16ビット、1 MSPSの 差動入力A/Dコンバータを アンプによる正味の SNR 低下（dB 単位）は、次のようになります。 駆動する高速オペアンプ はじめに 最新の高分解能 A/D コンバータ（ADC）は、駆動源に数百 Ω 以 上の DC 負荷（および高周波数の動的負荷）が発生することがあ るため、一般に入力バッファ・アンプ（ADC ドライバ）が必要 です。駆動源がトランスデューサや標準的な低周波数プリアンプ の場合、大きな誤差が発生することがあります。 ADC ドライバは高性能で高速セトリングのオペアンプで入力イ ンピーダンスは少なくとも数 M Ω 以上で、低インピーダンスの 出力回路によって最小誤差で動的負荷を駆動することができま す。バッファリングだけでなく、入力スケーリング（ゲイン）と ローパス・フィルタリングによってシステム・ノイズも低減で きます。設計によっては、シングルエンド・ソースから差動入力 ADC への変換も可能です。 システム精度を維持するために、ADC ドライバのセトリング時 間、ノイズ、全高調波歪み（THD）は ADC そのものの性能を 十分に上回るものでなければなりません。これは、16 ビットまた は 18 ビットの高速逐次比較（SAR 型）A/D コンバータを使用す るシステムの設計者にとって大きな課題となります。 セトリング時間条件 ADC の最大のサンプリング・レートを使用するには、フルスケー ル・ステップ入力に対する 1 LSB 以内へのオペアンプと ADC の合計セトリング時間が、A D C の仕様のサンプリング・レー トを下回る必要があります。特に、アンプと A D C が複数の多 重化ソースからさまざまな入力値を取得しているアプリケー ションではこれが重要になります。セトリング時間は、16 ビッ ト、1 MSPS の AD7677（真の差動入力）や AD7671（真のバ イポーラ入力）などの高速、高分解能 ADC を使用する場合はわ ずか 1 μ s、18 ビット、800 kSPS の AD7674 では約 1.25 μ s と なります。 ADC ドライバとして使用するアンプを調べると、セトリング時 間の測定には細心の注意が必要なのに、残念ながら、大部分の オペアンプ・データシートに示されているのは、フルスケール の 0.1% や 0.01% までといったセトリング時間だけで、16 ビッ ト精度に必要な 0.0015% や 18 ビット精度に必要な 0.0004% で はありません。したがって、16 ビットの 1 LSB 以内に実際にセ トリングするには、一般にデータシートの仕様よりもかなり長 い時間が必要です。公称セトリング時間が 0.01% まで 23 ns の AD8021 オペアンプの場合、ユーザが設定するカスタム補償（付 録を参照）によって、任意のクローズドループ・ゲインに対して 最大帯域幅、最小ノイズ、最小 THD（全高調波歪み）を実現す ることができます。この組み合わせを使用すれば、ユニティより 大幅に高いゲインで動作させても、セトリング時間の厳しい仕様 を満たすことができます。 ノイズ条件 16 ビット ADC の S/N 比（SNR）と遷移ノイズ性能を低下させ ないためには、ADC ドライバ・アンプに起因するノイズをでき るだけ低くする必要があります。AD7671 を使用する場合、ま ず ADC 内の抵抗分圧器がオペアンプ・ドライバのノイズを低減 します。次に、ADC のアナログ入力回路がノイズを除去します。 NADC は、ADC の RMS ノイズです（μV 単位）。 f −3dB は、ADC の− 3 dB 入力帯域幅（または ADC 入力フィル タのカットオフ周波数）です（MHz 単位）。 N は、アンプのノイズ・ゲインです（ユニティ・ゲイン・バッファ 構成では 1）。 e N は、オペアンプの等価な入力ノイズ電圧スペクトル密度です （nV/ √Hz 単位）。 FSR は、ADC のフルスケール入力スパンです（例：±2.5 V レ ンジでは 5 V）。 たとえば、16 ビットの AD7671 を AD8021 オペアンプによっ て駆動するとしましょう。ADC の RMS ノイズは 28 μ V、帯域 幅は 9.6 MHz、入力レンジは 0 ∼ 5 V です。ユニティ・ゲイン・ バッファ構成のオペアンプの等価入力ノイズは 2 nV/ √ Hz、ノイ ズ・ゲインは +1 であるため、ADC の S/N 比は 0.08 dB しか低 下しません。 歪み条件 入力ソースは、ADC の入力インピーダンスから絶縁するため に、通常、低出力インピーダンスのバッファ・アンプを必要とし ます。バッファの出力インピーダンスは、ADC の AC 性能、特 に全高調波歪み（THD）のレベルに影響します。入力振幅が 2.5 V の ADC の入力インピーダンスは一般に明白な非直線性の入力 容量を持つため、高いソース・インピーダンスでは THD が増加 します。 THD は、ソース・インピーダンスに比例して劣化します。ADC の入力と直列の最大許容ソース・インピーダンスは、許容できる 全高調波歪み（THD）の量に依存します。ADC ドライバの固 有 THD は、ADC の THD よりもかなり低い値にする（つまり、 16 ビット精度を上回る）必要があります。AD7671/AD8021 の 合計 THD は、20 kHz と 250 kHz の両方で− 100 dB（typ）で す。図 1 は、この組み合わせで ADC を 0 V から 2.5 V まで駆動し た場合の入力レベルに対する THD と主な歪み成分の代表的なプ ロットです。 –60 –70 –80 THD, HARMONICS – dB 著者：Alain Guery [[email protected]]、 Charles Kitchin [[email protected]] –90 –100 SECOND HARMONIC THD –110 –120 –130 –140 THIRD HARMONIC –150 –60 –50 –40 –30 –20 –10 0 INPUT LEVEL – dB 図1. AD7671のADC／AD8021のドライバの組み合わせの 入力レベル 対 THD、2次および3次高調波 Analog Dialogue 36-06 (2002)1 + 10mF ADR421 2.5V REF NOTE 1 DVDD 100V ANALOG SUPPLY (5V) + 100nF AVDD NOTE 7 10mF AGND 100nF DGND DVDD OVDD 1MV 50kV + CREF NOTE 2 NOTE 3 SERIAL PORT SCLK SDOUT REFGND BUSY 50V CNVST U2 + + 10mF AD8031 100nF INA AD7671 D mC/mP/DSP NOTE 8 OB/2C NOTE 4 DVDD SER/PAR 50V ANALOG INPUT (610V) DIGITAL SUPPLY (3.3V OR 5V) 10mF OGND REF 100nF + 100nF WARP 15V NOTE 5 U1 + 2.7nF AD8021 NOTE 6 CC CLOCK IMPULSE IND CS RD BYTESWAP INGND RESET INB PD INC 注 1. 「電圧リファレンス入力」を参照してください。 2. 推奨電圧リファレンスを使用すると、CREFは47 mFです。「電圧リファレンス入力」を参照してください。 3. ハードウェア・ゲイン・キャリブレーション用のオプション回路。 4. バイポーラ・レンジ専用。「スケーラ・リファレンス入力」を参照してください。 5. AD8021を推奨。「ドライバ・アンプの選択」を参照してください。 6. 0∼2.5Vレンジ専用。「アナログ入力」を参照してください。 7. オプション。「電源」を参照してください。 8. オプションの低ジッタCNVST。「変換制御」を参照してください。 図2. シングルエンド入力の16ビット・データ・アクイジション・システム。注の参照箇所は、AD7671のデータシートの項目です。 シングルエンド16ビットADCドライバ回路 リファレンス電圧源は、低温度係数の ADR421 です。必要であ れば、図 2 の注 3 に示すオプション回路を使ってリファレンス電 圧を調整することもできます。この ADC は電荷再配分式を採用 しているため、リファレンス入力を正しくバイパスして電流ス パイクを最小限に抑えてください。AD7671 は、アナログ +5 V 電源（AVDD）、デジタル +5 V コア電源（DVDD）、デジタル 入出力インターフェース電源（OVDD）の 3 種類の電源ピンを 使用します。OVDD 電源によって、2.7 ∼ 5.25 V 間の任意のロ ジック電圧に直接接続させることができます。電源の数を減らす には、図に示す簡単な RC ローパス・フィルタを使用して、デジ タル・コア（DVDD）をアナログ電源から作動させます。 図 3 と 4 にシステムの動的性能を示します。図 3 の FFT プロット は、45 kHz の入力波形に対する ADC の出力スペクトルです。 図 4 は、ADC の THD と 2 次および 3 次の高調波歪み積および スプリアスフリー・ダイナミック・レンジ（SFDR）の周波数特 性を示します。SFDR は、入力信号の r ms 振幅とそのピーク・ スプリアス出力レベルとの差です（デシベル単位）。 –40 –60 –80 –100 –120 –140 –160 –180 0 100 200 300 400 500 FREQUENCY – kHz 図3. AD7671/AD8021の組み合わせのFFTプロット。 110 –60 –65 105 SFDR –70 100 –75 95 –80 90 –85 85 –90 80 SECOND HARMONIC –95 THD –100 SFDR – dB ションのローパス・フィルタによって、オペアンプのノイズ帯域 幅を低くするとともに、アンチエイリアス・フィルタの役割を果 たします。 AMPLITUDE – dB of full scale AD8021 のリンギングを防止するため、50 Ω の帰還抵抗を使用 します。15 Ω の抵抗と 2.7 nF のコンデンサで構成されたオプ THD, HARMONICS – dB 図 2 に示すフル機能の 16 ビット・データ・アクイジション・シ ステムは、AD7671 ADC と AD8021 オペアンプで構成され、 AD8021 をドライバ・アンプ（U1）として使用しています。入 力信号は U1 がバッファします。U1 は低ノイズのユニティ・ゲ イン・フォロアとして動作し、入力インピーダンスが高いため、 オペアンプの前にマルチプレクサやパッシブ・フィルタを使用す ることができます。 0 –20 75 70 –105 65 THIRD HARMONIC –110 –115 1 10 100 60 1000 FREQUENCY – kHz 図4. THD、2次および3次の高調波およびSFDRの周波数 特性。SFDRの目盛りは右側にあります。 2 Analog Dialogue 36-06 (2002) 差動16ビットADCドライバ回路 AD7677 は、 差 動 入 力 電 圧 を 受 け 入 れ て 処 理 す る 16 ビ ッ ト ADC です。図 2 に示すように、そのリファレンス、インター フェース、電源の接続は、すべてシングルエンド ADC の場合と 基本的に同じです。真の差動入力信号を使用すれば、システム・ ノイズをつねに最小限に抑えられるため、最高の分解能が得られ ます。しかし、入力信号が差動の場合、同相ノイズ除去を行うた めに、AD8021 などの特に低ノイズのオペアンプ入力バッファ を使用することが不可欠です。 CC 590 2.5V REF AD7671、AD7677、AD7674 などの大部分の高性能 ADC は、 電源のノイズに対してきわめて優れた耐性があります。それで も、ADC を実装するプリント回路基板（PC ボード）ではアナ ログ部とデジタル部を分離し、それぞれをボードの異なる領域に 配置する必要があります。デジタル・グラウンド・プレーンとア ナログ・グラウンド・プレーンも分離し、共通の接続ポイントは 一箇所のみ（できれば PC ボードの真下）とし、ADC のできる だけ近くに配置してください。デジタル信号とアナログ信号が交 差する配線は避けてください。 U1 AD8021 590 IN+ AD7677 IN– U2 10k CC 10k REF 2.5V REF 図5. シングルエンド／差動入力ADCドライバ回路 図 5 の回路によって、この差動入力 ADC でシングルエンド・ト ランスデューサを使用できます。ここでは、2 個の AD8021 オペ アンプを使用しています。U1 は、ユニティ・ゲイン・バッファ として機能します。U1 の出力は、AD7677 ADC の IN+ 入力 を駆動します。 （AD7677 とピン互換の 18 ビット AD7674 ADC の駆動にも類似の回路を使用できます）。U1 の出力は、2 番目 のオペアンプ（U2）の反転入力も駆動し、U2 は、信号を反転 し、ADC の IN −入力ピンを駆動します。U2 は、ノイズ・ゲイ ン 2 で動作します。これだけ低いゲイン値であれば、THD 性能 を低下させずにノイズを最小限に抑えることができます。U2 の 非反転入力には、2:1 の分圧器によってオフセット・リファレン スを印加します。0 ∼ 2.5 V のソースで、この回路は ±2.5 V の 差動入力振幅（U1：0 ∼+2.5 V、U2：+2.5 V∼ 0）を提供しま す。ミッドスケール同相オフセット電圧は 1.25 V です。図 6 に、 AD7677 の代表的な同相ノイズ除去（CMR = 20 logCMRR） を周波数の関数として示します。 90 85 80 CMRR – dB 75 70 65 60 55 50 45 1 10 AD7677 の入力インピーダンスは非常に高いため、低インピー ダンス源によって直接駆動してもゲイン誤差は発生しません。こ れによって、たとえば、アンプの出力と ADC の入力との間に単 極受動 RC フィルタを外付けすることによって、さらにフィルタ 処理を行うことができます。こうすれば、ADC のアナログ入力 回路に入るノイズをさらに低減することができます。 レイアウト、デカップリング、グラウンディング： 高分解能データ・アクイジションのためのガイドライン AD8021 ANALOG INPUT (UNIPOLAR) 15.8 MHz（typ）で、不要なエイリアシング効果を低減し、外 部入力回路に起因する高周波ノイズを低減します。 100 FREQUENCY – kHz 1k 10k 図6. 代表的なCMRの周波数特性−AD7677/AD8021の 組み合わせ アクイジション・フェーズでは、AD7677 ADC は AC 入力信号 用の単極 RC フィルタのようになり、公称 168 Ω の内部アナロ グ入力抵抗（R+、R −）と内部容量（CS）で構成されます。抵抗 （R+ と R −）は、いくらかの直列抵抗とスイッチのオン抵抗で 構成されています。ADC のサンプリング・コンデンサ（C S）は 60 pF（typ）です。このフィルタの− 3 dB カットオフ周波数は アナログ／デジタル・グラウンド接続が複数存在するシステム で ADC を使用する場合も、一点だけの「スター・グラウンド」 接続とし、これも ADC のできるだけ近くに配置してください。 また、ADC の下にデジタル・ラインを配線しないようにして ください。これは、IC にノイズが結合するのを避けるためです。 ADC の下にはアナログ・グラウンド・プレーンを配置してくだ さい。 高速クロック信号や、高速エッジを持つその他の波形は、シール ド・ラインを使用して他の回路に接続してください。PC ボード 上でパターンが近接する場合は、互いに直角に配線してください。 低インダクタンスの経路とするために、電源ラインにはできるだ け太いパターンを使用してください。電源デカップリング・コン デンサ（一般に 100 nF のセラミック型）は IC をバイパスするよ うにし、電源ピンとグラウンド・ピンができるだけ近くなるよう に配線してください。さらに、低周波リップルを低減するために、 10 μF のバイパス・コンデンサを使用してください。リファレン ス電圧デカップリング・コンデンサの位置も重要です。デカップ リング・コンデンサは ADC の近くに配置し、短く太いパターン で接続して、寄生インダクタンスを最小限に抑えるようにします。 ADC の グ ラ ウ ン ド・ ピ ン に も、 細 心 の 注 意 が 必 要 で す。 AD7671 や AD7677 な ど の ADC に は、 そ れ ぞ れ 5 本 の グ ラ ウ ン ド・ ピ ン（INGND、REFGND、AGND、DGND、 OGND）があります。それぞれ、個々の入力またはリファレン ス・ラインの検出に使用します。INGND（アナログ入力グラ ウンド）は、アナログ入力信号の検出に使用します。REFGND （リファレンス入力アナログ・グラウンド）は、リファレンス電 圧を検出します。パルス電流が流れるため、リファレンスまでの リターンを低インピーダンスにしてください。AGND はグラウ ンドであり、大部分の内部 ADC アナログ信号がこれを基準とし ます。このグラウンドは、最小の抵抗でアナログ・グラウンド・ プレーンに接続してください。DGND は、構成に応じてアナロ グ・グラウンド・プレーンかデジタル・グラウンド・プレーンに 接続します。OGND（入出力インターフェースのデジタル電源 グラウンド）はデジタル・システム・グラウンドに接続します。 付録 カスタム補償が可能なオペアンプについて 現在製造されているほとんどすべてのオペアンプは、内部周波 数補償を使用しています。これは一般に、負の電圧帰還を提供す る内部補償回路コンデンサで構成されます。実際には単極ローパ ス・フィルタの一部であり、周波数の増加とともに、オペアンプ のオープン・ループ・ゲインをディケード当たり 20 dB（10×） のレートでロールオフします。大部分のオペアンプは、全帰還を 含む広範囲のクローズドループ・ゲインで動作するように設計さ Analog Dialogue 36-06 (2002)3 AD8021 は、ゲインと帯域幅のこのような性能上のジレンマを 解決できる「カスタム補償」のオペアンプです。約 1.5 pF の小さ な内部補償容量を使用して、10 以上のゲインで安定性を実現し ます。補償ピンも備えているため、ユーザの所望のゲインや負荷 条件に合わせて最適な外部容量を追加することができます。 このオペアンプは、カスタム補償機能によって、広帯域幅、高ス ルーレート、低ノイズという性能上の最高の組み合わせを可能に します。容量性負荷の駆動能力と帯域幅とのトレードオフを特定 のアプリケーションに合わせて最適化することもできます。 7 +VS OUTPUT 6 3 CINTERNAL 1.5pF 2 –IN –VS 4 CCOMP 5 CC 図7. AD8021の簡略回路図 110 180 100 135 90 90 86 80 CC = 0pF (B) 70 CC = 10pF (A) (C) 45 0 60 50 40 (C) 30 PHASE – Degrees たとえば、内部補償がある通常のオペアンプの− 3 dB 帯域幅が ユニティ・ゲイン動作で 200 MHz の場合、ゲイン +10 での帯 域幅は 20 MHz 程度にしかなりません。しかし、この同じオペア ンプでももっと小さい補償コンデンサを使用すれば、このような 高いゲインでもフル帯域幅が可能です。ただ、その場合は低いゲ インの動作が不安定になり、発振することになります。したがっ て、低ゲインで安定性を維持しようとすれば、高ゲインで帯域幅 とスルーレートの両方が犠牲になってしまいます。いわゆる「電 流帰還型」のオペアンプは、広範囲のゲインで帯域幅を維持でき ます。しかし、電圧帰還型アンプに比べて、一般的にノイズ・レ ベルがかなり高くなります。また、入力インピーダンスも不平衡 です（＋入力は実質的にトランジスタ・ベース回路であり、−入 力はエミッタです）。 図 7 は、AD8021 の簡略回路図です。入力段は、合計 1.6 mA のコ レクタ電流で動作する NPN 差動ペアです。この電流レベルで、低 い入力ノイズ（2.1 nV/√Hz @50 kHz）で入力段相互の高いコン ダクタンスが得られます。入力段が折返しカスコードと電流ミラー を駆動し、通常の差動／シングルエンド変換を実現します。外部 補償コンデンサは、5 番ピンの高インピーダンス・ノードと負電 源ラインの間に接続されています。出力段には 5,000 の電流ゲイン があり、アンプが駆動する負荷が重いときでも、5 番ピンの高イ ンピーダンスを維持します。2 個の内部ダイオード・クランプが 入力（2 番ピンと 3 番ピン）の大きな過渡電圧を防ぎます。この対 策がないと、エミッタ・ベースのブレークダウンが発生し、入力 オフセット電圧と入力バイアス電流が増大することがあります。 OPEN-LOOP GAIN – dB れているため、アンプをつねに安定した状態にするために内部 コンデンサを十分に大きくする必要があります。このようなユニ ティ・ゲイン動作時の安定性（またはオペアンプの最小規定ゲイ ン）を配慮した慎重な設計と、ゲインと帯域幅の反比例の関係に より、アンプを高いゲインで動作させた場合、帯域幅は容量によっ て過剰な制限を受けます。 20 (B) 10 0 –10 1k (A) 10k 100k 1M 10M 100M FREQUENCY – Hz 1G 10G 図8. AD8021：オープン・ループ・ゲインと位相の周波数特性 表 I に、一般的なクローズドループ・ゲイン値について抵抗と補 償容量の推奨値および対応する動的性能をまとめて示します。な お、補償コンデンサの値は、回路のノイズ・ゲイン、つまり + 入 力に入る信号に対する正味ゲインに依存します。 ほかの高速オペアンプと同様、基板レイアウトはきわめて重要 です。手作業でプロトタイプのボードを配線したりスルーホー ル部品を使用すると、リード線のインダクタンスが過剰になり、 AD8021 が発振する可能性があります。この理由から、手頃な価 格の評価用ボード（製品番号：AD8021AR-EVAL）と表面実装 部品をご利用になることを特にお勧めします。表 I に示す NP0 セ ラミック・チップ・コンデンサ（0805 サイズ）は、Digi-Key 社 が提供しています。製品番号は PCC020CNCT-ND（2 pF）、 PCC070CNCT-ND（7 pF）、PCC100CNCT-ND（10 pF） です。 表 I. 推奨部品値 テスト回路 2 を参照。CF = CL = 0、RL = 1 k、RIN = 49.9 –3 dB Output Noise Output Noise SS BW (AD8021 only) (AD8021+R's) RS RFRGCCOMP Slew Rate Noise Gain ()()()(pF) (V/s) (MHz) (nV/√Hz)(nV/√Hz) 1 2 5 10 20 100 75 75NA 10 49.9499499 7 49.9 1 k 249 2 49.9 1 k 110 0 49.9 1 k 52.3 0 49.9 1 k 10 0 120 150 300 420 200 34 490 205 185 150 42 6 2.1 4.3 10.7 21.2 42.2 211.1 2.8 8.2 15.5 27.9 52.7 264.1 4 Analog Dialogue 36-06 (2002)