LTC3613 差動出力検出を備えた24V、15A モノリシック降圧レギュレータ 特長 概要 広い入力電圧範囲：4.5V ∼ 24V 出力電圧範囲：最大 15Aで 0.6V ∼ 5.5V n 出力電圧精度： 0.67% n オン時間制御の谷電流モード・アーキテクチャ、 優れた電流シェアリング n 200kHz ∼ 1MHz 範囲でプログラム可能＆外部クロックに 同期可能な周波数 n RSENSE またはインダクタの DCR による電流検出 （高精度の電流制限付き） n 高速過渡応答 n 差動出力電圧検出により、 500mVの同相リモート・ グランドが可能 n tON(MIN) = 65ns、tOFF(MIN) = 105ns n 過電圧保護と電流制限フォールドバック n パワーグッド出力電圧モニタ n 起動時の電圧トラッキング n 内部 LDOをバイパスする外部 VCC 入力 n マイクロパワーのシャットダウン：IQ = 15μA n 7mm×9mm 56ピンQFN パッケージ LTC®3613は、最大 15Aの出力電流で0.6V ∼ 5.5Vの出力電 圧を安定化できるモノリシック同期整流式降圧スイッチング・ レギュレータです。オン時間を制御する固定周波数の谷電流 モード・アーキテクチャにより、VIN、VOUT および負荷に関係 なく、定常動作で高速過渡応答と固定周波数スイッチングが 可能です。また、優れた電流シェアリング機能も提供します。 n アプリケーション n n n 配電システム ポイントオブロード・コンバータ サーバ 出力グランド・リファレンスがローカル・グランドと500mV 異 なっていても、差動出力電圧検出と高精度の内部リファレン スを組み合わせることにより、 0.67%の出力レギュレーショ ンを実現します。スイッチング周波数は外付け抵抗を使用して 200kHz ∼ 1MHzの範囲で設定可能です。スイッチング・ノイ ズやEMIの低減が不可欠なアプリケーションでは、外付けク ロックに位相同期も可能です。 tONとtOFF が非常に短いので、それぞれ 0%に近いデューティ サイクルと100%に近いデューティサイクルが可能です。 トラッ キング・アプリケーションやシーケンシング・アプリケーション 向けにソフトスタート時の電圧トラッキング機能を備えていま す。また、出力過電圧保護、プログラム可能なフォールドバッ ク付き電流制限、パワーグッド・モニタなどの安全機能を搭載 しています。 L、LT、LTC、LTM、OPTI-LOOP、Linear Technologyおよび Linearのロゴはリニアテクノロジー 社の登録商標です。Hot Swapおよび No RSENSE はリニアテクノロジー社の商標です。その他 すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。5481178、5487554、6580258、 6304066、6476589、6774611を含む米国特許によって保護されています。 標準的応用例 効率および電力損失と 負荷電流 高効率の大電力降圧コンバータ 100k PVIN SVIN RUN VRNG MODE/PLLIN EXTVCC 0.1µF 47pF 270pF TRACK/SS SENSE– SENSE+ SW 0.1µF 115k 1000pF 0.1µF RT SGND 1.5mΩ 15k VOUT 1.5V 15A BOOST PGND VOSNS+ VOSNS– PULSE-SKIPPING MODE 3.0 80 10Ω 0.47µH 2.5 70 60 2.0 FORCED CONTINUOUS MODE 50 40 1.5 30 1.0 20 + VIN = 12V VOUT = 1.5V 10 10k 4.7µF ITH 90 10Ω INTVCC 21k 82µF 3.5 100 VIN 4.5V TO 24V 330µF ×2 0 0.01 0.1 10 1 LOAD CURRENT (A) POWER LOSS (W) LTC3613 VOUT PGOOD + EFFICIENCY (%) INTVCC 0.5 0 3613 TA01a 3613 TA01 3613fa 1 LTC3613 ピン配置 TOP VIEW PVIN 1 PVIN 2 PVIN 3 PVIN 4 PVIN 5 PVIN 6 PVIN 7 PVIN 8 PVIN 9 SW 10 BOOST 11 SGND 12 PGOOD 13 SNS+ 14 SNS– 15 SGND 16 44 PGND 43 PGND 42 PGND 41 PGND 40 PGND 39 PGND 38 PGND 37 PGND 36 PGND 35 SW 34 INTVCC 33 INTVCC 32 SVIN 31 MODE/PLLIN 30 EXTVCC 29 SGND SW 58 PVIN 57 SGND 59 SGND 17 VOUT 18 SGND 19 VOSNS– 20 VOSES+ 21 TRACK/SS 22 ITH 23 VRNG 24 RT 25 RUN 26 NC 27 SGND 28 電源電圧（PVIN、SVIN）..........................................–0.3V ～ 24V BOOSTの電圧 ........................................................–0.3V ～ 30V SWの電圧 ..............................................................–0.3V ～ 24V INTVCC、EXTVCC、 （BOOST-SW）、MODE/PLLIN、 VRNG、PGOOD、RUNの電圧 .....................................–0.3V ～ 6V VOSNS+、VOSNS– の電圧 ......................–0.6V ～（INTVCC ＋0.3V） VOUT、SENSE+、SENSE– の電圧................................–0.6V ～ 6V RT、ITHの電圧 ...................................–0.3V ～（INTVCC ＋0.3V） TRACK/SSの電圧.....................................................–0.3V ～ 5V 動作接合部温度範囲（Note 2、4）..................... –40ºC ～ 125ºC 保存温度範囲.................................................... –65ºC ～ 150ºC 56 PVIN 55 PVIN 54 PVIN 53 PVIN 52 NC 51 SW 50 SW 49 SW 48 SW 47 SW 46 SW 45 SW 絶対最大定格（Note 1） WKH PACKAGE 56-LEAD (7mm × 9mm) MULTIPAD QFN TJMAX = 125°C, θJA = 29°C/W 発注情報 無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング * パッケージ 温度範囲 LTC3613EWKH#PBF LTC3613EWKH#TRPBF LTC3613WKH 56-Lead (7mm × 9mm) Plastic QFN –40°C to 125°C LTC3613IWKH#PBF LTC3613IWKH#TRPBF LTC3613WKH 56-Lead (7mm × 9mm) Plastic QFN –40°C to 125°C さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/leadfree/ をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/ をご覧ください。 3613fa 2 LTC3613 電気的特性 l は規定の動作接合部温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA = 25ºCでの値。注記がない限り、SVIN = 15V、 VFB = VOSNS+ – VOSNS–。 （Note 4） SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS Main Control Loop VIN Input Voltage Operating Range l 4.5 24 V VOUT Output Voltage Operating Range l 0.6 5.5 V IQ Input DC Supply Current Normal Shutdown Supply Current 2 15 4 25 mA µA VREG Regulated Differential Feedback Voltage (VOSNS+ – VOSNS–) Regulated Differential Feedback Voltage Over Line, Load and Common Mode (VOSNS+ – VOSNS–) MODE/PLLIN = INTVCC RUN = 0V ITH = 1.2V (Note 3) TA = 25°C TA = 0°C to 85°C TA = –40°C to 125°C VIN = 4.5V to 24V, ITH = 0.5V to 1.9V, VOSNS– = ±500mV (Note 3) TA = 0°C to 85°C TA = –40°C to 125°C l l 0.5985 0.596 0.594 0.6 0.6 0.6 0.6015 0.604 0.606 V V V l l 0.594 0.591 0.6 0.6 0.606 0.609 V V tON(MIN) Minimum On-Time 65 ns tOFF(MIN) Minimum Off-Time 105 ns gm(EA) Error Amplifier Transconductance ITH = 1.2V (Note 3) l 1.4 1.7 2 mS VSENSE(MAX) Valley Current Sense Threshold, VSENSE+ – VSENSE–, Peak Current = Valley + Ripple VRNG = 2V, VFB = 0.57V VRNG = 0V, VFB = 0.57V VRNG = INTVCC, VFB = 0.57V l l l 80 22 39 100 30 50 120 38 61 mV mV mV VSENSE(MIN) Minimum Current Sense Threshold,VSENSE+ – VSENSE–, Force Continuous Operation VRNG = 2V, VFB = 0.63V VRNG = 0V, VFB = 0.63V VRNG = INTVCC, VFB = 0.63V VSENSE(CM) SENSE+, SENSE– Voltage Range (Common Mode) ISENSE SENSE+, SENSE– Input Bias Current VSENSE(CM) = 0.6V VSENSE(CM) = 5V VRUN(TH) RUN Pin On Threshold VRUN Rising VRUN(HYS) RUN Pin Hysteresis –50 –15 –25 l l –0.5 1.1 mV mV mV 5.5 V ±5 1 ±50 4 nA µA 1.2 1.3 V 80 ISS Soft-Start Charging Current VTRACKSS = 0V UVLO IVOSNS+ INTVCC Undervoltage Lockout INTVCC Undervoltage Lockout Release VOSNS+ Input Bias Current Falling Rising VFB = 0.6V IVOSNS– VOSNS– Input Bias Current VFB = 0.6V mV µA 1.0 l l 3.4 3.65 4.2 ±5 4.0 4.5 ±25 V V nA –15 –50 µA 3613fa 3 LTC3613 電気的特性 l は規定の動作接合部温度範囲での規格値を意味する。それ以外は TA = 25ºCでの値。注記がない限り、SVIN = 15V、 VFB = VOSNS+ – VOSNS–。 （Note 4） SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS RT = 205k RT = 80.6k RT = 38.8k 175 450 900 2 200 500 1000 225 550 1100 kHz kHz kHz V 発振器とクロック同期 fOSC Free Running Switching Frequency CLKIH Clock Input High Level Into Mode/PLLIN CLKIL Clock Input Low Level Into Mode/PLLIN 0.5 V 内部 VCC レギュレータと外部 VCC INTVCC Internal VCC Voltage 6V < VIN < 24V INTVCC(%) Internal VCC Load Regulation ICC = 0mA to 50mA 5.1 EXTVCC(TH) EXTVCC Switchover Voltage EXTVCC Rising EXTVCC(HYS) EXTVCC Switchover Hysteresis ΔINTVCC EXTVCC Voltage Drop VEXTVCC = 5V. ICC = 50mA PGDOV PGOOD Upper Threshold PGDUV PGOOD Lower Threshold PGDHYS PGOOD Hysteresis VFB Rising (With Respect to Regulated Feedback Voltage VREG) VFB Falling (With Respect to Regulated Feedback Voltage VREG) VFB Returning VPGD(LO) PGOOD Low Voltage IPGOOD = 5mA tPGD(FALL) Delay from OV/UV Fault to PGOOD Falling (Note 5) 20 µs tPGD(RISE) Delay from OV/UV Recovery to PGOOD Rising (Note 5) 10 µs 7.5 5.5 mohm mohm 4.4 5.3 5.55 V –1 –2 % 4.6 4.75 V 200 mV 200 mV PGOOD 出力 5 7.5 10 % –10 –7.5 –5 % 2 0.15 % 0.4 V RDS(ON) RDS(ON) Top Switch On-Resistance Bottom Switch On-Resistance Note 1: 絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える。ま た、長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に悪影響を与える 可能性がある。 Note 2: TJ は周囲温度 TA および PD から次式のように計算される。 TJ = TA + (PD • 29ºC/W) （θJA は、JESD51-7 有効熱伝導率の高いテスト基板でシミュレーションする） θJC =1ºC/W （θJC はパッケージの背面にヒートシンクを取り付けてシミュレーションする） Note 4: LTC3613は、TJ ≈ TA となるようなパルス負荷条件でテストされる。LTC3613Eは0ºC ～ 125ºCの接合部温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。− 40ºC ～ 125ºCの動 作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールと の相関で確認されている。LTC3613Iは− 40ºC ～ 125ºCの全動作接合部温度範囲で保証され ている。これらの仕様と合致する最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージの定格熱イン ピーダンスおよび他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まることに注意。 Note 5: 遅延時間は50%レベルを使って測定する。 Note 3: LTC3613は、規定されたエラーアンプの出力電圧（ITHピン）を得られるようにVFB = VOSNS+ – VOSNS–を調整する帰還ループでテストされる。 3613fa 4 LTC3613 標準的性能特性 注記がない限りTA = 25ºC。 過渡応答： 強制連続モード 負荷ステップ： 強制連続モード VOUT 100mV/DIV 負荷解除： 強制連続モード VOUT 100mV/DIV VOUT 100mV/DIV IL 10A/DIV IL 10A/DIV IL 10A/DIV ILOAD 10A/DIV ILOAD 10A/DIV ILOAD 10A/DIV 40µs/DIV LOAD TRANSIENT = 0A TO 15A VIN = 12V, VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT 10µs/DIV LOAD STEP = 0A TO 15A VIN = 12V, VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT 3613 G01 過渡応答： パルス・スキップ・モード 10µs/DIV LOAD RELEASE = 15A TO 0A VIN = 12V, VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT 3613 G02 負荷ステップ： パルス・スキップ・モード 負荷解除： パルス・スキップ・モード VOUT 100mV/DIV VOUT 100mV/DIV VOUT 100mV/DIV IL 10A/DIV IL 10A/DIV IL 10A/DIV ILOAD 10A/DIV ILOAD 10A/DIV ILOAD 10A/DIV 40µs/DIV LOAD TRANSIENT = 500mA TO 15A VIN = 12V, VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT 10µs/DIV LOAD STEP = 500mA TO 15A VIN = 12V, VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT 3613 G04 10µs/DIV LOAD RELEASE = 15A TO 500mA VIN = 12V, VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT 3613 G05 出力がプリバイアスされた 状態でのソフトスタート 通常のソフトスタート 3613 G03 3613 G06 出力トラッキング VIN 5V/DIV VIN 5V/DIV TRACK/SS 500mV/DIV TRACK/SS 500mV/DIV TRACK/SS 500mV/DIV VOUT 1V/DIV VOUT 1V/DIV 4ms/DIV VIN = 12V VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT 3613 G07 VOUT 1V/DIV VOUT PRE-BIASED TO 0.75V 2ms/DIV VIN = 12V VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT 3613 G08 VIN = 12V 10ms/DIV VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT 3613 G09 3613fa 5 LTC3613 標準的性能特性 注記がない限りTA = 25ºC。 過電流保護 LOAD-STEP TRIGGER 7.5A 短絡保護 SHORTCIRCUIT TRIGGER VOUT DROOPS DUE TO REACHING CURRENT LIMIT VOUT 1V/DIV 過電圧保護 VOUT 200mV/DIV SHORT-CIRCUIT REGION OVERVOLTAGE TRIGGER VOUT 1V/DIV IL 10A/DIV NOTE ILOAD 10A/DIV ILOAD 10A/DIV VIN = 12V 4ms/DIV VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT 3613 G10 –0.3 0.1 –0.1 0 4 8 12 16 INPUT VOLTAGE (V) 20 –0.5 24 0 3 9 6 LOAD CURRENT (A) 12 1.0 0 8 12 VIN (V) 0.1 16 20 24 3613 G16 VIN = 12V ILOAD = 0A FREQUENCY NORMALIZED AT TA = 25°C FIGURE 10 CIRCUIT 0 –0.5 –0.1 –0.3 VIN = 12V ILOAD = 5A FIGURE 10 CIRCUIT 4 0.5 NORMALIZED ∆f (%) NORMALIZED ∆f (%) 0.5 25 50 55 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 非同期のスイッチング周波数と 温度 VIN = 12V ILOAD = 4A 0.3 FIGURE 10 CIRCUIT 1.0 0 3613 G15 0.5 1.5 NORMALIZED ∆f (%) –0.2 –50 –25 15 スイッチング周波数と負荷電流 2.0 0 0 3613 G14 スイッチング周波数と入力電圧 –0.5 VIN = 12V ILOAD = 0A VOUT NORMALIZED AT TA = 25°C 0.1 FIGURE 10 CIRCUIT –0.1 –0.3 3613 G13 –1.0 出力レギュレーションと温度 NORMALIZED ∆VOUT (%) –0.1 3613 G12 0.2 VIN = 12V ILOAD = 4A 0.3 FIGURE 10 CIRCUIT ∆VOUT ERROR (%) ∆VOUT ERROR (%) 出力レギュレーションと負荷電流 0.1 –0.5 VIN = 12V 20µs/DIV VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT NOTE: SW IS FORCED LOW FOR EXTENDED PERIODS TO REMOVE OVERVOLTAGE 0.5 VIN = 12V ILOAD = 5A FIGURE 10 CIRCUIT 0.3 SW 20V/DIV 3613 G11 VIN = 12V 200µs/DIV VOUT = 1.5V FIGURE 10 CIRCUIT NOTE: INDUCTOR CURRENT REACHES CURRENT LIMIT BEFORE FOLDBACK AND DURING SHORT-CIRCUIT RECOVERY 出力レギュレーションと入力電圧 0.5 OVERVOLTAGE REGION –0.5 –1.0 –1.5 0 3 9 6 LOAD CURRENT (A) 12 15 3613 G17 –2.0 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3613 G18 3613fa 6 LTC3613 標準的性能特性 注記がない限りTA = 25ºC。 エラーアンプの トランスコンダクタンスと温度 電流検出電圧とITH 電圧 MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV) CURRENT SENSE VOLTAGE (mV) 1.70 1.65 1.60 1.55 0 80 60 40 20 0 –20 –40 –60 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) VRNG = 0.6V VRNG = 0.9V VRNG = 1.3V VRNG = 1.6V VRNG = 2.0V 0 0.5 1.5 1 ITH VOLTAGE (V) 3613 G22 2.5 STANDBY REGION 0.8 0.6 SHUTDOWN REGION 0.4 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3613 G25 VRNG = 1V 40 VRNG = 0.6V 20 0 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) RUN および TRACK/SS の プルアップ電流と温度 UVLO RELEASE (INTVCC RISING) 1.6 RUN 4.1 3.9 UVLO LOCK (INTVCC FALLING) 3.7 3.5 0.2 0 60 1.8 4.3 UVLO THRESHOLDS (V) 1.0 80 3613 G24 4.5 SWITCHING REGION 1.2 VRNG = 2V 100 入力低電圧ロックアウト・ スレッショルドと温度 1.6 1.4 120 3613 G23 RUNスレッショルドと温度 0 –50 –25 2 CURRENT (µA) TRANSCONDUCTANCE (mS) 100 1.75 1.50 –50 –25 RUN PIN THRESHOLDS (V) 最大電流検出電圧と温度 120 1.80 3.3 –50 –25 1.4 1.2 TRACK/SS 1.0 0.8 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3613 G26 0.6 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3613 G27 3613fa 7 LTC3613 ピン機能 PVIN（ピン1 ∼ 9、53 ∼ 56、背面パッドの 57） ： 電源入力。こ れらのピンは内部のパワー MOSFETのドレインに接続されて います。電気的接触と定格熱性能を得るため、PVIN 背面パッ ドは回路基板に半田付けする必要があります。電源電圧の可 能な範囲は4.5V ∼ 24Vです。このピンの電圧は、固定周波 数動作を維持するためにTGオン時間を調整するのにも使用 されます。 SW （ピン10、35、45 ∼ 51、背面パッドの 58） ：スイッチ・ノー ドの接続箇所。ブートストラップ・コンデンサCB の （–）端子を このノードに接続します。このピンは、グランドよりダイオード の電圧だけ低い電位からVIN まで振幅します。電気的接触と 定格熱性能を得るため、SW 背面パッドは回路基板に半田付 けする必要があります。 BOOST（ピン11） ：昇圧されたドライバ電源の接続箇所。ブー トストラップ・コンデンサCB の （+）端子、ならびにショットキ・ ダイオードDB のカソードをこのノードに接続します。このノー ドはINTVCC – VSCHOTTKY からVIN＋ INTVCC – VSCHOTTKY まで振幅します。 SGND （ピン12、16、17、19、28、29、背面パッドの 59） ：信号 グランドの接続箇所。電気的接触と定格熱性能を得るため、 SGND 背面パッドは回路基板に半田付けする必要がありま す。すべての小信号系部品は信号グランドに接続します。信号 グランドと電源グランドは、1 本のPCBトレースを使って1 点 のみで接続します。 PGOOD（ピン13） ：パワーグッド・インジケータ出力。このオー プン・ドレインのロジック出力は、出力電圧がレギュレーション 点を中心とした 7.5%の範囲外になると、グランド電位に低 下します。 SENSE+（ピン14） ： 差動電流検出の （+）入力。RSENSE による 電流検出では、検出抵抗の両端にSENSE+ ピンとSENSE– ピ ンをケルビン （4線）接続します。DCRによる検出では、検出フィ ルタ・コンデンサの両端にSENSE+ ピンとSENSE– ピンをケル ビン接続します。 SENSE–（ピン15） ： 差動電流検出の （-）入力。RSENSE による 電流検出では、検出抵抗の両端にSENSE+ ピンとSENSE– ピ ンをケルビン （4線）接続します。DCRによる検出では、検出フィ ルタ・コンデンサの両端にSENSE+ ピンとSENSE– ピンをケル ビン接続します。 VOUT（ピン18） ：固定周波数動作に備えてオン時間を調整す るための出力電圧検出。大半のアプリケーションでは、このピ ンを （遠隔出力ではなく）近くの出力に接続することを推奨し ます。このピンは、固定周波数動作に必要な定常状態のオン 時間を実現するために、必要に応じて設定できます。 – VOSNS（ピン20） ：差動出力検出の （-）入力。 このピンは出力コ ンデンサの負端子に接続します。このピンからは35μAのバイ アス電流（標準） が流れ出します。 VOSNS+（ピン21） ： 差動出力検出の （+）入力。このピンは、出 力コンデンサの正と負の端子間にある帰還抵抗分割器に接 続します。通常動作では、LTC3613は、帰還抵抗分割器によっ て0.6Vに分圧された差動出力電圧を安定化します。 TRACK/SS（ピン22） ： 外部トラッキングとソフトスタートの入 力。LTC3613は、差動帰還電圧（VOSNS+ VOSNS–） を、0.6V とTRACK/SSピンの電圧のいずれか低い方に安定化します。 内部の1.0μAプルアップ電流源がこのピンに接続されていま す。このピンとグランドの間に接続したコンデンサにより、最終 的な安定化出力電圧までのランプ時間が設定されます。ある いは、別の電源を抵抗分割器を介してこのピンに接続すると、 出力はスタートアップ時に別の電源をトラッキングできます。 ITH（ピン23） ： 電流制御電圧およびスイッチング・レギュレー タの補償点。電流検出しきい値はこの制御電圧に応じて増加 します。制御電圧の範囲は0V ∼ 2.4Vです。 VRNG（ ピ ン24） ： 電 流 検 出 電 圧 範 囲 の 入 力。SENSE+と – SENSE の間の最大許容検出電圧は0.05 • VRNG に等しくな ります。VRNG をSGNDに接続すると、デバイスは30mVの最 大検出電圧で動作します。VRNG をINTVCC に接続すると、デ バイスは50mVの最大検出電圧で動作します。 RT（ピン25） ： スイッチング周波数のプログラミング・ピン。ス イッチング周波数を200kHz ∼ 1MHzの範囲に設定するには、 RTと信号グランドの間に外付け抵抗を接続します。周波数を 確実にロックするには、MODE/PLLINに入力する外部クロッ クをこの自走周波数の 30% 以内にする必要があります。 3613fa 8 LTC3613 ピン機能 RUN（ピン26） ：デジタル実行制御入力。RUNは内部の1.3µA プルアップ電流により H に自己バイアスします。RUNを強制 的に1.2Vより低くすると、スイッチングはディスエーブルされま す。RUNを0.75Vより低くすると、すべてのバイアスがシャット ダウンして、LTC3613は約 15μAのマイクロパワー・シャットダ ウン・モードになります。 ： 外部 VCC の入力。EXTVCC が 4.6Vを超 EXTVCC（ ピン30） えると、内部スイッチによってこのピンが INTVCC に接続され て内部レギュレータがシャットダウンします。そのため、コント ローラ電源とゲート駆動電源はEXTVCC から供給されます。 EXTVCC はVIN を超えないようにしてください。 MODE/PLLIN（ピン31） ： 外部クロック同期入力あるいは強制 連続モード入力。外部クロックをこのピンに入力すると、立ち 上がりのスイッチング・サイクルは外部クロックの立ち上がり エッジに同期します。さらに、このピンは軽負荷状態での動作 を決定します。クロック入力が検出されるか、MODE/PLLIN をINTVCC に接続すると、強制連続モード動作が選択されま す。このピンをSGNDに接続すると、軽負荷時に不連続パル ス・スキップ・モード動作が可能になります。 SVIN（ピン32） ： 信号用入力電源。このピンは内部制御回路 に電力を供給します。 INTVCC（ピン33、34） ： 内蔵の5.3Vレギュレータ出力。 ドライ バと制御回路にはこの電圧源から電力が供給されます。この ピンは、最小 4.7μFのセラミック・コンデンサ （CVCC） で電源グ ランドから分離してください。 ショットキ・ダイオードDBのアノー ドはこのピンに接続します。 PGND（ピン36 ∼ 44） ： 電源グランドの接続箇所。このピンは CVCCの （-）端子とCINの （-）端子のできるだけ近くに接続します。 3613fa 9 LTC3613 機能図 VIN CIN PVIN SVIN UVLO RUN IN LDO OUT EN + – – BO0ST DB 3.65V 4.2V TG DRV VOUT MT L – START 4.6V LOGIC CONTROL INTVCC VOUT COUT INTVCC STOP ONE-SHOT TIMER RSENSE EXTVCC + + – – CB SW 1.3µA 0.75V 1.2V INPUT SUPPLY CIN CVCC BG DRV TIME ADJUST MB RFB2 RFB1 PGND CLOCK MODE/PLLIN CLOCK DETECT – PLL SYSTEM ICMP – + IREV + SENSE+ SENSE– RT OSCILLATOR RT INTVCC RPGD PGOOD 1µA + – OV + – UV + + – 0.645V EA (gm(EA) = 1.7mS) 0.555V VRNG INTVCC R1 ITH TRACK/SS CSS 0.6V + DA (A = 1) – VOSNS+ VOSNS– 3613 FD SGND RITH CITH1 R2 動作 （「機能図」 を参照） メイン制御ループ LTC3613は、谷電流モード制御を使用して、モノリシックです べてNチャネルのMOSFET DC/DC 降圧コンバータの出力電 圧を安定化します。電流制御は、SENSE+とSENSE– 間を流 れるインダクタ電流を検出することによって行われます。検出 するには、インダクタに直列に接続した抵抗を直接使用する か、インダクタの両端に接続したRCフィルタを介してインダク タの抵抗性（DCR）電圧降下を間接的に検出します。 通常の定常状態動作では、ワンショット・タイマでの遅延に比 例した一定の時間だけ上側 MOSFET がオンします。PLLシ ステムは、上側 MOSFET がオンするタイミングが内部発振器 または外部クロック入力 （入力している場合） のいずれかに同 期するまで、ワンショット・タイマでの遅延を調整します。上側 MOSFET がオフすると、短時間の遅延（デッド・タイム）後、下 側 MOSFET がオンしてシュートスルー電流を防止します。次 のスイッチング・サイクルは、インダクタ電流が谷のしきい値 点に達したことを電流コンパレータICMP が検出し、直ちに下 側 MOSFETをオフして上側 MOSFETをオンした時点で開始 されます。この場合もシュートスルー電流を防ぐために、上側 MOSFET がオンする前に短いデッド・タイム遅延があります。 3613fa 10 LTC3613 動作（「機能図」を参照） ITHピンの電圧は、ICMP の谷しきい値点を設定します。エラー アンプ EAは、差動帰還信号（VOSNS+ VOSNS–） と0.6Vの内 部リファレンス電圧を比較することによって、このITH 電圧を 調整します。したがって、LTC3613は、差動帰還電圧を0.6V の内部リファレンスと強制的に同じ値にすることによって出力 電圧を安定化します。差動アンプ DAは、差動帰還信号をEA のシングルエンド入力に変換します。負荷電流が増加すると、 リファレンスと比べて差動帰還電圧に電圧降下が生じます。 EAは、平均インダクタ電流が再び負荷電流と一致するまで強 制的にITH 電圧を上昇させます。 差動出力検出 出力電圧は抵抗により外部で分圧され、コントローラの帰還 電圧が生成されます。内部の差動アンプ DAは、この帰還電 圧の他に出力の遠隔グランド・リファレンスを検出して、差動 帰還電圧を生成します。この方式では、デバイス付近のグラン ドと遠隔出力のグランド間のグランド・オフセットを克服でき るので、より正確な出力電圧が得られます。LTC3613では、デ バイス付近のグランドを基準にした遠隔出力グランドのずれ が最大 500mVまで許容されます。 INTVCC/EXTVCC 電源 上側と下側のMOSFETドライバおよび他の大部分の内部回 路への電源は、INTVCC ピンから供給されます。INTVCC ピン の電源は、次の2つの方法で供給されます。EXTVCC ピンの 電圧が 4.6Vより低い場合は、内部の5.3V 低損失リニア・レ ギュレータLDO が INTVCC の電源をPVIN から供給します。 EXTVCCピンが4.6Vより高い外部電源に接続されている場合 はLDO がシャットダウンして内部スイッチが EXTVCC ピンを INTVCC ピンに短絡し、これによって外部電源でINTVCC ピン に電源を供給して、全体的な効率を向上させ、LDOでの電力 損失による内部自己発熱を減少させます。この外部電源は、降 圧スイッチング・レギュレータの出力を4.6Vより高く設定してい る場合はレギュレータ自体の出力にしてもかまいません。 上側 MOSFETドライバはフローティング・ブートストラップ・コ ンデンサCB からバイアスされます。このコンデンサは通常、上 側 MOSFET がオフすると、外付けのショットキ・ダイオードを 介して各オフ・サイクル中に再充電されます。VIN 電圧が低く、 INTVCC が 3.65Vより低くなると、低電圧ロックアウト回路に よって外部 MOSFETドライバがディスエーブルされ、パワー・ スイッチがオンしないようになります。 シャットダウンと起動 LTC3613はRUNピンを使ってシャットダウンすることができ ます。このピンを1.2Vより低くするとスイッチングしなくなり、 0.75Vより低くすると、INTVCC レギュレータを含む大半の内 部バイアス回路がディスエーブルされます。RUN が 0.75V 未満 の場合、シャットダウン時のIQ は約 15μAです。RUNピンの電 圧を0.75V ∼ 1.2Vにすると、コントローラがイネーブルされて スタンバイ・モードになります。このモードではMOSFETドライ バ以外のすべての内部回路に電力が供給されます。スタンバ イ時のIQ は約 2mAです。RUNピンをグランドから解放すると、 1.3μAの内部電流によってRUNピンの電圧は1.2Vより高くな り、MOSFETドライバを含むコントローラ全体をイネーブルす ることができます。あるいは、RUNピンを外部から引き上げる か、またはロジックで直接ドライブすることもできます。このピン の絶対最大定格である6Vを超えないように注意してください。 抵抗によって外部電圧まで引き上げた場合、RUNピンは6V に達するまでは約 35μAの電流をシンクします。外部電圧が6V （たとえば VIN） より高い場合は、RUNの電圧が 6Vを超えな いように十分に大きい抵抗値を選択してください。 出力電圧 VOUT の起動は、TRACK/SSピンの電圧によって 制御されます。TRACK/SSピンの電圧が 0.6Vの内部リファ レンスより低いと、LTC3613は差動帰還電圧を0.6Vのリファ レンスではなくTRACK/SSピンの電圧に調整します。このた め、外部コンデンサをTRACK/SSピンとSGNDの間に接続 することにより、TRACK/SSピンを使ってVOUT の起動時間 を設定することができます。1μAの内部プルアップ電流がこ のコンデンサを充電し、TRACK/SSピンに電圧勾配を発生し ます。TRACK/SS 電圧が 0V から0.6V（以上）に上昇すると、 LTC3613は出力電圧 VOUT を強制的にその最終値まで滑ら かに上昇させます。 あるいは、TRACK/SSピンを使用して、 VOUT の立ち上がりがマスター・スレーブ構成のように別の外 部電源を追跡するようにすることもできます。通常、このために はマスター電源とTRACK/SSピン間に抵抗分割器を接続す ることが必要です （「ソフトスタートとトラッキング」 を参照）。 3613fa 11 LTC3613 動作 RUNピンを L にしてコントローラをディスエーブルするか、ま たはINTVCC が低電圧ロックアウトのしきい値である3.65Vを 下回ると、TRACK/SSピンは内部動作により L になります。 軽負荷電流動作 DC 負荷電流がピーク・トゥ・ピークのインダクタ電流リップル の1/2より小さいと、インダクタ電流は0または負の値まで低 下することがあります。MODE/PLLINピンをSGNDに接続す ると、LTC3613は不連続モード （別名パルス・スキップ・モー ド）動作に移行します。このモードでは電流反転コンパレータ IREVが負のインダクタ電流を検出し、下側 MOSFET（MB） を 遮断することによって負のインダクタ電流が流れないようにし ます。このモードでは、2つのスイッチが両方ともオフのままで、 出力コンデンサが負荷電流を供給します。出力コンデンサが 放電して出力電圧が低くなると、最終的にはEA が ITH 電圧 をゼロ電流レベルより高い値にして、別のスイッチング・サイク ルを開始します。 MODE/PLLINピンをINTVCC に接続するか外部クロックを MODE/PLLINに入力すると、LTC3613は強制的に連続モー ド （強制連続モード） で動作するようになり、不連続モードに は移行しません。この場合には電流反転コンパレータIREV が ディスエーブルされるので、インダクタ電流は負になり、した がって固定周波数動作が維持されます。 周波数の選択と外部クロック同期 LTC3613の定常状態でのスイッチング周波数は、内部発振 器によって設定されます。この内部発振器の周波数は、RTピ ンとSGNDとの間に抵抗を接続することにより、200kHz ∼ 1MHzの範囲に設定できます。RTピンは内部で1.2Vになる よう強制されています。位相同期ループ （PLL） システムは、外 部クロックが入力されていない場合、スイッチング・サイクルの ターンオンのタイミングをこの内部発振器に同期させます。 周波数または干渉に関する要件が厳しいアプリケーションで は、MODE/PLLINピンに接続された外部クロック発生源を使 用して、スイッチング・サイクルのターンオンをクロックの立ち 上がりエッジに同期させることができます。LTC3613は、外部 クロックに同期しているときは強制連続モードで動作します。 同期を正常に行うには、外部クロック周波数を内部発振器周 波数の 30% 以内にする必要があり、クロック入力レベルは H の場合は2Vより大きくし、 L の場合は0.5Vより小さくし ます。MODE/PLLINピンには600kΩのプルダウン抵抗が内 蔵されています。 パワーグッドとフォルト保護 パワーグッド （PGOOD） ピンは、内部でオープン・ドレインのN チャネルMOSFETに接続されています。6Vまでの電圧源（ま たはINTVCC） にプルアップ抵抗を外付けすることにより、パ ワーグッド検出方法が完成します。差動帰還電圧が 0.6Vのリ ファレンス電圧から 7.5%の範囲を外れると、過電圧コンパ レータOVおよび低電圧コンパレータUVによりMOSFET が オンになり、PGOODピンは L になります。LTC3613 がソフト スタートまたはトラッキングの段階であるか、低電圧ロックアウ トの状態であるか、RUNピンが L（シャットダウン） の状態で ある場合にも、PGOODピンは L になります。 差動帰還電圧が 7.5%の要件の範囲内にある場合、オープ ン・ドレインのNMOS がオフし、PGOODピンは外付け抵抗に よって引き上げられます。差動帰還電圧が 7.5%の範囲内に 入ってからPGOODピンがパワーグッドを示すまでには10μs の内部遅延があります。帰還電圧が 7.5%の範囲から外れて からPGOOD が L になるまでには、20μsの内部遅延がありま す。過電圧状態では、MT がオフすると遅延なしで即座にMB がオンし、過電圧状態が解消されるまでMBはオンに保持さ れます。 出力がグランドに短絡すると、フォールドバック電流制限が作 動します。差動帰還電圧が低下すると、ITHピンでの電流しき い値電圧は低下し、1.2Vにクランプされます。これにより、差 動帰還電圧が 0Vに近づくにつれてインダクタの谷電流レベ ルは最大値の1/4まで減少します。フォールドバック電流制限 は起動時にはディスエーブルされます。 3613fa 12 LTC3613 アプリケーション情報 このデータシートの最初のページの 「標準的応用例」は、 LTC3613の基本的なアプリケーション回路です。LTC3613は、 直列接続の検出抵抗 RSENSE またはインダクタと並列に接続 したRCフィルタ （DCR） を介してインダクタ電流を検出するよ うに構成できます。2つの電流検出方式のどちらを選択するか は、主として設計上、コスト、消費電力、精度のどれを採るか で決まります。DCRによる検出は高価な電流検出抵抗を省く ことができ、特に高電流のアプリケーションで電力効率が高 いので普及しつつあります。ただし、電流検出抵抗からは、コ ントローラの最も正確な電流制限値が得られます。必要な出 力電圧と動作周波数が決定すると、外付け部品の選択は負 荷要件が主体となり、インダクタと電流検出部品の選択が始 まります。次に、適切な電流検出しきい値が VRNG ピンを使用 して設定されます。最後に、入力と出力のコンデンサを選択し ます。 出力電圧の設定と差動出力検出 LTC3613では、差動出力検出と出力電圧の設定が一体化し ているので、簡単で継ぎ目のない設計が可能です。図 1に示 すように、出力電圧は、安定化出力点とグランド・リファレンス 間に接続される外付けの抵抗分割器で設定されます。抵抗 分割器のタップはVOSNS+ ピンによって検出され、グランド・リ ファレンスはVOSNS– によって検出されます。 「OPTI-LOOP® 補 償」 で説明するように、オプションのフィードフォワード・コンデ ンサCFFを使用してレギュレータ・システムの過渡性能を改善 することができます。結果として得られる電圧は、次式に従っ て求められます。 R VOUT =0.6V• 1+ FB2 RFB1 より正確には、前述の式で設定されたVOUT 値は出力のグラ ンド・リファレンスに対する値なので、電圧差を表しています。 たとえば、VOUT を5Vに設定し、出力のグランド・リファレンス が –0.5Vである場合、出力は信号グランドに対して4.5Vにな ります。最小差動出力電圧は内部リファレンスの0.6Vに制限 され、最大差動出力電圧は5.5Vです。 SW LTC3613 + VOUT CFF (OPT) RFB2 COUT VOSNS VOSNS– RFB1 3613 F01 図 1. 出力電圧の設定 VOSNS+ ピンは高インピーダンスであり、入力バイアス電流は流 れません。VOSNS– ピンからは約 35μAの電流が流れ出します。 差動出力検出により、線路損失の大きい大電力配分システム でより正確な出力レギュレーションが可能です。寄生素子によ る電源ラインとグランド・ラインの電位変動を図 2に示します。 グランド・プレーンを共有するマルチアプリケーション・システ ムでは、これらの変動が悪化します。差動出力検出がない場 合、これらの変動は安定化出力電圧の誤差として直接反映さ れます。LTC3613の差動出力検出では、出力の電力ラインおよ びグランド・ラインでの変動を最大 500mVまで補正できます。 LTC3613の差動出力検出方式は、従来の方式とはまったく異 なります。従来の方式では、安定化出力とグランド・リファレン スが差動アンプによって直接検出され、この差動アンプの出 力が外付け抵抗分割器によって分圧されてエラーアンプ入力 に供給されます。この従来方式は、差動アンプの同相入力範 囲によって制限され、通常は出力電圧の低い範囲に差動検 出が制限されます。 LTC3613では、抵抗で分割された帰還電圧を差動で検出す ることにより、継ぎ目のない差動出力検出が可能です。これに より、0.6V から5.5Vまでの全出力範囲での差動検出が可能 です。LTC3613の差動アンプの–3dB 帯域幅は8MHzであり、 メイン・ループ補償および過渡動作に影響しないためには十 分に高い値です。 3613fa 13 LTC3613 アプリケーション情報 CIN PVIN LTC3613 VOSNS+ RFB2 VOSNS– SW + – VIN POWER TRACE PARASITICS L PGND RFB1 ±VDROP(PWR) COUT1 ILOAD COUT2 I LOAD GROUND TRACE PARASITICS ±VDROP(GND) OTHER CURRENTS FLOWING IN SHARED GROUND PLANE 3613 F02 図 2. 共有グランド・プレーンを備えた大電力配分システムでの線路損失の ばらつきを補正するために使用した差動出力検出 VOSNS+ へのノイズ結合を防ぐため、抵抗分割器はVOSNS+ ピ ンとVOSNS– ピンの近くで、かつLTC3613に物理的に近い位 置に配置します。遠隔出力のトレースおよびグランド・トレース は、遠隔出力への差動対としてまとめて配線します。これらのト レースは、遠隔差動検出を介して正確に安定化する対象であ る遠隔出力点に物理的にできるだけ近い位置で終端します。 スイッチング周波数の設定 動作周波数の選択は、効率と部品サイズとの間の兼ね合いで す。動作周波数を低くするとMOSFETのスイッチング損失が 減少することで効率が上がりますが、出力リップル電圧を低く 抑えるにはインダクタンスや容量を大きくすることが必要です。 逆に、動作周波数を高くすると効率は下がりますが部品サイ ズは小さくなります。 LTC3613のスイッチング周波数は、RTピンと信号グランドと の間に抵抗を接続することにより、200kHz ∼ 1MHzの範囲に 設定できます。この抵抗の値は、次の経験公式により求めら れます。 R T [kΩ ] = 抵抗の許容誤差を計算に入れない場合でも、スイッチング周 波数には理想的な設定値から依然 10%のずれが存在する 可能性があります。内部 PLLの同期範囲は、この設定周波数 を中心に 30%です。したがって、外部クロック同期の間は、 外部クロック周波数が RTによる設定周波数の 30%の範囲 内に必ず入るようにします。同期マージンを最大にするには、 RTによる設定周波数を外部クロックと同じにすることを推奨 します。詳細については、 「位相と周波数の同期」 を参照してく ださい。 インダクタの選択 動作周波数が高いほど小さな値のインダクタとコンデンサを 使用できるという意味で、動作周波数とインダクタの選択には 相関関係があります。一般に、周波数が高いほど、MOSFET のゲート電荷損失と上側 MOSFETの遷移損失のために効率 が低下します。この基本的なトレードオフに加えて、リップル 電流と低電流動作に対するインダクタ値の影響も考慮しなけ ればなりません。 41550 –2.2 f [kHz ] 3613fa 14 LTC3613 アプリケーション情報 インダクタの値は、 リップル電流に直接影響を与えます。インダ クタのリップル電流 ∆IL は、インダクタンスまたは周波数が高く なると減少し、VIN が高くなると増加します （次式）。 ΔIL = VOUT f •L V • 1– OUT VIN 大きな値の∆IL を受け入れれば、低いインダクタンスを使用で きますが、出力電圧リップル、出力コンデンサのESR 損失、お よびコア損失が大きくなります。リップル電流を設定するため の妥当な出発点は∆IL = 0.4 • IOUT(MAX) で、IOUT(MAX) は該 当アプリケーションの最大出力電流です。∆IL が最大になるの は、入力電圧が最大のときです。リップル電流が規定の最大 値を超えないことを保証するには、次式に従ってインダクタン スを選択します。 VOUT V L= • 1– OUT f • ΔIL(MAX) VIN(MAX) SENSEピンは両方とも高インピーダンス入力です。同相入力 電圧範囲が –0.5V ∼ 1.1Vの場合、入力バイアス電流は流れ ず、1.4V ∼ 5.5Vの場合は1μA 未満の電流がこれらのピンに 流れ込みます。1.1V ∼ 1.4Vの範囲では、同相電圧が 1.1V か ら上昇する場合は入力バイアス電流は0になり、同相電圧が 1.4Vから下降する場合は1μA未満になります。 電流コンパレー タへの入力は高インピーダンスなので、DCRによる正確な検 出が可能です。ただし、通常動作時にこれらのピンをフロート 状態にしないように注意してください。 SENSE+とSENSE– 間の最大許容検出電圧 VSENSE(MAX) は、 VRNG ピンに印加される電圧によって設定され、次式で与えら れます。 VSENSE(MAX) = 0.05 • VRNG 電 流 モード 制 御 ル ープ により、インダクタ電 流 の 谷 が 0.05 • VRNG を超えることはありません。最大出力電流は次式 で与えられます。 VSENSE(MAX) 1 Lの値が分かったら、インダクタの種類を選択する必要があり IOUT(MAX) = + ΔIL RSENSE 2 ます。高効率のコンバータでは、一般に低コストの鉄粉コアの コア損失を許容できないため、より高価なフェライト、モリパー 「 標 準 的 性 能 特 性 」の図「 最 大 電 流 検出電 圧と温 度 」に マロイ、またはKool Mµコアを使用せざるを得ません。フェラ VSENSE(MAX) を示します。ITHは電流制限の状態では2.4Vに イト・コアの材質は 「ハードに」飽和します。つまり、設計ピーク 近づくことに注意してください。 電流を超えるとインダクタンスが急激に減少します。 その結果、 外付け抵抗分割器をINTVCC に接続して使用するとVRNG ピ インダクタのリップル電流が急増し、そのため出力電圧リップ ンの電圧を0.6V ∼ 2Vの範囲に設定できるので、その結果最 ルが増加します。コアを飽和させないでください。 大検出電圧は30mV ∼ 100mVになります。この広い電圧検 高電流、低電圧アプリケーション用に設計されたさまざま 出範囲により、さまざまなアプリケーションが可能になります。 なインダクタを、スミダ電機、パナソニック、Coilcraft、東光、 VRNG ピンをSGNDとINTVCC のいずれかに接続して内部の Vishay、Pulse、Würthなどのメーカーから入手できます。 デフォルト設定を強制することもできます。VRNG をSGNDに 接続すると、デバイスは30mVの最大検出電圧で動作します。 電流検出ピンと電流制限設定 VRNG ピンをINTVCC に接続すると、デバイスは50mVの最大 インダクタ電流はSENSE+ ピンおよび SENSE– ピンを介して検 検出電圧で動作します。電流制限を設定する場合は、接合部 出され、内部の電流コンパレータに供給されます。電流コン 温度が定格の125ºCを超えないようにしてください。 パレータの同相入力電圧範囲は、–0.5V ∼ 5.5Vです。2つの 3613fa 15 LTC3613 アプリケーション情報 RSENSE RESISTOR AND PARASITIC INDUCTANCE R SW ESL VOUT LTC3613 RF SENSE+ SENSE– CF RF 3613 F03 FILTER COMPONENTS PLACED NEAR SENSE PINS 図 3. RSENSE による電流検出 RSENSE によるインダクタ電流の検出 標準的なRSENSE によるインダクタ電流の検出方式を図 3に 示します。RSENSE は必要な最大出力電流に基づいて選択し ます。最大電流 IOUT(MAX)、VRNG ピンで設定される最大検 出電圧 VSENSE(MAX)、および最大インダクタ・リップル電流 ∆IL(MAX) が与えられると、RSENSE の値は次式で得られます。 RSENSE = VSENSE(MAX) ΔIL(MAX) IOUT(MAX) – 2 逆 に、RSENSEとIOUT(MAX) が 与 えら れ ると、上 式 か ら VSENSE(MAX) を求めることができるので、VRNG の電圧も得ら れます。異なる動作条件および部品のばらつきに対して最大 定格の出力電流を供給できるようにするには、これらの計算 に十分な設計マージンを組み込むようにします。 電流検出ループにはPCBノイズが存在する可能性があるの で、 良好な信号対雑音比を得るため、∆VSENSE = ∆IL • RSENSE の電流リップルも設計時に確認しておく必要があります。一般 に、適度に良好なPCBレイアウトを得るには、RSENSEとDCR のいずれの検出アプリケーションの場合でも、出発点の控え めな値として10mVの∆VSENSE 電圧を推奨します。 今日の電流密度の高いソリューションでは、検出抵抗の値は 1mΩに満たないことがあり、最大検出電圧がわずか 30mVに なることがあります。さらに、最大 1MHzの動作でインダクタの リップル電流が 50%を超えることも普通になってきています。 これらの条件では、検出抵抗の寄生インダクタンス両端の電 圧降下がより大きく関連してきます。PCBの検出トレースに結 合した容量性および誘導性のノイズの影響を軽減するため に、デバイスの近くに小さなRCフィルタを配置する方法が従 来から使われてきました。標準的なフィルタは並列の1000pF コンデンサに接続された2 個の直列 10Ω 抵抗で構成され、時 定数は20nsとなります。 フィルタ部品はデバイスの近くに配置する必要があります。正 と負の検出トレースは差動対として配線し、検出抵抗にケルビ ン （4 線）接続する必要があります。 DCR によるインダクタ電流検出 高負荷電流時に高効率が必要なアプリケーションでは、図 4 に示すように、LTC3613はインダクタのDCR 両端の電圧降下 を検出することができます。インダクタのDCRは小さな値の DC 巻線抵抗を表し、最近の値の低い高電流インダクタでは 1mΩより小さいことがあります。このようなインダクタを必要と する高電流アプリケーションでは、検出抵抗による導通損失 はDCRによる検出に比べると数ポイントの効率低下になると 考えられます。 INDUCTOR L SW DCR VOUT COUT L/DCR = (R1||R2) C1 LTC3613 R1 SENSE+ C1 SENSE– R2 (OPT) 3613 F04 C1 NEAR SENSE PINS 図 4. DCR による電流検出 3613fa 16 LTC3613 アプリケーション情報 インダクタのDCRはインダクタの両端にRCフィルタを接続し て検出します。このフィルタは、通常、図 4に示すように1 個ま たは2 個の抵抗（R1および R2） と1 個のコンデンサ （C1） で構 成されます。外付けのR1||R2・C1の時定数が正確にL/DCR の時定数に等しくなるように選択すると、外付けコンデンサ両 端の電圧降下は、 インダクタのDCR両端の電圧降下にR2/(R1 ＋R2)を掛けた値に等しくなります。したがって、DCR が目標 の検出抵抗より大きいときは、R2を使用して検出端子両端の 電圧の大きさを変更することができます。電流制限値はVRNG ピンを介して設定できるので、R2はオプションとすることがで きます。C1は通常、0.01µF ∼ 0.47µFの範囲に入るように選択 します。これにより、R1||R2はおよそ2kΩ ∼ 4kΩに強制される ので、検出ピンの入力バイアス電流によって生じる可能性が ある誤差が減少します。 DCR 電流検出設計の第一歩は、インダクタのDCRを決定す ることです。メーカーの最大値（通常は25ºCでの値） が分かっ ている場合は、その値を使用します。この値は抵抗の温度係 数（約 0.4%/ºC） を考慮して大きくします。インダクタ温度 TL の 控えめな値は100ºCです。 インダクタのDCRは良質のRLCメー ターを使って測定することもできますが、DCRの許容誤差は 常に同じではなく、温度によって変化します。詳細については、 メーカーのデータシートを参照してください。 DCRの値から、VSENSE(MAX) は次式で計算されます。 ( ) VSENSE(MAX) =DCRMAX at 25°C• 1+0.4% TL(MAX) –25°C • IOUT(MAX) –ΔIL /2 VSENSE(MAX) が VRNG ピンで設定されるLTC3613の最大検 出電圧の範囲内 （30mV ∼ 100mV） である場合、RCフィルタ に必要なのはR1のみとなります。VSENSE(MAX) の方が大きい 場合は、R2を使用して最大検出電圧値を下げ、範囲内に入 れることができます。 R1での最大電力損失はデューティ・サイクルと関係があり、連 続モード時に最大入力電圧で発生します （次式）。 PLOSS (R1) = ( VIN(MAX) –VOUT ) • VOUT R1 R1の電力定格がこの値より大きいことを確認します。軽負荷 時に高い効率が必要な場合は、DCRによる検出とRSENSE に よる検出のどちらを使うか決定するときに、この電力損失を考 慮します。軽負荷での電力損失は、R1によって生じる余分な スイッチング損失のため、検出抵抗を使う場合よりDCR 回路 網を使う方がやや高いことがあります。ただし、DCRによる検 出では検出抵抗が取り除かれるので、導通損失が減少し、重 負荷時の効率が高くなります。ピーク効率はどちらの方法でも ほぼ同じです。 電流検出信号の信号対雑音比を良好に保つには、10mVの 最小 ∆VSENSE を使います。DCR 検出アプリケーションでは、 実際のリップル電圧は次式で求められます。 ΔVSENSE = VIN –VOUT VOUT • R1• C1 VIN • f 複数デバイスの並行動作 LTC3613では、その電流モード制御アーキテチャにより、複 数のデバイスを並列に接続して出力電流を増やすことが簡単 にできます。6V ∼ 24Vの入力で1.2V 時に30Aを供給するた めに2つのLTC3613を並列に配置した回路の例を図 13に示 します。入力コンデンサおよび出力コンデンサでのストレスを 軽減するため、MODE/PLLINでの入力は180 位相がずれて います。 ITHピンの電圧はサイクルごとの谷インダクタ電流を決定する ので、ITHピン同士を互いに接続して共用しています。ITHピ ンはノイズの影響を受けやすいので、22pF ∼ 47pFの小さいデ 3613fa 17 LTC3613 アプリケーション情報 カップリング・コンデンサをそれぞれのITHピンの近くに配置し ます。補償の方式が単相アプリケーションで安定している場合 は、N 相の多相アプリケーションは次のように補償します。 CITH1 = N • CITH(SINGLE)、CITH2 = N • CITH2(SINGLE)、および RITH = RITH(SINGLE)/N。 すべてのLTC3613 が同じスルーレートで起動するように、 TRACK/SSピン同士を接続します。並列に配置したLTC3613 のVOSENSE+ ピン同士を接続して、過電圧保護や短絡保護が 誤って作動しないようにします。必要な分割器は1つだけです。 遠隔出力のトレースおよびグランド・トレースは、差動対として まとめて配線し、同じ遠隔検出位置で （できれば遠隔出力点 にある大容量コンデンサの両端にケルビン接続して）終端しま す。ただし、小さい値のセラミック入力コンデンサとセラミック 出力コンデンサをデバイスのすぐ近くに接続します。 CIN とCOUT の選択 連続モードでは、PVIN に流れ込む電流はデューティ・サイクル がVOUT/VIN の方形波です。大きな過渡電圧を防止するには、 最大 RMS 電流に対応するサイズの低 ESR 入力コンデンサを 使用する必要があります。コンデンサの最大 RMS 電流は次式 で与えられます。 IRMS ≅IOUT(MAX) • VOUT • VIN VIN –1 VOUT この 式 はVIN = 2VOUT のときに最 大 になります。ここで、 IRMS = IOUT(MAX)/2です。設計ではこの単純なワーストケース 条件がよく使用されます。条件を大きく振っても値は改善され ないからです。コンデンサ・メーカーが定める電解コンデンサ および導電性ポリマー・コンデンサのリップル電流定格は、多 くの場合、わずか 2000 時間の寿命に基づいています。このた め、コンデンサの定格をさらに下げること、つまり要求条件よ りも高い温度定格のコンデンサを選択することを推奨します。 COUT は、電圧リップルを最小限に抑えるため、実効直列抵抗 （ESR） を主な決定要因として選択します。連続モードでの出 力リップル∆VOUT は、次式により求められます。 ΔIL は入力電圧に応じて増加するため、出力リップルは入力電 圧が最大のとき最大になります。一般に、COUT のESR 要件を 満たせば、RMS 電流定格は、通常はピーク・トゥ・ピークの電 流リップル要件をはるかに上回ります。より小さい出力容量を 使うと、放電期間のためにリップル電圧が増加しますが、ESR が非常に小さいコンデンサを使用することでリップル電圧を 維持すれば補償できます。 ESRおよび RMS 電流処理の要件を満たすには、複数のコン デンサを並列に配置することが必要な場合があります。乾式 タンタル、特殊ポリマー、アルミ電解およびセラミックの各コン デンサはすべて表面実装パッケージで入手できます。特殊ポ リマー・コンデンサはESR が非常に低いのですが、他のタイプ に比べて容量密度が低くなります。タンタル・コンデンサは容 量密度が最高ですが、スイッチング電源に使用するにはサー ジ・テストが実施されているタイプのみを使うことが重要です。 アルミ電解コンデンサはESR がかなり大きいのですが、リップ ル電流定格および長期信頼性に対して配慮すれば、コスト重 視のアプリケーションに使うことができます。セラミック・コン デンサは優れた低 ESR 特性を備えていますが、電圧係数が 高く可聴圧電効果を示すことがあります。セラミック・コンデン サはQ が高く、 トレース・インダクタンスとの組み合わせにより、 大きなリンギングを引き起こす場合があります。入力にセラミッ ク・コンデンサを使用する場合は、突入電流によって生じるリ ンギングとスイッチングがレギュレータに対する過電圧障害の 原因にならないように注意する必要があります。 スイッチング周波数が高い場合は、出力リップルを低減して EMIフィルタリングの効果を上げるために、ESL が低く （それ に応じて自己共振周波数が高い）小さい値のコンデンサを ESL が高く大きい値のコンデンサと並列に配置しなければな らない場合があります。これにより、対象となる周波数帯全体 で良好なノイズ性能とEMIフィルタリング性能を確保すること ができます。セラミック・コンデンサは一般に良好な高周波性 能を備えていますが、性能を最適化するためには小さいセラ ミック・コンデンサを大きいセラミック・コンデンサと並列に接 続しなければならないことがあります。 1 ΔVOUT ≤ΔIL RESR + 8 • f • COUT 3613fa 18 LTC3613 アプリケーション情報 上側 MOSFETドライバの電源（CB、DB） BOOSTピンに接続されている外付けのブートストラップ・コン デンサCB は、上側のMOSFETのゲート駆動電圧を供給しま す。 このコンデンサは、 スイッチ・ノードが L になると、 ダイオー ドDB を介してINTVCC から充 電されます。上 側 MOSFET がオンすると、スイッチ・ノードの電圧はVIN まで上昇し、 BOOSTピンの電圧はおよそPVIN ＋INTVCC まで上昇します。 BOOSTピンのコンデンサは、上側MOSFETが必要とするゲー ト電荷の約 100 倍を蓄積する必要があります。大半のアプリ ケーションでは、0.1μF ∼ 0.47μFのX5RまたはX7R 誘電体コ ンデンサが適切です。INTVCC のコンデンサであるCVCC がす べての動作条件で上側 MOSFETのゲートとBOOSTピンのコ ンデンサに電荷を供給できるように、BOOSTピンのコンデン サはCVCC の10%より大きくしないことを推奨します。負荷ス テップに応答する可変周波数は優れた過渡性能を提供しま すが、瞬時のゲート駆動能力が高いことが必要です。ゲート 電荷の需要は、周波数が高くデューティ・ファクタの低いアプ リケーションで、dI/dt 負荷ステップが大きいときや起動時に 最大になります。 SWノードでのリンギングとEMIを最小限に抑えるため、 5Ω ∼ 10Ωの抵抗をBOOSTピンと直列に接続します。抵抗の反対 側にCBとDB を接続します。この直列抵抗は、SWノードの立 ち上がり時間を長くするのに役立ちます。これにより、SWノー ドのリンギングの原因となる、上側 MOSFETに流れるdI/dtの 高い電流が制限されます。 INTVCC レギュレータとEXTVCC 電源 LTC3613は、SVIN 電源からINTVCC に電力を供給するPMOS 低損失リニア・レギュレータ （LDO） を備えています。INTVCC は、LTC3613の内部回路の大半に電力を供給します。この LDOは、INTVCC ピンでの電圧を5.3Vに安定化します。 LDOは50mARMS の最大電流を供給可能であり、4.7μF 以上 のセラミック・コンデンサでグランドにバイパスする必要があり ます。パワー MOSFETゲート・ドライバが必要とする大きな過 渡電流を供給するには、十分なバイパスが必要です。 EXTVCC ピンに印加された電圧が上昇して4.6Vを超えると、 INTVCC のLDO がオフし、EXTVCC は内 部スイッチにより INTVCC に接続されます。EXTVCC に印加された電圧が 4.4V を超えている限り、このスイッチはオンのままです。EXTVCC を 使うと、MOSFETドライバと制御回路への電力を、通常動作 時にはLTC3613のスイッチング・レギュレータの出力から得る ことができ、出力が安定化されていないとき （たとえば、起動 時、短絡時など） にはLDO から得ることができます。EXTVCC を介して50mARMS を超える電流が必要な場合は、EXTVCC ピンとINTVCC ピンとの間に外付けのショットキ・ダイオードを 追加することができます。EXTVCC ピンには6Vを超える電圧 を印加しないようにし、この外部電圧源の値はSVINより小さ くなるようにしてください。 ドライバ電流および制御電流に起因するVIN 電流は、 （デュー ティ・サイクル） （スイ / ッチャの効率） に比例するため、スイッチ ング・レギュレータ出力からINTVCC に電力を供給すれば効 率と熱特性を大幅に改善できます。 以下に、EXTVCC に対して可能な4つの接続方法を示します。 1. EXTVCCを開放のままにします （または接地します）。 こうする と、 内部の5.3V LDOからINTVCC に電力が供給されるため、 入力電圧が高いときに効率が最大 10% 低下します。 2. EXTVCC をスイッチング・レギュレータ出力 （VOUT > 4.6V） に直接接続します。こうすると最高の効率が得られます。 3. EXTVCC を外部電源に接続します。4.6V 以上の外部電 源を利用できる場合は、それが MOSFETゲート駆動の要 件を十分満足しているという前提で、外部電源を使用して EXTVCC に電力を供給することができます。 4. 出力を電源とする昇圧回路網にEXTVCC を接続します。 3.3Vコンバータなどの低電圧コンバータでは、出力から得 られる電圧を4.6Vより高い電圧に昇圧してEXTVCC に接 続することで効率を改善できます。 3613fa 19 LTC3613 アプリケーション情報 主な入力電源が 5.3Vより低いアプリケーションでは、VIN ピ ンとINTVCC ピンを互いに結線し、図 5に示すように、結線し たこれらのピンを1Ωまたは2.2Ωのオプションの抵抗を使っ てPVIN 入力に接続して、ゲート充電電流によって生じる電圧 降下を最小限に抑えます。これにより、INTVCC のLDO が無 効になるので、損失電圧によってINTVCC が低くなりすぎるの を防止できます。 LTC3613 VIN PVIN CIN INTVCC SVIN RVIN CVCC 3613 F05 図 5. VIN ≤ 5V の場合の設定 VIN の低電圧ロックアウト （UVLO） LTC3613は、入力が低電圧状態の場合にコントローラを保護 するのに役立つ2つの機能を備えています。高精度 UVLOコ ンパレータは、INTVCC 電圧を常時モニタして、適切なゲート 駆動電圧が存在することを確認します。コンパレータはUVLO をイネーブルして、INTVCC が 4.2Vを超えるまでスイッチング 動作をロックアウトします。UVLO が解除されると、コンパレー タはINTVCC が 3.65Vより低くなるまでUVLOを再起動しま せん。このヒステリシスにより、INTVCC に障害がある場合に 発振を防止できます。 低電圧状態を検出するもう1つの方法は、VIN 電源をモニタ することです。RUNピンには1.2Vの高精度ターンオン電圧が 備わっているので、VIN が十分高いときは、VIN から抵抗分割 器を使ってデバイスをオンすることができます。RUNピンには、 RUN 電圧とSVIN 電圧に依存するバイアス電流が流れます。 分圧器および UVLO 回路を設計してフォルト状態を防止する 場合には、これらのバイアス電流を考慮に入れる必要があり ます。一般に、RUN < 3Vでは1.3μAのバイアス電流が RUNピ ンから流れ出し、RUN > 3Vでは、その電圧に応じてピンに流 れ込む電流が増加し、RUN = 6Vでは約 35μAに達します。 ソフトスタートとトラッキング LTC3613はコンデンサを使って自力でソフトスタートを行う か、または外部電源の出力をトラッキングする能力があります。 ソフトスタート機能またはトラッキング機能は、スイッチング・レ ギュレータの最大出力電流を制限することによってではなく、 TRACK/SSピンのランプ・レートに従ってレギュレータの出力 電圧を制御することによって実現されます。 ソフトスタートを自力で行うように構成するときは、コンデンサ をTRACK/SSピンに接続します。TRACK/SSはRUNピン電 圧が 1.2Vを超えてUVLO が解除されるまで L のままであ り、1.2Vを超えた時点で、1μAの内部電流が、TRACK/SSに 接続されているソフトスタート・コンデンサCSS を充電します。 滑らかなソフトスタートまたはトラッキングを実現するため、電 流フォールドバックはこの段階の間ディスエーブルされます。 ソ フトスタートまたはトラッキングの範囲は、TRACK/SSピンが 0V ∼ 0.6Vの電圧範囲になるように定められます。合計ソフト スタート時間は次のように計算できます。 tSOFTSTART =0.6V • CSS 1µA 別の電源をトラッキングするようにLTC3613を設定する場合 は、トラッキング電源とTRACK/SSピンとの間に分圧器を使 用するとランプ・レートを適切な値に調整できます。一般的な 2つのトラッキング実装形態は、図 6に示すように同時トラッキ ングと比例トラッキングです。同時トラッキングの場合は、外部 電源からの分圧比を差動帰還電圧の分圧比と同じにします。 比例トラッキングは、差動帰還とは異なる比を使用することに よって実現できます （図 7）。ソフトスタート・コンデンサには少 量の充電電流が常に流れており、小さなオフセット誤差が生 じることに注意してください。この誤差を最小限に抑えるには、 トラッキング抵抗分割器の値として、このオフセット誤差を無 視できるのに十分なほど小さい値を選択します。 3613fa 20 LTC3613 アプリケーション情報 VOUT EXTERNAL SUPPLY VOLTAGE VOLTAGE EXTERNAL SUPPLY VOUT TIME TIME 同時トラッキング 比例トラッキング 3613 F06 図 6. 出力トラッキングの 2つの異なるモード EXT. V VOUT TO TRACK/SS RFB2 RFB2 TO VOSNS+ RFB1 RFB1 VOUT EXT. V TO TRACK/SS R1 R2 0.6V ≥ R1+ R2 EXT. V R2 TO VOSNS– RFB2 TO VOSNS+ RFB1 TO VOSNS– 3613 F07 同時トラッキングの設定 比例トラッキングの設定 図 7. 同時トラッキングおよび比例トラッキングの設定 位相と周波数の同期 EMIとスイッチング・ノイズの制御性能向上が求められるアプ リケーションや特殊な同期要求が存在するアプリケーション 向けに、LTC3613では、スイッチング・サイクルのターンオンの 位相と周波数をMODE/PLLINピンに入力される外部クロック 信号に同期させることができます。適切な周波数ロックおよび 位相ロックを保証するため、入力されるクロック信号は、RTピ ンで設定された自走周波数の 30% 以内にする必要がありま す。クロック信号レベルは、通常はVIH > 2Vおよび VIL < 0.5V に適合します。MODE/PLLINピンには内部に600kΩのプルダ ウン抵抗があり、このピンがフロート状態のままの場合にパル ス・スキップ・モードになるようにしています。 LTC3613は、SVIN ピンおよび VOUT ピンの電圧、および RTで 設定された周波数を使用して、次式によって定常状態のオン 時間を決定します。 tON ≈ VOUT VIN • f 内部のPLLシステムは、外部クロックによる位相ロックと周波 数ロックを維持するために、このオン時間を動的に調整しま す。LTC3613は、VIN、VOUT、および負荷電流について定常 状態の条件で位相ロックと周波数ロックを維持します。 前述の式で示したように、オン時間はスイッチング・レギュレー タの出力の関数です。この出力はVOUT ピンで測定され、必 要なオン時間を計算するために使用されます。このため、ほと んどのアプリケーションでは、VOUT をレギュレータ付近の出 力点にそのまま接続することが望まれます。しかし、内部で計 算されたオン時間と、アプリケーションで必要な実際のオン 時間が異なるアプリケーションが存在することがあります。た とえば、デバイス付近での出力点とデバイスから離れた場所 で安定化された出力点との間に線路損失による差がある場 合、内部で計算されたオン時間は不正確になります。スイッチ ング・レギュレータでの効率が低い場合も、実際のオン時間 が内部で計算されたオン時間と大幅に異なる結果となること があります （「効率に関する検討事項」 を参照）。これらの状況 では、INTVCC から抵抗分割器を接続するか、レギュレータの 3613fa 21 LTC3613 アプリケーション情報 出力をそのまま使用して、VOUT ピンの電圧を設定できます。 VOUT ピンに対しては公称 500kΩの抵抗値が存在することに 注意してください。 位相ロック後にPLLによって調整されたオン時間は、スイッチ ング・レギュレータが必要とする定常状態のオン時間であり、 VOUT によって設定されたオン時間がこの定常状態のオン時 間と実質的に等しい場合は、PLLシステムが体系的補正のた めにその 30%の周波数ロック範囲を使用する必要はありま せん。代わりに、このロック範囲は、部品のばらつきや他の動 作点条件を補正するために使用することができます。必要な 場合は、VOUT ピンを設定してアプリケーションが必要とする 定常状態のオン時間を実現できるので、固定周波数動作を 維持できます。 最小オン時間に近い非常に短いオン時間をアプリケーション が必要とする場合は、PLLシステムが 30%の同期範囲を維 持できないことがあります。実際に、最小オン時間では位相 / 周波数のロックが解除される可能性があり、最小オン時間よ り短いオン時間を必要とするアプリケーションでは位相 / 周波 数のロックが確実に解除されます。これについては、 「最小オ ン時間、最小オフ時間、およびドロップアウト動作」 で詳しく説 明します。 電源ラインまたは負荷の動的過渡状態（たとえば、負荷ステッ プや負荷解除） では、より高速な過渡応答を実現する過程で LTC3613の位相ロックおよび周波数ロックが解除されること があります。 スルーレートが高い （たとえば、10A/µs） の場合は、 システムが定常状態に戻るまで、位相ロックおよび周波数ロッ クが解除されます （図 8 参照）。定常状態に戻ると、デバイス は周波数ロックを再開し、最終的には外部クロックへの位相 ロックを回復します。比較的低いスルーレート （10A/s） の場合 は、位相ロックおよび周波数ロックを引き続き維持できます。 軽負荷状態では、クロック入力が印加されると位相および周 波数の同期がアクティブになります。軽負荷時にクロック入力 がない場合、スイッチング周波数はMODE/PLLINピンの接 続先が基準になります。MODE/PLLINをINTVCC に接続して いる場合、LTC3613はRTで設定された自走周波数で強制連 続モードで動作します。MODE/PLLINピンを信号グランドに 接続すると、LTC3613は軽負荷ではパルス・スキップ不連続 導通モードで動作し、通常の負荷および重負荷では （自走周 波数での）連続導通モードに切り替わります。 ILOAD CLOCK INPUT PHASE LOCKED LOSES PHASE LOCK DUE TO FAST LOAD STEP ESTABLISHES FREQUENCY LOCK SOON ESTABLISHES PHASE LOCK AFTER ~600µs LOSES PHASE LOCK DUE TO FAST LOAD RELEASE ESTABLISHES FREQUENCY LOCK SOON SW VOUT 3613 F08 図 8. 過渡負荷状態での位相ロック動作および周波数ロック動作 3613fa 22 LTC3613 アプリケーション情報 最小オン時間、最小オフ時間、およびドロップアウト動作 最小オン時間は、LTC3613 が上側のパワー MOSFETをその オン状態に維持できる最小の持続時間です。この最小オン 時間はLTC3613では65nsであり、最小オン時間になるのは、 PVIN をその最大値である24Vに接続しているときに、VOUT ピ ンをその最小値である0.6Vに接続した場合です。VOUT の値 がこれより大きい場合や、PVIN の値がこれより小さい場合、 得られる最小オン時間は65nsより長くなります。最小オン時 間はスイッチング・レギュレータの動作条件に依存しますが、 短いオン時間が必要な降圧比の高いアプリケーションの場 合には最小オン時間が小さくなるように設計されています。 連続モード動作では、最小オン時間の制限により、最小 デューティ・サイクルは次のようになります。 DMIN = f • tON(MIN) ここで、tON(MIN) はスイッチング・レギュレータの最小オン時間 です。式が示すように、動作周波数を下げると最小デューティ・ サイクルの制約が緩和されます。 アプリケーションが最小デューティ・サイクルより短いサイクル を必要とする場合でも、出力電圧は引き続き安定化状態を維 持しますが、 スイッチング周波数はその設定値より減少します。 または、外部クロックを使用している場合は周波数同期が解 除されます。アプリケーションによっては、このことが重要では ない場合があります。 最小オフ時間は、上側のパワー MOSFET がオフになってから 速やかにオンに戻るまでの最小時間です。LTC3613 が実現可 能な最小オフ時間は105nsです。 最小オフ時間の制限により、最大デューティ・サイクルは次の ようになります。 DMAX = 1 – f • tOFF(MIN) ここで、tOFF(MIN) はスイッチング・レギュレータの最小オフ時 間です。動作周波数を下げると、最大デューティ・サイクルの 制約が緩和されます。たとえば、入力電圧が低下したために 最大デューティ・サイクルに達すると、出力はレギュレーション 不能状態になります。 ドロップアウトを避けるための最小入力 電圧は次のとおりです。 VIN(MIN) = VOUT DMAX ドロップアウトの開始時には、2つの不連続なオフ時間を生じ る約 500mVのPVIN の領域があります。1つは最小オフ時間 であり、もう1つは最小オフ時間より約 40ns ∼ 60ns 長いオフ 時間です。この2 次オフ時間は、内部電流コンパレータが作動 するときの比較的長い遅延によるものです。2つのオフ時間の 平均値は、出力リップルが同じままで出力をレギュレーション 状態に保つために必要なデューティ・サイクルになります。しか し、SWノードのジッタは大きく、外部クロックに同期している ときは特に顕著です。アプリケーションによっては、このことが 重要ではない場合があります。 フォルト状態：電流制限と過電圧 電流モード・コントローラの最大インダクタ電流は、本質的に は最大検出電圧によって制限されます。LTC3613では、最大 検出電圧はVRNG ピンの電圧によって制御されます。谷電流 モード制御では、最大検出電圧と検出抵抗によって最大許容 インダクタ谷電流が決まります。対応する出力電流制限値は、 次式で得られます。 ILIMIT = VSENSE(MAX) 1 + • ΔIL RSENSE 2 この電流制限値を確認して、ILIMIT(MIN) > IOUT(MAX)となるよ うにします。電流制限値は、ワーストケースの効率で最大出力 電力を発生するのに必要なインダクタ電流より大きくします。 一般に、ワーストケースの効率になるのは、PVINと周囲温度 がともに最大の場合です。 3613fa 23 LTC3613 アプリケーション情報 グランドへの短絡が発生した場合に電流をさらに制限するた め、LTC3613はフォールドバック電流制限回路を内蔵してい ます。出力の低下が 50%を超えた場合は、最大検出電圧はそ の最大値の約 1/4まで次第に低下します。 出力が設定値からその7.5%を超えた場合は、過電圧（OV） 状態とみなされます。そのような場合には、上側 MOSFETは 即座にオフになり、OV 状態が解消されるまで下側 MOSFET が無期限にオンになります。OV 状態の間、電流制限は動作し ません。出力が通常レベルに戻ると、通常動作が再開されま す。OV 状態が長時間持続すると、インダクタを流れる電流が インダクタの最大定格を超える可能性があります。 OPTI-LOOP 補償 OPTI-LOOP 補償はITHピンを使用することで得られますが、 この補償により、広範な負荷と出力コンデンサに対して過渡応 答を最適化することができます。ITHピンでは制御ループ動作 を最適化できるだけでなく、DC 結合され、ACフィルタを通し た降圧レギュレータの閉ループ応答のテスト・ポイントも得ら れます。このテスト・ポイントでのDCステップ、立ち上がり時間、 およびセトリングは、閉ループ応答を正確に反映します。2 次 特性が支配的なシステムを想定すれば、位相マージンや減衰 係数は、このピンで見られるオーバーシュートのパーセンテー ジを使用して概算することができます。このピンの立ち上がり 時間を調べることにより、帯域幅も概算できます。 ITHの直列 RITH-CITH1 フィルタにより、支配的なポールゼロ・ ループ補償が設定されます。さらに、高周波ノイズを減衰する ため、ITHピンとSGNDの間に小さいコンデンサCITH2 を配 置することが必要な場合があります。これらの値は、PCBのレ イアウトを完了し、特定の出力コンデンサの種類と容量値を 決定したら、過渡応答を最適化するために変更することがで きます。さまざまなタイプと値によってループ帰還係数と位相 が決まるので、まず出力コンデンサを選択する必要がありま す。立ち上がり時間が 1μs ∼ 10μsの、全負荷電流の20% ∼ 100%の出力電流パルスによって、帰還ループを開くことなく 全体的なループの安定性を判断することができる出力電圧 波形とITHピンの波形が発生します。OPTI-LOOP 補償の全 体的な目的は、負荷ステップによる出力の低下を最小限に 抑えながら、高速で安定したITH 応答を実現することです。 OPTI-LOOP 補償の詳細な説明については、 「アプリケーショ ン・ノート76」 を参照してください。 スイッチング・レギュレータは負荷電流のステップに応答する のに数サイクルを要します。負荷ステップが発生すると、VOUT は∆ILOAD • ESRに等しい大きさだけ即座にシフトします。こ こで、ESRはCOUT の実効直列抵抗です。∆ILOAD はCOUT の 充電または放電も開始し、レギュレータが使用する帰還誤差 信号を生成して、VOUT をその定常状態値に戻します。この回 復期間にVOUT をモニタして、安定性に問題があることを示す オーバーシュートやリンギングがないかチェックすることがで きます。 現実的な負荷ステップを発生する実用的な方法としては、抵 抗性負荷とパワー MOSFETを直列に接続し、その後この2つ を出力コンデンサの両端に直接接続して、適当な信号発生器 でそのゲートを駆動します。出力電流のステップ変化によって 生じる初期出力電圧ステップは帰還ループの帯域幅内にな い場合があるため、位相マージンを決定するのにこの信号を 使用することはできません。このため、ITHピンの信号を調べ る方が確実です。この信号は帰還ループ内にあり、フィルタを 通して補償された帰還ループ応答です。 ループの利得はRITHと共に大きくなり、ループの帯域幅は CITH1 を小さくすると大きくなります。CITH1 を減少させるのと 同じ比率でRITH を増加させればゼロの周波数は変化しない ので、最も重要な周波数範囲での帰還ループの位相を一定 に保つことができます。さらに、フィードフォワード・コンデンサ CFF を追加すると、図 1に示すように、高周波応答を改善する ことができます。コンデンサCFF は、RFB2との組み合わせで高 周波のゼロを発生することにより位相進みを得ることができる ので、位相マージンが改善されます。出力電圧のセトリング動 作は閉ループ・システムの安定性に関係し、降圧レギュレータ の全体的な性能を表します。 3613fa 24 LTC3613 アプリケーション情報 アプリケーションによっては、大容量（>10μF）の入力コンデン サがある負荷に切り替えることで、より大きな過渡電圧が発生 することがあります。負荷に接続しているスイッチの抵抗が小さ く、スイッチが迅速に駆動される場合は、放電した入力コンデ ンサが実質的にCOUTと並列に接続されていることになるので、 VOUT は急速に低下します。この問題を防ぐのに十分な電流を 供給できるレギュレータはありません。解決策は負荷スイッチの ドライバのターンオン速度を制限することです。Hot Swap ™コ ントローラはこの目的専用に設計され、通常は電流制限機能、 短絡保護、ソフトスタート機能が組み込まれています。 効率に関する検討事項 スイッチング・レギュレータのパーセント表示での効率は、出 力電力を入力電力で割って100%を掛けたものに等しくなりま す。多くの場合、個々の損失を分析して、効率を制限する要素 が何であり、また何が変化すれば最も効率が改善されるかを 判断することが有益です。パーセント表示での効率は、次式 で表すことができます。 % 効率 = 100% – (L1＋L2＋L3＋...) ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセンテージで表 した個々の損失です。回路内の電力を消費するすべての要素 で損失が生じますが、損失の大部分は次の4つの主な損失 要因によって生じます。 1. I2R 損失。これは、MOSFET、インダクタ、プリント基板トレー スの各抵抗成分から生じ、大出力電流時に効率を低下させ ます。連続モードでは、インダクタLを平均出力電流が流れ ますが、この電流は上側 MOSFETと下側 MOSFETとの間 で分かれます。 2. 遷移損失。この損失は、スイッチ・ノードの遷移中に上側 MOSFET が短時間飽和領域に留まることから生じます。こ れは、入力電圧、負荷電流、ドライバ強度、MOSFET 容量 などの要因に依存します。この損失は入力電圧が 20Vを超 えると顕著になります。 3. INTVCC 電 流。これはMOSFETドライバ 電 流と制 御 電 流の和です。MOSFETドライバ電流は、パワー MOSFET のゲート容量をスイッチングすることによって流れます。 MOSFETのゲートが L から H に切り替わり、再び L に切り替わるたびに、 INTVCCからグランドに一定量の電荷 （dQ）が移動します。それによって生じるdQ/dtはINTVCC から流出する電流であり、通常はコントローラのIQ 電流よ りはるかに大きくなります。 INTVCC 電源をEXTVCC を介して供給すると、効率が数ポ イント向上することがあり、特にVIN の高いアプリケーショ ンで可能性が高くなります。出力から得られる電圧源に EXTVCC を接続すると、ドライバおよび制御回路が必要と 「デューティ・サイクル/ 効率」 の倍率で増 するVIN 電流は、 減します。たとえば、20V から5V への降圧アプリケーショ ンでは、 INTVCC 電流が10mAの場合、VIN 電流は約2.5mA になります。これにより、 （ドライバが VIN ら直接電力を供給 されている場合）中間電流損失は10% 以上からわずか数 パーセントに減少します。 4. CIN 損失。入力コンデンサはレギュレータに流れる大きな RMS 入力電流を除去するという困難な役目を担っていま す。入力コンデンサは、ACのI2R 損失を最小限に抑えるた めにESR が非常に小さい必要があり、RMS 電流によって 上流のケーブル、ヒューズ、またはバッテリ内に追加の損失 を生じないように容量を十分大きくする必要があります。 COUT のESR 損失、下側 MOSFETの逆回復損失、およびイン ダクタのコア損失など、その他の損失による追加損失の占め る割合は、通常は2% 未満です。 効率を改善するための調整を行う場合、入力電流は効率の 変化を示す最良の指標です。変更を加えて入力電流が減少 すれば、効率は向上しています。入力電流に変化がなければ 効率にも変化はありません。 スイッチング・レギュレータの電力損失は、理想的なオン時間 より長いオン時間として反映されます。この効率を考慮した連 続モードでのオン時間は、次式で計算できます。 tON(REAL) ≈ tON(IDEAL) Efficiency 3613fa 25 LTC3613 アプリケーション情報 設計例 VIN = 6V∼24V、VOUT = 1.2V、 IOUT(MAX) = 15A、f = 350kHz の降圧コンバータを考えます （図 9 参照）。 安定化された出力電圧は次式で求められます。 tON(MIN) = R VOUT =0.6V • 1+ FB2 R FB1 VOSNS+とVOSNS–との間に20kの抵抗を使用し、上側の帰還 抵抗も20kです。 41550 41550 –2.2= –2.2 ≈ 116.5k f [kHz ] 350 VOUT 1.2V ≈ 143ns VIN(MAX) • f 24V • 350kHz = VIN が最大のときのリップル電流が 40%になるようにインダク タの値を設定します （次式）。 L= 周波数は次式で設定されます。 R T [kΩ ] = 最小オン時間になるのはVIN が最大の場合であり、その値は 65nsより大きくなります。65nsはLTC3613 が達成できる最良 の時間です。このアプリケーションの最小オン時間は次式で 得られます。 1.2V 1.2V • 1– ≈ 0.54µH 350kHz • 40%• 15A 24V 最も近い標準値である0.56μHを選択します。 この値に最も近い標準値である115kを選択します。 RPGD 100k RDIV1 52.3k SVIN PVIN VRNG RDIV2 10k 350kHz CSS 0.1µF CITH1 220pF RITH 28k CIN2 10µF VOUT PGOOD LTC3613 RUN SENSE– SENSE+ MODE/PLLIN EXTVCC SW 90 80 L1 0.56µH VOUT 1.2V 15A CB 0.1µF BOOST TRACK/SS DB INTVCC ITH INTVCC CVCC 4.7µF RFB2 20k RFB1 20k COUT2 100µF ×2 + 60 50 FORCED CONTINUOUS MODE 40 30 20 VIN = 12V VOUT = 1.2V 10 1 10 LOAD CURRENT (A) 100 3613 F10a VOSNS+ VOSNS– CIN1: SANYO 25SVPD82M COUT1: SANYO 2R5TPE330M9 COUT1 330µF 2.5V ×2 PULSE-SKIPPING MODE 70 0 0.1 PGND RT SGND 100 CDCR RDCR 0.1µF 3.09k CITH2 100pF RT 115k VIN CIN1 6V TO 24V 82µF 25V + EFFICIENCY (%) INTVCC 3613 F10 DB: CENTRAL CMDSH-3 L1: VISHAY IHLP4040DZ-056µH 図 9. 1.2V、15A、350kHz の降圧コンバータ 3613fa 26 LTC3613 アプリケーション情報 この結果生じる最大リップル電流は次のとおりです。 ΔIL = 1.2V 1.2V • 1– ≈ 5.8A 350kHz • 0.56µH 24V 大電力アプリケーションでは、多くの場合、効率を最大にする ために、RSENSE による電流検出よりもDCRによる電流検出の 方が好まれます。DCRフィルタの値を求めるため、 まずインダク タ・メーカーを選ぶ必要があります。この設計では、Vishayの IHLP-4040DZ-01モ デ ル を 選 択 し ま す。値 は0.56μHで DCRMAX =1.8mΩです。これが示す結果は次のとおりです。 VSENSE(MAX) = DCRMAX at 25°C • [1 + 0.4% (TL(MAX)– 25°C)] • [IOUT(MAX) – ∆IL/2] = 1.8mΩ • [1 + 0.4% (100°C – 25°C)] • [15A – 5.8A/2] ≈ 28.3mV 最大検出電圧は、追加調整なしでLTC3613 が処理できる範 囲に入っています。したがって、DCRフィルタはインダクタの両 端に簡単なRCフィルタを接続する構成になります。Cを0.1µF に選択すると、Rは次式で計算できます。 RDCR = L 0.56µH = ≈ 3.11k DCRMAX • CDCR 1.8mΩ • 0.1µF この値に最も近い標準値は3.09kです。 設計マージンの係数を50%とすると、得られるVRNG の値は 次のようになります。 VRNG = VSENSE(MAX)/0.05 • MF = 28.3mV/0.05 • 1.5 ≈ 850mV VRNG 電 圧 を 発 生 さ せるに は、INTVCCとSGNDの 間 に RDIV1 = 52.3k、RDIV2 = 10kにした抵抗分割器を接続します。 CIN は、RMS 電流の定格が 75ºCで7Aより大きいものを選択 します。出力コンデンサCOUT にはESR が 4.5mΩと低いもの を選び、インダクタのリップル電流や負荷ステップによる出力 電圧の変化を最小限に抑えるようにします。出力電圧のリップ ル成分は次式で与えられます。 ∆VOUT(RIPPLE) = ∆IL(MAX) • ESR = (5.8A)(4.5mΩ) ≈ 26mV しかし、0A から10A への負荷ステップが起こると、出力の変 化は最大で次のようになります。 ∆VOUT(STEP) = ∆ILOAD • ESR = (10A)(4.5mΩ) = 45mV オプションで100μFのセラミック出力コンデンサを追加すると、 出力リップルでのESRおよび ESLの影響が最小限に抑えら れ、負荷ステップ応答が改善されます。 PC 基板レイアウトのチェックリスト プリント回路基板をレイアウトするときには、以下のチェックリ ストを使ってLTC3613 が正しく動作するようにします。 • ノイズを減らす目的とヒートシンクによる放熱の目的に対し ては、専用のグランド層がある多層基板が適しています。 良好なフィルタリングを可能にして銅の損失を最小にする ため、VIN、VOUT、および PGNDのノードには幅の広い配 線や面全体を使用します。放熱性を高めるため、すべての 層の未使用領域を銅で覆います。 • 信号グランドと電源グランドは、両者を短絡する箇所以外 は分離します。信号グランドと電源グランドは、幅の狭い1 本のPCBトレース （多層基板では1つのビア）で1 点のみ で接続します。駆動系のすべての部品は電源グランドを基 準にし、すべての小信号用部品（たとえば、CITH1、RT 、CSS など） は信号グランドを基準にします。 • CIN、インダクタ、検出抵抗（使用している場合）、および主 なCOUT コンデンサは、1 箇所に集めて狭い領域に配置し ます。SWノードは小規模にしますが、大きな銅損失なしで インダクタ電流を処理するのに十分な広さにします。PVIN は、AC 電流の大部分を供給するCIN コンデンサ （通常はセ ラミック・コンデンサ） の （+）極のできるだけ近くに接続し、 PGNDは同じCIN コンデンサの （-）極のできるだけ近くに接 続します。CIN、上側 MOSFET、および下側 MOSFETで形 成される高 di/dtのループのリードとPCBトレース長を短く し、高周波 EMI、誘導性リンギングによる電圧ストレスを最 小限に抑えます。インダクタのリップル電流の大部分を除 去する主なCOUT コンデンサ （通常はセラミック・コンデン サ） の （-）極もCIN の （-）極の近くに接続します。 3613fa 27 LTC3613 アプリケーション情報 • BOOST、PVIN、SW、および PGNDピンは、駆動系の部品 に向き合うように配置します。BOOSTおよび SW 上にある dV/dtの高い信号は、影響を受けやすい小信号トレースお よび小信号用部品から離します。 • RSENSE による電流検出の場合は、出力側にあるインダクタの 近くに検出抵抗を配置します。検出抵抗両端でのケルビン （4 線）接続を使用し、トレースを差動対としてまとめて配線し ます。SENSE+/SENSE– ピンの近くで差動検出信号をRCフィ ルタで除去します。フィルタ・コンデンサはこれらのピンのでき るだけ近くに配置します。DCR 検出の場合は、インダクタの両 端でケルビン接続を行い、DCR 検出抵抗をSWノードの近く に配置して、SENSE+/SENSE– ピンから離します。DCRコンデ ンサをSENSE+/SENSE– ピンの近くに配置します。 • 帰還抵抗分割器 RFB1/2 をVOSNS+/VOSNS– ピンのできるだ け近くに配置し、遠隔出力トレースとグランド・トレースを差 動対としてまとめて配線して、レギュレーション点のできる だけ近くで終端します （遠隔出力点にあるコンデンサの両 端でケルビン接続するのが望ましい）。 • CVCC セラミック・コンデンサをINTVCC ピンとPGNDピン のできるだけ近くに配置します。同様に、CB コンデンサは BOOSTピンとSWピンのできるだけ近くに配置します。こ れらのコンデンサは、基板上のパワー MOSFETのゲート 充電電流を供給します。 • 小信号用部品は、それぞれのピンのできるだけ近くに配置 します。こうすることにより、これらのピンにPCBノイズが結 合する可能性が最小限に抑えられます。VOSNS+/VOSNS–、 SENSE+/SENSE–、ITH、RTおよび VRNG ピンを優先します。 クロック信号をMODE/PLLINピンに配線するときは、影響 を受けやすい小信号ピンにクロックが結合しないように、 十分に分離してください。 • SVIN ピンの近くに簡単なRCフィルタを接続して、LTC3613 への入力をフィルタ処理します。このRCフィルタは信号グ ランドを基準にします。 3613fa 28 LTC3613 アプリケーション情報 PVIN INTVCC RVIN 2.2Ω SVIN RPGD 100k CVIN 0.1µF LTC3613 VOUT PGOOD SW CB 0.1µF EXTVCC RITH 21k RT 115k INTVCC RFB1 10k INTVCC CVCC 4.7µF PGND ITH VOSNS+ VOSNS– RT SGND COUT2 100µF ×2 + COUT1 330µF 2.5V ×2 3833 F11 CIN1: SANYO 25SVPD82M COUT1: SANYO 2R5TPE330M9 DB: CENTRAL CMDSH-3 L1: COILTRONICS FP1109-R47 効率 100 PULSE-SKIPPING MODE 90 EFFICIENCY (%) CITH1 270pF DB TRACK/SS VOUT 1.5V 15A RFB2 15k BOOST CITH2 47pF VIN 4.5V TO 24V RSENSE 1.5mΩ L1 0.47µH VRNG CSS 0.1µF CIN1 82µF 25V CF RF1 1000pF 10Ω SENSE+ MODE/PLLIN + RF2 10Ω SENSE– RUN CIN2 22µF ×2 FORCED CONTINUOUS MODE 80 70 60 50 40 VIN = 12V VOUT = 1.5V 0.1 1 10 LOAD CURRENT (A) 100 3613 F11a 図 10. 1.5V、15A、350kHz の大電流降圧コンバータ 3613fa 29 LTC3613 標準的応用例 PVIN RVIN 2.2Ω SVIN INTVCC RPGD 100k 30.9k EXTVCC PGOOD 10k VOUT SENSE– CSS 0.1µF SENSE+ LTC3613 RT 205k CIN1 100µF 50V VIN 7V TO 24V L1 4.7µH SW TRACK/SS CITH1 1000pF RITH 49.9k + CDCR RDCR 0.1µF 8.25k RUN VRNG CIN2 10µF ×3 CVIN 0.1µF CB 0.1µF RB 10Ω BOOST VOUT 5V 8A RFB2 147k DB ITH INTVCC INTVCC RFB1 20k CVCC 4.7µF RT COUT2 100µF ×2 + COUT1 330µF 6.3V ×2 MODE/PLLIN PGND SGND VOSNS+ VOSNS– 3613 TA02 CIN1: NICHICON UCJ1H101MCL1GS COUT1: SANYO 6TPE330MIL DB: DIODES INC. SDM10K45 L1: COILCRAFT XAL1010-472ME 効率 100 EFFICIENCY (%) 95 VIN = 12V VOUT = 5V 90 FORCED CONTINUOUS MODE 85 80 PULSE-SKIPPING MODE 75 70 0.01 VIN = 12V VOUT = 5V 1 0.1 LOAD CURRENT (A) 10 3613 TA03 図 11．5V、8A、200kHz の高効率降圧コンバータ 3613fa 30 LTC3613 標準的応用例 PVIN INTVCC RPGD 100k SVIN LTC3613 PGOOD CITH1 470pF SENSE+ RUN RT 205k CIN2 10µF ×3 L1 1µH RSENSE 3mΩ + CB 0.1µF DB INTVCC RT EXTVCC VIN CIN1 4.5V TO 14V 82µF 25V RF1 CF 1000pF 10Ω BOOST ITH + RF2 10Ω SW TRACK/SS RITH 17.4k CVIN 0.1µF VOUT MODE/PLLIN VRNG SENSE– CSS 0.1µF RVIN 2.2Ω INTVCC CVCC 4.7µF COUT1 330µF 2.5V ×2 VOUT 0.6V 10A COUT2 100µF ×2 PGND VOSNS+ VOSNS– SGND 3613 TA04 DB: DIODES INC. SDM10K45 L1: IHLP-2525EZERR82M01 CIN1: SANYO 25SVPD82M COUT: SANYO 2R5TPE330M9 効率 100 90 EFFICIENCY (%) 80 70 PULSE-SKIPPING MODE 60 50 40 FORCED CONTINUOUS MODE 30 20 VIN = 12V VOUT = 0.6V 10 0 0.01 0.10 1 LOAD CURRENT (A) 10 3613 TA05 図 12．0.6V、10A、200kHz の低出力電圧降圧コンバータ 3613fa 31 LTC3613 標準的応用例 INTVCC RPGD 100k RDIV1 56.2k VIN VRNG RDIV2 10k 350kHz RUN SENSE– SENSE+ CB 0.1µF 0.47µH SW TRACK/SS RITH 10k CITH2 47pF RT 115k ITH INTVCC CVCC 4.7µF RFB2 20k COUT2 100µF ×2 RFB1 20k PGND RT SGND VOSNS+ VOSNS– VOUT 1.2V 30A VIN CIN2 10µF VOUT PGOOD LTC3613 VRNG RUN 350kHz (θ1 → θ2 = 180° OUT OF PHASE) SENSE– SENSE+ CB 0.1µF 0.47µH SW TRACK/SS ITH RT 115k COUT1 330µF 2.5V ×4 + CIN1 82µF 25V 2mΩ DB INTVCC + CDCR 0.1µF MODE/PLLIN BOOST EXTVCC 47pF VIN 6V TO 24V 2mΩ DB INTVCC CIN1 82µF 25V CDCR 0.1µF MODE/PLLIN BOOST EXTVCC CSS 0.1µF CITH1 330pF CIN2 10µF VOUT PGOOD LTC3613 + INTVCC CVCC 4.7µF COUT2 100µF ×2 PGND RT SGND VOSNS+ VOSNS– CIN1: SANYO 25SVPD82M COUT1: SANYO 2R5TPE330M9 DB: CENTRAL CMDSH-3 L1: COILTRONICS FP1109-R47 3613 TA12 図 13．2 相、1.2V, 30A、350kHz の降圧コンバータ 3613fa 32 LTC3613 標準的応用例 効率 100 EFFICIENCY (%) VIN = 12V 90 VOUT = 1.2V 80 FORCED CONTINUOUS MODE 70 60 50 40 30 20 10 0 0.1 1 10 LOAD CURRENT (A) 100 3613 TA013 過渡応答 VOUT(AC) 100mV/DIV ILOAD 10A/DIV 20µs/DIV LOAD STEP = 0A TO 30A VIN = 12V 3613 TA14 3613fa 33 LTC3613 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。 WKH パッケージ 56ピンQFNマルチパッド （7mm 9mm） WKH Package （Reference # 05-08-1870 Rev Ø） 56-LeadLTC QFN DWG Multipad (7mm × 9mm) (Reference LTC DWG # 05-08-1870 Rev Ø) シーティング・プレーン A 7.00 BSC 2.63 REF 0.00 – 0.05 B パッド 1 の コーナー 3 2.90 REF 0.50 BSC 45 44 1 bbb M C A B 4 9.00 BSC ピン 1 ID 56 3.15 ± 0.10 4.76 ± 0.10 3.82 REF 1.97 ± 0.10 4.06 ± 0.10 0.95 REF 1.50 REF NX b 12 aaa C 2x 2.25 ± 0.10 4.27 ± 0.10 16 29 0.58 ± 0.05 aaa C 2x 上面図 0.90 ± 0.10 6 NX 0.08 C // ccc C 7.50 ± 0.05 2.90 REF 3.82 REF 3.15 ± 0.05 底面図 （底面のメタル部分の詳細） 4.76 ± 0.05 3 端子 #1 の位置の識別記号と端子の付番の表記法は JEDEC 刊行の 95 SPP-002 に準拠 4 寸法 b はメタル端子に適用され、端子の先端から 0.15mm ∼ 0.30mm の間で測定される 端子の他端にオプションの半径が定められている場合、 寸法 b はその半径部分では測定しない 5 平坦度は端子および他の全ての表面メタル部分に適用される 6 示されている図は実例のためだけである 9.50 ± 0.05 1.50 REF 0.25 ± 0.05 MLP56 QFN REV Ø 0310 SYMBOL TOLERANCE aaa 0.15 bbb 0.10 ccc 0.10 4.27 ± 0.05 2.25 ± 0.05 1.78 REF 17 注記： 1. 寸法と許容誤差は ASME Y14.5M-1994 に適合 2. 全ての寸法はミリメートル、角度は度（ ） 1.97 ± 0.05 4.06 ± 0.05 19 1.35 ± 0.05 5 2.63 REF 0.50 BSC PIN 1 3.82 REF 0.40 ± 0.05 28 パッケージ 外形 0.40 ± 0.05 0.25 ± 0.05 1.78 REF 1.35 ± 0.05 推奨半田パッド・レイアウト 上面図 3613fa 34 LTC3613 改訂履歴 REV 日付 A 07/12 概要 電気的特性を明確化 ピン機能を明確化 応用例の回路図を修正 ページ番号 3、4 8 33 3613fa リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 35 LTC3613 標準的応用例 5V、4A、1MHz の高周波降圧コンバータ RDIV1 0Ω PVIN SVIN PGOOD MODE/PLLIN VRNG SENSE– CSS 0.1µF TRACK/SS CITH1 220pF RITH 20k SENSE+ LTC3613 CIN2 4.7µF ×2 CVIN 0.1µF EXTVCC VOUT RUN 効率 RVIN 2.2Ω CF 1000pF SGND VOUT 5V 4A INTVCC CVCC 4.7µF PGND 60 50 PULSESKIPPING MODE FORCED CONTINUOUS MODE 40 30 20 VIN = 12V VOUT = 5V 10 CFF 22pF VOSNS+ VOSNS– CIN1: KEMET T521X476M035ATE070 DB: DIODES, INC. SDM10K45 RSENSE 10mΩ CB 0.1µF DB INTVCC 90 80 RF1 10Ω L1 1.2µH SW 100 VIN 7V TO 24V 70 BOOST RT CIN1 47µF 35V RF2 10Ω ITH RT 40.2k + EFFICIENCY (%) RPGD 100k INTVCC RFB2 147k RFB1 20k COUT1 22µF ×2 0 0.01 10 0.10 1 LOAD CURRENT (A) 3613 TA11 3613 TA10 L1: WÜRTH 744313120 関連製品 製品番号 説明 注釈 LTM4601HV 12Aの包括的なスイッチ・モード電源 92%の効率、VIN：4.5V ∼ 28V、VOUT：0.6V、真の電流モード制御、 超高速過渡応答 LTM4602HV 6Aの包括的なスイッチ・モード電源 92%の効率、VIN：4.5V ∼ 28V、VOUT：0.6V、真の電流モード制御、 超高速過渡応答 LTM4603HV 6Aの包括的なスイッチ・モード電源 93%の効率、VIN：4.5V ∼ 28V、PLL、出力トラッキング、およびマージ ニングを装備 LTC3602 LTC3608 LTC3610 LTC3611 LTC3414/ LTC3416 LTC3415 LTC3418 LTM4600HV 2.5A（IOUT）、3MHz同期整流式降圧 DC/DCコンバータ 95%の効率、VIN：4.5V ∼ 10V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 75µA、 ISD <1µA、4mm 4mm QFN-20、TSSOP-16E パッケージ 18V、8A（IOUT）、1MHz 同期整流式降圧 DC/DCコン 95%の効率、VIN：4V ∼ 18V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 900µA、 バータ ISD <15µA、7mm 8mm QFN-52 パッケージ 24V、12A（IOUT）、1MHz 同期整流式降圧 DC/DCコン 95%の効率、VIN：4V ∼ 24V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 900µA、 バータ ISD <15µA、9mm 9mm QFN-64 パッケージ 32V、10A（IOUT）、1MHz 同期整流式降圧 DC/DCコン 95%の効率、VIN：4V ∼ 32V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 900µA、 バータ ISD <15µA、9mm 9mm QFN-64 パッケージ 4A（IOUT）、4MHz 同期整流式降圧 DC/DCコンバータ 95%の効率、VIN：2.25V ∼ 5.5V、VOUT(MIN) = 0.8V、IQ = 64µA、 ISD <1µA、TSSOP20E パッケージ 7A（IOUT）、1.5MHz同期整流式降圧 DC/DCコンバータ 95%の効率、VIN：2.5V ∼ 5.5V、VOUT(MIN) = 0.6V、IQ = 450µA、 ISD <1µA、5mm 7mm QFN-38 パッケージ 8A（IOUT）、4MHz 同期整流式降圧 DC/DCコンバータ 95%の効率、VIN：2.25V ∼ 5.5V、VOUT(MIN) = 0.8V、IQ = 380µA、 ISD <1µA、5mm 7mm QFN-38 パッケージ 10Aの包括的なスイッチ・モード電源 92%の効率、VIN：4.5V ∼ 28V、VOUT：0.6V、真の電流モード制御、 超高速過渡応答 3613fa 36 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03- 5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp LT 0712 REV A • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2011