LTC3127 特長 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 概要 プログラム可能な平均入力電流制限： 4%精度で0.2A∼1A 出力電圧を上回る/下回る、 または等しい入力電圧で出力を安定化 入力電圧範囲：1.8V∼5.5V、 出力電圧範囲：1.8V∼5.25V 0.6Aの連続出力電流：VIN>1.8V 1Aの連続出力電流：VIN>3V インダクタは1個のみ 同期整流：最大96%の効率を達成 Burst Mode®動作：IQ = 35μA（ピンで選択可能） シャットダウン時の出力切断 シャットダウン電流：<1μA 熱特性が改善された小型10ピン （3mm×3mm×0.75mm） DFNおよび12ピンMSOPパッケージ アプリケーション 入力電流制限を プログラム可能な 1A 昇降圧DC/DCコンバータ LTC®3127は、入力電圧範囲の広い、高効率1.35MHz固定周 波数昇降圧DC/DCコンバータで、 出力電圧を上回るまたは下 回る入力電圧でも、 また出力電圧と等しい入力電圧でも動作 します。平均入力電流制限を設定可能なので、電力が制限さ れた入力源に最適です。平均入力電流制限は1個の抵抗を使 用して0.2A∼1Aの範囲で高精度で設定されます。 LTC3127はすべての動作モード間を連続的に移行可能なト ポロジーを採用しています。 この他に、1μA未満のシャットダウ ン電流、 ピンで選択可能なBurst Mode動作、熱過負荷保護な どを特長としています。 LTC3127は熱特性が改善された10ピン （3mm 3mm 0.75mm）DFNパッケージと12ピンMSOPパッ ケージで供給されます。 L、LT、LTC、LTM、Linear Technology、Burst ModeおよびLinearのロゴはリニアテクノロジー社の 登録商標です。PowerPathおよびThinSOTはリニアテクノロジー社の商標です。他のすべての商 標はそれぞれの所有者に所有権があります。 USB駆動のGSMモデム スーパーキャパシタ・チャージャ ■ ハンドヘルド・テスト機器 ■ PCカード・モデム ■ ワイヤレス端末 ■ ■ 標準的応用例 USBまたはリチウムイオン・バッテリ （最大入力電流：500mA） から3.3Vへの変換 効率とVIN 100 L1 4.7µH USB OR Li-Ion 2.9V to 5.5V 90 SW2 VOUT MODE OFF ON 10µF 320k SHDN FB VC PROG SGND PGND 32.4k 2.2mF 1A LOAD 80 70 182k 100pF 60 499k 3127 TA01 L1: COILCRAFT XPL4020-472ML VOUT 3.3V EFFICIENCY (%) SW1 VIN 300mA LOAD 50 2.5 VOUT = 3.3V L = 4.7µH F = 1.35MHz 3 3.5 4 VIN(V) 4.5 5 5.5 3127 TA01a 3127f 1 LTC3127 絶対最大定格 （Note 1） VIN、VOUTの電圧 ...................................................... −0.3V～6V SW1、SW2のDC電圧 ............................................... −0.3V～6V SW1、SW2のパルス （<100ns）電圧 ......................... −0.3V～7V MODE、FB、VCの電圧 ............................................... −0.3V～6V SHDNの電圧 ........................................................... −0.3V～6V PROGの電圧 ........................................................... −0.3V～6V 動作接合部温度範囲 （Note 2）.............................................................. −40℃～85℃ 最大接合部温度（Note 5）...............................................125℃ 保存温度範囲................................................... −65℃～125℃ ピン配置 TOP VIEW TOP VIEW SW1 1 10 SW2 VIN 2 9 VOUT SHDN 3 MODE 4 PROG 5 11 PGND PGND SW1 VIN SHDN MODE PROG 8 VC 7 FB 6 SGND 1 2 3 4 5 6 13 PGND 12 11 10 9 8 7 PGND SW2 VOUT VC FB SGND MSE PACKAGE 12-LEAD PLASTIC MSOP DD PACKAGE 10-LEAD (3mm × 3mm) PLASTIC DFN TJMAX = 125°C, θJA = 40°C/W (NOTE 6) EXPOSED PAD (PIN 11) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB TJMAX = 125°C, θJA = 43°C/W (NOTE 6) EXPOSED PAD (PIN 11) IS PGND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 鉛フリー仕様 テープアンドリール 製品マーキング パッケージ 温度範囲 LTC3127EDD#PBF LTC3127EDD#TRPBF LDYD 10-Lead (3mm × 3mm) Plastic DFN –40°C to 85°C LTC3127EMSE#PBF LTC3127EMSE#TRPBF 3127 12-Lead Plastic MSOP –40°C to 85°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 非標準の鉛ベース仕様の製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 鉛フリー仕様の製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 3127f 2 LTC3127 電気的特性 ●は全動作温度範囲での規格値を意味する。 それ以外はTJ = 25℃での値。 注記がない限り、 VIN = 3.6V、 VOUT = 3.3V。 PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS Input Operating Range l 1.8 5.5 V Output Voltage Adjust l 1.8 5.25 V l 1.165 1.195 1.225 V Feedback Input Current VFB = 1.25V 1 50 nA Quiescent Current—Burst Mode Operation VFB > 1.225, VMODE = VIN (Note 4) 35 Quiescent Current—Shutdown VSHDN = 0V, Including SW Leakage 0.1 Quiescent Current—Active VFB > 1.225V, VMODE = 0V (Note 4) 400 Input Current Limit RPROG = 32.4k (Note 3) Feedback Voltage µA 4 µA µA 480 500 520 mA 0°C to 85°C (Note 3) l 465 500 540 mA –40°C to 85°C (Note 3) l 430 500 540 mA l 2 2.5 0.15 0.3 0.45 4 Peak Current Limit Reverse-Current Limit A A P-Channel MOSFET Leakage Switches A and D 0.1 N-Channel MOSFET On-Resistance Switch B Switch C 140 170 mΩ mΩ P-Channel MOSFET On-Resistance Switch A Switch D 160 190 mΩ mΩ Maximum Duty Cycle Boost( % Switch C On) Buck (% Switch A On) 90 % % l l 80 100 0 Minimum Duty Cycle l Frequency Accuracy l 1 SHDN Input High Voltage l 1.2 SHDN Input Low Voltage l SHDN Input Current VSHDN = 5.5V l MODE Input Low Voltage l VMODE = 5.5V Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。 また、絶対最大定格状態が長時間続くと、 デバイスの信頼性と寿命に悪影響を 与える恐れがある。 Note 2：LTC3127は0℃～85℃の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 −40℃ ～85℃の動作接合部温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセス・コント ロールとの相関で確認されている。最大周囲温度は、基板レイアウト、 パッケージの定格熱抵 抗および他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まることに注意。 1.7 % MHz V 0.01 MODE Input High Voltage MODE Input Current 1.35 µA 0.3 V 1 µA 1.2 V 0.01 0.3 V 1 µA Note 3：インダクタ電流が連続導通モードの場合に仕様が保証されている。 Note 4：電流測定は出力がスイッチングしていないときに行われる。 Note 5：このデバイスには、 短時間の過負荷状態の間デバイスを保護するための過温度保護 機能が備わっている。過温度保護機能がアクティブなとき、接合部温度は125℃を超える。規 定された最大動作接合部温度を超えた動作が継続すると、 デバイスの劣化または故障が生 じる恐れがある。 Note 6：パッケージの露出した裏面をPCボードのグランド・プレーンに半田付けしないと、 熱抵 抗が40℃/Wよりもはるかに大きくなる。 3127f 3 LTC3127 標準的性能特性 （注記がない限りTJ = 25℃） PWM 90 80 BURST 80 70 70 60 50 40 30 20 VIN = 1.8V VIN = 3.6V VIN = 5V 10 0 0.1 1 10 100 LOAD CURRENT (mA) BURST PWM 40 30 VIN = 2.9V VIN = 3.6V VIN = 4.3V 1 10 100 LOAD CURRENT (mA) –2 –3 5.4 1 10 100 1000 LOAD CURRENT (mA) 10000 3127 G03 消費電流と入力電圧 （固定周波数モード、 スイッチングしていない場合） 430 410 0 –1 –2 –3 390 370 350 330 310 290 –5 –45 –30 –15 3127 G04 0 15 30 45 60 TEMPERATURE (°C) 75 90 270 1.8 2.2 2.6 3 3127 G05 3.4 3.8 4.2 4.6 VIN (V) 5 5.4 3127 G06 Burst Mode動作における 無負荷入力電流と入力電圧 38 52.5 VOUT = 3.3V 52.0 INPUT CURRENT (µA) 37 INPUT CURRENT (µA) VIN = 4.5V VIN = 5V VIN = 5.5V 3127 G02 VOUT = 3.3V RPROG = 32.4k Burst Modeの消費電流と入力電圧 36 35 34 33 32 1.8 2.2 2.6 0 0.1 1000 –4 –4 PWM 10 平均入力電流制限と温度 （正規化） –1 5 50 40 20 1 3.4 3.8 4.2 4.6 VIN (V) 60 30 3127 G01 0 3 70 20 2 VOUT = 5V 80 BURST 50 0 0.1 1000 VOUT = 3.3V RPROG = 32.4k –5 1.8 2.2 2.6 90 10 INPUT CURRENT LIMIT (%) INPUT CURRENT LIMIT (%) 1 VOUT = 3.3V 60 平均入力電流制限と入力電圧 （正規化） 2 効率と負荷電流 100 INPUT CURRENT (µA) VOUT = 1.8V EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) 90 効率と負荷電流 100 EFFICIENCY (%) 効率と負荷電流 100 51.5 51.0 50.5 50.0 49.5 49.0 3 3.4 3.8 4.2 4.6 VIN (V) 5 5.4 3127 G07 48.5 1.8 2.2 2.6 3 3.4 3.8 4.2 4.6 VIN (V) 5 5.4 3127 G08 3127f 4 LTC3127 標準的性能特性 （注記がない限りTJ = 25℃） 出力電圧レギュレーションと 負荷電流（正規化） 帰還電圧と温度（正規化） L = 4.7µH VOUT = 3.3V VIN = 3.6V NMOSのRDS（ON） と入力電圧 300 VOUT = 3.3V 0.30 0.20 –0.20 –0.40 –0.60 250 0.10 RDS(ON) (mΩ) CHANGE (%) 0.00 0.40 VOUT REGULATION (%) 0.20 0 –0.10 –0.20 –0.30 200 SWC 150 –0.40 SWB –0.50 –0.80 –50 –30 50 –10 10 30 TEMPERATURE (°C) 70 –0.60 90 3127 G09 2250 2000 1750 LOAD CURRENT (mA) 275 RDS(ON) (mΩ) 100 1000 600 800 400 LOAD CURRENT (mA) 225 SWD 175 1500 1.8 2.4 3 4.2 4.8 5.4 3 3.6 VIN (V) RPROG = 90k 4.8 5.4 ILOAD 1A/DIV VOUT = 2.4V IIN 1A/DIV VOUT 50mV/DIV VOUT = 3.3V 1250 1000 VOUT = 5V 750 IL 1A/DIV 200µs/DIV 0 1.8 2.2 2.6 4.2 固定周波数モードの負荷過渡応答 （無負荷から1A、入力電流制限状態 ではない場合） 250 3.6 VIN (V) 2.4 3127 G11 500 SWA 1.8 3127 G10 最大負荷電流と入力電圧 PMOSのRDS（ON） と入力電圧 325 125 200 0 3 3.4 3.8 4.2 4.6 VIN (V) 5 3127 G14 VIN = 3.6V VOUT = 3.3V RPROG = 90k COUT = 4.4mF R3 = 499k C1 = 100pF 5.4 3127 G13 3127 G12 固定周波数モードの負荷過渡応答 （無負荷から1A、入力電流制限状態 の場合） Burst Mode動作 MODE = 0V ILOAD 1A/DIV IL 500mA/DIV IIN 500mA/DIV VOUT 100mV/DIV VOUT 20mV/DIV 200µs/DIV VOUT = 3.3V VIN = 3.6V RPROG = 32.4k COUT = 4.4mF R3 = 499k C1 = 100pF 3127 G15 5µs/DIV 3127 G16 VOUT = 3.3V VIN = 3.6V RPROG = 32.4k COUT = 4.4mF R3 = 499k C1 = 100pF 3127f 5 LTC3127 標準的性能特性 （注記がない限りTJ = 25℃） Burst Mode動作における 負荷過渡応答 （無負荷から１A、 入力電流制限状態ではない場合） ILOAD 1A/DIV Burst Mode動作から 固定周波数モードへの過渡 IIN 200mA/DIV IIN 1A/DIV VOUT 50mV/DIV VOUT 20mV/DIV MODE 5V/DIV 200µs/DIV VIN = 3.6V RPROG = 90k R3 = 499k 3127 G17 MODE 5V/DIV 100µs/DIV VOUT = 3.3V COUT = 4.4mF C1 = 100pF 3127 G18 VOUT = 3.3V VIN = 3.6V RPROG = 32.4k COUT = 4.4mF R3 = 499k C1 = 100pF Burst Mode動作における 負荷過渡応答（無負荷から1A、 入力電流制限状態の場合） 起動波形 ILOAD 1A/DIV IIN 500mA/DIV VOUT 100mV/DIV VOUT 1V/DIV IIN 500mA/DIV MODE 5V/DIV SHDN 5V/DIV 200µs/DIV VOUT = 3.3V VIN = 3.6V RPROG = 32.4k COUT = 4.4mF R3 = 499k C1 = 100pF 3127 G19 5ms/DIV 3127 G20 VOUT = 3.3V VIN = 3.6V RPROG = 32.4k COUT = 4.4mF R3 = 499k C1 = 100pF 3127f 6 LTC3127 ピン機能 （DDパッケージ） SW1 （ピン1） ：内部スイッチAとBが接続されているスイッチ・ピ ン。 インダクタをSW1からSW2に接続します。EMIを抑えるため にトレース長を最小限にしてください。 VIN （ピン2） ：入力電源ピン。ICの内部VCC。VINとPGNDのでき るだけ近くに10μF以上のセラミック・コンデンサを配置する必 要があります。 SHDN （ピン3） ：ロジック制御のシャットダウン入力。 SHDN = “H”：通常動作 SHDN = “L”：シャットダウン MODE （ピン4） ：パルス幅変調/Burst Mode選択入力。 MODE = “H”：Burst Mode動作 MODE = “L”：PWM動作のみ。強制連続導通モード PROG （ピン5） ：平均入力電流制限のスレッショルドを設定し ます。PROGからグランドに抵抗を接続します。部品の値の選 択に関しては下の式を参照してください。 SGND （ピン6） ：ICの信号グランド。PROG抵抗、補償部品、 出 力抵抗分割器をSGNDに終端します。 FB（ピン7） ：帰還ピン。 ここに抵抗分割器のタップを接続しま す。出力電圧は1.8V∼5.25Vの範囲で調整できます。帰還リ ファレンス電圧は1.195Vです。 ⎛ R2 ⎞ VOUT = 1.195 • ⎜ 1+ ⎟ V ⎝ R1⎠ V（ ：エラーアンプ出力。 このピンからSGNDに補償部 C ピン8 ） 品を配置します。 V OUT（ピン9 ） ：同期整流器の出力。 このピンからGNDに出力 フィルタ・コンデンサを接続します。少なくとも22μFを推奨しま す。 出力コンデンサは低ESRのものとする必要があります。 SW2 （ピン10） ：内部スイッチCとDが接続されているスイッチ・ ピン。EMIを抑えるためにトレース長を最小限にしてください。 PGND （露出パッド、 ピン11） ：電源グランド。露出パッドはPCB のグランド・プレーンに半田付けする必要があります。 ＋4.94（kΩ） RPROG = 54.92 • ILIMIT（A） 3127f 7 LTC3127 ブロック図 SW1 L SW2 VIN VOUT CIN – + VC IZERO AMP IPEAK AMP PWM COMPARATOR AND LOGIC SHDN MODE PROG RPROG SAMPLE/HOLD AND RESET R2 + – FB + 1.195V – R3 COUT C1 R1 – VCLAMP + SGND 3127 BD 3127f 8 LTC3127 動作 周期の一部分でオンし始めます。入力電圧がさらに低下する と、ACスイッチ・ペアはより長い時間オン状態を維持し、BD フェーズの継続時間がそれに比例して減少します。入力電圧 が出力電圧を下回ると、最終的にBDがスイッチングしなくなる ポイントまでACフェーズが増加します。 このポイントで、 スイッ チAは連続してオン状態を維持する一方、 スイッチ・ペアCDは 必要な出力電圧を得るためパルス幅変調されます。 この時点 では、 コンバータは昇圧モードのみで動作しています。 LTC3127は平均電流制御方式の昇降圧DC/DCコンバータ で、熱特性が改善された3mm 3mmのDFNパッケージと熱特 性が改善された12ピンMSOPパッケージで供給されます。 こ の昇降圧コンバータは、出力電圧を入力電圧よりも高い値、 低い値、 あるいは等しい値に安定化することができる独自の スイッチング・アルゴリズムを使用しています。同期スイッチは RDS（ON）が小さくゲート電荷が少ないので、高い効率で高周 波PWM制御を実現します。Burst Mode動作に設定した時は、 軽負荷で高い効率が実現されます。 このスイッチング・アルゴリズムは、3つの動作モード全てにわ たって動作モード間のシームレスな移行を実現し、 平均インダ クタ電流、 インダクタ電流リップル、 およびループ伝達関数に 不連続が生じません。 このような利点により、従来の4スイッチ 昇降圧コンバータに比べて効率と安定性が向上します。強制 PWMモード動作では、 インダクタが連続導通状態に強制され ます。 これによってスイッチング周波数を固定し、 ノイズ性能を 向上させることができます。 PWMモード動作 LTC3127は、固定周波数の平均入力電流PWM制御を採用し ています。MODEピンを使用すれば、 自動Burst Mode動作を 選択するか （MODEをVINに接続）、Burst Mode動作をディス エーブルして低ノイズ・アプリケーション用に強制連続導通動 作を選択する （MODEをグランドに接続） ことができます。 独自のスイッチング・アルゴリズムにより、 コンバータは、 イン ダクタ電流やループ特性に不連続性を生じることなく、降圧 モード、昇降圧モード、 および昇圧モードに切り替えることが できます。昇降圧コンバータのスイッチ・トポロジーを図1に示 します。 エラーアンプと補償 昇降圧コンバータは2つの制御ループを使用します。外側の電 圧ループは、出力電圧の安定化に必要な電流の量を決定し ます。電圧ループは外部的に補償され、積分補償または比例 制御で構成することができます。 内側の電流補償は内部的に 補償を行うもので、入力電流を指定された値に強制します。 入力電圧が出力電圧を大幅に上回っていると、昇降圧コン バータは降圧モードで動作します。 スイッチDは連続してオン し、 スイッチCはオフしたままです。 スイッチAとBはパルス幅変 調され、必要なデューティ・サイクルを発生して出力の安定化 電圧を維持します。入力電圧が低下すると、 スイッチAはスイッ チング・サイクルの大部分でオンを維持します。 デューティ・サ イクルが約85%に達すると、 スイッチ・ペアACがスイッチング 比例制御によってV Cの補償を行う場合、499kの抵抗を使用 する時は出力に少なくとも1000μFの容量を配置し、出力コン デンサのドミナント・ポールを使って安定性を保証します。比 例補償では最大容量の制限はありません。 L VIN A SW1 B LTC3127 PGND SW2 D VOUT C PGND 3127 F01 図1. 昇降圧スイッチのトポロジー 3127f 9 LTC3127 動作 出力コンデンサが1000μF未満44μF以上の場合は積分補償 が必要です。 それ以外の場合は比例補償の使用を推奨しま す。 積分補償によってコンバータを補償する時は、 ネットワークの 合計帯域幅を15kHz未満にしなければならないという点を考 慮することが重要です。 LTC3127の内側の入力電流ループは、 インダクタによって生じる2つのポールの一方を除去します。 出 力コンデンサはドミナント・ポールとゼロを発生させ、抵抗分 割器は利得を設定します。 GDC = 1 + R2 R1 fPOLE1 = 1 2 • π • RLOAD • COUT f ZERO1 = 1 2 • π • RESR • COUT 図2に示す補償ネットワークを使用して、電圧ループ補償は次 の伝達関数で近似することができます。 H COMP (s) = gm • (C1• R A • s + 1 ) s • (C1 • C2 • R A • s + C1 + C2 ) これによって、以下の位置にポールとゼロが発生します。 fPOLE2 ≅ DC fPOLE3 = 1 2 • π • R A • C2 f ZERO2 = 1 2 • π • R A • C1 補償のポールとゼロは、LTC3127が連続導通状態となる最小 負荷時にfPOLE1がどこに来るかを見て決定する必要がありま す。 これは、 ドミナント・ポールの周波数を最も低くします。補償 のポールとゼロを設定した後は、 システムの位相マージンを 45 より大きく、利得マージンを3dBより大きくする必要があり ます。 これら2つの基準に従うことは、安定性を保証する助けと なります。 電流制限動作 昇降圧コンバータには2つの電流制限回路が備わっていま す。電流制限は主に平均電流制限回路によって行われ、外側 の電圧ループの出力をクランプします。 これは自由に処理でき る入力電流の大きさを制限し、内側の電流ループはクランプ 値に安定化されます。 ここで、gm = 150 • 106 VOUT VOUT LTC3127 – PWM + MEASURED INPUT CURRENT + 1.195V – R2 FB COUT VC R1 RA C2 SGND C1 3127 F02 図2. 昇降圧外部補償 3127f 10 LTC3127 動作 入力電流制限は、PROGピンからSGNDに配置されたRPROG 抵抗によって設定されます。抵抗値は次の式を使って計算で きます。 ＋4.94（kΩ） RPROG = 54.92 • ILIMIT（A） ここで、ILIMITはアンペアを単位とする平均入力電流制限値で す。 補助的な2.5A（標準） の電流制限がトリップするとスイッチB とDがオンし、AとCがオフします。 この電流制限はRPROGの値 に影響されません。 逆電流制限 スイッチDの逆電流コンパレータは、 出力から供給されるイン ダクタ電流をモニタします。 この電流が300mA （標準） を超える と、 スイッチング・サイクルの残りの時間はスイッチDがオフしま す。 Burst Mode動作 MODEピンを H に保つと、標準負荷電流が35mA未満であ る限りLTC3217はBurst Mode動作を行います。Burst Mode動 作では、LTC3127はやはり1.35MHzの固定周波数でスイッチ ングを行い、平均入力電流モード制御時と同じエラーアンプ とループ補償を使用します。 この制御方法ではモード切り替 え時に過渡出力が生じません。Burst Mode動作では、 出力電 圧が公称安定化値に達するまでエネルギーが出力に供給さ れます。 この時点でLT3127はスリープ・モードに移行します。 ス リープ・モードでは出力スイッチがオフし、LTC3127の消費電 流はVINから流出する35μAだけになります。出力電圧がわず かに垂下するとスイッチングが再開されます。 このためスイッチ ング損失と静止時損失が最小に抑えられ、負荷が非常に軽 い場合でも最大限の効率が得られます。 アンチリンギング制御 アンチリンギング制御回路は、SW1とSW2からPGNDに抵抗 を接続して、Burst Modeにおける不連続電流モード動作時の 高周波リンギングを防ぎます。LとCSW（SWピンの容量） で形 成される共振回路のリンギングはエネルギーが低いとはいえ、 EMI放射を生じることがあります。 シャットダウン SHDNを0.3Vより下にするとコンバータはシャットダウンし、 SHDNを1.2Vより上にするとイネーブルされます。SHDNは、絶 対最大定格より下に制限されている限り、VINまたはVOUTよ り上にドライブできます。 サーマル・シャットダウン ダイ温度が150℃を超えるとLTC3127はディスエーブルされま す。全てのパワー・デバイスがオフし、 スイッチ・ノードは両方 とも高インピーダンスになります。 ダイ温度が約140℃まで低 下すれば、LTC3127は再起動します （イネーブルされている場 合）。 サーマル・レギュレータ 非常に大きな容量負荷を充電中にデバイスがサーマル・ シャットダウンしてしまうのを防ぐ助けとするために、LTC3127 にはサーマル・レギュレータが備わっています。ダイ温度が 130℃ （標準） を超えると、 パッケージ内で消費する電力を減ら すために平均電流制限値が下げられます。 サーマル・シャット ダウンの直前の電流制限値はほぼ0Aです。 ダイ温度が130℃ 未満に下がると電流制限は最大値に戻ります。 低電圧ロックアウト 入力電源電圧が1.7V（標準）を下回るとLTC3127はディス エーブルされ、全てのパワー・デバイスがオフします。 ゼロ電流コンパレータ ゼロ電流コンパレータは出力へのインダクタ電流をモニタし て、 この電流が約30mAまで減少すると同期整流器をオフしま す。 これはインダクタ電流の極性反転を防ぎ、軽負荷時の効率 を改善します。 このコンパレータはBurst Mode動作でのみアク ティブです。 3127f 11 LTC3127 アプリケーション情報 LTC3127の標準的応用回路が、 このデータシートの最初の ページに示されています。外付け部品の選択はそれぞれのア プリケーションの出力電圧、入力電流、 およびリップル電圧の 要件によって決まります ただし、設計プロセスの基本的ガイド ラインと検討事項をこのセクションで説明します。 昇降圧コンバータの出力電圧の設定 昇降圧コンバータの出力電圧は、次式に従い抵抗分割器に よって設定されます。 ⎛ R2 ⎞ VOUT = 1.195V • ⎜ 1 + ⎟ V R1⎠ ⎝ 外付け抵抗分割器は図3に示すように出力に接続します。昇 降圧コンバータは入力電流モード制御を使用しており、 出力 分割抵抗は安定性には寄与しません。 1.8V ≤ VOUT ≤ 5.25V R2 FB LTC3127 R1 GND 3127 F03 図3. 昇降圧コンバータの出力電圧の設定 昇降圧コンバータ用インダクタの選択 高効率を達成するには、昇降圧コンバータに低ESRのインダ クタを使用する必要があります。 インダクタの飽和定格値は、 ワーストケースの平均インダクタ電流にリップル電流の半分 を加えた値よりも大きくする必要があります。 ピーク・トゥ・ピー ク・インダクタ電流リップルは、昇降圧領域よりも、降圧モード および昇圧モードで大きくなります。各モードのピーク・トゥ・ ピーク・インダクタ電流リップルは次の式から計算することが できます。 ここで、LはμHを単位とするインダクタンスです。 ∆ I L,P − P,BUCK = ∆ I L,P − P,BOOST = VOUT ( VIN − VOUT ) ( A) VIN • L • (1.35MHz) VIN ( VOUT − VIN ) ( A) VOUT • L • (1.35MHz) LTC3127のスイッチング周波数は1.35MHzと高速なので、小 型の表面実装インダクタを使用することができます。 ほとんど のアプリケーションには、2.2μH∼4.7μHのインダクタが適して います。 インダクタンス値をこれよりも大きくすれば、 インダクタ のリップル電流が小さくなるので出力電流能力をわずかに向 上させることができます。 インダクタンスを10μH以上にするとサ イズが大きくなりますが、 そのわりに出力電流能力の向上はわ ずかです。 インダクタのリップル電流は一般に最大インダクタ電流の20% ∼40%に設定されます。高周波用フェライト・コアのインダクタ 素材は、安価な鉄粉タイプに比べ、周波数に依存する電力損 失を減らして効率を上げます。 インダクタは、I2R電力損失を減 らすためにESR（巻線の直列抵抗値） が低く、 また飽和せずに ピーク・インダクタ電流を流すことができなければなりません。 一般に、 モールド型チョークコイルや一部のチップ・インダクタ は、LTC3127に見られる2.5Aのピーク・インダクタ電流に対応 できるだけの十分なコア面積を持っていません。放射ノイズを 最小限に抑えるには、 シールドされたインダクタを使用します。 推奨部品と製造元については表1と基準配線図を参照してく ださい。 表1. 推奨インダクタ VENDOR PART/STYLE Coilcraft 847-639-6400 www.coilcraft.com LPO2506 LPS4012, LPS4018 MSS6122 MSS4020 MOS6020 DS1605, DO1608 XPL4020 Coiltronics www.cooperet.com SD52, SD53 SD3114, SD3118 Murata 714-852-2001 www.murata.com LQH55D Sumida 847-956-0666 www.sumida.com CDH40D11 Taiyo-Yuden www.t-yuden.com NP04SB NR3015 NR4018 TDK 847-803-6100 www.component.tdk.com VLP, LTF VLF, VLCF Würth Elektronik 201-785-8800 www.we-online.com WE-TPC Type S, M, MH 3127f 12 LTC3127 アプリケーション情報 出力コンデンサと入力コンデンサの選択 大きなパルス負荷用の出力コンデンサを選択するときは、 パル ス電流の大きさと継続時間、 および垂下電圧仕様に従います。 コンデンサのESRとサイクル毎にコンデンサに蓄積される電荷 の両方が、 出力電圧垂下に寄与します。電荷による垂下はおよ そ次の通りです。 V DROOP _ LOAD = ⎡ ⎛ V •I ⎞⎤ •η ⎢I PULSE − ⎜ IN IN(MAX ) − ISTANDBY ⎟ ⎥ • D • T VOUT ⎢⎣ ⎝ ⎠ ⎥⎦ ( V) COUT ここで、 IPULSE = パルス負荷電流 ISTANDBY = スタンバイ・モードの静的負荷電流 IIN（MAX）= 設定された入力電流制限（A） T = 負荷パルスの継続時間 D = 負荷パルスのデューティ・サイクル VDROOP = 安定化電圧からの出力垂下（V） η = 入力電流制限点でのコンバータの効率 上式はワーストケースでの近似で、 パルスのエネルギーは全て 出力コンデンサが供給していると仮定しています。 合計出力電圧垂下は次式で与えられます。 VDROOP = VDROOP_LOAD ＋VDROOP_ESR（V） 容量値が大きく低ESRだと、標準的な内部補償昇降圧コン バータでは不安定になることがあります。 比例補償を使用して 1000μF以上の低ESR出力コンデンサを使用すれば、LTC3127 は安定します。 多層セラミック・コンデンサはESRが非常に小さく実装面積の 小さいものが入手できるので、昇圧コンバータの入力のデカッ プリングに最適です。入力コンデンサは、 できるだけデバイスに 近づけて配置する必要があります。 ほとんどのアプリケーショ ンでは10μFの入力コンデンサで十分ですが、入力デカップリ ングを改善するために、制約なしでもっと大きな値を使うこと もできます。 セラミック・コンデンサの選択の詳細については製 造元へ直接お問い合わせください。推奨されるのはセラミッ ク・コンデンサですが、低ESRのタンタル・コンデンサを使うこ ともできます。 パルス負荷アプリケーションに有効な大容量コンデンサを使 用する場合、与えられたデューティ・サイクルに対する最大負 荷と最小容量は次の式で計算できます。 ILOAD(MAX ) = ⎡ ⎛ VIN • IIN(MAX ) • η ⎞⎤ = ⎢I PULSE − ⎜ − ISTANDBY ⎟ ⎥ • ESR ( V) VOUT ⎝ ⎠ ⎥⎦ ⎢⎣ 出力の垂下を小さく抑えるには、ESRを小さく、 かつ容量を大 きくする必要があります。表2と 「標準的応用例」 の配線図に蓄 電コンデンサの製造元をいくつか示します。 D • VOUT ( A) COUT(MIN) = ⎡ ⎛ VIN • IIN(MAX ) • η ⎞⎤ − ISTANDBY ⎟ ⎥ ⎢IPULSE − ⎜ VOUT ⎝ ⎠ ⎥⎦ ⎢⎣ コンデンサの等価直列抵抗（ESR） による垂下は次のとおりで す。 V DROOP _ ESR VIN • IIN(MAX ) • η • D•T (F) VDROOP 表2. コンデンサの製造元 SUPPLIER PHONE WEB SITE Vishay 402-563-6866 www.vishay.com AVX 803-448-9411 www.avxcorp.com Cooper Bussmann 516-998-4100 www.cooperbussmann.com CAP-XX 843-267-0720 www.cap-xx.com Panasonic 800-394-2112 www.panasonic.com 3127f 13 LTC3127 アプリケーション情報 コンデンサ選択の例 この例のパルス負荷アプリケーションでは、V OUTの垂下を 300mV未満にする必要があります。 このアプリケーションは、 リチウムイオン・バッテリ入力から3.6V出力を得ます。パルス 負荷は無負荷∼1.5Aステップで、周波数217Hz、 デューティ・ サイクルは12.5%です。入力電流制限は500mAに設定します。 300mVの垂下要件を満たすために、最も高いVIN -V OUT 昇 圧比で容量を計算する必要があります。以下のすべての計算 は、最小電圧を3V、効率を90%と仮定しています。 このアプリケーションでは、各値は次の通りです。 VIN = 3V VOUT = 3.6V IIN（MAX）= 500mA ステップ2：必要な最小出力容量を計算します。 ⎛ 3V • 500mA • 0 . 9 ⎞ ⎟ COUT(MIN) ≥ ⎜ 1 . 5A − ⎝ ⎠ 3 . 6V • 0 . 125 • 4 . 6ms = 2 . 15mF 300mV ステップ3：このアプリケーションには、VishayのTantamountシ リーズの 2.2mF低ESRタンタル・コンデンサを選択します。 この コンデンサの最大ESRは0.04Ωです。選択したコンデンサを使 用した場合の垂下量を計算する必要があります。 VDROOP _ LOAD = ⎡ ⎞⎤ ⎛ 3V • 500mA • 0 . 9 − 0 A ⎟ ⎥ • 0 . 125 • 4 . 6ms ⎢1 . 5 A − ⎜ 3 . 6V ⎝ ⎠⎦ ⎣ 2 . 2mF = 0 . 294V IPULSE = 1.5A VDROOP _ ESR = ISTANDBY = 0A η = 0.9 ⎡ ⎛ 3V • 500mA • 0 . 9 ⎞⎤ − 0 A ⎟ ⎥ • 0 . 04Ω ⎢1 . 5 A − ⎜ 3 . 6V ⎝ ⎠⎦ ⎣ D = 0.125 = 0 . 045V T = 1/217Hz = 4.6ms VDROOP = 300mV ステップ1：ILOAD（MAX）の式を使用して、 このアプリケーショ ンがパルス負荷から回復できるだけの十分な電流を供給でき ることを確認します。 ILOAD(MAX ) = VDROOP = VDROOP _ LOAD + VDROOP _ ESR = 0 . 339 V コンデンサのESRのために合計垂下量は300mVより大きくな ります。 この場合、大きい垂下量を許容できないのであれば、 より容量の大きい低ESRコンデンサを選ぶことができます。 3V • 500mA • 0 . 9 = 3A 0 . 125 • 3 . 6 V このVINとVOUTの組み合わせで与えることのできる最大パル ス負荷は3Aです。 3127f 14 LTC3127 アプリケーション情報 PCBレイアウトに関する検討 TLC3127は高周波数で大電流をスイッチングします。安定した ノイズのない動作を実現するために、PCBレイアウトには細心 の注意を払う必要があります。図4に、LTC3127用の推奨PCB レイアウトを示し、以下にいくつかの重要なガイドラインを示し ます。 1. 循環する全ての高電流経路をできるだけ短くします。 これは 図4に太線で示した全ての部品への配線をできるだけ短く、 幅を広くすることによって実現できます。 コンデンサのグラン ドは、 ビアを使いできるだけ短い配線でグランド・プレーン に接続します。V INのバイパス・コンデンサはできるだけデバ イスの近くに配置し、 グランドへの経路をできるだけ短くし ます。 VIA TO GROUND SW1 2. 小信号グランドパッド （SGND） は電源グランドに1点接続し ます。 これを実現する簡便な方法は、図4に示すようにピン を露出パッドに直接短絡することです。 3. 太線で示されている部品とそれらの接続は、全て完全なグ ランド・プレーン上に配置します。 4. 大きな循環電流が出力電圧検出を妨げないように、各抵抗 分割器とRPROGのグランドは小信号グランドに直接戻します。 5. ダイ・アタッチ・パッドにビアを使うと、 コンバータの温度環 境が改善されます。特に、PCBの露出した底面のグランド・ プレーン領域までビアが伸びている場合は有効です。 6. FBピンとPROGピンへの接続はできるだけ短くし、 スイッチ・ ピン接続から離します。 VIA TO GROUND SW2 1 10 VIN 2 9 SHDN 3 MODE 4 PROG 5 PGND VOUT 8 VC 7 FB 6 SGND 3127 F04 図4. 推奨PCBレイアウト THICKER LINES 3127f 15 LTC3127 標準的応用例 USB （最大500mA）、3.8V GSMパルス負荷 L1 4.7µH SW1 VIN VIN USB SW2 VOUT VOUT 3.8V MODE PWM BURST 2.15M LTC3127 OFF ON FB SHDN 10µF C2 2.2mF 1M VC PROG SGND PGND 100pF 32.4k C1, C2: VISHAY TANTAMOUNT TANTALUM, LOW ESR CAPACITORS L1: COILCRAFT XPL4020-472ML C1 2.2mF 499k 3127 TA02 PCMCIA/コンパクト・フラッシュ （最大3.3Vまたは5V/500mA）、3.8V GPRS、 クラス10パルス負荷 L1 4.7µH SW1 VIN VIN 3.3V OR 5V SW2 VOUT 2.15M MODE PWM BURST LTC3127 OFF ON SHDN 10µF PROG SGND C1, C2, C3: VISHAY TANTAMOUNT TANTALUM, LOW ESR CAPACITORS L1: COILCRAFT XPL4020-472ML VOUT 3.8V 32.4k FB VC PGND 100pF C3 2.2mF 1M 499k C2 2.2mF C1 2.2mF 3127 TA03 3127f 16 LTC3127 標準的応用例 スタック・スーパーキャパシタ・チャージャ （最大入力電流1000mA） L1 4.7µH VIN 1.8V to 5.5V SW1 VIN PWM BURST MODE SW2 VOUT 3.16M LTC3127 FB SHDN OFF ON VC PROG 10µF VOUT 5V SGND 1M 100k C2 100F PGND 100pF 60.4k 100k C1 100F 499k L1: COILCRAFT XPL4020-472ML 3127 TA04 500μs起動の汎用強制連続導通アプリケーション L1 4.7µH SW1 VIN VIN 3V TO 4.3V SW2 VOUT VOUT 3.3V 316k 33pF MODE PWM BURST FB SHDN OFF ON PROG SGND 10µF 0.01µF L1: COILCRAFT XPL4020-472ML LTC3127 60.4k PGND VC 47k 22µF ×2 182k 3300pF 3127 TA05 3127f 17 LTC3127 パッケージ DDパッケージ 10ピン・プラスチックDFN （3mm 3mm） （Reference LTC DWG # 05-08-1699 Rev B） 0.70 ±0.05 3.55 ±0.05 1.65 ±0.05 2.15 ±0.05 (2 SIDES) パッケージの 外形 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 2.38 ±0.05 (2 SIDES) 推奨する半田パッドのピッチと寸法 R = 0.125 TYP 6 3.00 ±0.10 (4 SIDES) 0.40 ± 0.10 10 1.65 ± 0.10 (2 SIDES) ピン１の トップ・マーキング （NOTE 6） 0.200 REF 0.75 ±0.05 0.00 – 0.05 5 1 (DD) DFN REV B 0309 0.25 ± 0.05 0.50 BSC 2.38 ±0.10 (2 SIDES) 底面図―露出パッド NOTE： 1. 図はJEDECのパッケージ外形MO-229のバリエーション （WEED-2） になる予定 バリエーションの指定の現状についてはLTCのWebサイトのデータシートを参照 2. 図は実寸とは異なる 3. すべての寸法はミリメートル 4. パッケージの底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない モールドのバリは （もしあれば）各サイドで0.15mmを超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン1の位置の参考に過ぎない 3127f 18 LTC3127 パッケージ MSEパッケージ 12ピン・プラスチックMSOP、 露出ダイパッド （Reference LTC DWG # 05-08-1666 Rev B） 露出パッド・オプションの 底面 2.845 ± 0.102 (.112 ± .004) 5.23 (.206) MIN 2.845 ± 0.102 (.112 ± .004) 0.889 ± 0.127 (.035 ± .005) 6 1 0.35 REF 1.651 ± 0.102 3.20 – 3.45 (.065 ± .004) (.126 – .136) 0.12 REF DETAIL B DETAIL “B” 12 0.42 ± 0.038 (.0165 ± .0015) TYP 0.65 (.0256) BSC 推奨半田パッド・レイアウト 0.254 (.010) 7 4.039 ± 0.102 (.159 ± .004) (NOTE 3) 12 11 10 9 8 7 コーナーテールは リードフレームの特徴の一部 参考のみ 測定を目的としない 0.406 ± 0.076 (.016 ± .003) REF DETAIL “A” 0° – 6° TYP ゲージ・プレーン 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 4) 4.90 ± 0.152 (.193 ± .006) 0.53 ± 0.152 (.021 ± .006) DETAIL “A” 1.10 (.043) MAX 0.18 (.007) シーティング・ プレーン 0.22 – 0.38 (.009 – .015) TYP 1 2 3 4 5 6 0.650 NOTE： (.0256) 1. 寸法はミリメートル/（インチ） BSC 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリを含まない モールドのバリ、突出部、 またはゲートのバリは、各サイドで0.152mm（0.006"） を超えないこと 4. 寸法には、 リード間のバリまたは突出部を含まない リード間のバリまたは突出部は、各サイドで0.152mm（0.006"） を超えないこと 5. リードの平坦度（成形後のリードの底面） は最大0.102mm (0.004") であること 0.86 (.034) REF 0.1016 ± 0.0508 (.004 ± .002) MSOP (MSE12) 0608 REV B 3127f リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資 料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 19 LTC3127 標準的応用例 シングル・スーパーキャパシタ・チャージャ （最大入力電流：1000mA） L1 4.7µH SW1 VIN VIN 1.8V TO 5V SW2 VOUT VOUT 2.5V 1.05M MODE PWM BURST LTC3127 SHDN OFF ON PROG 10µF SGND C1: COOPER BUSSMANN POWERSTOR B-SERIES, B1860-2R5107-R L1: COILCRAFT XPL4020-472ML 60.4k PGND FB 1M VC 100pF C1 100F 499k 3127 TA06 関連製品 製品番号 説明 LTC3101 入力電圧範囲の広い1MHzの複数出力 DC/DCコンバータとPowerPath™コントローラ LTC3125 調節可能な入力電流制限付き1.2A、 1.6MHzの同期整流式昇圧DC/DCコンバータ LTC3606B 出力電流800mAの平均入力電流制限付き 同期整流式降圧DC/DCコンバータ LTC3440 出力電流600mA、2MHzの同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ LTC3441/LTC3441-2/ 出力電流1.2A、1MHzの同期整流式昇降圧 LTC3441-3 DC/DCコンバータ LTC3520 1A昇降圧および600mA降圧の2MHz 同期整流式コンバータ LTC3530 出力電流600mA、2MHzの同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ LTC3532 出力電流500mA、2MHzの同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ LTC3533 出力電流2A、2MHzの同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ LTC3538 出力電流800mA、1MHzの同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ LTC3534 出力電流500mA、1MHzの同期整流式昇降圧 DC/DCコンバータ 注釈 ：1.8V∼5.25V、IQ = 38µA、 95%の効率、VIN：1.8V∼5.5V、VOUT（MAX） ISD<1µA、4mm 4mm QFN-24パッケージ 最大93%の効率、VIN：1.8V∼5.5V、VOUT（MAX） ：5.25V、IQ = 15µA、 ISD<1µA、2mm 3mm DFN-8パッケージ 最大96%の効率、VIN：2.5V∼5.5V、VOUT（MAX） ：5V、IQ = 420µA、 ISD<1µA、3mm 3mm DFN-8パッケージ 最大96%の効率、VIN：2.5V∼5.5V、VOUT：2.5V∼5.5V、IQ = 25µA、 ISD<1µA、3mm 3mm DFN-10およびMSOP-10パッケージ 最大95%の効率、VIN：2.4V∼5.5V、VOUT：2.4V∼5.25V、IQ = 25µA、 ISD<1µA、3mm 4mm DFN-12パッケージ 最大95%の効率、VIN：2.2V∼5.5V、VOUT（MAX） ：5.25V、IQ = 55µA、 ISD<1µA、4mm 4mm QFN-24パッケージ 最大96%の効率、VIN：1.8V∼5.5V、VOUT：1.8V∼5.25V、IQ = 40µA、 ISD<1µA、3mm 3mm DFN-10およびMSOP-10パッケージ 最大95%の効率、VIN：2.4V∼5.5V、VOUT：2.4V∼5.25V、IQ = 35µA、 ISD<1µA、3mm 3mm DFN-10およびMSOP-10パッケージ 最大96%の効率、VIN：1.8V∼5.5V、VOUT：1.8V∼5.25V、IQ = 40µA、 ISD<1µA、3mm 4mm DFN-14パッケージ 最大95%の効率、VIN：2.4V∼5.5V、VOUT：1.8V∼5.25V、IQ = 35µA、 ISD<1µA、2mm 3mm DFN-8パッケージ 最大94%の効率、VIN：2.4V∼7V、VOUT：1.8V∼7V、IQ = 25µA、 ISD<1µA、5mm 3mm DFN-16およびSSOP-16パッケージ 3127f 20 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp ● ● LT 0210 • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2010