LT3511 モノリシック、高電圧、 絶縁型フライバック・コンバータ 特長 n n n n n n n n n 概要 入力電圧範囲：4.5V ∼ 100V 240mA、150V のパワー ･スイッチを内蔵 バウンダリ・モード動作 トランスの 3 次巻線やオプトアイソレータを必要としない レギュレーション 1 次側巻線帰還によるロード・レギュレーションを改善 出力電圧を2 本の外付け抵抗で設定 内部バイアス電源とパワー・スイッチ・ドライバ用の BIASピン 外付け起動抵抗が不要 16ピンMSOP パッケージ アプリケーション n n n テレコム用絶縁型電源 絶縁型補助電源 /ハウスキーピング用電源 産業用、車載および医療用絶縁型電源 LT®3511は絶縁型フライバック・トポロジー向けに特に設計さ れた、高電圧モノリシック・スイッチング・レギュレータです。出 力電圧を1 次側フライバック波形から直接検出するので、レ ギュレーションを行うのに3 次巻線やオプトアイソレータは不 要です。このデバイスは240mA、150Vのパワー・スイッチ、高 電圧回路、および制御回路を、4 本のピンを取り去った高電 圧 16ピンMSOP パッケージに搭載しています。 LT3511は4.5V ∼ 100Vの入力電圧で動作し、最大 2.5Wの 絶縁された出力電力を供給します。出力電圧は、2 本の外付 け抵抗とトランスの巻数比で容易に設定されます。いくつかの アプリケーションで既製トランスを使用できます。高い集積度 とバウンダリ・モード動作の使用により、従来難題だった絶縁 電力供給に対する、高精度に安定化されたシンプルでクリー ンなソリューションを提供します。 L、LT、LTC、LTM、Burst Mode、Linear Technologyおよび Linearのロゴはリニアテクノロジー 社の登録商標です。No RSENSE はリニアテクノロジー社の商標です。その他すべての商標の所 有権は、それぞれの所有者に帰属します。5438499、7471522を含む米国特許によって保護さ れています。 標準的応用例 48V から5V の絶縁型フライバック・コンバータ 1µF 4:1 1M EN/UVLO 43.2k VIN LT3511 RFB RREF 169k 10k TC SW VC 69.8k • 300µH • 5.25 VOUT+ 5V 0.3A 19µH 5.20 5.15 22µF VOUT– 5.10 VOUT (V) VIN 36V TO 72V 出力負荷およびライン・レギュレーション VIN = 48V 5.05 VIN = 36V 5.00 VIN = 72V 4.95 4.90 4.85 GND BIAS 4.80 16.9k 3.3nF 4.7µF 3511 TA01a 4.75 0 50 150 200 100 LOAD CURRENT (mA) 250 300 3511 TA01b 3511fc 1 LT3511 絶対最大定格 ピン配置 （Note 1） SW（Note 4）........................................................................ 150V VIN、EN/UVLO、RFB ............................................................ 100V VIN ～ RFB 間 ........................................................................ ±6V BIAS .........................................................20VとVINの小さい方 RREF、TC、VC ........................................................................... 6V 動作接合部温度範囲（Note 2） LT3511E, LT3511I.......................................... –40ºC ～ 125ºC LT3511H ........................................................ –40ºC ～ 150ºC LT3511MP ..................................................... –55ºC ～ 150ºC 保存温度範囲.................................................... –65ºC ～ 150ºC TOP VIEW EN/UVLO 1 16 SW VIN 3 14 RFB GND BIAS NC GND 5 6 7 8 12 11 10 9 RREF TC VC GND MS PACKAGE 16(12)-LEAD PLASTIC MSOP θJA = 90°C/W 発注情報 無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング * パッケージ 温度範囲 LT3511EMS#PBF LT3511EMS#TRPBF 3511 16-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C LT3511IMS#PBF LT3511IMS#TRPBF 3511 16-Lead Plastic MSOP –40°C to 125°C LT3511HMS#PBF LT3511HMS#TRPBF 3511 16-Lead Plastic MSOP –40°C to 150°C LT3511MPMS#PBF LT3511MPMS#TRPBF 3511 16-Lead Plastic MSOP –55°C to 150°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 非標準の鉛仕上げの製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 電気的特性 l は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA = 25ºCでの値。注記がない限り、VIN = 24V。 PARAMETER Input Voltage Range Quiescent Current EN/UVLO Pin Threshold EN/UVLO Pin Current Maximum Switching Frequency Maximum Current Limit Minimum Current Limit Switch VCESAT RREF Voltage CONDITIONS l VIN = BIAS Not Switching VEN/UVLO = 0.2V EN/UVLO Pin Voltage Rising VEN/UVLO = 1.1V VEN/UVLO = 1.4V l 1.15 2.0 240 35 ISW = 100mA l RREF Voltage Line Regulation RREF Pin Bias Current Error Amplifier Voltage Gain Error Amplifier Transconductance MIN 6 4.5 6V < VIN < 100V (Note 3) ∆I = 2µA l 1.18 1.17 TYP 2.7 0 1.21 2.6 0 650 330 60 0.3 1.20 0.01 80 150 140 MAX 100 15 3.5 1.27 3.3 430 90 1.215 1.23 0.03 400 UNITS V V mA µA V µA µA kHz mA mA V V V %/V nA V/V µmhos 3511fc 2 LT3511 電気的特性 l は全動作温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA = 25ºCでの値。注記がない限り、VIN = 24V。 PARAMETER Minimum Switching Frequency TC Current into RREF BIAS Pin Voltage CONDITIONS MIN RTC = 53.6k Internally Regulated TYP 40 9.5 3.1 3 MAX UNITS kHz µA V 3.2 Note 1： 絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。また、長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に 悪影響を与える可能性がある。 度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。LT3511MPは–55ºC ～ 150ºCの全動作 接合部温度範囲で保証されている。高い接合部温度は動作寿命に悪影響を及ぼす。接合部 温度が 125ºCを超えると、動作寿命が短くなる。 Note 2：LT3511Eは、0ºC ～ 125ºCの接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。 –40ºC ～ 125ºCの動作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセ ス・コントロールとの相関で確認されている。LT3511Iは–40ºC ～ 125ºCの動作接合部温度範 囲で性能仕様に適合することが保証されている。LT3511Hは–40ºC ～ 150ºCの動作接合部温 Note 3：電流はRREF ピンから流れ出す。 標準的性能特性 注記がない限り、TA = 25ºC。 出力電圧 5.25 5.20 Note 4： SWピンの過渡電圧定格は最大 150Vである。図 5に示すように、SWピンの動作波形 はフライバック波形のペデスタルを100V 以下に保つ必要がある。 消費電流 BIASピンの電圧 5 VIN = 48V 5.15 4.0 4 3.5 5.00 4.95 BIAS VOLTAGE (V) 5.05 IQ (mA) VOUT (V) 5.10 3 2 4.90 4.85 2.5 1 VIN = 24V VIN = 48V VIN = 100V 4.80 4.75 –50 –25 0 0 –50 –25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 0 スイッチの VCESAT スイッチの電流制限値 350 消費電流とVIN 4 MAXIMUM CURRENT LIMIT 3 300 250 IQ (mA) CURRENT LIMIT (mA) 800 200 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3511 G03 400 400 0 3511 G02 1000 600 VIN = 24V, 10mA VIN = 24V, NO LOAD 2.0 –50 –25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3511 G01 SWITCH VCESAT VOLTAGE (mV) 3.0 200 2 150 100 1 MINIMUM CURRENT LIMIT 50 0 0 50 100 150 200 250 SWITCH CURRENT (mA) 300 350 3511 G04 0 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3511 G05 0 0 20 60 40 VOLTAGE (V) 80 100 3511 G06 3511fc 3 LT3511 注記がない限り、TA = 25ºC。 EN/UVLOピンの （ヒステリシス） 電流と温度 5 EN/UVLO = 1.2V EN/UVLO PIN CURRENT (µA) EN/UVLO PIN CURRENT (µA) 4 3 2 1 0 –50 –25 0 EN/UVLOスレッショルドと温度 EN/UVLOピンの電流とVEN/UVLO 30 3.0 25 2.5 20 15 10 2.0 1.5 1.0 0.5 5 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) EN/UVLO THRESHOLD (V) 標準的性能特性 1 20 40 60 80 VEN/UVLO VOLTAGE (V) 3511 G07 0 –50 –25 100 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3511 G09 3511 G08 最大周波数と温度 EN/UVLOシャットダウン・ スレッショルドと温度 最小周波数と温度 1000 100 800 80 0.9 600 400 200 EN/UVLO THRESHOLD (V) MINIMUM FREQUENCY (kHz) MAXIMUM FREQUENCY (kHz) 0.8 60 40 20 0.7 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 0.1 0 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 0 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3511 G10 0 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3511 G11 バウンダリ・モードの波形 3511 G14 軽負荷時不連続モードの波形 20V/DIV 20V/DIV 1µs/DIV 3511 G12 2µs/DIV 3511 G13 3511fc 4 LT3511 ピン機能 EN/UVLO（ ピ ン1） ： イネ ー ブ ル/ 低 電 圧 ロックア ウト。 EN/UVLOピンはLT3511を起動するのに使用します。このピ ンを0Vに引き下げると、LT3511はシャットダウンします。この ピンは1.21Vの高精度スレッショルドを備えており、電源から グランドに接続した抵抗分割器を使って、低電圧ロックアウト （UVLO） スレッショルドを設定するのに使用することができ ます。 2.6μAのピン電流ヒステリシスにより、低電圧ロックアウト （UVLO） ヒステリシスを設定することができます。EN/UVLO はVIN に直接接続することができます。このピンをオープン状 態のままにすると、デバイスは起動しません。 VIN（ピン3） ： 入力電源ピン。このピンは内部起動回路に電流 を供給し、DCMコンパレータおよび帰還回路の基準電圧とし て機能します。このピンのすぐ近くにコンデンサを接続してバ イパスする必要があります。 GND（ピン5、8、9） ：グランド・ピン。3つのピンはすべてローカ ル・グランド・プレーンに直接接続します。 BIAS（ピン6） ：バイアス電圧。このピンはLT3511のスイッチ・ ドライバおよび内部回路に電流を供給します。3 次巻線を使用 しておらず VIN が 20Vより低い場合は、このピンをVIN に接続 することもできます。BIASとVIN が互いに接続されている場合、 デバイスは最小で4.5Vまで動作可能です。3 次巻線が使用さ れている場合には、適正に動作させるためにBIAS 電圧を入力 電圧より低く、3.3Vより高くします。BIASは、ピンの近くに配置 した4.7μFのコンデンサでバイパスする必要があります。 VC（ピン10） ：内部エラーアンプの補償ピン。このピンからグラ ンドに直列のRCを接続してスイッチング・レギュレータを補償 します。このピンからグランドに100pFのコンデンサを追加す ると、ノイズの除去に役立ちます。 TC（ピン11） ：出力電圧の温度補償。グランドとの間に抵抗を 接続し、絶対温度に比例した電流を発生してRREF ノードに ソースします。 ITC = 0.55V/RTC. RREF （ピン12） ：グランドを基準とした外付けリファレンス抵抗 の入力ピン。このピンの抵抗は10kΩにします。非絶縁型アプ リケーションでは、VOUT からこのピンに従来の抵抗分割器を 接続することができます。 RFB（ピン14） ：外付け帰還抵抗の入力ピン。このピンはトラン スの1 次側（VSW） に接続します。RREF 抵抗に対するこの抵抗 の比に内部バンドギャップ・リファレンスを掛けた値によって 出力電圧が決定します （これに1 以外のトランスの巻数比の 影響が加わります）。非絶縁型アプリケーションの場合は、こ のピンを1MΩの抵抗でGNDに接続します。 SW（ピン16） ：スイッチ・ピン。内部パワー・スイッチのコレクタ。 EMIと電圧スパイクを最小限に抑えるため、このピンのトレー ス面積を最小限に抑えます。 3511fc 5 LT3511 ブロック図 D1 VIN VOUT + T1 C1 L1A L1B C2 R3 VOUT – N:1 TC CURRENT TC VIN Q3 SW RFB FLYBACK ERROR AMP Q2 R5 I2 1.2V –g m + – + ONE SHOT CURRENT COMPARATOR A2 – A1 + S S BIAS DRIVER BIAS R1 EN/UVLO R 1.2V R2 + A5 – 3µA Q4 INTERNAL REFERENCE AND REGULATORS Q1 Q MASTER LATCH C4 – VIN RREF R4 + V1 120mV + – A4 RSENSE 0.02Ω GND OSCILLATOR VC R6 C3 3511 BD 3511fc 6 LT3511 動作 LT3511は、特に絶縁型フライバック・トポロジー用に設計され た、電流モードのスイッチング・レギュレータICです。絶縁型 トポロジーの主な課題は、出力電圧に関する情報を、トランス の絶縁された2 次側から1 次側へどのように伝達するかです。 従来は、オプトアイソレータや追加のトランス巻線によってトラ ンスを越えて、この情報を伝達していました。オプトアイソレー タ回路は出力電力を浪費し、追加の部品によって電源のコス トと物理的サイズが増大します。また、オプトアイソレータは、 制限されたダイナミック応答、非直線性、ユニットごとのばら つき、経年変化などのため問題を生じることがあります。追加 のトランス巻線を採用した回路にも短所があります。追加の 巻線を使用すると、 トランスの物理的サイズとコストが増大し、 多くの場合ダイナミック応答の質が劣ります。 LT3511では、1 次側のフライバック・パルスにより、絶縁され た出力電圧についての情報が与えられます。この方法では、レ ギュレーションにオプトアイソレータも追加のトランス巻線も 不要です。2 本の抵抗によって出力電圧が設定されます。この デバイスはバウンダリ・モードで動作するので、2 次側電流が ほとんどゼロのときのスイッチ・ピンからの出力電圧を計算し ます。 システムの全体像を 「ブロック図」 に示します。ブロックの多く は従来のスイッチング・レギュレータにあるものと同様で、内部 バイアス・レギュレータ、発振器、ロジック、電流アンプ、電流コ ンパレータ、 ドライバ、出力スイッチなどです。目新しい部分は、 特殊なフライバック・エラーアンプと温度補償回路です。さら に、ロジック・システムにはバウンダリ・モード動作のための追 加ロジックが含まれています。 LT3511は、連続導通モードと不連続導通モードの境界でデ バイスが動作するバウンダリ・モード制御機能を備えていま す。VCピンは通常の電流モード動作と全く同様に電流レベル を制御しますが、デバイスは発振器の周期の開始点でスイッ チをオンせずに、2 次側の巻線電流がゼロになるときにスイッ チをオンします。 バウンダリ・モード動作 バウンダリ・モードは、可変周波数、電流モードのスイッチング 方式で動作します。スイッチがオンし、VCピンによって制御さ れる電流制限値に達するまでインダクタ電流が増加します。ス イッチがオフすると、SWピンの電圧は、出力電圧をトランスの 2次対1次の巻数比で割った電圧に入力電圧を加えた電圧ま で上昇します。ダイオードを流れる2 次側電流がゼロまで減少 すると、SWピンの電圧が VIN を下回ります。不連続導通モー ド （DCM） コンパレータがこの事象を検出し、スイッチを再度 オンします。 バウンダリ・モードではサイクルごとに2 次側の電流をゼロに 戻すので、寄生抵抗の電圧降下によるロード・レギュレーショ ンの誤差は生じません。また、バウンダリ・モードでは連続導 通モードに比べて小型のトランスを使用することができ、低調 波発振が生じません。 LT3511は、出力電流が小さいときにスイッチのターンオンを 遅らせるので、不連続モードで動作します。従来のフライバッ ク・コンバータとは異なり、出力電圧の情報を更新するために スイッチがオンする必要があります。VCピンの電圧が 0.6Vよ り低いと、電流コンパレータのレベルはその最小値まで減少 し、内部発振器の周波数が低下します。内部発振器の周波数 の低下に伴い、デバイスはDCM（不連続導通モード） での動 作を開始します。フライバック・エラーアンプの最小スイッチ・ オフ時間を見込んだ上で、出力電流を低減することができま す。VC が 0Vのときの内部発振器の標準的な最小周波数は 40kHzです。 3511fc 7 LT3511 アプリケーション情報 擬似 DC 理論 「ブロック図」 のRREF（R4） とRFB（R3） は、出力電圧の設定に 使用される外付け抵抗です。LT3511は、帰還情報をフライバッ ク・パルスから得る特殊なエラーアンプを採用していることを除 き、従来の電流モード・スイッチャと同様の動作をします。 動作は次のとおりです。出力スイッチQ1 がオフすると、そのコ レクタ電圧が上昇してVINレールを上回ります。 このフライバッ ク・パルスの振幅（つまり、コレクタ電圧とVIN の差） は次式で 与えられます。 VFLBK =（VOUT ＋VF ＋ISEC • ESR） • NPS VF = D1の順方向電圧 ISEC = トランスの2 次側電流 ESR = 2 次側回路の全インピーダンス （ESR） の影響が含まれています。バウンダリ制御モードでは、 このインピーダンスの項の影響が最小になります。 温度補償 VOUT の式の最初の項には温度依存性はありませんが、ダイ オードの順方向電圧降下には大きな負の温度係数がありま す。これを補償するために、正の温度係数の電流源が RREF ピ ンに接続されています。TC ピンからグランドに接続された抵 抗によって補償電流が設定されます。 温度係数のキャンセル方法を次式に示します。 δVF R 1 δVTC = – FB • • or, δT RTC NPS δT RTC = δV –RFB 1 R • • TC ≈ FB NPS δVF / δT δT NPS NPS = トランスの1 次対 2 次の実効巻数比 (δVF/δT) = ダイオードの順方向電圧の温度係数 RFBとQ2はフライバック電圧を電流に変換します。この電流 の大半は抵抗 RREF を通って流れ、グランド基準の電圧を生 じます。この結果得られる電圧がフライバック・エラーアンプへ の入力になります。フライバック・エラーアンプは、2 次側の巻 線電流がゼロのとき電圧の情報をサンプリングします。バンド ギャップ電圧（1.20V） がフライバック・エラーアンプのリファレ ンスとして機能します。 (δVTC/δT) = 2mV ループ全体の利得が比較的大きいので、RREF の電圧はバン ドギャップ・リファレンス電圧 VBG にほぼ等しくなります。した がって、VFLBKとVBG の関係はほぼ次のようになります。 VFLBK VBG R or VFLBK = VBG FB = RFB RREF RREF VTC = 0.55V この結果得られたRTC の値を実験によって検証し、必要に応 じて調整して全温度範囲にわたって最適なレギュレーション を達成します。 温度補償電流の追加により、出力電圧の式は以下のように修 正されます。 R 1 VOUT = VBG FB – VF RREF NPS V R – TC • FB – ISEC (ESR) RTC NPS VBG = 内部バンドギャップ・リファレンス 出力電力 上式と前に得られたVFLBK の結果を組み合わせると、次式が 得られます。 フライバック・コンバータは、降圧コンバータや昇圧コンバータ に比べて、入力電流と出力電流の間に複雑な関係があります。 昇圧コンバータは入力電圧に関係なく最大入力電流が比較 的一定であり、降圧コンバータは入力電圧に関係なく最大出 力電流が比較的一定です。これは2つの電流の動作が連続し ていて切り替わらないからです。フライバック・コンバータは入 力電流と出力電流の両方が不連続なので、非絶縁型昇降圧 コンバータに似たものになります。デューティ・サイクルが入力 R 1 VOUT = VBG FB – VF – ISEC (ESR) RREF NPS この式はVOUT を内部リファレンス、設定抵抗、トランスの巻 数比、およびダイオードの順方向電圧降下の項で表していま す。さらに、 これにはゼロではない2 次側の出力インピーダンス 3511fc 8 LT3511 アプリケーション情報 電流と出力電流に影響を与えるので、出力電力を予測するの は困難です。さらに、出力電流を増加させるため、スイッチ電 圧が高くなることを代償に巻数比を変えることができます。 図 1 ∼図 4のグラフは、3.3V、5V、12V、および 24Vの出力 電圧に対して可能な標準の最大出力電力を示しています。こ の最大出力電力曲線は、オフ時間の間のスイッチの電圧が 100Vの場合の計算によって得られた出力電力です。漏れ電 圧スパイクに対して50Vのマージンが見込まれています。与 えられた入力でこの電力レベルを実現するには、スイッチに 100Vを印加する巻数比の値を計算する必要があり、半端な 値の比になることがあります。以下の曲線は、一般的な巻数比 の値と、与えられた入力電圧での出力電力の大きさの例です。 設計の一例は、最小入力電圧が 36V、最大入力電圧が 72V の5V出力のコンバータです。4:1の巻数比がこの設計例に 適合し、出力は72Vで1.6Wに近い値となりますが、36Vでは 1Wまで減少します。 以下の式により出力電力が計算されます。 電力 = η • VIN • D • IPEAK • 0.5 効率 = η = 約 85% Duty Cycle = D = ピーク・スイッチ電流 = IPEAK = 0.26A 3.0 3.5 3.0 N = NPS(MAX) 2.0 N = 15 N = 12 N = 10 N=8 OUTPUT POWER (W) OUTPUT POWER (W) 2.5 N=6 1.5 N=4 1.0 N=2 0.5 0 ( VOUT + VF ) • NPS ( VOUT + VF ) • NPS + VIN N=5 2.5 N=4 N = NPS(MAX) N=3 2.0 N=2 1.5 N=1 1.0 0.5 0 20 40 60 INPUT VOLTAGE (V) 0 100 80 0 20 40 60 INPUT VOLTAGE (V) 80 3511 F01 3511 F03 図 1．3.3V 出力での出力電力 図 3．12V 出力での出力電力 3.0 3.0 OUTPUT POWER (W) N = NPS(MAX) 2.0 1.5 N=3 N=2 1.0 N=1 0.5 0 20 40 60 INPUT VOLTAGE (V) 80 N=2 2.0 N=1 1.5 1.0 0.5 100 3511 F02 図 2．5V 出力での出力電力 N = NPS(MAX) 2.5 N=7 N=6 N=5 N=4 OUTPUT POWER (W) N=8 2.5 0 100 0 0 20 40 60 INPUT VOLTAGE (V) 100 80 3511 F04 図 4．24V 出力での出力電力 3511fc 9 LT3511 アプリケーション情報 トランスの設計に関する検討事項 LT3511をうまく使用できるかはトランスの適切な仕様と設計 に依存します。高周波数用絶縁型電源トランスの設計に関す る従来のガイドラインに加えて、以下の情報を注意深く検討し てください。 リニアテクノロジーは、LT3511と共に使用するために事前に 設計されたフライバック・トランスを製造するため、主要な磁 気部品メーカー数社と協力してきました。これらのトランスの 詳細を表 1に示します。 表 1．事前に設計されたトランス トランスの 製品番号 750311558 LPRI（µH） 300 漏れインダクタンス （μH） 1.5 NP:NS:NB 4:1:1 絶縁電圧（V） 1500 750311019 400 5 6:1:2 1500 750 Würth Elektronik 750311659 750311660 300 350 2 3 1:1:0.2 2:1:0.33 1500 1500 560 520 Würth Elektronik Würth Elektronik 750311838 350 3 2:1:1 1500 520 Würth Elektronik 750311963 200 0.4 1:5:5 1500 650 Würth Elektronik 750311966 120 0.45 1:5:0.5 1500 900 Würth Elektronik 10396-T024 300 2.0 4:1:1 1500 500 Sumida 10396-T026 300 2.5 6:1:2 1500 500 Sumida 01355-T057 10396-T022 250 300 2.0 2.0 1:1:0.2 2:1:0.33 1500 1500 500 500 Sumida Sumida 10396-T028 300 2.5 2:1:1 1500 500 Sumida 飽和電流（mA） メーカー 500 Würth Elektronik ターゲット・ アプリケーション 48V to 5V, 0.3A 24V to 5V, 0.2A 12V to 5V, 0.13A 48V to 3.3V, 0.33A 24V to 3.3V, 0.28A 12V to 3.3V, 0.18A 24V to 5V, 0.26A 12V to 5V, 0.17A 48V to 3.3V, 0.43A 24V to 3.3V, 0.35A 12V to 3.3V, 0.2A 48V to 24V, 0.07A 48V to 15V, 0.1A 48V to 12V, 0.12A 24V to 15V, 0.09A 12V to 15V, 0.045A 48V to ±15V, 0.05A 48V to ±12V, 0.06A 24V to ±15V, 0.045A 12V to ±70V, 0.004A 12V to ±100V, 0.003A 12V to ±150V, 0.002A 12V to +120V and –12V, 0.002A 48V to 5V, 0.3A 24V to 5V, 0.2A 12V to 5V, 0.13A 48V to 3.3V, 0.33A 24V to 3.3V, 0.28A 12V to 3.3V, 0.18A 24V to 5V, 0.26A 12V to 5V, 0.17A 48V to 3.3V, 0.43A 24V to 3.3V, 0.35A 12V to 3.3V, 0.2A 48V to 24V, 0.07A 48V to 15V, 0.1A 48V to 12V, 0.12A 24V to 15V, 0.09A 12V to 15V, 0.045A 48V to ±15V, 0.05A 48V to ±12V, 0.06A 24V to ±15V, 0.045A 3511fc 10 LT3511 アプリケーション情報 巻数比 飽和電流 出力電圧を設定するのにRFB/RREF の抵抗比を使用すると、 所定のアプリケーションに適合するようにトランスの巻数比を 比較的自由に選択できることに注目してください。対照的に、 小さな整数の単純な比 （1：1、2：1、3：2など） を使うと、全巻数 と相互インダクタンスをより自由に設定できます。 トランスの巻線の電流は定格飽和電流を超えてはなりませ ん。コアが飽和すると、注入されたエネルギーは2 次側に伝達 されずにコア内で消費されます。飽和電流の情報はトランス のメーカーから得られます。LT3511と共に使用するために設 計されたトランスの飽和電流を表 1に示します。 一般に、トランスの巻数は利用可能な出力電力が最大になる ように選択します。低い出力電圧（3.3Vや5V） では、1 次巻数 を2 次巻数の複数倍にして、N：1の巻数比を使用し、 トランス の電流利得（および出力電力） を最大にすることができます。 ただし、SWピンには、最大入力電源電圧と、出力電圧に巻数 比を乗じた電圧の和に等しい電圧が現れることに注意してく ださい。さらに、漏れインダクタンスは、この反映された電圧の 上に電圧スパイク （VLEAKAGE） を生じます。この全体の大きさ は、内部パワー・スイッチの破損を防ぐため、SWピンの絶対 最大定格より低く保つ必要があります。これらの条件を総合 することによって、所定のアプリケーションの巻数比 （N） の上 限が決まります。次式を満たすように十分小さな巻数比を選 択します。 N< 150V – VIN(MAX) – VLEAKAGE VOUT + VF N：1の値が大きい場合は、追加の電流を供給するために物 理的サイズが大きなトランスを選択します。さらに、出力電圧 を測定するのに十分な長さのオフ時間になるように、十分大 きなインダクタンスを選択します。 出力電力レベルが低い場合は、トランスのサイズを絶対的に 最小にするために、1：1または1：Nのトランスを選択します。 1：Nのトランスを使うと励磁インダクタンス （およびサイズ） は最 小になりますが、利用可能な出力電力も制限されます。1：Nの 巻数比を大きくすると、内部パワー・スイッチのブレークダウン 電圧を超えることなく非常に高い出力電圧が可能になります。 絶縁型帰還方式では巻数比が重要な要素の1つです。 トラン スのメーカーが 1% 以内の巻数比の精度を保証していること を確認してください。 1 次側インダクタンスの要件 LT3511は、スイッチ・ピンに反映された出力電圧から出力電 圧の情報を得ます。2 次巻線に電流が流れると、1 次側の出力 電圧に反映されます。サンプリング回路は、反映された出力電 圧をセトリングさせてサンプリングするのに最小 400nsを必要 とします。適切なサンプリングを行うためには、2 次巻線に最 小 400nsの間電流を流す必要があります。以下の式から1 次 側励磁インダクタンスの最小値が与えられます。 LPRI ≥ tOFF(MIN) • NPS • ( VOUT + VF ) IPEAK(MIN) tOFF(MIN) = 400ns IPEAK(MIN) = 55mA サンプリング時間に関する1 次側インダクタンス要件の他に、 LT3511には、スイッチのオン時間を100nsより短くするという 内部回路の制約があります。その時間内にインダクタ電流が 所期の電流リミットを超えると、電流制御ループがその制御 能力を失って出力が発振する可能性があります。1 次側励磁 インダクタンスを選択するときは、最大入力電圧に基づいて以 下の式にも従う必要があります。 LPRI ≥ tON(MIN) • VIN(MAX) IPEAK(MIN) tON(MIN) = 100ns IPEAK(MIN) = 55mA 3511fc 11 LT3511 アプリケーション情報 VSW VSW <150V <150V <140V VLEAKAGE <100V <100V t OFF > 400ns t OFF > 400ns TIME tSP < 150ns without Clamp tSP < 150ns 3511 F05 TIME with Clamp 図 5．SWピンのフライバック波形の最大電圧 漏れインダクタンスとクランプ回路 トランスの漏れインダクタンスが （1 次側または2 次側のいず れかに） あると、出力スイッチがオフした後に電圧スパイクが 1 次側に発生します。このスパイクは負荷電流が大きくなるほ ど顕著になり、より大きな蓄積エネルギーを消費しなければ なりません。アプリケーションを設計する際には、漏れ電圧ス パイクの影響に対して十分なマージンを確保します。ほとんど の場合は、1 次側に反映された出力電圧とVIN の和は100V 以下に保たれます。これにより、ライン条件および負荷条件に わたり、漏れスパイクについて少なくとも50Vのマージンが得 られます。巻数が不十分なトランスや過度の漏れインダクタン スに対しては、さらに大きな電圧マージンが必要です。この点 について図 5に示します。トランスの漏れインダクタンスは最 小限に抑えてください。 ほとんどのアプリケーションには、クランプ回路を推奨します。 内部パワー・スイッチの保護が可能な回路には、RCD（抵抗 コンデンサ-ダイオード） クランプとDZ（ダイオード-ツェナー） クランプの2 種類があります。クランプ回路は、漏れインダクタ ンスに蓄積されたエネルギーを消費します。LT3511の推奨ク ランプはDZクランプです。DZクランプは設計しやすく、クラン プ電圧が高く、電力レベルが低いので、好ましいソリューショ ンです。さらに、DZクランプは明確に定まった一定のクランプ 電圧を保証します。スイッチ波形に対するクランプの効果を 図 5に、DZクランプの接続回路を図 6に示します。 LS Z D 3511 F06 図 6．DZクランプ ダイオードとツェナー・ダイオードの両方を選択するときは十 分な注意を払う必要があります。 通常はショットキー・ダイオー ドが最適ですが、漏れインダクタンスによるスパイクを制限す るのに十分速くオンする場合に使用できるPNダイオードもあ ります。逆電圧定格が最大スイッチ電圧より高いダイオードを 選択します。ツェナー・ダイオードのブレークダウン電圧は、電 力損失とスイッチ電圧の保護のバランスがとれるように選択し ます。最善の妥協案は、最も高いブレークダウン電圧を選択 することです。適切に選択するには次式を使用します。 VZENER(MAX) ≤ 150V – VIN(MAX) 最大入力電圧が 72Vのアプリケーションでは、VZENER（MAX） が （78Vの最大値より低い）72Vである、68VのVZENER を選 択します。 クランプの電力損失によってツェナー・ダイオードの電力定格 が決まります。クランプの電力損失は、最大負荷と最小入力 3511fc 12 LT3511 アプリケーション情報 電圧のときに最大になります。スイッチ電流は、漏れインダクタ ンスに蓄積されたエネルギーを加えて、この時点で最大にな ります。最大のVZENER を選択した場合、0.5Wのツェナーが ほとんどのアプリケーションの要件を満たします。VZENER に 小さい値を選択すると、次式に示すように、過度の電力損失 を生じます。 DZ Power Loss = 1 • L • IPK(VIN(MIN))2 • fSW • 2 l ⎛ ⎞ NPS • ( VOUT + VF ) ⎜⎜1+ ⎟⎟ ⎝ VZENER – NPS • ( VOUT + VF ) ⎠ 上がり時間とトランスの漏れインダクタンスによって遅延が生 じます。漏れインダクタンスで、トランスの1 次側に非常に高速 の電圧スパイクも生じます。漏れスパイクの振幅は、パワー・ スイッチの電流が最大のときに最も大きくなります。スイッチの ターンオフとサンプリングの開始の間に内部固定遅延を設け て、前述の現象に対する耐性をもたせます。LT3511では、内 部ブランキングが 150nsに設定されています。場合によっては、 漏れインダクタンスによるスパイクが内部ブランキングより長く 続くこともありますが、出力のレギュレーションに大きく影響す ることはありません。 L l = 漏れインダクタンス 2 次側漏れインダクタンス VOUT • IOUT • 2 IPK(VIN(MIN)) = η • VIN(MIN) • DVIN(MIN) 1 次側漏れインダクタンスに加えて、2 次側漏れインダクタンス がアプリケーションの設計に重要な影響を与えます。2 次側 漏れインダクタンスは、トランスの2 次側に誘導性分割器を形 成します。誘導性分割器は1 次側換算のフライバック・パルス の大きさを実効的に減らします。フライバック・パルスが小さく なると、安定化出力電圧が高くなります。2 次側漏れインダク タンスの誘導性分割器の影響は負荷に依存しません。2 次側 漏れインダクタンスが （製造時のばらつきも含めて）一定の割 合の相互インダクタンスである限りでは、RFB/RREF 比を調整 してこの影響に対応することができます。 fSW = 1 1 = • I L tON + tOFF PRI PK(VIN(MIN)) LPRI • IPK(VIN(MIN)) + VIN(MIN) NPS • ( VOUT + VF ) 推奨するダイオードおよびツェナー・ダイオードのいくつかを、 表 2および表 3に示します。 表 2．推奨するツェナー・ダイオード 部品 MMSZ5266BT1G MMSZ5270BT1G CMHZ5266B CMHZ5267B BZX84J-68 BZX100A VZENER (V) 68 91 68 75 68 100 表 3．推奨するダイオード 部品 BAV21W BAV20W I (A) 0.625 0.625 電力 （W） 0.5 0.5 0.5 0.5 0.5 0.5 VREVERSE (V) 200 150 ケース SOD-123 SOD-123 SOD-123 SOD-123 SOD323F SOD323F メーカー On Semi Central Semiconductor NXP 巻線抵抗の影響 1 次側と2 次側のどちらの抵抗成分も全体の効率（POUT/PIN） を低下させます。LT3511のバウンダリ・モード動作により、十 分な出力電圧レギュレーションが巻線抵抗に関係なく維持さ れます。 バイファイラ巻き ケース SOD-123 SOD-123 メーカー Diodes Inc. 漏れインダクタンスのブランキング パワー・スイッチがオフすると、フライバック・パルスが発生しま す。ただし、トランスの１次側の電圧波形が出力電圧に近くな るまでには、ある有限の時間が経過します。SWノードの立ち バイファイラ巻きや同様の巻線手法は、漏れインダクタンスの 問題を最小限に抑えるのに有効です。ただし、これは1 次側 2 次側間の静電容量も増やして1 次側 -2 次側間のブレークダ ウン電圧を制限するので、バイファイラ巻きが常に実用的であ るとは限らないことに注意してください。リニアテクノロジーの アプリケーション・グループがトランスの選択や設計をお手伝 いします。 3511fc 13 LT3511 アプリケーション情報 アプリケーション設計に関する検討事項 反復設計手順 LT3511は、絶縁された出力電圧を安定化するのに独自のサ ンプリング手法を使用しています。この絶縁手法を使用するに は、帰還抵抗と温度補償抵抗を選択するシンプルな反復手 順が必要です。帰還抵抗と温度補償抵抗の値は、選択された アプリケーション、トランスおよび出力ダイオードに大きく依存 します。 反復手順を通して抵抗値が定まると、この値が、選択された トランスと出力ダイオードとともに一定の出力電圧を生成しま す。トランスの巻数比が 1% 以内であることが保証されてい なければならない点に注意してください。このデータシートに 記載されたトランスのメーカーでは、この規格に従ったトラン スの製造が可能です。 式ではダイオードとVTC の温度係数が等しいと仮定していま すが、1 次近似としてはこれで十分です。 厳密にいえば、上式はRFB を絶対値としてではなくRREF の比 として定義しています。したがって、次の問題は、RREFとして 適切な値は何か、ということになります。 「RREF は約 10kΩにす る」が答えです。LT3511はこのRREF の値を使って調整され、 仕様が規定されています。RREF のインピーダンスが 10kΩ か ら大きく変化すると、余計な誤差が生じます。ただし、RREF の ばらつきは数パーセントであれば許容できます。したがって、 公称のRFB/RREF 比を実現するのに、標準の1% 抵抗値を選 択すれば問題ありません。 低電圧ロックアウト （UVLO） RFB とRREF の抵抗値の選択 VIN ピンからEN/UVLOピンに抵抗分割器を接続することに よって低電圧ロックアウト （UVLO） が実現されます。この構成 を図 7に示します。EN/UVLOピンのスレッショルドは1.21V に設定されています。 以下のセクションにRFB およびRREF の値を設定する式を示し ます。この式は目安にすぎません。 「 設計手順」 で概説する手 順に従い、反復設計手順を使ってRFB、RREF および RTC の正 確な値を設定します。 また、EN/UVLOピンの電圧が 1.21Vより低いと、このピンに 2.6μAが流れます。この電流はR1の値に基づいてユーザーが 設定可能なヒステリシスを与えます。実効的なUVLOスレッ ショルドは以下のようになります。 「動作」 のセクションで導き出した、 「温度補償」 のセクション のVOUT の式を整理すると、以下のようなRFB の式が得られ ます。 RFB = RREF • NPS ( VOUT + VF ) + VTC VBG ここで、 VOUT = 出力電圧 VF = スイッチング・ダイオードの順方向電圧 VIN(UVLO,RISING) = 1.2V • (R1+ R2) VIN(UVLO,FALLING) = + 2.6µA • R1 R2 1.2V • (R1+ R2) R2 図 7では、UVLO 機能を使って外部シャットダウン制御を行う 回路も示しています。NMOSをオンするとEN/UVLOピンが接 地され、LT3511は消費電流が 1μA 未満のシャットダウン状 態になります。 VIN NPS = 1 次対 2 次の実効巻数比 R1 VTC = 0.55V この式は以下を仮定しています。 RTC = RFB NPS EN/UVLO RUN/STOP CONTROL (OPTIONAL) R2 LT3511 GND 3511 F07 図 7．低電圧ロックアウト （UVLO） 3511fc 14 LT3511 アプリケーション情報 最小負荷の要件 LT3511 LT3511はフライバック・パルスを使って出力電圧の情報を回 収します。スイッチがオフして2 次巻線に電流が流れると、フラ イバック・パルスが発生します。出力電圧を安定化させるため、 LT3511はフライバック・パルスをサンプリングする必要があり ます。LT3511は、軽負荷状態のときも最小量のエネルギーを 供給して出力電圧の正確な情報を確保します。最小量のエ ネルギーを供給するには、個々のアプリケーションに応じて 10mA ∼ 15mAの最小負荷が必要になります。各アプリケー ションの最小負荷要件を検証してください。事前に負荷をか けることが認められない場合は、ツェナー・ブレークダウン電 圧が出力電圧より20%高いツェナー・ダイオードを最小負荷と して使用できます。出力電圧が 5Vの場合には、カソードを出 力に接続した6Vのツェナー・ダイオードを使用します。 3 次巻線によるBIASピンのオーバードライブ LT3511はオプトカプラや3 次巻線を必要とせずに優れた出力 電圧の安定化を実現しますが、入力電圧が高い （>20V） アプ リケーションの中には、新たな巻線（多くの場合 3 次巻線と呼 ばれる） を追加することでシステム全体の効率を向上できるも のがあります。3 次巻線は、出力電圧が 3.3V ∼ 12Vになるよう に設計します。VIN が 48Vの標準的なアプリケーションでは、 BIASピンをオーバードライブすると、効率が 4% ∼ 5% 向上し ます。 6V TO 100V LDO 3V BIAS LT3511 VIN 4.5V TO 15V LDO BIAS OPTIONAL BIASピンに関する検討事項 BIASピンはLT3511の内部回路に電力を供給します。BIAS ピンを安定化させるための、3つの異なる構成があります。1つ 目の構成では、VIN 電源から内部 LDOを介してBIASピンを 内部でドライブします。2つ目の構成では、VIN 電源をBIASピ ンに直接接続し、内部 LDOを迂回することにより、VIN 電源 が BIASピンを直接ドライブします。この構成では、デバイスは 最小 4.5V、最大 15Vで動作することができます。3つ目の構 成では、外部電源または3 次巻線が BIASピンをドライブしま す。入力電源より低い電源が存在するときは、このオプション を使用します。内部 LDOをディスエーブルするには、3.3Vより 高い電源でBIASピンをドライブします。電源電圧を低くする と、内部回路の電源効率が向上します。 VIN LT3511 VIN 6V TO 100V LDO 3.3V < BIAS < 20V BIAS EXTERNAL SUPPLY 3511 F08 図 8．BIASピンの構成 ループ補償 LT3511では、抵抗とコンデンサのネットワークをVCピンに外 付けすることで補償をします。標準的な補償値はRC = 20kΩ （他の可能な値については 「標 および CC = 2.2nFの近辺です 準的応用例」のセクションの各種回路を参照）。安定性と許 容可能な過渡応答を実現するには、RCとCC の両方を適切に 選択することが重要です。たとえば、RC が大きすぎると、高周 波ノイズとジッタの影響を受けやすくなります。これに対して、 RC が小さすぎると、過渡性能が低下します。CC の値に関して は、これと逆になります。CC が大きすぎると過渡応答が悪化 し、CC が小さすぎると不安定になります。RC および CC の具 体的な値は、アプリケーションとトランスの選択によって異な ります。基板レベルの評価と過渡応答性能をもって、個々の 選択を検証してください。 3511fc 15 LT3511 アプリケーション情報 設計手順 / 設計例 LT3511のアプリケーションを設計するための目安として、以 下の設計手順を使用します。独自のサンプリング・アーキテク チャは適切な抵抗値を選択するための反復手順を必要とす る、ということに注意してください。 この設計例では、100mAの負荷電流と36V ∼ 72Vの入力範 囲で15V出力を設計します。 VIN(MIN) = 36V、VIN(NOM) = 48V、VIN(MAX) = 72V、 VOUT = 15Vおよび IOUT = 100mA ステップ 1：トランスの巻数比を選択します。 NPS < VSW(MAX) – VIN(MAX) – VLEAKAGE VOUT + VF VSW（MAX）= 内部スイッチの最大定格 = 150V VLEAKAGE = トランスの漏れスパイクのマージン = 40V VF = 出力ダイオードの順方向電圧 = 約 0.5Vと仮定 例： 150V – 72V – 40V 15V + 0.5V < 2.45 NPS < NPS NPS = 2 「出力電力」 のセクションで説明したように、出力電力を決定 するときは巻数比の選択が重要です。この時点で、効率を向 上させるため、トランスに3 次巻線を追加してLT3511のBIAS ピンをドライブすることができます。効率を最大にするには、 3 次巻線の電圧が 3.3V ∼ 6Vに安定化するように設定する巻 数比を選択します。 BIAS 巻線を5Vでドライブするための、3 次巻線の巻数比を 選択します。 （オプション） 例： NTHIRD VTHIRD 5V = = = 0.33 15V NS VOUT ステップ 2：最小 VIN での最大出力電力を計算します。 POUT(VIN(MIN)) = η • VIN(MIN) • IIN = η • VIN(MIN) • D • IPEAK • 0.5 D= ( VOUT + VF ) • NPS ( VOUT + VF ) • NPS + VIN(MIN) η = 効率 = 約 75% IPEAK = ピーク・スイッチ電流 = 0.26A 例： D = 0.46 POUT(VIN(MIN)) = 1.62 IOUT(VIN(MIN)) = POUT(VIN(MIN))/VOUT = 0.11A 選択した巻数比は100mAの出力電流要件を満たします。出 力電流が小さすぎると、最小入力電圧が高めに調整される可 能性があります。スイッチ電圧要件と、漏れインダクタンスによ る電圧スパイクのマージンが与えられると、この例の巻数比 の値が最大に設定されます。 ステップ 3：1 次側インダクタンス、スイッチング周波数、およ び飽和電流を決定します。 最小オフ時間および最小オン時間の要件を満たすため、トラ ンスの1 次側インダクタンスは最小値より大きい値に設定する 必要があります。 LPRI ≥ tOFF(MIN) • NPS • ( VOUT + VF ) IPEAK(MIN) tOFF(MIN) = 400ns IPEAK(MIN) = 55mA LPRI ≥ tON(MIN) • VIN(MAX) IPEAK(MIN) tON(MIN) = 100ns IPEAK(MIN) = 55mA トランスの巻数比は、次のように選択します。 NPRIMARY：NSECONDARY：NTHIRD = 2：1：0.33 3511fc 16 LT3511 アプリケーション情報 例： LPRI ≥ 400ns • 2 • (15 + 0.5) 0.055 LPRI ≥ 225µH 100ns • 72 0.055 LPRI ≥ 131µH LPRI ≥ さらに、1 次側インダクタンスはスイッチング周波数も決定します。 fSW 1 1 = = tON + tOFF LPRI • IPEAK + LPRI • IPEAK VIN NPS • ( VOUT + VF ) IPEAK = VOUT • IOUT • 2 η • VIN • D 例： 公称のVIN である48Vでのスイッチング周波数を計算してみ ます。 D= (15 + 0.5) • 2 = 0.39 (15 + 0.5) • 2 + 48 IPEAK = 15V • 0.1A • 2 = 0.21A 0.75 • 48V • 0.39 LPRI = 350μHを選択することにします。ほとんどのトランスで は、1 次側インダクタンスの許容差が 20%に規定されている ことに注意してください。 fSW = 256kHz 最後に、トランスの定格は、ライン条件および負荷条件に対し て適切な飽和電流レベルに定められている必要があります。 与えられた例では、スイッチ電流のワーストケースの条件は、 最小 VIN でありかつ最大負荷であるときです。 VOUT • IOUT • 2 η • VIN • D 15V • 0.1A • 2 = = 0.24A 0.75 • 36V • 0.46 IPEAK = IPEAK 飽和電流が定常状態の動作条件、起動条件および過渡条件 を満たしていることを確認します。これらの条件を満たすには、 定常状態の計算値より50% 以上大きな飽和電流を選択しま す。この例では、400mA ∼ 500mAの範囲の飽和電流を選択 しています。 事前に設計されたフライバック・トランスのリストを表 1に示し ます。このアプリケーションでは、Würthの750311660トランス を使用します。 ステップ 4：適切な出力ダイオードを選択します。 出力ダイオードの主な2つの選択基準は、順方向電流定格と 逆電圧定格です。最大負荷要件は、出力ダイオードの平均電 流要件としての、良好な1 次推定値になります。さらに良好な 推定値は、RMS 電流です。 IRMS = IPEAK(VIN(MIN)) • NPS • 1– DVIN(MIN) 3 例： IRMS = 0.24 • 2 • 1– 0.46 = 0.2A 3 次に、最大 VIN を使用して、逆電圧要件を計算します。 VREVERSE = VOUT + VIN(MAX) NPS 例： VREVERSE = 15V + 72V = 51V 2 Diodes 社の60V/0.5Aダイオード （SBR0560S1） を使用します。 ステップ 5：出力コンデンサを選択します。 出力コンデンサは出力電圧リップルが最小になるように選択 し、大容量のコンデンサの場合は、サイズとコストの妥協点を 見つけます。公称 VIN では以下の式を使用します。 C= IOUT • D ∆VOUT • fSW 3511fc 17 LT3511 アプリケーション情報 例： ステップ 7：補償を行います。 リップル・レベルが 50mV 以下になるように設計します。 補償は、設計手順の最後の方で最適化していきます。VCノー ドからグランドに、抵抗とコンデンサを接続します。20kΩの抵 抗と2.2nFのコンデンサを使用します。 C= 0.1A • 0.39 = 3.1µF 0.05V • 256kHz 10μF/25Vの出力コンデンサを選択します。セラミック･コンデ ンサは印加電圧によって容量が減少することに注意してくだ さい。容量は、最大電圧定格のときに想定容量の40%まで減 少する可能性があります。 ステップ 8：RFB 抵抗とRTC 抵抗を選択します。 次の式を使用して、RFBとRTC の出発点の値を選択します。 RREF を10kΩに設定します。 ( VOUT + VF + 0.55V ) • NPS • RREF ステップ 6：クランプ回路を設計します。 RFB = クランプ回路は、漏れインダクタンスによるスパイクからスイッ チを保護します。クランプ回路には、DZクランプが適していま す。ツェナーとダイオードを選択する必要があります。 RREF = 10k ツェナーの最大値は、最大VIN に従って、次のように設定します。 VZENER(MAX) ≤ 150V – VIN(MAX) 例： VZENER(MAX) ≤ 150V – 72V VZENER(MAX) ≤ 78V また、前に説明したように、クランプ回路の電力損失はクラン プ電圧に反比例します。クランプ電圧が高くなると、電力損失 は小さくなります。 最大電圧が 72Vの68Vツェナーが最適な保護を行い、電力 損失を最小限に抑えます。0.5Wのツェナーは、LT3511に関 係するほとんどのクランプ・アプリケーションの要件を満たし ます。電力損失は、 「漏れインダクタンスとクランプ回路」 のセ クションに示す式を使用して計算できます。 選択するツェナーは、On Semiconductorの68V/0.5Wツェナー （MMSZ5266BT1G） です。 高速であり、逆ブレークダウン電圧が十分なダイオードを選 択します。 VREVERSE > VSW(MAX) VSW(MAX) = VIN(MAX) ＋VZENER(MAX) 例： RTC = 1.2V RFB NPS 例： RFB = RTC (15 + 0.5 + 0.55V ) • 2 • 10k = 267k 1.2V 267k = = 133k 2 ステップ 9：出力電圧に基づいてRFBを調整します。 実際に部品を接続したアプリケーションに電源を投入して、 安定化された出力電圧を測定します。測定された出力電圧に 基づいてRFB を再調整します。 RFB(NEW) = VOUT VOUT(MEAS) • RFB(OLD) 例： RFB(NEW) = 15V • 267k = 237k 16.8V ステップ 10：RTC を取り去って、全温度範囲で出力電圧を測 定します。 恒温槽のような温度が制御された環境で出力電圧を測定し、 出力の温度係数を求めます。一定の負荷電流および入力電 圧での出力電圧を、全動作温度範囲にわたって測定します。 この手順により、全温度範囲でライン・レギュレーションとロー ド・レギュレーションが最適化されます。 VREVERSE > 140V ダイオードは、0.24Aと算出されたスイッチのピーク・スイッチ 電流を処理する必要があります。Diodes 社の200V/0.6Aダイ オード （BAV21W） を選択します。 3511fc 18 LT3511 アプリケーション情報 VOUT の温度係数を計算します。 ∆VOUT VOUT(HOT) – VOUT(COLD) = ∆Temp THOT(°C) – TCOLD(°C) 例： アプリケーションの最適な補償は次のようになります。 RC = 22.1k, CC = 4.7nF 例： ステップ 15：最小負荷を確保します。 100mAおよび VIN = 48Vの条件で測定されたVOUT 最大入力電圧での最小負荷要件をチェックします。最小負荷 が生じるのは、出力で消費されるよりも大きなエネルギーをコ ンバータが供給するのに伴って出力電圧が上昇し始める時 点です。 ∆VOUT 15.70V – 15.37V = = 1.9mV/°C ∆Temp 125°C – ( –50°C) ステップ 11：RTC の新しい値を計算します。 RTC(NEW) = RFB 1.85mV / °C • ∆VOUT NPS ∆Temp 例： RTC(NEW) = 237k 1.85 • = 118k 2 1.9 ステップ 12：RTC に新しい値を設定してVOUT を測定し、RTC の変更に応じてRFB を再調整します。 RFB(NEW) = VOUT VOUT(MEAS) • RFB(OLD) 例： RFB(NEW) = 例： 入力電圧が 72Vのときの最小負荷は、 7mAです。 ステップ 16：EN/UVLO 抵抗の値を求めます。 必要なヒステリシスの大きさを決定します。 電圧ヒステリシス = 2.6μA • R1 例： 2Vのヒステリシスを選択します。 R1= 2V = 768k 2.6µA UVLOのスレッショルドを決定します。 15V • 237k = 237k 15V ステップ 13：RFB および RTC の新しい値を全温度範囲で検証 します。 RTC を接続し、全温度範囲で出力電圧を測定します。 ステップ 14：補償を最適化します。 RFB および RTC の値が定まったので、補償を最適化します。補 償は、出力の負荷ステップの過渡応答に対して最適化してく ださい。全負荷範囲で過渡応答をチェックします。 VIN(UVLO,FALLING) = R2 = 1.2V • (R1+ R2) R2 1.2V • R1 VIN(UVLO,FALLING) – 1.2V UVLOの下降時スレッショルドを30Vに設定します。 1.2V • 768k = 32.4k 30V – 1.2V 1.2V • (R1+ R2) VIN(UVLO,FALLING) = R2 1.2V • (768k + 32.4k ) = = 30V 32.4k VIN(UVLO,RISING) = VIN(UVLO,FALLING) ＋2.6μA • R1 = 30V ＋2.6μA • 768k = 32V R2 = 3511fc 19 LT3511 標準的応用例 48V から5V の絶縁型フライバック・コンバータ VIN 36V TO 72V 4:1:1 C1 1µF R1 1M Z1 VIN R2 43.2k EN/UVLO RFB RREF LT3511 TC D3 R3 169k T1 300µH R5 69.8k GND VOUT– C1: TAIYO YUDEN HMK316B7105KL-T C3: TAIYO YUDEN EMK212B7475KG C4: MURATA GRM32ER71C226KE18B D1, D2: DIODES INC. SBR140S3 D3: DIODES INC. BAV21W T1: WÜRTH 750311558 Z1: ON SEMI MMSZ5266BT1G R4 10k BIAS D2 R6 16.9k C2 3.3nF VOUT+ 5V 0.3A C4 22µF 19µH SW VC D1 L1C 19µH C3 4.7µF 3511 TA02 オプションの HV 動作用 3 次巻線 48V から15V の絶縁型フライバック・コンバータ VIN 36V TO 72V C1 1µF D1 2:1 R1 1M Z1 VIN R2 43.2k T1 350µH EN/UVLO RFB RREF LT3511 TC R4 10k SW VC R5 97.6k R3 237k GND BIAS R6 13k C2 6.8nF D2 88µH VOUT+ 15V 0.1A C4 10µF VOUT– C1: TAIYO YUDEN HMK316B7105KL-T C3: TAIYO YUDEN EMK212B7475KG C4: MURATA GRM31CR71E106KA12 D1: DIODES INC. SBR0560S1 D2: DIODES INC. BAV21W T1: WÜRTH 750311660 Z1: ON SEMI MMSZ5266BT1G C3 4.7µF 3511 TA03 3511fc 20 LT3511 標準的応用例 48V から24V の絶縁型フライバック・コンバータ VIN 36V TO 72V C1 1µF Z1 VIN R2 43.2k T1 300µH EN/UVLO R3 187k RFB RREF LT3511 TC R5 200k GND C4 4.7µF VOUT– C1: TAIYO YUDEN HMK316B7105KL-T C3: TAIYO YUDEN EMK212B7475KG C4: MURATA GRM32ER71H475KA88B D1: DIODES INC. SBR1U150SA D2: DIODES INC. BAV21W T1: WÜRTH 750311659 Z1: ON SEMI MMSZ5266BT1G R4 10k BIAS R6 33.2k C2 3.3nF 300µH D2 SW VC VOUT+ 24V 65mA D1 1:1 R1 1M C3 4.7µF 3511 TA04 24V から5V の絶縁型フライバック・コンバータ VIN 20V TO 30V C1 4.7µF D1 6:1 R1 1M Z1 VIN R2 80.6k EN/UVLO LT3511 RFB RREF SW TC VC R5 73.2k GND BIAS R6 9.31k C2 15nF R3 249k R4 10k D2 T1 300µH 8µH VOUT+ 5V 0.25A C4 22µF VOUT– C1: MURATA GRM31CR71H475KA12B C3: TAIYO YUDEN EMK212B7475KG C4: MURATA GRM32ER71C226KE18B D1: DIODES INC. SBR2A30P1 D2: DIODES INC. BAV20W T1: SUMIDA 10396-T026 Z1: ON SEMI MMSZ5270BT1G C3 4.7µF 3511 TA05 3511fc 21 LT3511 標準的応用例 24V から15V の絶縁型フライバック・コンバータ VIN 20V TO 30V C1 4.7µF R1 1M Z1 VIN EN/UVLO R2 80.6k R3 237k RFB RREF LT3511 D2 T1 350µH VC R5 133k GND BIAS R6 20k C2 4.7nF C4 10µF 88µH VOUT– C1: MURATA GRM31CR71H475KA12B C3: TAIYO YUDEN EMK212B7475KG C4: MURATA GRM31CR71E106KA12B D1: DIODES INC. SBR140S3 D2: DIODES INC. BAV20W T1: WÜRTH 750311660 Z1: ON SEMI MMSZ5270BT1G R4 10k SW TC VOUT+ 15V 0.09A D1 2:1 C3 4.7µF 3511 TA06 12V から15V の絶縁型フライバック・コンバータ VIN 8V TO 20V C1 4.7µF 2:1 R1 1M R2 562k Z1 VIN EN/UVLO LT3511 RFB RREF SW TC VC R5 133k GND BIAS R6 26.1k C2 4.7nF C3 4.7µF R3 237k R4 10k D2 T1 350µH VOUT+ 15V 40mA D1 88µH C4 4.7µF Z2 VOUT– OPTIONAL MINIMUM LOAD C1: MURATA GRM31CR71H475KA12B C3: TAIYO YUDEN EMK212B7475KG C4: MURATA GRM31CR71H475KA12 D1: DIODES INC. SBR130S3 D2: DIODES INC. BAV20W T1: WÜRTH 750311660 Z1: ON SEMI MMSZ5270BT1G 3511 TA08 3511fc 22 LT3511 標準的応用例 12V から 70V の絶縁型フライバック・コンバータ VIN 8V TO 20V 1:5:5 C1 2.2µF R1 1M VIN Z1 EN/UVLO R2 562k LT3511 D3 R3 105k RFB RREF D1 T1 80µH C4 0.47µF D2 R4 10k VC R5 191k GND BIAS R6 90.9k C2 6.8nF VOUT1– VOUT2+ 4mA C5 0.47µF VOUT2– –70V SW TC VOUT1+ 70V 4mA C1: MURATA GRM21BR71E225KA73B C3: TAIYO YUDEN EMK212B7475KG C4, C5: NIPPON CHEMI-CON KTS251B474M43N0T00 D1, D2: CENTRAL SEMI CRM1U-06M D3: DIODES INC. BAV20W T1: WÜRTH 750311692 Z1: NXP BZX100A C3 4.7µF 3511 TA07 48V から3.3V の非絶縁型フライバック・コンバータ VIN 36V TO 72V C1 1µF D1 6:1 R1 1M Z1 VIN RFB EN/UVLO R2 43.2k LT3511 D2 8.66k RREF VOUT R4 5.11k VC GND BIAS R6 8.06k C2 4.7nF 11µH C4 47µF VOUT– SW TC R5 1M R3 1M T1 400µH VOUT 3.3V 0.4A C1: TAIYO YUDEN HMK316B7105KL-T C3: TAIYO YUDEN EMK212B7475KG C4: TAIYO YUDEN LMK325B7476MM-TR D1: DIODES INC. SBR2A30P1 D2: DIODES INC. BAV21W T1: WÜRTH 750311019 Z1: ON SEMI MMSZ5266BT1G C3 4.7µF 3511 TA09 48V から12V の絶縁型フライバック・コンバータ VIN 36V TO 72V C1 1µF D1 2:1 R1 1M Z1 VIN R2 43.2k EN/UVLO LT3511 RFB RREF GND BIAS TC R4 10k SW VC R5 143k R3 191k R6 15k C2 6.8nF D2 T1 300µH 75µH VOUT+ 12V 0.1A C4 4.7µF VOUT– C1: TAIYO YUDEN HMK316B7105KL-T C3: TAIYO YUDEN EMK212B7475KG C4: MURATA GRM31CR71H475KA12 D1: DIODES INC. SBR0560S1 D2: DIODES INC. BAV21W T1: SUMIDA 10396-T022 Z1: ON SEMI MMSZ5266BT1G C3 4.7µF 3511 TA10 3511fc 23 LT3511 パッケージ寸法 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/をご覧ください。 MS パッケージ バリエーション：MS16（12） 16ピン・プラスチックMSOP（4 本のピンを除去） （Reference LTC DWG # 05-08-1847 Rev A） 1.0 (.0394) BSC 0.889 ± 0.127 (.035 ± .005) 5.23 (.206) MIN 3.20 – 3.45 (.126 – .136) 4.039 ± 0.102 (.159 ± .004) (NOTE 3) 16 14 121110 9 0.50 (.0197) BSC 0.305 ± 0.038 (.0120 ± .0015) TYP 推奨半田パッド・レイアウト 0.254 (.010) 0.280 ± 0.076 (.011 ± .003) REF 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 4) 4.90 ± 0.152 (.193 ± .006) DETAIL “A” 0° – 6° TYP 1 ゲージ・プレーン 0.53 ± 0.152 (.021 ± .006) DETAIL “A” 0.18 (.007) シーティング・ プレーン 1.10 (.043) MAX 0.17 – 0.27 (.007 – .011) TYP 0.50 (.0197) BSC 3 567 8 1.0 (.0394) BSC NOTE: 1. 寸法はミリメートル（インチ） / 2. 図は実寸とは異なる 3. 寸法にはモールドのバリ、突出部、ゲートのバリを含まない モールドのバリ、突出部、 ゲートのバリは、各サイドで 0.152mm （0.006"） を超えないこと リード間のバリまたは突出部を含まない 4. 寸法には、 を超えないこと リード間のバリまたは突出部は各サイドで 0.152mm（0.006"） 5. リードの平坦度（成形後のリードの底面）は最大 0.102mm（0.004"）であること 0.86 (.034) REF 0.1016 ± 0.0508 (.004 ± .002) MSOP (MS12) 0510 REV A 3511fc 24 LT3511 改訂履歴 REV 日付 概要 ページ番号 A 4/11 B 6/11 「巻数比」のセクションから文章を削除し、 「アプリケーション情報」の「1 次側インダクタンスの要件」に文章を追加。 「アプリケーション情報」の「漏れインダクタンスとクランプ回路」のセクションで文章を微細なレベルで編集し、表 3を改訂 「アプリケーション情報」の「設計手順 / 設計例」のセクションでステップ3を置き換え 「アプリケーション情報」の「設計手順 / 設計例」のセクションのステップ6で式を改訂し、文章を微細なレベルで編集 すべての「標準的応用例」で「D2: Diodes」の製品番号を更新 「関連製品」のセクションにLT3512を追加 C 12/11 MPグレードを追加。 「ピン機能」のセクションでRFB ピンの説明を改訂。 「アプリケーション情報」のセクションで効率の式と表 1を更新。 「標準的応用例」の図を改訂。 絶対最大定格とHグレードの温度範囲を改訂 標準的応用例の図 TA07とTA08の抵抗値を修正 2, 3 5 9, 10 20, 21 11 12-13 16 18 20-23, 26 26 2 23 3511fc リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 25 LT3511 標準的応用例 48V から 15V の絶縁型フライバック・コンバータ VIN 36V TO 72V 2:1:1 C1 1µF R1 1M Z1 VIN R2 43.2k EN/UVLO LT3511 RFB VC D3 R3 237k RREF TC R5 154k D1 T1 350µH 88µH C4 4.7µF VOUT1– D2 R4 10k 88µH VOUT2+ 50mA C5 4.7µF SW GND BIAS R6 20k C2 6.8nF C3 4.7µF 3511 TA11 VOUT1+ 15V 50mA C1: TAIYO YUDEN HMK316B7105KL-T C3: TAIYO YUDEN EMK212B7475KG C4, C5: MURATA GRM31CR71H475KA12 D1, D2: DIODES INC. SBR0560S1 D3: DIODES INC. BAV21W T1: WÜRTH 750311838 Z1: CENTRAL SEMI CMHZ5266B VOUT2– –15V 関連製品 製品番号 LT3512 LT3748 説明 モノリシック、高電圧、絶縁型フライバック・コン バータ、オプトカプラ不要 高入力電圧の昇圧、フライバック、SEPICおよび 反転コンバータ 100V 絶縁型フライバック・コントローラ LT3957 昇圧、フライバック、SEPICおよび反転コンバータ LT3956 定電流 / 定電圧の昇圧、降圧、昇降圧、SEPICまた はフライバック・コンバータ LT3575 LT3757 60V/2.5Aスイッチを内蔵した絶縁型フライバック・ スイッチング・レギュレータ 60V/1.25Aスイッチを内蔵した絶縁型フライバック・ スイッチング・レギュレータ 60V/0.65Aスイッチを内蔵した絶縁型フライバック・ スイッチング・レギュレータ 昇圧、フライバック、SEPICおよび反転コントローラ LT3758 昇圧、フライバック、SEPICおよび反転コントローラ LT3958 LT3573 LT3574 LTC1871/LTC1871-1/ No RSENSE ™、低消費電流のフライバック、 LTC1871-7 昇圧および SEPICコントローラ 注釈 4.5V ≤ VIN ≤ 100V、420mA/150Vのパワー ･スイッチを内蔵、 高電圧ピン間にスペースを設けたMSOP-16(12) パッケージ 5V ≤ VIN ≤ 80V、3.3A/84V パワー・スイッチを内蔵、 高電圧ピン間にスペースを設けた5mm 6mm QFN-36 パッケージ 5V ≤ VIN ≤ 100V、オプトアイソレータや3 次巻線が不要、ゲート・ドラ イバ内蔵、高電圧ピン間にスペースを設けたMSOP-16 パッケージ 3V ≤ VIN ≤ 40V、5A/40V パワー・スイッチを内蔵、高電圧ピン間に スペースを設けた5mm 6mm QFN-36 パッケージ 4.5V ≤ VIN ≤ 80V、3.3A/84V パワー・スイッチを内蔵、 True Color PWM 調光、高電圧ピン間にスペースを設けた 5mm 6mm QFN-36 パッケージ 3V ≤ VIN ≤ 40V、オプトアイソレータや3 次巻線が不要、 出力電力：最大 14W、TSSOP-16E パッケージ 3V ≤ VIN ≤ 40V、オプトアイソレータや3 次巻線が不要、 出力電力：最大 7W、MSOP-16E パッケージ 3V ≤ VIN ≤ 40V、オプトアイソレータや3 次巻線が不要、 出力電力：最大 3W、MSOP-16 パッケージ 2.9V ≤ VIN ≤ 40V、設定可能な動作周波数：100kHz ∼ 1MHz、 3mm 3mm DFN-10および MSOP-10E パッケージ 5.5V ≤ VIN ≤ 100V、設定可能な動作周波数：100kHz ∼ 1MHz、 3mm 3mm DFN-10および MSOP-10E パッケージ 2.5V ≤ VIN ≤ 36V、Burst Mode® 動作 3511fc 26 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03- 5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp LT 1211 REV C • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2010