権利を保持します。Power Integrations は、ここに 記載した機器または回路を使用したことから生じる事柄について責任を一切負いません。Power Integrations は、ここでは何らの保証もせず、 商品性、特定目的に対する適合性、及び第三者の権利の非侵害の黙示保証なども含めて、すべての保証を明確に否認します。 特許情報 ここで例示した製品及びアプリケーション (製品の外付けトランス構造と回路も含む) は、米国及び他国の特許の対象である場合があります。 また、潜在的に、Power Integrations に譲渡された米国及び他国の出願中特許の対象である場合があります。Power Integrations の持つ特許 の完全なリストは、www.powerint.com に掲載される予定です。Power Integrations は、http://www.powerint.com/ip.htm に定めるところに 従って、特定の特許権に基づくライセンスを顧客に許諾します。 生命維持に関する方針 Power Integrations の社長の書面による明示的な承認なく、Power Integrations の製品を生命維持装置またはシステムの重要な構成要素とし て使用することは認められていません。ここで使用した用語は次の意味を持つものとします。 1. 「生命維持装置またはシステム」 とは、(i) 外科手術による肉体への植え込みを目的としているか、 または (ii) 生命活動を支援または維持す るものであり、かつ (iii) 指示に従って適切に使用したときに動作しないと、利用者に深刻な障害または死をもたらすと合理的に予想され るものです。 2. 「重要な構成要素」 とは、生命維持装置またはシステムの構成要素のうち、動作しないと生命維持装置またはシステムの故障を引き起こ すか、あるいは安全性または効果に影響を及ぼすと合理的に予想される構成要素です。 PI ロゴ、TOPSwitch、TinySwitch、LinkSwitch、LYTSwitch、DPA-Switch、PeakSwitch、CAPZero、SENZero、LinkZero、HiperPFS、HiperTFS、 HiperLCS、Qspeed、EcoSmart、Clampless、E-Shield、Filterfuse、StakFET、PI Expert 及び PI FACTS は Power Integrations, Inc. の商標で す。その他の商標は、各社の所有物です。©2012, Power Integrations, Inc. Power Integrations の世界各国の販売サポート担当 世界本社 5245 Hellyer Avenue San Jose, CA 95138, USA. 代表：+1-408-414-9200 カスタマー サービス: 電話：+1-408-414-9665 ファックス：+1-408-414-9765 電子メール： [email protected] 中国 (上海) Rm 1601/1610, Tower 1, Kerry Everbright City No. 218 Tianmu Road West, Shanghai, P.R.C. 200070 電話：+86-21-6354-6323 ファックス：+86-21-6354-6325 電子メール： [email protected] 中国 (深圳) 3rd Floor, Block A, Zhongtou International Business Center, No. 1061, Xiang Mei Rd, FuTian District, ShenZhen, China, 518040 電話：+86-755-8379-3243 ファックス：+86-755-8379-5828 電子メール： [email protected] ドイツ Lindwurmstrasse 114 80337 Munich Germany 電話：+49-895-527-39110 ファックス：+49-895-527-39200 電子メール： [email protected] インド #1, 14th Main Road Vasanthanagar Bangalore-560052 India 電話：+91-80-4113-8020 ファックス：+91-80-4113-8023 電子メール： [email protected] イタリア Via Milanese 20, 3rd. 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