LTC3704 広入力範囲のNo RSENSE™ 正-負DC/DCコントローラ 特長 ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ ■ 概要 高効率動作（センス抵抗不要） 広い入力電圧範囲：2.5V∼36V 電流モード制御による優れた過渡応答 高い最大デューティ・サイクル（標準92%） 1%精度の電圧リファレンスを内蔵 ヒステリシス100mVの 2%精度RUNピン・スレッショルド マイクロパワーのシャットダウン：IQ = 10µA 1本の外付け抵抗でプログラム可能なスイッチング周 波数：50kHz∼1MHz 最大1.3 fOSCの外部クロックに同期可能 パルス・スキップ動作とBurst Mode®動作のいずれかを ユーザが選択可能 5.2Vの低ドロップアウト・レギュレータを内蔵 高出力電圧アプリケーション向けにセンス抵抗を使用 した動作が可能（VDS＞36V） 小型10ピンMSOPパッケージ アプリケーション ■ ■ ■ ■ ■ LTC®3704は、Nチャネル・パワーMOSFETをドライブし、 外付け部品をほとんど必要としない、広入力範囲、電流 モード、正-負DC/DCコントローラです。低電力から高電 力までの広範なアプリケーションに適したこのデバイス は、パワーMOSFETのオン抵抗を利用することによって 電流センス抵抗が不要なので、最大効率を達成します。 LTC3704の動作周波数は、外付け抵抗を使用して50kHz ∼1MHzの範囲で設定できます。また、この動作周波数は MODE/SYNCピンを使用して外部クロックに同期可能で す。軽負荷時のBurst Mode動作に加え、最小動作電源電圧 が2.5Vと低く、シャットダウン時の消費電流が10µAまで 低減されるので、バッテリ駆動システムに最適です。 固定周波数動作が必要なアプリケーションでは、MODE/ SYNCピンを使用してBurst Mode動作を無効にすること ができます。SENSEピンをパワーMOSFESTのソースの抵 抗に接続すれば、36V以上のスイッチ電圧を使用するア プリケーションにも対応できます。 LTC3704は10ピンMSOPパッケージで供給されます。 SLIC電源 テレコム用電源 携帯用電子機器 ケーブルおよびDSLモデム ルータ電源 、LTC、LTおよびLTMはリニアテクノロジー社の登録商標です。Burst Modeはリニアテ クノロジー社の登録商標です。 No RSENSEはリニアテクノロジー社の登録商標です。 他の 全ての商標はそれぞれの所有者に所有権があります。5847554、5731694を含む米国特許 によって保護されています。 標準的応用例 VIN 5V to 15V • L1* VOUT –5.0V 3A to 5A • RUN SENSE ITH CDC 47µF VIN CC1 4.7nF NFB 80 FREQ M1 GATE MODE/SYNC RT 80.6k 1% RFB1 1.21k 1% COUT 100µF (X2) INTVCC GND D1 CVCC 4.7µF CIN, CDC : TDK C5750X5R1C476M COUT: TDK C5750X5R0J107M CVCC: TAIYO YUDEN LMK316BJ475ML GND 3704 TA01 D1: MBRD835L (ON SEMICONDUCTOR) L1, L2: BH ELECTRONICS BH510-1009 M1: Si4884 (SILICONIX/VISHAY) 図1．正から負への高効率電源 70 60 50 VIN = 5V VIN = 15V VIN = 10V 40 CIN 47µF RFB2 3.65k 1% 変換効率 90 L2* LTC3704 RC 3k 100 EFFICIENCY (%) R1 1M 30 20 0.001 0.01 1.0 0.1 OUTPUT CURRENT (A) 10 3704 TA01b 3704fb 1 LTC3704 絶対最大定格 パッケージ/発注情報 (Note 1) VIN電圧 ................................................................. 0.3V∼36V INTVCC電圧 ............................................................. 0.3V∼7V INTVCC出力電流 ...............................................................50mA GATE電圧 ............................................. 0.3V∼VINTVCC＋0.3V ITH電圧 ................................................................. 0.3V∼2.7V NFB電圧 ............................................................... 2.7V∼2.7V RUN、 MODE/SYNCの電圧 ....................................... 0.3V∼7V FREQ電圧 ............................................................. 0.3V∼1.5V SENSEピンの電圧................................................ 0.3V∼36V 動作温度範囲 (Note 2).......................................40℃∼85℃ LTC3704E.........................................................40℃∼85℃ LTC3704I .......................................................40℃∼125℃ 接合部温度 (Note 3)........................................................ 125℃ 保存温度範囲...................................................65℃∼150℃ リード温度 (半田付け、 10秒) ........................................ 300℃ TOP VIEW RUN ITH NFB FREQ MODE/ SYNC 10 9 8 7 6 1 2 3 4 5 SENSE VIN INTVCC GATE GND MS PACKAGE 10-LEAD PLASTIC MSOP ORDER PART NUMBER LTC3704EMS LTC3704IMS MS PART MARKING LTYT LTCFW Order Options Tape and Reel: Add #TR Lead Free: Add #PBF Lead Free Tape and Reel: Add #TRPBF Lead Free Part Marking: http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/ より広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社へお問い合わせください。 電気的特性 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。 それ以外はTA＝25℃での値。注記がない限り、VIN = VINTVCC = 5V、VRUN = 1.5V、 RT = 80k、 VMODE/SYNC = 0V。 SYMBOL PARAMETER メイン制御ループ VIN(MIN) Minimum Input Voltage IQ Input Voltage Supply Current Continuous Mode Burst Mode Operation, No Load Shutdown Mode VRUN+ Rising RUN Input Threshold Voltage VRUN– Falling RUN Input Threshold Voltage CONDITIONS MIN INFB ΔVNFB ΔVIN ΔVNFB ΔVITH gm VITH(BURST) VSENSE(MAX) ISENSE(ON) ISENSE(OFF) RUN Pin Input Threshold Hysteresis RUN Input Current Negative Feedback Voltage MAX 2.5 (VINTVCC = Open, No Switching) (Note 4) VMODE/SYNC = 5V, VITH = 0.75V VMODE/SYNC = 0V, VITH = 0V (Note 5) VRUN = 0V VINTVCC = Open VINTVCC = Open ● VRUN(HYST) IRUN VNFB TYP VITH = 0.4V (Note 5) VITH = 0.4V (Note 5) VITH = 0.4V (I-Grade) (Notes 2 and 5) NFB Pin Input Current Line Regulation 2.5V ≤ VIN ≤ 30V Load Regulation VMODE/SYNC = 0V, VITH = 0.5V to 0.90V (Note 5) Error Amplifier Transconductance Burst Mode Operation ITH Pin Voltage Maximum Current Sense Input Threshold SENSE Pin Current (GATE High) SENSE Pin Current (GATE Low) ITH Pin Load = ±5µA (Note 5) Falling ITH Voltage Duty Cycle < 20% VSENSE = 0V VSENSE = 30V ● ● 1.223 1.198 50 –1.218 –1.212 –1.205 V 550 250 10 1.348 1.248 100 1 –1.230 7.5 0.002 ● UNITS 1000 500 20 1.273 1.298 150 100 –1.242 –1.248 –1.255 15 0.02 µA µA µA V V V mV nA V V V µA %/V –1 –0.1 % 120 650 0.17 150 40 0.1 µmho V mV 180 75 5 µA µA 3704fb 2 LTC3704 電気的特性 それ以外はTA＝25℃での値。注記がない限り、VIN = VINTVCC = 5V、VRUN = 1.5V、 RFREQ = 80k、 ●は全動作温度範囲の規格値を意味する。 VMODE/SYNC = 0V。 SYMBOL PARAMETER 発振器 fOSC DMAX fSYNC/fOSC tSYNC(MIN) tSYNC(MAX) VIL(MODE) VIH(MODE) RMODE/SYNC VFREQ Oscillator Frequency Oscillator Frequency Range Maximum Duty Cycle Recommended Maximum Synchronized Frequency Ratio MODE/SYNC Minimum Input Pulse Width MODE/SYNC Maximum Input Pulse Width Low Level MODE/SYNC Input Voltage High Level MODE/SYNC Input Voltage MODE/SYNC Input Pull-Down Resistance Nominal FREQ Pin Voltage 低ドロップアウト・レギュレータ VINTVCC INTVCC Regulator Output Voltage INTVCC Regulator Line Regulation ΔVINTVCC ΔVIN1 ΔVINTVCC ΔVIN2 VLDO(LOAD) VDROPOUT IINTVCC CONDITIONS MIN TYP MAX UNITS RFREQ = 80k 250 50 87 300 350 1000 97 1.30 kHz kHz % fOSC = 300kHz (Note 6) VSYNC = 0V to 5V VSYNC = 0V to 5V 0.3 50 0.62 VIN = 7.5V 7.5V ≤ VIN ≤ 15V 15V ≤ VIN ≤ 30V INTVCC Load Regulation INTVCC Regulator Dropout Voltage Bootstrap Mode INTVCC Supply Current in Shutdown VIN = 7.5V, 0 ≤ IINTVCC ≤ 20mA VINTVCC = Open, INTVCC Load = 20mA RUN = 0V, SENSE = 5V CL = 3300pF (Note 7) CL = 3300pF (Note 7) Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与え る可能性がある。長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命 に悪影響を与える可能性がある。 Note 2：LTC3704Eは0℃∼85℃の温度範囲で性能仕様に適合することが保証されている。 40℃∼85℃の動作周囲温度範囲での仕様は設計、特性評価および統計学的なプロセ ス・コントロールとの相関で確認されている。LTC3704Iは 40℃∼125℃の動作温度範囲 で動作することが保証されている。 Note 3：TJは周囲温度TAおよび消費電力PDから次式に従って計算される。 TJ = TA＋(PD • 120℃/W) 25 0.8/fOSC 1.2 INTVCC Regulator Line Regulation ゲート・ドライバ tr GATE Driver Output Rise Time tf GATE Driver Output Fall Time 92 1.25 5.0 –2 ns ns V V kΩ V 5.2 8 5.4 25 V mV 70 200 mV –0.2 280 10 % mV 20 µA 17 8 100 100 ns ns Note 4： パワーMOSFETのゲートの充電のため （QG • fOSC）、動的入力電源電流はもっと高 い。 「アプリケーション情報」を参照。 Note 5：LTC3704はITHピンを0V∼1.4V （ITHピンの無負荷から最大負荷での動作電圧範囲は 0.3V∼1.23V）の電圧に強制した状態でV NFBをリファレンス電圧にサーボ制御する帰還 ループでテストされる。 Note 6： 同期式のアプリケーションでは、内部スロープ補償の利得は25%だけ増加す る。かなり高い比率に同期するとスロープ補償の有効量が減少するので、50%を超える デューティ・サイクルでは低調波発振を生じることがある。 Note 7：立上り時間および立下り時間は10%と90%のレベルで測定する。 3704fb 3 LTC3704 標準的性能特性 NFB電圧と温度 –1.231 –1.25 NFB電圧ライン・レギュレーション 8.0 NFBピンの電流と温度 7.9 7.8 –1.23 NFB CURRENT (µA) NFB VOLTAGE (V) NFB VOLTAGE (V) –1.24 –1.230 –1.22 7.7 7.6 7.5 7.4 7.3 7.2 7.1 –1.21 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) –1.229 0 5 10 15 20 VIN (V) 25 30 3704 G01 30 7.0 –50 –25 35 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3704 G03 3704 G02 シャットダウン・モードのIQとVIN 20 シャットダウン・モードのIQと温度 Burst ModeのIQとVIN 600 VIN = 5V 20 10 Burst Mode IQ (µA) SHUTDOWN MODE IQ (µA) SHUTDOWN MODE IQ (µA) 500 15 10 5 400 300 200 100 0 0 10 20 VIN (V) 30 0 –50 –25 40 0 Burst ModeのIQと温度 18 60 CL = 3300pF IQ(TOT) = 550µA + Qg • f 12 TIME (ns) 8 6 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3704 G07 40 0 ゲート・ドライブの立上り/ 立下り時間とCL RISE TIME 30 20 FALL TIME 10 2 0 –50 –25 30 40 10 4 100 20 VIN (V) 50 14 IQ (mA) Burst Mode IQ (µA) 400 200 10 3704 G06 動的IQと周波数 16 300 0 3704 G05 3704 G04 500 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 0 200 400 800 600 FREQUENCY (kHz) 1000 1200 3704 G08 0 0 2000 4000 6000 8000 CL (pF) 10000 12000 3704 G09 3704fb 4 LTC3704 標準的性能特性 RUNスレッショルドとVIN RUNスレッショルドと温度 1.3 0 10 20 VIN (V) 30 1.30 0 10 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 FREQUENCY (kHz) 3704 G12 3704 G11 3704 G10 325 100 1.25 1.20 –50 –25 40 RTと周波数 1.35 RT (kΩ) 1.4 1.2 1000 1.40 RUN THRESHOLDS (V) RUN THRESHOLDS (V) 1.5 周波数と温度 160 最大センス・スレッショルドと 温度 SENSEピンの電流と温度 45 GATE HIGH VSENSE = 0V 320 310 305 300 295 290 285 155 SENSE PIN CURRENT (µA) MAX SENSE THRESHOLD (mV) GATE FREQUENCY (kHz) 315 150 145 40 280 275 –50 –25 0 140 –50 –25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 0 35 –50 –25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3704 G14 3704 G13 INTVCCロード・レギュレーション 5.4 TA = 25°C INTVCCライン・レギュレーション 500 TA = 25°C INTVCCドロップアウト電圧と 電流、温度 450 DROPOUT VOLTAGE (mV) INTVCC VOLTAGE (V) INTVCC VOLTAGE (V) 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 3704 G15 5.2 5.1 0 5.3 5.2 150°C 400 125°C 350 75°C 300 25°C 250 200 0°C 150 –50°C 100 50 5.0 0 10 20 30 40 50 60 INTVCC LOAD (mA) 70 80 3704 G16 5.1 0 5 10 15 20 25 VIN (V) 30 35 40 3704 G17 0 0 5 10 15 INTVCC LOAD (mA) 20 3704 G18 3704fb 5 LTC3704 ピン機能 RUN （ピン1） ：ユーザーはRUNピンを使って正確に入力電 圧を検出し、コンバータの起動スレッショルドをプログ ラムすることができます。RUNピンの立下りスレッショ ルドは公称1.248Vで、コンパレータはノイズ耐性のため 100mVのヒステリシスをもっています。RUNピンがこの 入力スレッショルドより低いと、ICはシャットダウンし、 V IN電源電流は低い値（標準10µA）に保たれます。このピ ンの電圧の絶対最大定格は7Vです。 ITH （ピン2） ：誤差アンプの補償ピン。電流コンパレータの 入力スレッショルドはこの制御電圧に応じて上昇しま す。このピンの公称電圧範囲は0V∼1.40Vです。 NFB （ピン3） ：出力に接続された外部抵抗分割器からの帰 還電圧を受け取ります。このピンの安定化状態の公称電 圧は1.230Vです。 FREQ（ピン 4 ） ：FREQピンからグランドに接続した抵抗 によってデバイスの動作周波数がプログラムされます。 FREQピンの公称電圧は0.62Vです。 MODE/SYNC （ピン5） ：この入力はコンバータの動作モード を制御し、動作周波数を外部クロックに同期させる手段 を与えます。MODE/SYNCピンをグランドに接続すると、 Burst Mode動作がイネーブルされます。MODE/SYNCピン をINTVCCに接続するか、外部のロジック・レベルの信号 をこのピンに与えると、Burst Mode動作はディスエーブ ルされ、ICは連続モードで動作します。 GND （ピン6） ：グランド・ピン。 GATE （ピン7） ：ゲート・ドライバ出力 INTVCC （ピン8） ：内部5.20Vレギュレータの出力。ゲート・ド ライバと制御回路はこの電圧から電力供給を受けます。 少なくとも4.7µFの低ESRのタンタル・コンデンサまたは セラミック・コンデンサを使って、このピンをデバイスの グランドにローカルにデカップリングします。 VIN （ピン9） ：主電源ピン。近くでグランドにデカップリン グする必要があります。 SENSE （ピン10） ：制御ループの電流検出入力です。このピ ンはVDSの検出と最高の効率を得るためパワーMOSFET のドレインに接続します。代りに、SENSEピンをパワー MOSFETのソースの抵抗に接続することもできます。両 方の検出方法で、内部の先行エッジのブランキングが行 われます。 3704fb 6 LTC3704 ブロック図 BIAS AND START-UP CONTROL SLOPE COMPENSATION – 1.248V 100mV HYSTERESIS (1.348V RISING) 4 0.62V 9 IOSC INTVCC 5 200k 50k 200k – S R + BUFFER 1.230V + GATE 7 LOGIC Q GND PWM LATCH 0.30V – VIN OSC V-TO-I MODE/SYNC 3 1 C2 FREQ NFB RUN + EA + + 10 C1 – gm SENSE – BURST COMPARATOR CURRENT COMPARATOR ITH V-TO-I 2 INTVCC 5.2V 8 – 2.00V + ILOOP LDO 1.230V RLOOP SLOPE 1.230V UV TO START-UP CONTROL GND BIAS VREF 6 3704 BD VIN 3704fb 7 LTC3704 動作 メイン制御ループ LTC3704は正-負DC/DCコンバータのアプリケーショ ン 用 の 固 定 周 波 数 、電 流 モ ー ド・コ ン ト ロ ー ラ で す 。 LTC3704は従来の電流モード・コントローラとは区別 されます。なぜなら、図2に示されているように、ディ スクリートのセンス抵抗の電圧降下ではなく、パワー MOSFETスイッチの電圧降下を検出することによって 電流制御ループを閉じることができるからです。この検 出方法により、効率が改善され、電力密度が増加し、ソ リューション全体のコストが減少します。 VIN VSW LTC3704の公称動作周波数はFREQピンからグランドに 接続した抵抗を使ってプログラムされ、50kHz∼1000kHz の範囲で制御することができます。さらに、内部発振器は MODE/SYNCピンに与えられた外部クロックに同期させ ることができ、 その公称値の100%∼130%の周波数にロッ クさせることができます。 MODE/SYNCピンをオープンの ままにすると、内部の50kの抵抗によって L に引き下げ られ、Burst Mode動作がイネーブルされます。このピンを 2Vより上に引き上げるか、外部クロックをこのピンに与 えると、Burst Mode動作はディスエーブルされ、ICは連続 モードで動作します。無負荷（または極端な軽負荷）では、 レギュレーションの維持と過度の出力リップルの防止の ためにコントローラはパルスをスキップします。 VIN SENSE GATE GND GND ��．最大効率を与える�����ピンの 接続方法（���������） VIN VSW VIN GATE SENSE GND GND RSENSE 3704 F02 ��． ピーク��������の精密制御または ���������の場合の�����ピンの接続方法 図2．LTC3704のSENSEピンの使用法 回路動作については、ICのブロック図と図1を参照してく ださい。通常動作時は、発振器がPWMラッチをセットす るとパワーMOSFETがオンし、電流コンパレータC1がこ のラッチをリセットするとオフします。分割された出力 電圧が誤差アンプによって内部の1.230Vリファレンス電 圧と比較され、誤差信号がITHピンに出力されます。ITHピ ンの電圧により、電流コンパレータC1の入力スレッショ ルドが設定されます。負荷電流が増加するとリファレン スに比べてNFB電圧が低下し、ITHピンの電圧が上昇する ので、電流コンパレータC1は高いピーク・インダクタ電 流値でトリップします。したがって、平均インダクタ電流 が負荷電流に等しくなるまで増加して、出力を安定化状 態に保ちます。 RUNピンにより、デバイスをイネーブルするかそれとも 低電流シャットダウン状態にするかが制御されます。マ イクロパワー1.248VリファレンスとコンパレータC2によ り、ユーザーはICがオンまたはオフする電源電圧をプロ グラムすることができます（コンパレータC2はノイズ耐 性のために100mVのヒステリシスを備えています）。RUN ピンが1.248Vより低いとデバイスはオフし、入力電源電 流は標準でわずか10µAです。 LTC3704を使うには、パワーMOSFET両端の電圧降下を 検出するか、またはパワーMOSFETのソースに接続され た通常のシャント抵抗にSENSEピンを接続することがで きます。パワーMOSFET両端の電圧を検出する方法を使 うとコンバータの効率が上がり、部品点数が減りますが、 出力電圧はこのピンの最大定格（36V）に制限されます。 SENSEピンをパワーMOSFETのソースに接続された抵抗 に接続すると、ユーザーは出力電圧を、デバイスの最大入 力電圧定格の36Vよりかなり大きい値にプログラムする ことができます。 動作モードのプログラミング 非常に軽い負荷（たとえば、<100µA）での効率の最大化の 優先順位が高いアプリケーションでは、Burst Mode動作 を利用します（つまり、MODE/SYNCピンをグランドに接 続します）。低電流での効率より固定周波数動作の方が重 要なアプリケーションや出力リップルを最小に抑える ことが望ましいアプリケーションでは、パルス・スキッ プ・モードの動作を使い、MODE/SYNCピンをINTVCCピ ンに接続します。これにより、チップの最小オン時間（約 175ns）によって定まる限界に近いところまで不連続導通 モード（DCM） 動作が可能になります。 3704fb 8 LTC3704 動作 この出力電流レベルより下では、出力の安定化を維持す るためコンバータはサイクルをスキップし始めます。図1 のコンバータのBurst Mode動作とパルス・スキップ・モー ド動作の軽負荷時スイッチング波形を図3と図4に示しま す。 Burst Mode動作 Burst Mode動作を選択するにはMODE/SYNCピンを未接 続のままにしておくか、グランドに接続します。通常動 作では、無負荷から最大負荷に対応するI TH ピンの範囲 は0.30V∼1.2Vです。Burst Mode動作では、誤差アンプEA がITH電圧を0.525Vより下にドライブすると、電流コンパ レータC1へのバッファされたITH入力が0.525Vにクラン プされます（これは最大負荷電流の25%に相当します）。 インダクタ電流のピークは、30mVをパワーMOSFETの R DS(ON) で割った値にほぼ保たれます。I TH ピンが0.30V より下に下がると、Burst ModeコンパレータB1はパワー MOSFETをオフして、ICの消費電流を250µA（スリープ・ モード）に減らします。この状態では、I TH 電圧がバース ト・コンパレータの50mVヒステリシスを超えて上昇する まで、負荷電流は出力コンデンサによって供給されます。 軽負荷では、スイッチングの短時間のバースト（この場 合、平均インダクタ電流は最大値の25%）とその後に続く 長時間のスリープが見られ、それによってコンバータの 効率が大きく改善されます。Burst Mode動作を示すオシ ロスコープ波形を図3に示します。 MODE/SYNC = 0V (Burst Mode OPERATION) VOUT 50mV/DIV IL 5A/DIV 10µs/DIV 図3．低出力電流でのLTC3704のBurst Mode動作（MODE/SYNC = 0V） 3704 F03 パルス・スキップ・モード動作 MODE/SYNCピンを1.2Vを超えるDC電圧に接続する と、Burst Mode動作がディスエーブルされます。内部の 0.525Vのバッファ付きI TH バースト・クランプは解除さ れ、ITHピンは無負荷から最大負荷まで電流コンパレータ を直接制御することができます。無負荷では、ITHピンは 0.30Vより下にドライブされ、パワーMOSFETはオフし、 スリープ・モードが起動します。この動作モードを示すオ シロスコープの波形を図4に示します。 MODE/SYNC = INTVCC (PULSE-SKIP MODE) VOUT 50mV/DIV IL 5A/DIV 2µs/DIV 3704 F04 図4．Burst Mode動作がディスエーブルされたときの （MODE/SYNC = INTVCC）LTC3704の低出力電流動作 外部クロック信号がチップの内部発振器よりも高速で MODE/SYNCピンをドライブすると、内部発振器はそ れに同期します。この同期モードではBurst Mode動作は ディスエーブルされます。同期動作にともなう固定周波 数により、軽負荷でのシステム全体の効率を犠牲にして、 コンバータからのノイズのスペクトルがさらに制御され ます。 発振器の内部ロジック回路がMODE/SYNCピンの同期信 号を検出すると、内部発振器のランプが途中で停止され、 スロープ補償が約30%増加します。したがって、同期を必 要とするアプリケーションでは、デバイスの公称動作周 波数を外部クロック周波数の約75%にプログラムするこ とを推奨します。高すぎる（1.3fOを超える）外部周波数に 同期させようとすると、スロープ補償が不適切になり低 調波発振（つまりジッタ）が生じる可能性があります。 図5に示されているように、外部クロック信号は少なくと も25nsの間2Vを超える必要があり、最大デューティ・サイ クルは80%にします。 3704fb 9 LTC3704 アプリケーション情報 2V TO 7V MODE/ SYNC tMIN = 25ns 0.8T GATE T T = 1/fO D = 40% INTVCCレギュレータのバイパスと動作 内部のPチャネル低ドロップアウト電圧レギュレータは 5.2Vを発生し、図7に示されているように、LTC3704内の ゲート・ドライバとロジック回路に電力を供給します。 INTVCCレギュレータは50mAまで供給することができ、 最小4.7µFのタンタル・コンデンサまたはセラミック・コ ンデンサを使って、ICに隣接させてグランドにバイパス する必要があります。MOSFETゲート・ドライバが必要と する大きな過渡電流を供給するには十分なバイパスが必 要です。 ISW 3404 F05 図5．同期動作のMODE/SYNCクロック入力と スイッチング波形 動作周波数のプログラミング 動作周波数とインダクタ値の選択には効率と部品サイ ズの間のトレードオフが必要です。低周波数動作では MOSFETとダイオードのスイッチング損失が減少して効 率が改善されます。ただし、低周波数動作では与えられた 負荷電流を得るのにインダクタンス値を大きくする必要 があります。 LTC3704には固定周波数アーキテクチャが使われてお り、図1に示されているように、FREQピンからグランドに 接続した1本の外部抵抗を使って50kHz∼1000kHzの範囲 でプログラムすることができます。FREQピンの公称電圧 は0.6Vで、FREQピンに流れ込む電流を使って内部発振器 コンデンサを充放電します。与えられた動作周波数に対 応するRT値を選択するためのグラフを図6に示します。 RT (kΩ) 1000 100 10 0 100 200 300 400 500 600 700 800 900 1000 FREQUENCY (kHz) 3704 F06 図6．タイミング抵抗（RT）の値 10 ����� ������ ������� ��� ��� ������ � ���� � ��� �� ���� ������ �� � ����� ������ ���� ���� ����� �� ��� ��� デバイスのピンにできるだけ 近づけて配置する �������� 図7．LDOレギュレータとゲート・ドライバ電源のバイパス 7V（このピンの絶対最大定格）を超えない入力電圧では LTC3704の内部低ドロップアウト・レギュレータは余分 なので、INTVCCピンをVINピンに直接短絡することがで きます。ただし、INTVCCピンをVINに短絡すると、安定化 されたINTVCC電圧をプログラムする分割器には（シャッ トダウン・モードであっても）入力電源から10µAが流れ ます。シャットダウン・モードの入力電源電流を最小にす る必要のあるアプリケーションでは、INTVCCピンをVIN に接続しないでください。INTVCCピンがVINに短絡され ているかどうかに関係なく、INTV CC ピンと GND ピンに隣 接させた4.7µFのタンタル・コンデンサまたは低ESR セラ ミック・コンデンサを使ってドライバ回路をグランドに バイパスする必要が常にあります。 実際のアプリケーションでは、デバイスの電源電流のほ とんどはパワーMOSFETのゲート容量をドライブするの に使われます。その結果、大きなパワーMOSFETが高周波 数でドライブされる高入力電圧アプリケーションでは、 LTC3704の最大接合部温度定格を超えることがあります。 3704fb LTC3704 アプリケーション情報 接合部温度は以下の式を使って推算することができま す。 IQ(TOT) ≈ IQ＋f • QG PIC = VIN • (IQ＋f • QG) TJ = TA＋PIC • RTH(JA) 合 計 消 費 電 流 I Q(TOT)は 静 的 電 源 電 流 ( I Q) と パ ワ ー MOSFETのゲートの充放電に必要な電流の和です。10ピ ンMSOPパッケージの熱抵抗はRTH(JA) = 120℃/Wです。 一例として、VIN = 5V、VSW(MAX) = 12Vの電源について考 察します。スイッチング周波数は500kHzで、最高周囲温 度は70℃です。選択したパワーMOSFETはIRF7805で、そ の最大RDS(ON)は（室温で）11mΩであり、最大全ゲート電 荷は37nCです （ゲート電荷の温度係数は低い）。 IQ(TOT) = 600µA＋37nC • 500kHz = 19.1mA PIC = 5V • 19.1mA = 95mW TJ = 70℃＋120℃/W • 95mW = 81.4℃ このことから、デバイスの静的消費電流に比べてゲート 充電電流がどんなに大きくなりうるかが分かります。 最大接合部温度を超えないようにするには、高いV IN で の連続モード動作時の入力供給電流をチェックする必要 があります。デバイスの接合部温度を安全なレベルに保 つには、動作周波数とパワーMOSFETのサイズの間のト レードオフが必要です。ただし、動作周波数を下げる前 に、パワーMOSFETのメーカーに問い合わせて、最新で最 高の低Q Gで低R DS(ON)のデバイスを確認してください。 パワーMOSFETの製造技術は絶えず改良されており、性 能の向上した新しいデバイスがほとんど毎年発売されて います。 出力電圧のプログラミング 出力電圧は次式に従い、分割抵抗によって設定されます。 R2 VO = VREF • 1 + + INFB • R2 R1 ここで、VREF = 1.230Vであり、INFBはNFBピンから流れ 出す電流です（INFB = 7.5µA）。NFBピンの電流の影響を 含め、R2の大きさを適切に定めるため、次式を使うこと ができます。 R2 = VOUT − VREF VREF + INFB R1 NFBピンから流れ出す公称7.5µAの電流の製造時許容差 は約 2.5µAなので、出力分割器の電流が500µAのとき（R1 = 2.49k）、出力電圧に0.5%の不確実さが生じます。出力電 圧の許容誤差が比較的重要ではない低電力アプリケー ションでは、R1の値を大きくして、効率を上げることが できます。 RUNピンを使ったオンとオフのスレッショルドのプロ グラミング 図8に示されているように、デバイスがシャットダウンし ているときでもアクティブ状態に保たれる、独立したマ イクロパワー電圧リファレンスとコンパレータ検出回路 がLTC3704には備わっています。このため、ユーザーはコ ンバータがオン/オフを行う入力電圧を正確にプログラ ムすることができます。RUNピンの立下りスレッショル ド電圧は1.248Vの内部リファレンス電圧に等しくなりま す。コンパレータにはノイズ耐性を上げるために100mV のヒステリシスがあります。 オンとオフの入力電圧スレッショルドは以下の式にした がって抵抗分割器を使ってプログラムされます。 R2 VIN(OFF) = 1.248V • 1 + R1 R2 VIN(ON) = 1.348V • 1 + R1 3704fb 11 LTC3704 アプリケーション情報 注意する必要があります。図8cに示されているように、 「常時オン」動作では、RUNピンを外部の1M抵抗を通して 入力電圧に接続することができます。 抵抗R1は通常1Mより小さいものを選択します。 RUNピンをロジック入力としてだけ使用するアプリケー ションでは、このピンの絶対最大定格が7Vであることに VIN + R2 RUN RUN COMPARATOR + BIAS AND START-UP CONTROL 6V INPUT SUPPLY – OPTIONAL FILTER CAPACITOR R1 1.248V µPOWER REFERENCE GND – 3704 F08a 図8a．RUNピンを使ったターンオンとターンオフのスレッショルドのプログラミング RUN COMPARATOR RUN + 6V EXTERNAL LOGIC CONTROL 1.248V – 3704 F08b 図8b．外部ロジックを使ったオン/オフ制御 + VIN R2 1M RUN + RUN COMPARATOR 6V INPUT SUPPLY – – GND 1.248V 3704 F08c 図8c． 「常時オン」 動作のためのRUNピン に接続した外部プルアップ抵抗 3704fb 12 LTC3704 アプリケーション情報 応用回路 LTC3704の簡単な正から負への応用回路を図1に示しま す。この回路の基本動作を図9に示します。インダクタ電 流はオン時間の間はスイッチを通って流れ、オフ時間の 間は出力ダイオードを通って流れます。インダクタが入 力と出力の両方に直列に使われているので、これらのコ ンデンサに電流が連続して流れ、入力ノイズと出力ノイ ズが低くなります。不連続電流は、スイッチ、カップリン グ・コンデンサおよびダイオードを流れます。 入力とスイッチのピーク電流と平均電流 LTC3704の制御ループはピーク・スイッチ電流を（パワー MOSFETのRDS(ON)を使うか、あるいはMOSFETのソース に接続したセンス抵抗を使って）測定するので、パワー MOSFETとインダクタのサイズを適切に決めるには出力 電流をスイッチに反映させる必要があります。入力電力 は理想的には出力電力に等しいという事実に基づいて、 最大平均入力電流は次のようになります。 IIN(MAX) = – IO(MAX) • VIN VOUT + L1 + L2 + ここで、I O(MAX)は負の値です。ピーク入力電流は次のよ うになります。 RL IIN(PEAK) = − 1 + – ON VOUT + L1 L2 + + ISW(MAX) = −IO(MAX) • RL �� スイッチのオフ時間に流れる電流 3704 F09 図9．正-負コンバータの動作 デューティ・サイクルに関する検討事項 図1に示されている正-負コンバータの場合、CCMのメイ ン・スイッチのデューティ・サイクルは次のようになりま す。 VO VO – VIN ここで、V O は負の値です。 （ CCMで動作している）コン バータの最大出力電圧は次のようになります。 VO(MAX) = VIN(MIN) • 1 1 − DMAX また、ピーク・スイッチ電流は次のとおりです。 – OFF D= χ DMAX • IO(MAX) • 2 1 – DMAX ただし、正-負コンバータではスイッチ電流はIIN＋IOに等 しいので、最大平均スイッチ電流は次のようになります。 �� スイッチのオン時間に流れる電流 VIN DMAX 1 – DMAX DMAX 1 – DMAX LTC3704の最大デューティ・サイクル能力は標準92%で す。 χ 1 ISW(PEAK) = − 1 + • IO(MAX) • 1 − DMAX 2 最大デューティ・サイクル（DMAX）は最小VINで計算しま す。 リップル電流ΔILと「χ」係数 上式の定数「χ」はインダクタ電流の最大値に対するイン ダクタのピーク・トゥ・ピーク合計リップル電流の比率を 表しています。たとえば、30%のリップル電流を選ぶとχ= 0.30となり、ピーク電流は平均電流より15%大きくなりま す。 CCMで動作している電流モード・コンバータでは、50% を超えるデューティ・サイクルの場合、低調波発振を避 けるためにスロープ補償を追加する必要があります。 LTC3704の場合、このランプ補償は内部でおこなわれま す。ただし、ランプ補償の波形が内部で固定されています ので、インダクタ値と動作周波数に対していくらかの制 限が加えられます。 3704fb 13 LTC3704 アプリケーション情報 使用するインダクタが大きすぎると、 （50%を超える デューティ・サイクルでは）電流ランプ（ΔIL）が内部ラン プ補償に比べて小さくなり、コンバータの動作は電圧 モードに近づきます（ランプ補償により、電流ループの利 得が減少します）。小さすぎるインダクタが使用されてい るが、コンバータは依然（臨界導通モードに近い）CCMで 動作している場合、低調波発振を防ぐのに内部ランプ補 償が適当でないことがあります。十分な電流モード利得 を与えて低調波発振を防ぐには、インダクタのリップル 電流を最大平均スイッチ電流の20%∼40%の範囲に収め ることを推奨します。たとえば、最大平均スイッチ電流が 1Aであれば、0.2A∼0.4AのΔILと、0.2∼0.4の「χ」の値を選 択します。 インダクタの選択 正-負コンバータのインダクタの選択は、降圧や昇圧のよ うなインダクタ1個のトポロジーの場合に比べるといく らか複雑です。別個の結合されていないインダクタを使 用すると、ソリューションのサイズが小さくなりますが、 入力と出力のリップルの代価を払います。結合されたイ ンダクタを使用すると、設計手順が複雑になりますが、入 力と出力のリップルをかなり下げることができます。ま た、購買部門が管理する必要のある部品数が減ります。 ただし、設計目標に関わらず、インダクタの選択手順は反 復的な手順です。ガイドラインとして式を使い、次にソ リューションを作成し、回路の性能を測定するのが最善 です。測定された性能が設計ガイドラインから外れてい たら、大きな（または小さな）インダクタで適切に置き換 え、測定を繰り返します。さらに、レイアウトの寄生要素 を可能な限り最小に抑えると、回路の性能に大きな影響 を与えることがあります。 正-負コンバータのインダクタ電流は最大負荷電流およ び最小入力電圧で計算されています。特にインダクタが 小さく負荷が軽い場合、ピーク・インダクタ電流は出力電 流よりもかなり高くなることがあります。以下の式では、 結合されていないインダクタとCCM動作が仮定されてい ます。 χ D IL1(PEAK) = − 1 + • IO(MAX) • MAX 2 1 – DMAX χ IL2(PEAK) = − 1 + • IO(MAX) 2 ここで、 「χ」はリップル電流のパーセンテージを表してい ます。ただし、正-負コンバータではスイッチ電流は2つの インダクタ電流の和です。したがって、次のようになりま す。 χ 1 ISW(PEAK) = – 1 + • IO(MAX) • 1 – DMAX 2 制御ループはスイッチ電流を見ているので、また、内部 スロープ補償はこのスイッチ電流に作用するので、リッ プル電流のパーセンテージは、VIN(MIN)およびIO(MAX)で の最大平均電流の20%∼40%にします。これは、上の式で 0.20∼0.40の「χ」の値に対応します。このリップル電流を 出力電流の関数として表わすと、インダクタの値を計算 する次式のようになります。 L1 = L2 = VIN(MIN) ∆ISW • f • DMAX ここで： ∆ISW = – χ • IO(MAX) • 1 1 – DMAX 1:1の巻数比の結合されたインダクタを使うと、相互イン ダクタンスにより上式のインダクタンスの値は2Lで置き 換えることができます。こうすると、インダクタの同じ合 計リップル電流とエネルギー蓄積が維持されます。2Lを 置き換えると1:1の結合されたインダクタの場合の次式 が得られます。 L1 = L2 = VIN(MIN) 2 • ∆IL • f • DMAX 結合されていないインダクタの場合、 IL1(PEAK)とIL2(PEAK) の最初の式に示されているピーク電流に基づいて最小飽 和電流を選択します。 3704fb 14 LTC3704 アプリケーション情報 結合されたインダクタが使われている場合、並列構成の 最小飽和電流が、次式で与えられる最大スイッチ電流を 超えていることを確認します。 1 χ ILSAT (MIN) ≥ – 1 + • IO(MAX) • 2 1 – DMAX 1 = 1.2 •最小入力電圧 = （このとき平均インダクタ 2.0 • 4.8A 飽和電流定格は、 1 – 0.5 電流が最大になります）および最大負荷電流でチェック します。 不連続モードでの動作 図10に示されているように、スイッチがオフしていると き負荷電流が十分低くてインダクタ電流が尽きると不連 続モード動作になります。インダクタ電流がゼロに近く なると、スイッチの容量とダイオードの容量がインダク タンスと共振し、1MHz∼10MHzの減衰するリンギング を生じます。オフ時間が十分長いと、ドレイン電圧は入力 電圧にセトリングします。 入力電圧とインダクタ内の残留エネルギーに依存して、 このリンギングはパワーMOSFETのドレインをグランド より下に下げることがあり、そこでボディー・ダイオード によってクランプされます。このリンギングはデバイス に害を与えることはなく、EMIに対する大きな寄与は見 られません。スナバを使って減衰しようとすると効率が 低下します。 パワーMOSFETまたはセンス抵抗の選択 パワーMOSFETのドレインの最大電圧（これはVIN(MAX) ＋VOUTにトランジェントを加えたものです）が36Vより 低ければ、回路はLTC3704のNo RSENSEテクノロジーの利 点を利用して効率を改善し、センス抵抗を取り去ること ができます。もっと高いスイッチ電圧では、図2に示され ているように、SENSEピンをパワーMOSFETのソースの 抵抗に接続します。LTC3704には内部に先行エッジ・ブラ ンキングが備わっており、SENSEピンにフィルタ部品は 不要です。 正-負コンバータとフライバック・コンバータの両方で、 最大スイッチ電流は入力電流と出力電流の和に等しくな ります。その結果、ピーク・スイッチ電流は次のようにな ります。 χ 1 ISW(PEAK) = – 1 + • IO(MAX) • 1 – DMAX 2 ここで、IO(MAX)は負の値です。 スイッチのオン時間中、パワーMOSFETの制御回路は最 大電圧降下を（低いデューティ・サイクルで）150mVに制 限します。したがって、ピーク・スイッチ電流は150mV/ RDS(ON)に制限されます。最大負荷電流、デューティ・サイ クル、およびパワーMOSFETのRDS(ON)の関係は次のよう になります。 RDS(ON) ≤ VSENSE(MAX) ISW(PEAK) つまり、次のようになります。 VDS 10V/DIV RDS(ON) ≤ VSENSE(MAX) • IL1 1A/DIV VIN = 15V NO LOAD 1µs/DIV 3704 F10 図10．図1の回路の不連続モードの波形 （MODE/SYNC = INTVCC、パルス・スキップ・ モード） 1+ DMAX − 1 χ • IO(MAX) • ρΤ 2 ここでも、I O(MAX) は負の値です。図11に示されている ように、低いデューティ・サイクルではV SENSE(MAX) の 項は標準で150mVとなり、92%のデューティ・サイクル ではスロープ補償により約100mVに減少します。ρ T の 項はMOSFETのR DS(ON) の温度係数を表しており、標準 で0.4%/℃です。標準的パワーMOSFETの温度に対する RDS(ON)の変化を図12に示します（簡単にするため正規化 されています）。 3704fb 15 LTC3704 200 2.0 ρT NORMALIZED ON RESISTANCE MAXIMUM CURRENT SENSE VOLTAGE (mV) アプリケーション情報 150 100 50 0 0 0.2 0.5 0.4 DUTY CYCLE 0.8 1.5 1.0 0.5 0 – 50 1.0 50 100 0 JUNCTION TEMPERATURE (°C) 150 3704 F12 3704 F11 図11．最大SENSEスレッショルド電圧とデューティ・サイクル 図12．正規化したRDS(ON)と温度 使用するパワーMOSFETの別の選択方法として、与えら れたRDS(ON)に対する最大出力電流をチェックします。な ぜなら、MOSFETのオン抵抗は一般に離散値で与えられ るからです。 そのため、十分精確な値を決めるには何回かの反復計 算が通常必要です。コントローラはMOSFETをスイッチ ング素子としても検出素子としても使用するので、全動 作条件（ライン電圧と温度）で、V SENSE(MAX) の最悪条件 の規定値とメーカーのデータシートで規定されている MOSFETのRDS(ON)に対して、コンバータが必要な負荷電 流を供給できるように注意する必要があります。 IO(MAX) = – VSENSE(MAX) • 1 – DMAX χ 1 + • RDS(ON) • ρΤ 2 従来のセンス抵抗が使われている場合は次のようになり ます。 DMAX – 1 RSENSE = VSENSE(MAX) • χ 1 + • IO(MAX) 2 センス抵抗のTCは一般に低く、価格に依存して異なった 許容誤差範囲で入手できます。センス抵抗の消費電力は 次のとおりです。 2 PSENSE = ISW(PEAK) • RSENSE • DMAX パワー MOSFETのスイッチング損失と導通損失および 接合部温度の計算 パワーMOSFETの接合部温度を計算するには、デバイ スによって消費される電力を知る必要があります。こ の電力消費はデューティ・サイクル、負荷電流、および （R DS(ON)の正の温度係数による）接合部温度自身の関数 です。 正-負コンバータのMOSFETの消費する電力は次のとお りです。 2 PFET – IO(MAX) = • RDS(ON) • DMAX • ρT 1 – DMAX + k • (VIN – VO )1.85 • IO(MAX) 1 – DMAX • C RSS • f ここで、IO(MAX)とVOは負の値です。 上式の最初の項はデバイスのI2R損失を表し、2番目の項 はスイッチング損失を表します。定数k = 1.7はゲート・ド ライブ電流に反比例する経験的に得られる係数で、 「1/電 流」の次元をもっています。 パワーMOSFETの消費する既知の電力から、次式を使っ て接合部温度を求めることができます。 TJ = TA＋PFET • RTH(JA) 3704fb 16 LTC3704 アプリケーション情報 この式で使われているRTH(JA)にはデバイスのRTH(JC)お よびケースから周囲温度までの熱抵抗RTH(CA)が通常含 まれます。次にTJのこの値を反復計算に使用された元の 仮定値と比べることができます。 出力ダイオードの選択 効率を最大にするには、順方向の電圧降下が小さく、逆方 向のリーク電流の小さな高速スイッチング・ダイオード が最適です。正-負コンバータの出力ダイオードはスイッ チのオフ時間に電流を流します。ダイオードが耐えなけ ればならないピーク逆電圧はVIN(MAX)VOに等しくなり ます。通常動作の平均順方向電流は出力電流に等しく、 ピーク電流はピーク・インダクタ電流に等しくなります。 ID(PEAK) χ 1 = – 1 + • IO(MAX) 1 – DMAX 2 ダイオードの消費電力は次のとおりです。 PD = IO(MAX) • VD ダイオードの接合部温度は次のとおりです。 TJ = TA＋PD • RTH(JA) この式で使われるRTH(JA)にはデバイスのRTH(JC)および 基板から筐体内の周囲温度までの熱抵抗が通常含まれま す。 過度のリンギングや消費電力の増加を防ぐため、ダイ オードのリード長を短くし、スイッチ・ノードの適切なレ イアウトを守ってください（「基板レイアウトのチェック リスト」を参照）。 DCカップリング・コンデンサの選択 正-負コンバータのカップリング・コンデンサの電圧は、 V IN(MAX) V O に、インダクタのリップル電流によって 追加されるΔVを加えたものです。一般に、DCカップリン グ・コンデンサは、図13に示されているように、その中を 流れる高いRMSリップルに基づいて大きさを決めます。 このコンデンサの最小RMS電流定格は次の値を超える必 要があります。 IRMS(CAP) = – IO(MAX) • DMAX 1 – DMAX 1A/DIV 500ns/DIV 3704 F13 図13．DCカップリング・コンデンサのリップル電流 ここには、ESRとESLの小さなX5RまたはX7Rのタイプの セラミック・コンデンサを推奨します。 出力コンデンサの選択 L2のリップル電流のため、出力リップル電圧はVOの上に 重ねられる三角波として現れます（L2の電流のDC成分は 出力電流に等しくなります）。このリップル電流は出力コ ンデンサのESRとバルク容量を流れ、このノードの全体 的リップル電圧を生じます。オフ時間を使ってこのリッ プルを計算すると、ΔIL2の次式が得られます。 ∆IL2 = – 1 – DMAX VO • f L2 ここで、VOは負の値です。したがって、出力リップル電圧 は次のようになります。 1 – DMAX VO • f L2 1 – ESR – f 8 • • CO ∆VO(P –P) = 高品質のX5RまたはX7Rの誘電体を使ったセラミック・ コンデンサを大きな値のタンタルまたはアルミ電解のバ ルク・コンデンサに並列に使うことにより、ESRを小さく 抑えることができます。アプリケーションによっては、セ ラミック・コンデンサだけで十分なことがあります。 出力コンデンサのRMSリップル電流定格は次の値を超え る必要があります。 3704fb 17 LTC3704 アプリケーション情報 IRMS(COUT ) ≥ 1 (1 – DMAX ) VO • • 12 f L2 これらの式では、インダクタ間にカップリングが無いも のと仮定していることに注意してください。インダクタ が同じコアに巻かれている場合、入力と出力のリップル 電流を非常に低い値に調整することができますので、上 の式は非常に控えめなものになります。製造時に使用さ れるものと同じ磁気部品とコンデンサを使って、ユー ザーがラボで実験することを推奨します。 多くの場合、コンデンサ・メーカーの規定するリップル 電流定格はわずか2000 時間の寿命時間に基づいている ことに注意してください。このため、コンデンサをさらに 表1．推奨部品メーカー VENDOR COMPONENTS AVX Capacitors BH Electronics Inductors, Transformers Coilcraft Inductors Coiltronics Inductors Diodes, Inc Diodes Fairchild MOSFETs General Semiconductor Diodes International Rectifier MOSFETs, Diodes IRC Sense Resistors Kemet Tantalum Capacitors Magnetics Inc Toroid Cores Microsemi Diodes Murata-Erie Inductors, Capacitors Nichicon Capacitors On Semiconductor Diodes Panasonic Capacitors Sanyo Capacitors Sumida Inductors Taiyo Yuden Capacitors TDK Capacitors, Inductors Thermalloy Heat Sinks Tokin Capacitors Toko Inductors United Chemicon Capacitors Vishay/Dale Resistors Vishay/Siliconix MOSFETs Vishay/Sprague Capacitors Zetex Small-Signal Discretes ディレーティングする、つまり要求条件よりも高い温度 定格のコンデンサを選択することを推奨します。サイズ または高さの設計条件を満たすため、複数のコンデンサ を並列に接続することもできます。 高性能スルーホール・コンデンサについては、ニチコン、 United Chemicon、三洋電機などのメーカーを検討します。 三洋製のOS-CON半導体誘電体コンデンサは、アルミ電 解コンデンサの中でESRとサイズの積が最も小さいもの ですが、いくらか価格が高くなります。 表面実装のアプリケーションでは、アプリケーションの 要求するESRまたはRMS電流処理の条件を満たすため、 複数のコンデンサの並列接続が必要になることがありま す。 TELEPHONE (207) 282-5111 (952) 894-9590 (847) 639-6400 (407) 241-7876 (805) 446-4800 (408) 822-2126 (516) 847-3000 (310) 322-3331 (361) 992-7900 (408) 986-0424 (800) 245-3984 (617) 926-0404 (770) 436-1300 (847) 843-7500 (602) 244-6600 (714) 373-7334 (619) 661-6835 (847) 956-0667 (408) 573-4150 (562) 596-1212 (972) 243-4321 (408) 432-8020 (847) 699-3430 (847) 696-2000 (605) 665-9301 (800) 554-5565 (207) 324-4140 (631) 543-7100 WEB ADDRESS avxcorp.com bhelectronics.com coilcraft.com coiltronics.com diodes.com fairchildsemi.com generalsemiconductor.com irf.com irctt.com kemet.com mag-inc.com microsemi.com murata.co.jp nichicon.com onsemi.com panasonic.com sanyo.co.jp sumida.com t-yuden.com component.tdk.com aavidthermalloy.com tokin.com tokoam.com chemi-com.com vishay.com vishay.com vishay.com zetex.com 3704fb 18 LTC3704 アプリケーション情報 アルミ電解コンデンサと乾式タンタル・コンデンサの両 方とも表面実装パッケージで供給されています。タンタ ル・コンデンサの場合、スイッチング電源に使用するため のサージ試験が実施されていることが不可欠です。表面 実装タンタル・コンデンサのAVX TPSシリーズは最適で す。また、今ではセラミック・コンデンサはESRとESLの定 格が非常に低くてリップル電流定格が高いものが供給さ れています。 入力コンデンサの選択 入力電圧源のインピーダンスにより入力コンデンサの容 量が決まります。この容量は標準で10µF∼100µFの範囲で す。出力コンデンサの場合ほど条件が厳しくはありませ んが、低ESRのコンデンサを推奨します。 正-負コンバータの入力コンデンサのRMSリップル電流 は次のとおりです。 IRMS(CIN) = 1 VIN(MIN) • • DMAX 12 L1• f バッテリが突然コンバータの入力に接続されると入力コ ンデンサには非常に高いサージ電流が生じることがあ り、このような条件では固体タンタル・コンデンサは破壊 されてしまう可能性がありますので注意してください。 サージテストされたコンデンサを必ず指定してくださ い。 Burst Mode動作と検討事項 MOSFETのRDS(ON)とインダクタの値の選択によっても、 LTC3704がBurst Mode動作に入る負荷電流が決定されま す。バースト時には、コントローラはピーク・インダクタ 電流をおよそ次の値にクランプします。 IBURST(PEAK) = 30mV RDS(ON) これは最大150mVのSENSEピン電圧の約20%に相当しま す。対応する平均電流はリップル電流の大きさに依存し ます。クランプされるのはピーク電流なので、低いインダ クタ値（高いΔIL）では、Burst Mode動作が開始される負荷 電流が減少します。 ΔILがIBURSTよりかなり小さいと、Burst Mode動作時に出 力電圧リップルが増加することがあります。これは入力 電圧が非常に低いか、または非常に大きなインダクタが 選択されると生じます。高いデューティ・サイクルでは、 スキップされたサイクルによりインダクタ電流が急速 にゼロに減衰します。ただし、ΔI L が小さいので、電流が IBURST(PEAK)まで再度ランプアップするには複数のサイ クルを必要とします。このインダクタを充電する間は出 力コンデンサから負荷電流を供給する必要があり、出力 電圧が大きく垂下することがあります。一般に、インダク タΔILの値をIIN(MAX)の20%∼40%の範囲で選択すると良 いでしょう。代りの方法として、出力コンデンサの値を増 やすか、MODE/SYNCピンを使ってBurst Mode動作をディ スエーブルします。 Burst Mode動作を無効にするにはMODE/SYNCピンを H のロジック・レベル電圧に接続します（制御入力を使 うか、このピンをINTV CC に接続します）。このモードで は、バースト・クランプは除かれ、チップは最大負荷での 連続導通モード（CCM）から軽負荷での不連続導通モー ド（DCM）に至るまで固定周波数で動作することができ ます。非常に軽い負荷（つまり、最大負荷の5%∼10%未 満）でパルスをスキップする前に、コントローラはDCM でスイッチの最小オン時間を使って動作します。パルス・ スキッピングにより、非常に軽い負荷で出力制御が失わ れるのが防止され、出力電圧リップルが減少します。 過渡応答のチェック レギュレータのループ応答は負荷過渡応答を見て検証す ることができます。スイッチング・レギュレータは抵抗性 負荷電流の瞬時ステップに応答するのに一般に数サイク ルを要します。負荷ステップが生じると、図14に示されて いるように、VOが直ちに(ΔILOAD)(ESR)に等しい量だけ変 化し、COが（負荷ステップの方向に従って）充電または放 電を開始します。 VOUT (AC) 100mV/DIV IOUT (DC) 1A/DIV 2A 0.5A VIN = 5V VOUT = –5V 250µs/DIV 3704 F14 図14．図1の回路の負荷ステップ応答 3704fb 19 LTC3704 アプリケーション情報 その結果生じる誤差アンプの出力信号によりレギュレー タの帰還ループが働いてV O を定常値に戻します。この 回復時間の間、安定性に問題があることを示すオーバー シュートやリンギングがないかV O をモニタすることが できます。 次に、 （1µFを超える）大きな電源バイパス・コンデンサを もつ負荷を接続すると、さらに厳しい過渡が発生するこ とがあります。放電したバイパス・コンデンサが実質的に COと並列接続状態になるため、VOがほとんど瞬時に降下 します。負荷スイッチの抵抗が低く、しかもそのスイッチ が高速でドライブされると、どんなレギュレータでもこ の問題を防止するのに十分な電流を供給することはでき ません。唯一の解決法は、負荷への突入電流di/dtを制限す るためにスイッチ・ドライブの立上り時間を制限するこ とです。 設計例：4.5V∼15V入力、 5V/2A出力の正-負コンバータ ここに示されている設計例は図1に示されている回路の ものです。入力電圧範囲は5V∼15V、出力は5Vです。最 大負荷電流は5Vの入力電圧で2A（ピークで3A）、15Vの入 力電圧で3A （ピークで5A） です。 1. メイン・スイッチの最大デューティ・サイクルは次のと おりです。 DMAX = VOUT –5 = = 50% VOUT − VIN(MIN) –10 2. パルス・スキップ動作が選択されているので、MODE/ SYNCピンはINTVCCピンに接続されています。 3. インダクタのサイズを小さくするため、動作周波数は 300kHzになるように選択されています。図5から、FREQピ ンからグランドに接続する抵抗は80.6kです。 4. 最大値の40%の合計インダクタ・リップル電流が選択 されているので、インダクタ・リップル電流は次のように なります。 DMAX 1 – DMAX 0.5 = 0.8A ∆IL1 = 0.4 • 2.0 • 1 – 0.5 ∆IL1 = − χ • IO(MAX) • VIN(MIN) • DMAX 2 • ∆IL1 • f 5 = • 0.5 = 5.2µH 2 • 0.8 • 300k L1 = L2 = このインダクタの最小飽和電流は次のとおりです。 1 χ ILSAT (MIN) ≥ – 1 + • IO(MAX) • 2 1 – DMAX 1 = 1.2 • 2.0 • = 4.8A 1 – 0.5 選択されたインダクタはBH Electronicsの製品番号 510-1009です。これは開放回路並列インダクタンスが 4.56µH、 最大DC電流定格が6.5Aです。 5. パワーMOSFETの場合、 次のようになります。 RDS(ON) ≤ VSENSE(MAX) • DMAX – 1 χ 1 + • IO(MAX) • ρΤ 2 50%の最大デューティ・サイクルでは、図11に示されてい るように、スロープ補償のため、最大SENSEピン電圧は 130mVに減少します。パワーMOSFETの125℃の最大接合 部温度、ρΤ = 1.5を仮定すると、次のようになります。 RDS(ON) ≤ 0.130 • 0.5 – 1 = 18.1mΩ –1.2 • 2.0 • 1.5 選択されたMOSFETはSiliconix/VishayのSi4884です。これ は、25℃、V GS = 4.5Vで最大R DS(ON) = 16.5mΩです。最小 BVDSS = 30Vであり、 最大ゲート電荷はQG = 20nCです。 6. 出力ダイオードはV IN(MAX) V O = 20Vの逆電圧と IO(MAX) = 5.0A（VIN = 15Vでのピーク出力電流）の連続電 流に耐える必要があります。ダイオードのピーク電流は 次のとおりです。 ID(PEAK) = 1 + χ • IO(MAX) = 6A 2 このダイオードの最大負荷での消費電力は次のとおりで す。 標準的な1:1の結合されたインダクタの場合、したがっ て、次のようになります。 3704fb 20 LTC3704 アプリケーション情報 PD = IO(MAX) • VF 125℃の最大接合部温度および3A（VIN = 15Vでの最大出 力電流）で約0.33Vの順方向電圧を仮定すると、このダイ オードは最大負荷で1Wを消費します。選択されたダイ オードはOn SemiconductorのMBRD835L（D-Pakパッケー ジ）です。 7. DCカップリング・コンデンサには次のRMS電流を扱う 能力が必要です。 ID(PEAK) = –IO(MAX) • DMAX = 3A 1 – DMAX VIN 5V to 15V C1 1nF R2 68.1k 1% • • R1 154k 1% L1* 1 2 3 RC 3k 4 5 CC1 4.7nF RUN SENSE ITH VIN LTC3704 NFB INTVCC FREQ GATE MODE/SYNC GND VOUT –5.0V 2A to 3A (5A PEAK) L2* 10 9 8 CDC 47µF X5R M1 7 COUT 100µF X5R (X2) 6 D1 D2 RT 80.6k 1% CVCC 4.7µF X5R CIN 47µF X5R GND Q1 RFB1 1.21k 1% RSS1 750Ω RSS2 100Ω RFB2 3.65k 1% CSS 10nF 3704 F15 CIN: TDK C5750X5R1C476M CDC : TDK C5750X7R1C476M COUT: TDK C5750X5R0J107M CVCC: TAIYO YUDEN LMK316BJ475ML D1: ON SEMICONDUCTOR MBRD835L D2: CDMSH-3 L1, L2: BH ELECTRONICS BH510-1009 M1: SILICONICS/VISHAY Si4884 Q1: MMBT3904 図15．5V∼15V入力、2A∼3A（ピークで5A） で5V出力の正-負コンバータ、 ソフトスタートと低電圧ロックアウト付き 6 100 EFFICIENCY (%) 80 70 VIN = 5V 5 VIN = 15V 4 IO(MAX) (A) 90 VIN = 10V 60 50 40 30 20 0.001 3 2 FET = Si4884 L = BH510-1009 VO = –5V FREQ = 300kHz 0.01 1 0.1 OUTPUT CURRENT (A) 1 10 3704 F16 図16．効率と出力電流 0 5 10 INPUT VOLTAGE (V) 15 3704 F17 図17．最大出力電流と入力電圧 3704fb 21 LTC3704 アプリケーション情報 VOUT (AC) 10mV/DIV VOUT (AC) 100mV/DIV IL2 (DC) 1A/DIV IOUT (DC) 1A/DIV 2A 0.5A 1µs/DIV VIN = 5V IOUT = –2V 250µs/DIV VIN = 5V 3704 F18 3704 F19 図19．図15の回路のVIN = 5Vでの負荷ス テップ応答 図18．図15の回路の出力リップル電圧と インダクタ電流 VOUT 1V/DIV VOUT (AC) 100mV/DIV VOUT IOUT 1A/DIV IOUT 2A IOUT (DC) 1A/DIV 0.5A VIN = 15V 250µs/DIV 3704 F20 VIN = 5V 8. ピーク・トゥ・ピーク出力リップルは次のようになりま す。 1 – DMAX VO • f L2 1 – ESR – 8 • f • CO ∆VO(P −P) = 最初の試みとして、TDKの100µF、6.3V X5R誘電体のセラ ミック・コンデンサ（C5750X5R0J107M）を選択しました。 このコンデンサのESRは非常に低く、1.6mΩです。その結 果、ピーク・トゥ・ピーク出力リップル電圧は次のように なります。 3704 F21 図21．図15の回路のソフトスタート 図20．図15の回路のVIN = 15Vでの負荷ス テップ応答 使用されたコンデンサはTDKの47µF、16V X5R誘電体の セラミック・コンデンサ（C5750X5R1C476M） です。 1ms/DIV ∆VO(P −P) = 1 – 0.5 5.0 • 300k 3.5µ 1 – 0.0016 – = 13.7mV 8 • 300k • 100µ このリップル電圧の計算でも、インダクタ間に結合はな いと仮定しますので、13.7mVの数値は非常に控えめなも のになります。 図15は図1に示されているものと同じ基本的アプリケー ションを示していますが、入力電源にソフトスタートと 低電圧ロックアウト機能が追加されています。このコン バータの測定された性能を図16∼図21に示します。2Aの 負荷電流でピーク効率は87%、ピーク・トゥ・ピーク出力 リップルは10mV未満です。5Vと15Vの入力での負荷ス テップ応答を図19と図20に示し、抵抗性負荷での起動特 性を図21に示します。 3704fb 22 LTC3704 アプリケーション情報 PCボードのレイアウトのチェックリスト 1. ス イ ッ チ ン グ・ノ イ ズ を 減 ら し 、出 力 負 荷 レ ギ ュ レーションを改善するため、LTC3704のGNDピンは 1)INTV CCのデカップリング・コンデンサの負端子、2) 出力デカップリング・コンデンサの負端子、3)パワー MOSFETのソース、またはセンス抵抗のボトム端子、4) 入力コンデンサの負端子、および5)ピン6に隣接するグ ランド・プレーンへの少なくとも1個のスルーホール に直接接続します。PCボードのトップ層のグランド・ トレースはできるだけ幅を広く長さを短くして直列 抵抗とインダクタンスを小さくします。 �� ��� �� ��� ��� �� �� ����� �� ��� ��� �� �� �� � �� ������� �� � � �� � �� � ���� � �� � � � �� 擬似ケルビン 信号のグランド 接続 ���� ���� 真のリモート 出力検出 ���� グランド・プレーンへの ビア �������� 図22．LTC3704正-負コンバータの推奨レイアウト ��� �� �� �� ���� �� ��� �� �� �� � � � �� � ��� ��� ����� ��� ������� ��� ���� ����� ���� ������ ���� ��� �� �� ��� � � � ��� � � � �� ���� ��� 擬似ケルビンのグランド接続 ���� �� ��� �������� 太線は高電流経路を示す 図23．LTC3704正-負コンバータのレイアウト図 3704fb 23 LTC3704 アプリケーション情報 2. 多層PCボードのグランド・ループに注意してくださ い。ボード上で中心となるグランド・ノードを1個維持 するようにし、入力コンデンサを使って高出力電流の 電源の過度の入力リップルを防ぎます。高DC電流用に グランド・プレーンを使う場合、小信号部品から離れた 経路を選んでください。 3. CVCCコンデンサはデバイスのパッケージのINTVCCピ ンとGNDピンにすぐ隣接して配置します。このコンデ ンサはdi/dtの高いMOSFETゲート・ドライブ電流を担 います。これにはX5R誘電体を使った低ESRの4.7µFセ ラミック・コンデンサで十分です。 4. パワーMOSFETのドレインからカップリング・コンデ ンサとダイオードを通ってグランドに戻る、di/dtが高 いループはできるだけ小さくして誘導性リンギングを 減らします。インダクタンスが大きすぎると、パワー MOSFETの電圧が増加し、ドレイン・ノードのHFノイ ズが増加することがあります。ダイオードのカソード をMOSFETのソースまたはセンス抵抗のボトムにでき るだけ近づけることも重要です。 5. パワーMOSFETに加わる電圧をチェックします。それ にはドレイン-ソース電圧をデバイスの端子両端で直 接測定します（オシロスコープの1本のプローブのグラ ンドをPCボードのソース・パッドに直接当てます）。誘 導性リンギングに注意してください。これはMOSFET の最大電圧定格を超えることがあります。このリンギ ングを避けることができず、デバイスの最大定格を超 えているなら、もっと電圧の高いデバイスを選択する か、あるいはアバランシェ耐量の保証されたパワー MOSFETを指定します。すべてのMOSFETは等しく作 られてはいません（あるものは他のものより等しくな ります）。 6. 小信号部品は高周波数のスイッチング・ノードから離 して配置します。図22に示されているレイアウトでは、 すべての小信号部品はICの一方の側に配置され、すべ てのパワー部品は他の側に配置されています。このた め、信号グランドに擬似ケルビン接続を使うことがで き、di/dtが高いゲート・ドライバ電流はICのグランド・ ピンから一方向に（INTVCCのデカップリング・コンデ ンサのボトム・プレートに向かって）流れ、小信号電流 は他の方向に流れます。 7. パワーMOSFETのソースにセンス抵抗を使う場合、 SENSEピンのトレースと高い周波数のスイッチング・ ノードの間の容量を減らします。LTC3704には約180ns の内部立上りエッジ・ブランキング時間が備わってお り、これはほとんどのアプリケーションで適切です。 8. 最適のロード・レギュレーションと真のリモート検出 のために、出力抵抗分割器のトップは出力コンデンサ のトップに独立に接続し（ケルビン接続）、dV/dtが高 いどのトレースからも離しておきます。高インピー ダンスのFBノードを短くするため、分割器の抵抗は LTC3704の近くに配置します。 9. 複数のスイッチング・パワー・コンバータが同じ入力電 源に接続されているアプリケーションでは、LTC3704 の入力フィルタ・コンデンサが他のコンバータと共有 されていないことを確認してください。別のコンバー タからのAC入力電流により大きな入力電圧リップル が生じ、これがLTC3704の動作に干渉することがあり ます。電流共有の問題を防ぐには、LTC3704のCINと実 際にソースとなっているV IN の間の数インチのPCト レースまたはワイヤ（L = 約100nH）で十分です。 3704fb 24 LTC3704 アプリケーション情報 VIN 3V to 5V • L1* 1 RUN 2 VIN NFB 4 INTVCC FREQ 5 GATE MODE/SYNC CC1 4.7nF L2* 10 LTC3704 3 RC 14.7k SENSE ITH VOUT –8.0V 1.2A to 2.5A • GND 9 8 M1 7 CDC 22µF X5R COUT 100µF X5R 6 D1 RT 80.6k 1% CVCC 4.7µF X5R RFB1 2.49k 1% CIN 47µF X5R GND RFB2 13.7k 1% 3704 F24 D1: DIODES INC B320B L1, L2: BH ELECTRONICS BH 510-1009 M1: SILICONIX Si9426 図24．3V∼5Vの入力、1.2Aで8Vの出力のコンバータ 100 3 95 VIN = 5V 90 85 IO(MAX) (A) EFFICIENCY (%) 2 1 VIN = 3V 80 75 70 65 60 55 0 3.0 3.5 4.0 4.5 50 0.001 5.0 INPUT VOLTAGE (V) 0.01 1 0.1 OUTPUT CURRENT (A) 3704 F25 10 3704 F26 図26．3Vと5Vの入力での出力効率 図25．最大出力電流と入力電圧 VOUT (AC) 100mV/DIV VOUT (AC) 100mV/DIV IOUT (DC) 1.2A 0.5A/DIV IOUT (DC) 1.2A 0.5A/DIV 0.6A VIN = 3V 250µs/DIV 3704 F27 図27．3V入力での負荷ステップ応答 0.6A VIN = 5V 250µs/DIV 3704 F28 図28．5V入力での負荷ステップ応答 3704fb 25 LTC3704 アプリケーション情報 GND • R1 49.9k 1% UV + = 5.4V UV – = 5.0V VIN 7V TO 12V R2 150k 1% + CR 1nF CC2 100pF RUN 4 CIN 220µF 16V TPS T1* 1, 2, 3 VIN NFB • GATE MODE/SYNC RFB1 2.49k 1% 6 INTVCC FREQ RT 120k VOUT1 –24V 200mA D3 10BQ060 + C4 10µF 25V X5R D4 10BQ060 + C5 10µF 25V X5R • LTC3704 CC1 1nF 5 + C3 10µF 25V X5R + COUT 3.3µF 100V SENSE ITH RC 82k • D2 10BQ060 f = 200kHz RFB2 45.3k 1% GND + C1 4.7µF 10V X5R IRL2910 RS 0.012Ω VOUT2 –72V 200mA C2 4.7µF 50V X5R * VP5-0155 (PRIMARY = 3 WINDINGS IN PARALLEL) 3704 F29 図29．高電力SLIC電源 3704fb 26 LTC3704 パッケージ寸法 MSパッケージ 10ピン・プラスチックMSOP (Reference LTC DWG # 05-08-1661) 0.889 ± 0.127 (.035 ± .005) 5.23 (.206) MIN 0.305 ± 0.038 (.0120 ± .0015) TYP 3.20 – 3.45 (.126 – .136) 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 3) 0.50 (.0197) BSC 10 9 8 7 6 推奨半田パッド・レイアウト 0.254 (.010) 3.00 ± 0.102 (.118 ± .004) (NOTE 4) 4.90 ± 0.152 (.193 ± .006) DETAIL “A” 0.497 ± 0.076 (.0196 ± .003) REF 0° – 6° TYP GAUGE PLANE 1 2 3 4 5 0.53 ± 0.152 (.021 ± .006) DETAIL “A” 0.18 (.007) SEATING PLANE 0.86 (.034) REF 1.10 (.043) MAX 0.17 – 0.27 (.007 – .011) TYP 0.50 (.0197) BSC 注記： �. 寸法はミリメートル/ （インチ） �. 図は実寸とは異なる �. 寸法にはモールドのバリ、 突出部、 またはゲートのバリを含まない。 （������） を超えないこと モールドのバリ、 突出部、 またはゲートのバリは、 各サイドで������� �. 寸法には、 リード間のバリまたは突出部を含まない。 （������） を超えないこと リード間のバリまたは突出部は、 各サイドで������� �. リードの平坦度 （整形後のリードの底面） は最大�������(�����) であること 0.127 ± 0.076 (.005 ± .003) MSOP (MS) 0603 3704fb リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は一切負い ません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料はあくまでも参考資 料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 27 LTC3704 標準的応用例 高効率の正-負コンバータ C9 1nF OPTIONAL R4 154k 1% R5 68.1k 1% VIN 5V TO 15V L1* SENSE ITH RC 9.1k CC2 330pF VIN LTC3704 NFB CC1 10nF RT 80.6k 1% FREQ MODE/SYNC INTVCC CIN 47µF 16V GATE GND CDC 22µF 25V X7R L2* M1 CVCC 4.7µF D1 VOUT –5V 5A COUT1 100µF 6.3V + RUN COUT2 150µF 6.3V 3704 TA02 R1 1.21k 1% R2 3.65k 1% CIN: TDK C5570X5R1C476M COUT1: TDK C5750X5R0J107M COUT2: PANASONIC EEFUE0J151R CDC: TDK C5750X7R1E226M CVCC: TDK C2012X5R0J475K GND D1: FAIRCHILD MBR2035CT L1, L2: COILTRONICS VP5-0053 (*COUPLED INDUCTORS, WITH 3 WINDINGS IN PARALLEL ON PRIMARY AND SECONDARY) M1: INTERNATIONAL RECTIFIER IRF7822 関連製品 製品番号 説明 LT1619 電流モードPWMコントローラ 300kHz固定周波数、 昇圧、SEPIC、 フライバック・トポロジー LTC1624 電流モードDC/DCコントローラ SO-8；200kHz動作周波数；降圧、昇圧、 LT®1175 負のリニア低ドロップアウト・レギュレータ 注釈 ユーザーが選択可能な200mA∼800mAの電流制限、 500mAで0.4Vのドロップアウト、 45µAの動作電流 SEPICデザイン；VIN：最大36V LTC1700 No RSENSE同期整流式昇圧コントローラ LTC1871 No RSENSE昇圧、フライバック、SEPICコントローラ 2.5V≤VIN ≤30V、 電流モード制御、 効率：最大95%、 0.9Vまでの低入力動作 LTC1872 SOT-23昇圧コントローラ 最大5A供給、 550kHz固定周波数、 電流モード LT1930 1.2MHz、 SOT-23昇圧コンバータ 最大34Vの出力、 2.6V≤VIN ≤16V、 ミニチュア・デザイン LT1931 極性反転1.2MHz、 SOT-23コンバータ 正から負へのDC/DC変換、 ミニチュア・デザイン プログラム可能な50kHz∼1MHzのfOSC LT1964 リニア低ドロップアウト・レギュレータ 200mAの出力電流、 低ノイズ、200mAで340mVの TM ThinSOT ドロップアウト、5ピンThinSOT LTC3401/LTC3402 1A/2A、 3MHz同期整流式昇圧コンバータ 効率：最大97%、 超小型ソリューション、0.5V≤VIN ≤5V ThinSOTはリニアテクノロジー社の商標です。 3704fb 28 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F TEL 03-5226-7291 FAX 03-5226-0268 www.linear-tech.co.jp ● ● 0307 • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2006