製品速報 最終電気的仕様 LT1534 LT1534 超低ノイズ2A スイッチング・レギュレータ 1998年3月 特長 概要 ■ LT®1534は伝導EMI （Electromagnetic Interference） と放射EMI を低減する新しい分類のスイッチング・レギュレータで す。出力スイッチのスルーレートをユーザが制御するこ とによって、ノイズとEMIを著しく低減することが可能 となります。またスイッチャの高調波と効率が最適化さ れるように、電圧スルーレートと電流スルーレートを個 別に設定可能です。LT1534は効率損失を最小限に抑え、 高周波の高調波強度を40dBも低減することができます。 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 大幅に低減された伝導EMIと放射EMI 低いスイッチング高調波 スイッチの電圧スルーレートと電流スルーレートを個 別に制御可能 2A電流リミット・パワースイッチ 正電圧と負電圧を安定化 20kHz∼250kHzの発振器周波数 外部クロックと容易に同期化 広い入力電圧範囲：2.7V∼23V 低シャットダウン電流：12µA（標準） 従来のスイッチャに比べてレイアウトが容易 LT1534は低ノイズ昇圧構成に最適化された電流モード・ アーキテクチャを採用しています。 このデバイスは1個の2A パワースイッチの他に、 発振器、 制御回路、 保護回路など必 要なすべての回路を内蔵しています。 また独自の誤差アン プ回路により、 正と負の両方の電圧を安定化させることが できます。 またスイッチング高調波をより正確に位置する ために、 内蔵の発振器を外部クロックと同期化可能です。 保 護機能としては、 サイクルごとの電流リミット保護、 低電圧 ロックアウト、 サーマル・シャットダウンを備えています。 アプリケーション ■ ■ ■ ■ ■ 高精度計測システム 産業用オートメーション向け絶縁電源 医療機器 ワイヤレス通信 シングルボード・データ収集システム 最小電源電圧が低く、シャットダウン時に低消費であるこ とから、LT1534はポータブル・アプリケーションに最適で す。LT1534は16ピン細型SOパッケージで供給されます。 、LTC、LTはリニアテクノロジー社の登録商標です。 標準的応用例 3.3Vから5Vの低ノイズ昇圧コンバータ + CIN 33µF 6.3V 14 11 4 VIN SHDN COL SYNC 5 16.9k 6 PGND CT LT1534 RVSL RT RCSL 10 6.8k 15nF 4-446 VC GND NFB 9 8 FB 2 C1 47µF 6.3V ×2 10Ω 15 L2 L3 50µH A + COL 3300pF 220pF D1 1N5817 L1 50µH 3.3V 1nF B + 5V 650mA OPTIONAL 16 13 24k 12 24k A 50mV/DIV B 2mV/DIV 7.5k 7 5V出力ノイズ（BW＝100MHz） C2 47µF 1534 TA01 2.49k CIN: MATSUSHITA ECGCOJB330 C1, C2: MATSUSHITA ECGCOJB47O L1, L3: COILTRONICS CTX50-4 L2: COILCRAFT B08T (28nH) OR PC TRACE 10µs/DIV 1534 TA02 LT1534 絶対最大定格 パッケージ/発注情報 （Note 1） TOP VIEW 入力電圧（VIN）.......................................................... 30V スイッチ電圧（COL）................................................ 30V SHDNピン電圧 ........................................................ 30V 帰還ピン電流（FB）................................................ 10mA 負帰還ピン電流（NFB）....................................... ±10mA 動作接合部温度範囲 ..................................... 0℃∼100℃ 最大接合部温度 ..................................................... 125℃ 保存温度範囲 ......................................... −65℃∼150℃ リード温度（半田付け、10秒）............................... 300℃ NC 1 ORDER PART NUMBER 16 PGND COL 2 15 COL *NC 3 14 VIN SYNC 4 13 RVSL CT 5 12 RCSL RT 6 11 SHDN FB 7 10 VC NFB 8 9 LT1534CS GND S PACKAGE 16-LEAD NARROW PLASTIC SO *DO NOT CONNECT TJMAX = 125°C, θJA = 100°C/ W インダストリアルおよびミリタリ・グレードに関してはお問い合わせください。 電気的特性 4 注記がない限り、VIN＝5V、VC＝0.9V、VFB＝VREF。COL、SHDN、NFB、その他すべてのピンはオープン。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS Supply and Protection VIN Recommended Operating Range VIN(MIN) Minimum Input Voltage ● 2.55 2.7 V IVIN Operating Supply Current 2.7V ≤ VIN ≤ 23V, RVSL, RCSL, RT = 17k ● 12 30 mA IVIN(OFF) Shutdown Supply Current 2.7V ≤ VIN ≤ 23V, VSHDN = 0V ● 12 30 µA VSHDN Shutdown Threshold 2.7V ≤ VIN ≤ 23V ● 0.8 1.2 ISHDN Shutdown Input Current ● 2.7 0.4 23 V V µA –2 Error Amplifiers VREF Reference Voltage Measured at Feedback Pin ● IFB Feedback Input Current FBREG VNFR 1.235 1.215 VFB = VREF ● Reference Voltage Line Regulation 2.7V ≤ VIN ≤ 23V ● Negative Feedback Reference Voltage Measured at Negative Feedback Pin with Feedback Pin Open ● – 2.550 INFR Negative Feedback Input Current VNFB = VNFR ● – 37 NFBREG Negative Feedback Reference Voltage Line Regulation 2.7V ≤ VIN ≤ 23V ● gm Error Amplifier Transconductance ∆IC = ±25µA 1.250 1.250 1.265 1.275 V V 250 900 nA 0.003 0.03 %/V – 2.500 – 2.420 V µA – 25 0.002 0.05 %/V 1100 700 1500 ● 1900 2300 µmho µmho IESK Error Amplifier Sink Current VFB = VREF + 150mV, VC = 0.9V, VSHDN = 1V ● 120 200 350 µA IESRC Error Amplifier Source Current VFB = VREF – 150mV, VC = 0.9V, VSHDN = 1V ● 120 200 350 µA VCLH Error Amplifier Clamp Voltage High Clamp, VFB = 1V 1.33 V VCLL Error Amplifier Clamp Voltage Low Clamp, VFB = 1.5V 0.1 V AV Error Amplifier Voltage Gain 250 V/V 180 4-447 LT1534 電気的特性 注記がない限り、VIN＝5V、VC＝0.9V、VFB＝VREF。COL、SHDN、NFB、その他すべてのピンはオープン。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS 375 kHz Oscillator and Sync f MAX Maximum Switch Frequency f SYNC Synchronization Frequency Range RSYNC SYNC Pin Input Resistance VFBfs FB Pin Threshold for Frequency Shift 250 fOSC = 250kHz ● 5% Reduction from Nominal kHz 40 kΩ 0.4 V 91 % 200 ns 30 V Output Switches DCMAX Maximum Switch Duty Cycle RVSL = RCSL = 4.9k, fOSC = 25kHz ● 88 tIBL Switch Current Limit Blanking Time BV Output Switch Breakdown Voltage 2.7V ≤ VIN ≤ 23V ● 25 RON Output Switch-On Resistance ICOL = 1.5A, Both COL Pins Tied Together ● ILIM(MAX) Switch Current Limit Duty Cycle = 30% 2 A ILIMSC Switch Current Limit Duty Cycle = 80% 1.6 A ∆IIN/∆ISW Supply Current Increase During Switch-On Time 0.25 0.43 Ω 16 mA/A V/µs Slew Control VSLEWR Output Voltage Slew Rising Edge RVSL, RCSL = 17k 11 VSLEWF Output Voltage Slew Falling Edge RVSL, RCSL = 17k 14.5 V/µs ISLEWR Output Current Slew Rising Edge RVSL, RCSL = 17k 1.3 A/µs ISLEWF Output Current Slew Falling Edge RVSL, RCSL = 17k 1.3 A/µs ● は全動作温度範囲の規格値を意味する。 4-448 Note 1：絶対最大定格はそれを超えるとデバイスの寿命が損なわれる可能性が ある値。 LT1534 代表的性能特性 ILIMの変化と デューティ・サイクル 最小入力電圧（VIN）と温度 0.8 0.7 –100 2.65 150°C – 200 ∆ILIM (A) 2.60 2.55 125°C SWITCH VOLTAGE (V) 25°C 85°C – 300 – 400 0.6 85°C 0.5 25°C 0.4 – 40°C 0.3 0.2 2.50 – 500 0.1 2.45 – 60 – 40 – 20 0 20 40 60 80 100 120 140 JUNCTION TEMPERATURE (°C) – 600 0 20 40 60 DUTY CYCLE (%) 1.28 1.6 1.27 1.4 1.2 VFB 1.0 1.24 0.8 1.23 0.6 IFB 0.4 0.2 1.21 0 1534 G03 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 30 VNFB –2.45 –2.50 25 –2.55 –2.60 20 INFB –2.65 –2.70 –50 –25 0 15 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 1533 G05 1533 G04 スイッチング周波数と フィードバック・ピン電圧 誤差アンプ出力電流（VC） 500 100 TA = 25°C 400 ERROR AMPLIFIER OUTPUT (µA) 90 4 35 –2.40 INPUT VOLTAGE (V) FEEDBACK VOLTAGE (V) –2.35 1.20 –50 –25 2.0 IINPUT CURRENT (µA) –2.30 1.8 FEEDBACK INPUT CURRENT (µA) 2.0 1.29 1.22 1.0 0.5 1.5 SWITCH CURRENT (A) 負帰還電圧と入力電流 1.30 1.25 0 1533 G02 帰還電圧と入力電流 1.26 0 100 80 1534 G01 SWITCHING FREQUENCY (% TYPICAL) INPUT VOLTAGE (V) COL飽和電圧とスイッチ電流 0 2.70 80 70 60 50 40 30 20 TA = 25°C 300 200 100 0 –100 –200 –300 –400 10 0 0 0.1 0.3 0.4 0.5 0.2 FEEDBACK PIN VOLTAGE (V) 0.6 1533 G06 –500 0.85 1.05 1.45 1.25 FEEDBACK PIN (V) 1.65 1533 G07 4-449 LT1534 ピン機能 COL（ ピン2、15）：これら2本のピンは、パワー・ス イッチのコレクタを形成するために外部で連結しなけれ ばなりません。エミッタはセンス抵抗を介してPGNDに 戻ります。これらのピンには大量の電流が流れるので、 放射を最小限に抑えるために外部の配線を短くすること が必要です。 グランド電流が流れないようにしてください。 SYNC（ピン4）：SYNCピンを使用して、発振器を外部ク ロックに同期させることができます（詳しくは「アプリ ケーション情報」の「発振器の同期化」の項を参照）。未使 用時、SYNCピンはフローティング状態にするか、グラ ンドに接続します。 SHDN（ピン11）：シャットダウン・ピンはスイッチャを ディスエーブルするのに使用します。このピンをグラン ド接続するとすべての内蔵回路がディスエーブルされま す。この出力は通常“H” （ VIN）に接続するか、フロート させておくことができます。 C（ピン5） ：発振器コンデンサ・ピンはRTピンとともに T 使用して、発振器の周波数を設定します。RT＝16.9kの 場合、CT(NF)＝129/fOSC(kHz)です。 RCSL（ピン12）：グランドへの抵抗によって、パワー・ スイッチの電流スルーレートが設定されます。この抵抗 の最小値は3.9k、最大値は 68kです。およその電流ス ルーレートは以下のようになります。 R（ピン6） ：発振器抵抗ピンにより発振器のコンデンサ T の充放電電流を設定します。公称値は16.9kです。正確 な発振器の周波数を得るために、この抵抗を±25%調整 可能です。 FB（ピン7）：帰還ピンは、起動時と短絡時に正電圧の検 知と発振器周波数のシフトを行うために使用します。こ のピンは誤差アンプの反転入力です。このアンプの非反 転入力は内部で1.25Vリファレンスに接続されていま す。未使用時、このピンはオープンにします。 NFB（ピン8）：この負帰還ピンは負の出力電圧を検知す るために使用します。このピンは100kのソース抵抗を介 して負帰還アンプの反転入力に接続されます。負帰還ア ンプは帰還アンプに対して−0.5の利得を提供します。 したがって、公称安定化ポイントは、NFBの−2.5Vで す。未使用時、このピンはオープンにします。 GND （ピン9） ：信号グランド。内蔵のエラーアンプ、負帰 還アンプ、発振器、スルーレート制御回路、バンドギャッ プ・リファレンスはこのグランドを基準とします。帰還分 割器に常に接続されるようにして、VC補償回路網に大量の 4-450 V（ピン10） ：補償ピンは周波数補償と電流リミットに使用 C します。このピンは誤差アンプ出力と電流コンパレータ入 力の兼用ピンです。RCネットワークをVCピンからグラン ドに接続してループ周波数補償を行うことができます。 ISLEW(A/µs)＝33/RCSL（kΩ） RVSL（ピン13）：グランドへの抵抗によって、パワー・ スイッチのコレクタの電圧スルーレートが設定されま す。この抵抗の最小値は3.9k、最大値は68kです。およ その電圧スルーレートは以下のようになります。 VSLEW（V/µs）＝220/RVSL（kΩ） VIN （ピン14）：入力電源ピン。このピンは4.7µF以上の低 ESRコンデンサでバイパスしてください。VINが2.55V以 下になると低電圧ロックアウトに入り、出力のスイッチ ングが停止してVCピンが“L”になります。 PGND（ピン16）：パワースイッチのグランドです。この グランドはパワー・スイッチのエミッタからきていま す。通常動作時、このピンはグランドに対して約25nH のインダクタンスを持つようにします。これは配線イン ダクタンス（約1インチ）か、あるいはワイヤや誘導コン ポーネント（小型フェライト・ビーズなど）を用いること によって可能です。このインダクタンスによってオフ時 に安定した電流スルーレート制御ループが維持されま す。インダクタンスが大きすぎると（50nH以上）、出力 電圧のスルーエッジで発振のおそれがあります。 LT1534 ブロック図 SHDN VIN PGND COL COL VC LDO REGULATOR + NEGATIVE FEEDBACK AMP INTERNAL VCC – 100k + OUTPUT DRIVER 50k NFB – – RVSL SLEW CONTROL – FB gm ERROR AMP + + RCSL COMP + S 1.25V Q FF R RT OSCILLATOR CT SYNC GND 1534 BD 4 動作 スイッチング・レギュレータは不要なノイズを発生しやす いため、ノイズに敏感なアプリケーションの電源としては 敬遠されがちです。効率や入出力電圧の制約上、スイッチ ング電源が必要となる場合は、標準的な電源によって発生 するノイズを除去するために多くの労力が必要となりま す。ノイズを防止する方法としては、電源の発振器と外部 クロックとの同期を確実にとることや、回路の他の部分を 電源の発振器と同期化する、またノイズに敏感な動作の間 は電源のスイッチングを停止するといったことがありま す。LT1534では、本質的に低ノイズなスイッチング・レ ギュレータ電源を設計可能にすることによって、電源ノイ ズを除去する作業を著しく簡略化しています。 LT1534は、出力スイッチの電圧スルーレートと電流ス ルーレートを制御するための独自の回路を備えた固定周 波数電流モード・スイッチング・レギュレータです。ス ルー制御機能によって、伝導EMIと放射EMIを発生させ るおそれのある電源部品に対して、より優れた制御が可 能です。また電流モード制御によりAC電源とDC電源に 対して優れたレギュレーションが可能となり、ループ補 償が簡略化されます。 電流モード制御 てRSフリップフロップがリセットされると開始され、 出力ドライバの1つ がオ ンに なり ます（ ブロ ッ ク図 参 照）。内蔵抵抗の両端にスイッチ電流が流れると検知さ れ、この結果発生した電圧は増幅されて誤差アンプの出 力（VCピン）と比較されます。電流センス・アンプの出 力がVCピンの電圧を超えるとドライバはオフになりま す。また、内部スロープ補償によってデューティ・サイ クルが高い場合の安定性が保証されます。 誤差アンプを使用してスイッチ電流動作点を設定すること により、出力の安定化が得られます。誤差アンプは、帰還 出力電圧と内蔵の1.25Vリファレンスの差分を統合する相 互インダクタンス・アンプです。誤差アンプの出力はス イッチ電流トリップ点を調整して、希望の安定化出力電圧 で所要負荷電流を提供します。電圧ではなく電流を制御す るこの方式により素早い過渡応答が可能となり、サイクル 毎に電流を制限できるため、出力スイッチに対する保護が 向上し、帰還ループの補償を容易に行えます。 VCピンはループの補償、電流リミットの調整、およびソフ トスタートの3つの目的で使用します。通常動作時のVCの 電圧は0.2V∼1.33Vです。外付けクランプは電流リミット を下げるために使用します。外付けクランプにコンデンサ を組み合わせて、ソフトスタートを実行できます。 スイッチング・サイクルは、発振器の放電パルスによっ 4-451 LT1534 動作 負帰還アンプは負の出力電圧を直接安定化できます。 NFBピンの電圧は利得−0.5によって増幅され、FB入力 に対して駆動されます。すなわち、NFBピンによって− 2.5Vに安定化されると同時に、通常動作時のようにアン プの出力によってFBピンが内部で1.25Vに駆動されま す。負帰還アンプの入力インピーダンスはグランドを基 準とし、100k（標準）です。 スルー制御 出力電圧と出力電流のスルーレート制御は2つのフィー ドバック・ループで行われます。一方のループは出力ス イッチのコレクタ電圧dV/dtを制御し、もう一方のルー プはエミッタ電流dl/dtを制御します。出力スルー制御 は、これら2つのスルー・イベントによって発生する電 流と外付け抵抗RVSLとRCSLによって流れる電流を比較す ることによって行われます。2つの制御ループを内部で 結合することによって、電流スルー制御から電圧スルー 制御へとスムースに移行できます。 内蔵レギュレータ 制御回路のほとんどは、VINピンから電源供給される内蔵 の2.4Vの低損失レギュレータで動作します。内部の低損 失設計により、実質的にデバイスの性能には影響を与え ずに、VINを2.7V∼23Vの範囲で変えることができます。 シャットダウン時、内蔵レギュレータはオフになり、VIN からわずかな電流 （標準12µA） が流れるだけです。 保護機能 LT1534には3つの保護モードがあります。1つは過電流 リミット・モードです。これはVCピンのクランプ動作 によって行われます。2つ目はサーマル・シャットダウ ンモードで、チップの温度が過度に上昇した場合に出力 ドライバを2個ともディスエーブルし、VCピンを“L”に します。3つ目は低電圧ロックアウトモードで、これも VINが2.5V以下に低下した場合に両出力をディスエーブ ルし、VCピンを“L”に設定します。 アプリケーション情報 スイッチング電源からEMIを低減することは、以前から設 計者にとって深刻な問題でした。多くのスイッチャは効率 重視で設計されているため、波形は高周波の高調波で満た され、それが電源の他の部分に伝播してしまいます。 LT1534はスイッチング誘導負荷でEMIを制御するために、 より重要な変数のうちの2つ、すなわちスイッチ電圧ス ルーレートとスイッチ電流スルーレートを制御します。こ のデバイスを使用することにより、従来のスイッチモー ド・コントローラに比べてノイズとEMIが低減されます。 これらの変数は制御可能なので、このデバイスを用いて電 源を構成した場合、EMIの発生が大幅に低減され、設計時 に問題に悩まされることも少なくなります。 な外付けコンポーネントを使用することは、発振器の周 波数の安定性を維持する上で重要です。この発振器はの こぎり波発振器です。外付け抵抗RTによって決定され た電流によって、コンデンサ CTの充放電が行われま す。放電の速さは充電速度の約10倍です。 抵抗もコンデンサもユーザが制御できるため、発振器周 波数を容易に調整可能です。 外付けコンデンサCTは次式で決まります。 CT(nF)＝2180/[fOSC(kHz) • RT(kΩ)] fOSCは必要な発振器周波数で、単位はkHzです。 RT＝16.9kの場合は、次式のように簡略化されます。 EMIの原理について触れるのはこのデータシートの範中 外です。AN70には、スイッチング・レギュレータのノ イズに関する多くの情報が記載されていますので、参照 してください。 発振器周波数 発振器はスイッチング周波数を決定するため、これによ りすべての高調波の基本的な位置が決まります。高品質 4-452 CT(nF)＝129/fOSC(kHz) 高品質な温度安定性の高いコンデンサを選択してください。 RTの公称値は16.9kです。RTによって電流が決まるの で、コンデンサを補正するような温度係数を持つものを 選択してください。理想的には、抵抗もコンデンサも温 度係数を低くしてください。 FBピンが0.4Vを下回ると発振器の充電時間が長くなるた LT1534 アプリケーション情報 め、発振周波数は約6:1まで上がります。この機能により、 起動時や短絡時の電力消費が最小限に抑えられます。 ノイズ低減の面から発振器周波数は次の2点で重要となり ます。1）発振器の周波数が低くなるにつれて波形の高調 波は低くなるため、フィルタリングが容易になります。 2）発振器によって出力周波数の高調波の位置が制御され ますが、これは検知に使用されるある一定の周波数帯域 幅を避けたい場合の問題を解決するのに役立ちます。 発振器の同期化 より精度の高い周波数が求められる場合（たとえば高調 波位置を正確にするため）は、発振器を外部クロックに 同期化することができます。発振器の周波数が要求され る同期周波数より10%低くなるようにRCタイミング・ コンポーネントを設定してください。 SYNCピンを矩形波（1.4V以上の振幅）で駆動してくださ い。同期矩形波の立上りエッジでクロックの放電が開始 されます。同期パルス幅は最小0.5µsです。 内蔵発振器の充電スロープによって傾き補償が決まるた め、デバイスと大きく異なる周波数に同期化する場合は 注意が必要です。同期化によって、コンデンサの充電サ イクルで傾き補償を開始できない場合は、低調波で発振 が可能です。通常このことは、同期周波数が発振器の自 走周波数より1.5倍以上高くなることがなければ問題に はなりません。 スルーレートの設定 電圧と電流のスルーレートを設定するのは簡単です。こ れらのスルーレートはRVSLとRCSLピンからグランドに接 続される外付け抵抗によって決まります。スルーレート の値を決めるのは容易ではありません。これにはいくつ かの方法があります。 が大きくなるほど、個別の制御に伴うロスが発生します。 一番低い抵抗値から設定していき、 ノイズ・レベルがユーザ のガイドラインを満たすまでポットを調整します。 スルー レートの波形をゆっくりにすると多くの電力を消費するた め、効率が低下することに注意してください。ユーザがス ルーレートを調整しながらモニタすることもできます。 1つの抵抗でスルー設定をすることができます。この場 合、RVSLピンとRCSLピンは一緒に接続します。2kから 34kの抵抗（個々の抵抗値の半分）をこれらのピンとグラ ンド間に接続できます。 エミッタのインダクタンス パワー・グランドに低いインダクタンスを加えることに よって、スルーレートが速い場合に問題となり得る出力 電流の立下りエッジの落ち込みを最小限に抑えることが できます。通常は25nHで十分です。50nHより大きくする と、電圧出力に不要な発振が生じるおそれがあります。 このインダクタンスはワイヤか直線で1インチに相当する ボード上の配線によって生成できます。螺旋形のボー ド・トレースの場合、これより長さが短くてすみます。 正の出力電圧の設定 正の出力電圧の検知は、通常、抵抗分割器を出力から FBピンの間に配置することによって行います。誤差ア ンプの正入力は内部で1.25Vのバンドキャップ・リファ レンス電圧に接続されます。FBピンはこの電圧を安定 化します。 R1 VOUT FB PIN R2 1533 F01 図1. 最初に、3.9kの直列抵抗を持つ50kの抵抗ポットを各ピ ンに接続します。通常次の手順で問題となるノイズをモ ニタできます。測定方法には注意が必要です。プローブ のグランドのリード線が短くなるようにしてください。 図1からR1は次式によって決まります。 通常は電圧と電流のスルー抵抗をほぼ等しくすることが必 要です。各々の抵抗を個別に調整することによって、より 最適な環境が得られます。しかし、この2つの抵抗値の差 FBバ イ ア ス 電 流 に は わ ず か な 誤 差 が あ り ま す が 、 R1|| R2値が最大10kまでは無視できます。 V R1 = R2 OUT − 1 1.25 4-453 4 LT1534 アプリケーション情報 注意として、上記R1の両端にコンデンサを1つ接続する ことによって、帰還ゼロを制御ループに追加することが ときどきあります。この帰還ゼロによってFBピンが容量 的にレギュレータの内部電圧（2.4V標準）より高く引っ張 られると、出力のレギュレーションがうまく行われない 場合があります。このような問題は、フィードバック・ ピンに直列抵抗を接続することによって防止できます。 負の出力電圧の設定 負の出力電圧はNFBピンを使用して検知できます。この 場合、NFBピンが−2.5Vのときにレギュレーションが行 われます。NFBピンの入力バイアス電流は−25µA （INFB） であり、分割器の抵抗値を選択する際にはこれを考慮し なければなりません。 R1 図2. 図2からR1を以下のように決定します。 I PVIN = VIN11mA + 60 Iは平均スイッチ電流です。 VOUT − 2.5 2. ドライバの飽和による消費電力 2.5 + R2 • 25µA （I） （DCMAX） PVSAT＝（VSAT） R2の推奨値は2.5kです。FBピンを使用している場合、 NFBピンは通常オープンのままです。 両極性の出力電圧の検知 正と負の両方の出力電圧を検知することからメリットを 得られるアプリケーションがあります。これを行うに は、各々に出力電圧抵抗分割器を以前に述べた方法で個 別に設定します。FBピンとNFBピンの両方を使用する と、LT1534は正負どちらの出力も設定された出力電圧 を超えないように動作します。レギュレータは最も低い 出力（負荷が最大）によって制御されます。これにより、 いずれの側の出力も無負荷時に安定化されずに高くなる のを防止します。しかしこの方法においては出力ロー ド・レギュレーションが損われます。 シャットダウン シャットダウン・ピンを “L” にすると、レギュレータはオ フになります。電源電流は20µA以下に低減されます。 4-454 消費電力はトポロジーや入力電圧、スイッチ電流、ス ルーレートによって変わってきます。すべてに対応する 公式を見出すことは現実的ではありません。したがっ て、各アプリケーションごとにパッケージの温度を測定 することが推奨されます。このデバイスはデバイスの損 傷を防止する内部サーマル・シャットダウン機能を備え ていますが、これはあくまでも温度面で慎重に設計され ている上でのことです。 1. 入力電流による消費電力 R2 1533 F02 R1 = R2 • このICの消費電力を計算するにあたっては、詳細に対す る注意が必要です。出力スルーレートを遅くすると、 エッジが高速な場合に比べて多くの電力を消費します。 しかしながら電源効率の低下を最も抑えた状態で、ノイ ズを大幅に改善することができます。 –VOUT NFB PIN INFB 熱に関する検討事項 VSATは 出 力 飽 和 電 圧 で 、 約 0.1＋（ 0.2） （ I）で す 。 DCMAXは最大デューティ・サイクルです。 3. スルーレートに近似値を使用した場合の出力スルー による消費電力 2 2 2 V I2 + ∆I VIN − VSAT I IN 4 4 PSLEW = RCSL + RVSL fOSC 9 220 109 33 10 ( ) ( ) ( ) () ( ) ( )( ) VSATおよび∆IがVINおよびIと比べて小さい場合は、 以下のようになります。 ()( ) ( )( ( ) ( ) VIN R VSL I RCSL PSLEW = + fOSC VIN I 9 9 33 10 220 10 ) ( )( )() LT1534 アプリケーション情報 ここで、∆Iはスイッチのリップル電流、RCSLとRVSL はスルー抵抗、fOSCは発振器の周波数です。 消費電力PDはこの3つの項の総和になります。ダイの接 合温度は次式から得られます。 増加します。0.0047µFのコンデンサをVCピンに追加する と、スイッチング周波数リップルをわずか数ミリボルト にまで低減することができます。また、RVCの値が小さ い場合もVCピンのリップルは低減されますが、ループ位 相マージンが不十分になる可能性があります。 （θJA） TJ＝TAMB＋（PD） VC PIN RVC 2k TAMBは周囲温度、θJAはパッケージの熱抵抗です。16ピ ンSOパッケージの場合、θJAは100℃/Wです。 CVC2 4.7nF CVC 0.01µF 1533 F03 たとえば、fOSC＝40kHzの場合、電流は平均0.4A、リッ プルは0.1A、最大デューティ・サイクルは90％です。ス ルー抵抗をいずれも17kでVSATを0.26Vと仮定した場合、 次式が得られます。 PD＝0.176W＋0.094W＋0.158W＝0.429W S16パッケージの場合、ダイ接合温度は周囲温度から43℃ 高くなります。 周波数補償 誤差アンプの出力 （VCピン） に直列のRC回路を接続するこ とによって、ループ周波数を補償できます。図3に示すよ うに、メイン・ポールはコンデンサCVCと誤差アンプの出 力インピーダンス （約400kΩ） によって生成されます。直列 抵抗RVCによってゼロが生成されることにより、ループが より安定化され、過渡応答が改善されます。もう1つのコ ンデンサCVC2は、通常、メイン補償コンデンサの約1/10の サイズで、VCピンにおけるスイッチング周波数のリップル を低減するのにときどき使用されます。VCピンのリップル は、出力分周器で減衰され誤差アンプで増幅された出力電 圧リップルが原因で発生します。第二コンデンサがない場 合、VCピンのリップルは次のようになります： VCPIN RIPPLE = (1. 25)(VRIPPLE)(gm)(RVC) VOUT 図3. コンデンサ このICがスイッチャ・ノイズの発生源を低減しますが、 ノイズを最小限に抑えるには、フィルタ・コンデンサの 寄生インピーダンスが低くなければなりません。それに は三洋電機製のOS-CONおよびタンタル・コンデンサが 適しています。このアプリケーションには、アルミニウ ム電解コンデンサは不適当です。一般に、キャパシタン スよりもESRが重要です。より高い周波数では、ESLも 重要になります。コンデンサを並列にすると、ESRと ESLの両方を低減することができます。 コンデンサの選択については、Design Note 95に詳細が記 載されています。以下は簡単な要約です： 固体タンタル・コンデンサ：小型で低インピーダン ス。一般に50V未満で使用。サージ電流に関して問 題の可能性あり（AVX TPS製品はこの問題に対処して いる）。 OS-CONコンデンサ：非常に低インピーダンス。形状 が問題となる可能性あり。ESRが非常に低い場合、 ループの安定性に関して問題が生じることがある。 セラミック・コンデンサ：高周波、高電圧のバイパ スに広く使用。ESRが非常に低い場合、ループの安 定性に問題が生じることがある。ESRが影響する前 にESLで共鳴する場合がある。 ここで、VRIPPLE＝出力リップル（VP-P） gm＝誤差アンプの相互コンダクタンス RVC＝VCピンの直列抵抗 VOUT＝DC出力電圧 入力コンデンサ 不規則なスイッチングを防止するために、VCピンのリッ プルは50mVP-P以下に抑えなければなりません。最悪の場 合のVCピンのリップルは、最大出力負荷電流で発生し、 低品質（ESRが高い）出力コンデンサを使用した場合にも このコンデンサのESRは高周波電流成分と作用して、ス イッチャの伝導ノイズの多くを発生させます。ESRが 0.3Ω以下の、1µF∼47µFの値が標準的です。ICとインダ クタの近くにコンデンサを配置してください。 4-455 4 LT1534 アプリケーション情報 入力コンデンサは、バッテリや大きいコンデンサのよう な負荷を接続すると、多くのサージ電流が流れる場合が あります。固体タンタル・コンデンサはこのような条件 では故障することがあります。 出力フィルタ・コンデンサ 通常、出力コンデンサはESRを基準に選択します。これ はESRによって出力リップルが決まるためです。ただ し、出力ノイズを低くするにはESRが低いことも必要で あり、これは一般により厳しい要求条件といえます。標 準的に、要求されるESRは0.2Ω以下です。標準容量値は 47µF∼500µFです。この場合も、接続する長さをできる だけ短くしてください。 高速電圧スルー・エッジ 特定の動作条件で非常に高速な電圧スルーが発生すると、 COL電圧波形にリンギングが生じる可能性があります。こ の中には小さな高調波エネルギーが存在しますが、このエ ネルギーはCOLピンからグランドに1000pFと直列に10Ωの RCネットワークを配置すれば除去できます。 スイッチング・ダイオード スイッチング・ダイオードには通常1N5817-19やMBR320330などのショットキ・ダイオードを使用します。 インダクタの選択 昇圧コンバータの場合、インダクタ選択の際には、サイ ズ、最大出力電力、過渡応答、入力フィルタリング特性 がトレードオフとなります。インダクタ値が高いと、出 力電力が増加し入力リップル電流が低下します。ただ し、物理的サイズが大きくなり過渡応答も低下します。 インダクタ値が小さいと磁化電流が大きくなり、最大出 力が低下し、入力電流リップルが増加します。 過負荷条件に耐えられない可能性があります。また、 昇圧コンバータは短絡保護されておらず、出力短絡状 態では、インダクタ電流は入力電源の有効電流まで制 限がないことも忘れないでください。 2. インダクタが飽和しないよう保証するために、全負 荷電流でのピーク・インダクタ電流を計算してくだ さい。ピーク電流は、特にインダクタが小さく負荷 が軽いときには、出力電流より大幅に高くなる可能 性があるため、この手順を省略してはなりません。 鉄粉コアはソフトに飽和するため許容されます。他 方、フェライト・コアは急激に飽和し、その他のコ ア材の飽和はこれらの中間になります。以下の公式 は連続モード動作を想定したものですが、不連続 モードの場合に、ハイサイドでわずかに誤差が生じ るだけなので、あらゆる条件に使用できます。 ( ) VIN VOUT – VIN V IPEAK = IOUT OUT + VIN 2 • L • f • VOUT L＝インダクタンス値 VIN＝電源電圧 VOUT＝出力電圧 I＝出力電流 f＝発振周波数 3. コアの形状を選択します。EMI問題を防止するに は、ポット・コア、ERコア、Eコア、またはトロイ ドなどのクローズ構造を使用しなければなりません （AN70の付録Iを参照）。 4. ピーク電流、平均電流 （加熱効果） 、およびフォールト 電流を扱うことができるインダクタを選択します。 5. 最後に、出力電圧リップルを再確認します。リニア テクノロジー社のアプリケーション部門の専門家 は、多種多様なインダクタ・タイプの使用経験があ り、ユーザがインダクタを選択する際にアドバイス することができます。 以下の手順を使用してこれらのトレードオフを扱うこと ができます： 参考資料 1. 昇圧コンバータの平均インダクタ電流が、負荷電流× VOUT/VINと等しいと仮定して、インダクタが連続過負 荷条件に耐えなければならないかどうかを判断してく ださい。たとえば、最大負荷電流時の平均インダクタ 電流が0.5Aの場合、0.5Aのインダクタでは連続1.5Aの AN70にスイッチング・レギュレータのノイズとその測 定方法に関する詳細が記載されています。また、AN19 にはスイッチャ設計に関する概要を述べています。リニ アテクノロジーのアプリケーション部門はいつでも質問 をお受けしています。 4-456 LT1534 標準的応用例 低ノイズ、広入力範囲±5V電源 C2 10µF 16V + C1 10µF 16V 1 14 8 10 6.8k 220pF VIN SYNC COL SHDN COL LT1534 NFB CT 6 5 0.01µF 16.9k 15 PGND 9 1500pF 13 L2 28nH 16 7 RCSL GND RVSL VOUT1 5V •6 4• 2 3 • 12 5• 9 + 10Ω C3 10µF 1nF 16V • 11 1N5817 T1 8 • 10 7.5k VOUT1 + 2.49k 4k TO 25k C5 47µF 6.3V T1 7 12 4k TO 25k C4 47µF 6.3V 2 FB VC RT T1 + 4 11 1N5817 + VIN 3V TO 12V TOTAL OUTPUT CURRENT IS 300mA C1, C2, C3: MATSUSHITA ECGCICB6R8 C4, C5: MATSUSHITA ECGC0JB470 L2: COILCRAFT B08T OR PC TRACE T1: COILTRONICS VP2-0216 1534 TA03 VOUT2 – 5V 4 関連製品 製品番号 説明 注釈 LT1129 700mA、マイクロパワー低損失レギュレータ 損失電圧0.4V、逆バッテリ保護 LT1175 500mA低損失マイクロパワー負電圧レギュレータ 正または負シャットダウン・ロジック LT1370 500kHz高効率6Aスイッチング・レギュレータ 効率90%、定周波数、高電力 LT1371 500kHz高効率3Aスイッチング・レギュレータ 効率90%、定周波数、同期可能 LT1377 1MHz高効率1.5Aスイッチング・レギュレータ 高周波、小型インダクタ LT1425 絶縁型フライバック・スイッチング・レギュレータ トランス「第3巻線」不要の優れたレギュレーション LT1533 超低ノイズ1Aスイッチング・レギュレータ 低ノイズ絶縁型電源用プッシュプル・デザイン 4-457