高出力電流トリプル・ビデオ・アンプ AD8023 特長 ピン構成 出力電圧振幅13 Vでドライブ 無制限の容量性負荷をドライブ 高電流出力駆動：70 mA 優れたビデオ信号処理特性（RL＝150Ω） ゲイン平坦度：∼10 MHz（0.1 dB） 微分ゲイン・エラー：0.06％ 微分位相エラー：0.02° 電源 電源電圧動作レンジ：±2.5 V∼±7.5 V 最大電源電流：10.0 mA/Amplifier 高速 ユニティ・ゲイン帯域幅：250 MHz（3dB） スルーレート：1200 V/μs 速いセトリング・タイム：35 ns（0.1％） 高速ディセーブル機能 ターンオフ時間：30 ns 使いやすさ 短絡電流：200 mA 出力スイング：1 V（∼レール） アプリケーション LCDディスプレー ビデオ・ライン・ドライバ 放送局用ビデオ・プロ用ビデオ コンピュータ用ビデオ・プラグインボード 家庭用ビデオ コンポーネント・システムのRGBアンプ 概要 AD8023は高電流出力で、かつ高電圧出力のトリプル・ビデオ・ アンプです。それぞれのアンプは70 mAの電流出力で、大きな容量 負荷も最適にドライブします。電流帰還型のアンプで、微分ゲイ 図1． 大きな容量負荷（キャパシタ）をドライブし 14ピンSOIC ン・エラー0.06％、微分位相エラー0.02°の精度内で、0.1 dBのゲイ ン平坦度は10 MHzに達しています。 AD8023は最大電源電流が10.0mA/Amplifierで、±2.5 V∼±7.5 V の範囲の電源が使用できます。 各アンプの出力はそれぞれのレール の1V以内までスイングでき、ビデオ信号にとって最適なアンプで す。 多くの電流帰還型OPアンプの中で、AD8023のユニークかつ大き な特長は、小さい直列抵抗を接続するだけで、速いセトリング・タ イムを保ちながら大きな容量負荷がドライブできることです。 例え ば300pFの容量負荷をドライブしても、35 nsで0.1％にセトルしま す。 AD8023は1200 V/μsのスルーレートで250 MHzのバンド幅があ り、＋5 Vの単電源または±7.5 Vまでのデュアル電源の高速アプリ ケーションに適しています。さらにAD8023の各アンプには、アン プのパワーダウンやハイ・インピーダンス出力のための高速のディ セーブル機能が備わっており、ビデオ・マルチプレックス・アプリ ケーションにおける使用が可能です。AD8023の作動周囲温度は− 40℃から＋85℃の範囲で、産業用の仕様値を充たしています。 図2．出力スイング電圧、RL＝150Ω、VS＝±7.5V、G＝＋10 ているパルス応答、CL＝300 pF、G＝＋3、 RF＝750Ω、RS＝16.9Ω、RL＝10kΩ REV.0 アナログ・デバイセズ株式会社 アナログ・デバイセズ社が提供する情報は正確で信頼できるものを期していますが、 当社はその情報の利用、また利用したことにより引き起こされる第3者の特許または権 利の侵害に関して一切の責任を負いません。さらにアナログ・デバイセズ社の特許また は特許の権利の使用を許諾するものでもありません。 本 社／東京都港区海岸１ - １ ６ - １ 電話03（5402）8200 〒105−6891 ニューピア竹芝サウスタワービル 大阪営業所／大阪市淀川区宮原３ - ５ - ３ ６ 電話06（350）6868㈹ 〒532−0003 新大阪第２森ビル AD8023―仕様 （特に指定のない限りTA＝＋25℃、VS＝±7.5 V、CLOAD＝10 pF、RLOAD＝150Ω） モデル AD8023 条 件 VS Min Typ Max 単位 ダイナミック特性 バンド幅（3 dB） RFB＝750Ωピーキングなし, G＝＋3 125 MHz バンド幅（0.1 dB） ピーキングなし, G＝＋3 7 MHz スルーレート 5 Vステップ 1200 V/μs セトリング・タイム（∼0.1％） 0 V ∼ ±6 V（6 Vステップ） TA＝＋25℃ ∼ ＋70℃, RS＝16.9Ω 30 ns 全高調波歪み fC＝5 MHz, RL＝150Ω, VO＝2 Vp-p −72 dBc 入力電圧ノイズ f＝10 kHz 2.0 nV/√Hz 入力電流ノイズ f＝10 kHz （−IIN） 14 pA/√Hz 微分ゲイン（RL＝150Ω） f＝3.58 MHz , G＝＋2 , RFB＝750Ω 0.06 ％ 微分位相（RL＝150Ω） f＝3.58 MHz , G＝＋2 , RFB＝750Ω 0.02 Degrees CLOAD＝300 pF RLOAD＞1 kΩ, RFB＝750Ω ノイズ／高調波特性 DC特性 入力オフセット電圧 TMIN ∼ TMAX −5 入力バイアス電流（−） TMIN ∼ TMAX −45 15 45 入力バイアス電流（＋） TMIN ∼ TMAX −25 5 25 67 111 kΩ 50 111 kΩ オフセット・ドリフト 2 5 2 開ループ・トランスレジスタンス TMIN ∼ TMAX mV μV/℃ μA μA 入力特性 入力抵抗 ＋入力 TMIN ∼ TMAX 100 kΩ −入力 TMIN ∼ TMAX 75 Ω 入力容量 2 pF 入力同相電圧レンジ ±6.0 V 56 dB −入力電流 0.2 μA/V ＋入力電流 5 μA/V 同相分除去比 入力オフセット電圧 50 出力特性 出力電圧スイング RL＝1kΩ RL＝150Ω VOL−VEE 0.8 1.0 V VCC−VOH 0.8 1.0 V VOL−VEE 1.0 1.3 V VCC−VOH 1.0 1.3 V 出力電流 50 70 mA ショート回路電流 300 mA 容量負荷ドライブ 1000 pF 70 dB マッチング特性 ダイナミック・クロストーク G＝＋2 , f＝5 MHz DC 入力オフセット電圧 −5 0.3 5 mV −入力バイアス電流 −10 3 10 μA V 電源電圧 動作レンジ 1電源 ＋4.2 ＋15 2電源 ±2.1 ±7.5 ゼロ入力電流／アンプ 6.2 V mA TMIN ∼ TMAX 7.0 10.0 mA パワーダウン 1.3 4.0 mA −2− REV.0 AD8023 モデル AD8023 条 件 VS Min Typ 54 76 Max 単位 電源電圧（続き） 電源電圧除去比 VS＝±2.5 V ∼ ±7.5 V dB 入力オフセット電圧 dB −入力電流 0.03 μA/V ＋入力電流 0.07 μA/V dB ディセーブル特性 OFFアイソレーション f＝6 MHz −70 OFF出力容量 G＝＋1 12 pF 50 ns 30 ns 1.6 V ターンオン時間 RL＝150Ω ターンオフ時間 スイッチング・スレッショルド VTH−VEE 注 仕様は、予告なしに変更することがあります。 絶対最大定格* 最大許容損失 電源電圧 …………………………………………………… 計15.5 V 内部許容損失 小型パッケージ（R）……………… 1 W（負担軽減カーブ参照） 入力電圧（同相電圧） ………………………………………… 差動入力電圧 AD8023で安全が確保できる最大許容損失は、同時に上昇する接 合部温度で決まります。 プラスチックでパッケージされたデバイス ±VS ……………………………… ±3 V（クランプ電圧） 出力電圧の制限値 の安全な最大接合部温度は、 プラスチックのガラス転移温度で決ま り約150℃です。一時的にでもこの限界を超えると、パッケージと ダイの間のストレスが変化し、 デバイスのパラメータに影響が及び ます。接合部温度が＋175℃を超えると、デバイスは故障します。 最大値 ……………………………………………………… ＋VS AD8023にはショート時の保護回路を内蔵していますが、すべて 最小値 ……………………………………………………… −VS の場合において、 この回路機能により最大接合部温度以上にはなら 負担軽減カーブ参照 ないと保証しているわけではありません。 最適にデバイスを使用す 出力回路ショート時間 …………………… ストレージ温度範囲（Rパッケージ）………… −65℃ ∼ ＋125℃ るために、負担軽減カーブを是非ご参照ください。 動作温度範囲（AD8023A） ……………………… −40℃ ∼ ＋85℃ 特にゲイン抵抗値を低くしたノン・インバーティング・ゲイン ピン（リード）最高温度（10秒間のハンダ付け）………… ＋300℃ 設定の場合、 過大入力信号によるドライブで入力エラー電流が増加 * これらの絶対最大定格を超えるストレスは、デバイスに恒久的なダメージを与えることが あります。このリストはストレス定格を示すことだけを目的とし、この仕様を超えるこの デバイスの正常動作を意味するものではありません。長時間にわたってこれらの最大定 格条件にさらすことにより、デバイスの信頼性に影響が現れることがあります。 し、 結果として入力段での電力損失が増大しますのでご注意くださ い。全内部損失による接合部の温度上昇を計算する際には、この損 失も考慮に入れる必要があります。 オーダーガイド AD8023AR-14 レンジ パッケージ・ パッケージ オプション −40℃ ∼ 14ピンプラスチック R-14 ＋85℃ SOIC型 最大許容損失−Watts 動作温度 型名 周囲温度−℃ 図3．最大許容損失対周囲温度 注意 このデバイスは、静電放電（ESD）に対して脆弱です。人体やテスト装置には4000 V程度の静電気が容易に蓄積され、気付 かないうちにそれが放電されることもあります。AD8023には当社独自のESD保護回路が備わっていますが、エネルギの高 い静電放電によってデバイスに恒久的なダメージが及ぶ可能性は否定できません。したがって、適切な予防措置により ESD保護を行って、性能の劣化や機能の損傷を回避することを推奨します。 REV.0 −3− WARNING! ESD SENSITIVE DEVICE AD8023 メタライゼーション写真 最新の寸法はアナログ・デバイセズにお問い合わせください 単位はインチと（mm） 出力電圧スイング−Vp-p 入力同相電圧レンジ−±Volts 代表的な性能特性 負荷抵抗−Ω 電源電圧−±Volts 図4．入力同相電圧レンジ対電源電圧 図5．出力電圧スイング対負荷抵抗 −4− REV.0 全電源電流−mA 入力バイアス−µA AD8023 電源電圧−±Volts 温度−℃ 図9．入力バイアス電流対温度 入力オフセット−mV 出力電圧スイング−Vp-p 図6．全電源電流対電源電圧 電源電圧−±Volts 温度−℃ 図10．入力オフセット電圧対温度 全電源電流−mA クローズ・ループ出力抵抗−V 図7．出力電圧スイング対電源電圧 温度−℃ 周波数−MHz 図8．全電源電流対温度 REV.0 図11．クローズ・ループ出力抵抗対周波数 −5− 同相除去−dB 電圧ノイズ−nV, √Hz AD8023 周波数−MHz 周波数−kHz 図15．同相除去対周波数 短絡電流−mA 電源電圧除去−dB 図12．入力電流＆電圧ノイズ対周波数 温度−℃ 周波数−MHz 図16．電源電圧除去比対周波数 出力抵抗−Ω 高周波歪み−dBc 図13．短絡電流対温度 周波数−Hz 周波数−MHz 図14．出力抵抗対周波数、ディセーブル状態 図17．高調波歪み対周波数、RL＝150Ω −6− REV.0 トランスインピーダンス−Ω AD8023 周波数−Hz 図18．オープン・ループトランスインピーダンス対周波数 図21． 小信号パルス応答、ゲイン＝＋1、 スルーレートV/µs スルーレート−V/µs （RF＝2kΩ、RL＝150Ω、VS＝±7.5 V） 電源電圧−V 出力ステップ−Vp-p 図19．スルーレート対出力ステップ・サイズ 図22．最大スルーレート対電源電圧 図20． 大信号パルス応答、ゲイン＝＋1、 図23． 大信号パルス応答、ゲイン＝＋10、 （RF＝2kΩ、RL＝150Ω、VS＝±7.5 V） REV.0 （RF＝274Ω、RL＝150Ω、VS＝±7.5 V） −7− クローズ・ループ・ゲイン(NORMALIZED)−dB クローズ・ループ・ゲイン(NORMALIZED)−dB AD8023 周波数−MHz 周波数−MHz 図24． クローズ・ループ・ゲイン＆位相対周波数、 図27． クローズ・ループ・ゲイン＆位相対周波数、 G＝−1、RL＝150Ω クローズ・ループ・ゲイン(NORMALIZED)−dB G＝＋10、RL＝150Ω 周波数−MHz 図25． クローズ・ループ・ゲイン＆位相対周波数、 図28． 小信号パルス応答、ゲイン＝＋10、 G＝＋1、RL＝150Ω （RF＝274Ω、RL＝150Ω、VS＝±7.5 V） 図26． 大信号パルス応答、ゲイン＝−1 図29． 小信号パルス応答、ゲイン＝−1、 （RF＝750Ω、RL＝150Ω、VS＝±7.5 V） （RF＝750Ω、RL＝150Ω、VS＝±7.5 V） −8− REV.0 AD8023 クローズ・ループ・ゲイン(NORMALIZED)−dB G ACL＝―――――――――― 1＋SCT（RF＋Gn・rin） ここで、 CT＝トランスキャパシタンス ≅ 1 pF RF＝フィードバック抵抗 G＝理想的クローズ・ループ・ゲイン RF Gn＝（1＋――）＝ノイズ・ゲイン RG rin＝インバーティング入力抵抗 ≅ 150Ω ACL＝クローズ・ループ・ゲイン この式から−3 dBバンド幅は次のようになります。 1 f3 ≅―――――――――― 2πCT（RF＋Gn・rin） この式は150Ω負荷、VS＝±7.5 Vの場合の−3 dBバンド幅を、10 周波数−MHz ％から15％の誤差で表します。電源電圧が低い場合は、バンド幅は 図30． クローズ・ループ・ゲイン＆位相対周波数、 もう少し狭くなります。AD8023の位相特性や周波数応答でのピー キングに対しては、あまり正確な式ではありません。 G＝−10、RL＝150Ω バンド幅は入力抵抗の影響で狭まることに注意してください。 また、150Ω以下の負荷をドライブする場合、約6Ωのオープン・ 概論 AD8023は広帯域のトリプル・ビデオ・アンプで、優れた特性を 備え、ゼロ入力電源電流も9.0 mA/Amplifier以下です。AD8023は ループ出力抵抗の影響で、バンド幅はやや狭くなります。また逆 に、200Ω以上の負荷の場合は、バンド幅は約10％広がります。 200 MHzを超えるバンド幅をもち、 高出力電流にもかかわらず微分 ゲインおよび微分位相エラーは低く、最高のビデオ・アンプになっ 表Ｉ．−3 dBバンド幅対クローズ・ループ・ゲイン＆ フィードバック抵抗、RL＝150Ω（SOIC型パッケージ） ています。 AD8023の広い位相マージン、かつ高い出力短絡電流という特長 は、 種類を問わずに300 pFまでの容量負荷をドライブするアンプと V（V） S ゲイン R（Ω） F バンド幅（MHz） ±7.5 ＋1 2000 460 しては最適といえます。 またこのアンプは、クローズ・ループで“1”以上のインバーティ ングまたはノン・インバーティング・ゲインで、最高の機能と特性 が得られるように設計しています。 ±2.5 フィードバック抵抗とゲインの選択 AD8023は電流帰還型アンプのため、フィードバック抵抗の値で クローズ・ループのバンド幅を自由に選ぶことことができます。表 Ⅰは、よく使われるクローズ・ループ・ゲインで、150Ω負荷をドラ イブしているときのバンド幅を示します。バンド幅は電源電圧に ＋2 750 240 ＋10 300 50 −1 750 150 −10 250 60 ＋1 2000 250 ＋2 1000 90 ＋10 300 30 −1 750 95 −10 250 50 よっても変わります。 周波数応答の幅と平坦度を最高にする必要がない限り、 フィード 容量負荷のドライブ AD8023を適切なフィードバック抵抗を選んで使用すると、どん バック抵抗の値はそれほど微妙な要素ではありません。表Ⅰでは、 ピーキングがない条件で0.1 dBバンド幅が最も広くとれる抵抗値を な容量性負荷でも発振することなくドライブできます。 一般的に電 示しました。抵抗はチップ抵抗です。バンド幅を正確にコントロー 流帰還型アンプでは、より大きな容量負荷に対しては、より大きな ルする必要があるアプリケーションでは1％抵抗をお使いください。 フィードバック抵抗を使うことが原則で、回路が安定します。 表には最も広いバンド幅がとれる抵抗値を載せていますが、 より広 AD8023の大きいオープン・ループのトランスレジスタンスと低い いバンド幅が必要なときは、 フィードバック抵抗を表の値より小さ インバーティング入力電流により、 大きいフィードバック抵抗によ くしてください。ただしピーキングは大きくなります。フィード るクローズ・ループのゲイン・エラーの心配はありません。なお、 バック抵抗を大きくすると、ピーキングは小さくなります。 出力ショート回路電流が大きいため、 大きい容量負荷において速い 大きな容量負荷をドライブする場合は、クローズ・ループ回路の 電圧スルーが可能になります。 出力に小さい直列抵抗を接続すると、広いバンド幅で、かつきれ 位相マージンが増加するため、 フィードバック抵抗を大きくすると 効果的です。なお“容量負荷のドライブ”の項もご参照ください。 いなパルス応答が得られます。表Ⅱにパルス応答が最も良くなる クローズ・ループ・ゲイン2以上におけるAD8023の−3dBバンド フィードバック抵抗と直列抵抗の値を示します。AD8023が300 pF 幅を求める場合、 表にはフィードバック抵抗の値を示していないの キャパシタ（コンデンサ）を、大きな電圧ステップでオーバー で、次式のシングルポールモデルで計算します。 シュートすることなく、ドライブしている様子を図32に示します。 この例では、 大きい信号と小さい信号のパルス応答がたいへんよく 似ていることがわかります。 REV.0 −9− AD8023 図31．容量負荷ドライブ回路 表Ⅱ．フィードバック抵抗＆直列抵抗対容量負荷とゲイン C（pF） L R（Ω） F R（Ω） 、G＝2 S R（Ω） 、 G≧3 S 20 2k 0 0 50 2k 10 10 100 2k 15 15 最大電力損失における注意に書かれてあったように、高いノン・ 図33． 50％オーバーロード回復、ゲイン＝＋10、 （RF＝300Ω、RL＝1kΩ、VS＝±7.5 V) 200 3k 10 10 インバーティング・ゲイン回路での大きな入力オーバードライブ 300 3k 10 10 は、 入力段に大きな電流を流します。 この電流は内部的に約30mAに ≧500 3k 10 10 制限されますが、 それの全電力損に及ぼす影響は小さくありません。 ディセーブルモード動作 どのディセーブルピンでも負の電源電圧より1.6 V以上になると、 そのピンに対応するアンプはディセーブルになり、 パワーダウンし ます。この状態ではアンプのゼロ入力電流は約1.3 mAに下がり、出 力は高インピーダンスになります。 これは入力から出力へのアイソ レーションが非常に高い状態です。例えばゲイン2のライン・ドラ イバでは、出力ノードでのインピーダンスが、 1.5kΩ抵抗 （フィード バック抵抗+ゲイン抵抗） とそれに平列接続した12 pFキャパシタの 値とほぼ同じになる状態です。 ディセーブルピンを接続しない（フロート）状態のままにしてお くと、 そのピンに対応するアンプは作動状態のままになりイネーブ ル状態を続けます。ディセーブルピンの入力インピーダンスは、 図32． 大容量負荷（キャパシタ）をドライブ中のパルス応答、 25kΩ抵抗とそれに平列接続した数pFの値とほぼ同じです。 負の電 CL＝300pF、G＝＋3、RF＝750Ω、RS＝16.9Ω、RL＝10kΩ 源電圧−7.5 Vで0 Vまで駆動すると、ディセーブルピンに約100μA の電流が流れます。 オーバーロード回復 ディセーブルピンをCMOSロジック （5 V単電源） のコンプリメン 3つの重要なオーバーロード状態とは、入力同相電圧のオーバー タリ出力でドライブすると、 ディセーブルとイネーブル時間は50 ns ドライブと出力電圧のオーバードライブおよび入力電流のオーバー になります。2電源の場合は、通常のロジック出力からディセーブ ドライブです。低いクローズ・ループ・ゲインでは、このアンプは ルピンにレベル・シフトする必要があります。図34に示した回路は 入力同相電圧のオーバードライブに対して、 通常25 ns以下の速い回 その方法のひとつで、 スイッチング時間はほんのわずか遅くなるだ 復を示します。 同様により高いゲインで出力電圧のオーバーロード けです。 に対して速く回復します。 例えばゲイン＋10での50％のオーバード ライブの場合、AD8023の回復時間は約20 ns（図33）です。オーバー ドライブがもう少し大きくなると、応答はもう少し遅くなります。 ゲイン＋10で100％のオーバードライブになると、回復時間は約80 nsになります。 V1 HIGH = アンプ Enabled V1 LOW = アンプ Disabled 図34． デュアル電源時にディセーブルピンをドライブするため のレベルシフティング − 10 − REV.0 AD8023 AD8023の入力段はディセーブル時に加えられるかもしれない大 きな差動入力電圧に対する保護回路を持っています。 内部クランプ がこの電圧を約±3Vに制限します。このリミット以下の電圧に対 しては高い入力・出力間アイソレーションが維持されます。 外形寸法 単位はインチと（mm） 14ピンプラスチックSOIC型パッケージ（R-14） ピン1 実装面 REV.0 − 11 − うにやさ ゅ い し ちき PRINTED IN JAPAN D759-2.7-7/98,1A AD8023 み る 「この取扱説明書はエコマーク認定の再生紙を使用しています。」 ど りをまも − 12 − REV.0