LTC3861-1 高精度の電流分担機能を備えた、 デュアル、マルチフェーズ電圧モード、 降圧 DC/DCコントローラ 特長 n n n n n n n n n n n n n n n 概要 バワーブロック、DrMOSまたは外付けゲート・ドライバ、 MOSFETと組み合わせて動作 高精度電流分担機能を備えた 固定周波数電圧モード制御 0.75% 精度の 0.6V 電圧リファレンス 出力電圧リモート検出用の差動アンプ マルチフェーズ機能：最大 12 相で動作 プログラム可能な電流制限 プリバイアスされた負荷に安全に電力を供給 プログラム可能または PLL 同期可能な スイッチング周波数：最大 2.25MHz インダクタDCRを使用した損失のない電流検出 または検出抵抗を使用した高精度電流検出 VCC の範囲：3V ～ 5.5V VIN の範囲：3V ～ 24V パワーグッド出力による電圧モニタ 出力電圧トラッキング機能 プログラム可能なソフトスタート 5mm×5mmの32ピンQFN パッケージで供給 n n ■ このコントローラはインダクタのDCRによる損失のない電流検 出回路を内蔵しているので、位相間の電流バランスを維持し、 過電流保護機能を実現します。このデバイスは3V ∼ 5.5Vの VCC 電源で動作し、3V ∼ 24Vの入力電圧から0.6V ∼ VCC 0.5Vの出力電圧へ降圧変換するよう設計されています。 プリバイアスされた負荷に電力を安全に供給するため、ソフ トスタート時にはインダクタ電流の反転がディスエーブルさ れます。固定動作周波数は外部クロックに同期させるか、 250kHz ∼ 2.25MHzの範囲で直線的に設定できます。最大で 6つのLTC3861-1コントローラを並列に動作させることにより、 1、2、3、4、6または12 相動作が可能です。 LTC3861-1はLTC3860とピン互換です。5mm 5mmの32ピン QFN パッケージで供給されます。LTC3861はLTC3861-1の 36ピンQFN パッケージ版で、 出力電圧検出用のデュアル差動 アンプを備えています。 アプリケーション n LTC®3861-1は、大電流の分散給電システム、デジタル信号プ ロセッサやその他の通信機器/産業用DC/DC電源向けのデュ アルPolyPhase® 同期整流式降圧スイッチング・レギュレータ・ コントローラです。固定周波数電圧モード・アーキテクチャを 採用し、オフセットが非常に小さく帯域幅の広いエラーアンプ と、出力電圧リモート検出差動アンプを組み合わせることによ り、優れたトランジェント応答と出力レギュレーションを実現 します。 大電流の分散給電システム DSP、FPGA、および ASICの電源 データ通信システムおよび通信システム 産業用電源 L、LT、LTC、LTM、PolyPhase、Linear Technologyおよび Linearのロゴはリニアテクノロジー 社の登録商標です。その他すべての商標の所有権は、それぞれの所有者に帰属します。 6144194、5055767を含む米国特許によって保護されています。 標準的応用例 VIN , 7V TO 14V VIN, 7V TO 14V VCC 1µF 28.7k VOUT VCC FREQ FB2 ILIM2 VINSNS LTC3861-1 VSNSOUT VSNSP VSNSN CONFIG PWM1 RUN1,2 ILIM1 ISNS1P ISNS1N ISNS2N ISNS2P 59k 20k PWM2 221Ω 1nF FB1 IAVG COMP1,2 SS1,2 SGND CLKIN 13k 220pF 0.1µF 180µF 0.47µH 0.22µF 2.87k 0.22µF 0.22µF 1nF 20k LTC4449 IN GND VLOGIC TG VCC TS BOOST BG VCC VCC 100pF VIN LTC4449 IN GND VLOGIC TG VCC TS BOOST BG 330µF ×6 100µF ×4 VOUT 1.2V 60A 2.87k 0.47µH 38611 TA01 0.22µF 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 1 LTC3861-1 PWM1 PGOOD1 IAVG SGND CONFIG TOP VIEW VINSNS VCC の電圧................................................................–0.3V ～ 6V VINSNSの電圧.......................................................–0.3V ～ 30V RUN1、RUN2の電圧 ............................... –0.3V ～（VCC ＋0.3V） ISNS1P、ISNS1N、ISNS2P、ISNS2N ........ –0.3V ～（VCC ＋0.1V） 他のすべてのピン ................................... –0.3V ～（VCC ＋0.3V） 動作接合部温度範囲（Note 2、3）..................... –40°C ～ 125°C 保存温度範囲.................................................... –65°C ～ 150°C PWMEN1 ピン配置 TRACK/SS1 絶対最大定格（Note 1） 32 31 30 29 28 27 26 25 VCC 1 24 RUN1 FB1 2 23 ILIM1 22 ISNS1P COMP1 3 VSNSOUT 4 21 ISNS1N 33 SGND VSNSN 5 20 ISNS2N VSNSP 6 19 ISNS2P COMP2 7 18 ILIM2 17 RUN2 FB2 8 PWM2 PWMEN2 PGOOD2 PHSMD CLKOUT CLKIN FREQ TRACK/SS2 9 10 11 12 13 14 15 16 UH PACKAGE 32-LEAD (5mm × 5mm) PLASTIC QFN TJMAX = 125°C, θJA = 34°C/W EXPOSED PAD (PIN 33) IS SGND, MUST BE SOLDERED TO PCB 発注情報 無鉛仕上げ テープアンドリール 製品マーキング * パッケージ 温度範囲 LTC3861EUH-1#PBF LTC3861EUH-1#TRPBF 38611 32-Lead (5mm × 5mm) Plastic QFN –40ºC ～ 125ºC LTC3861IUH-1#PBF LTC3861IUH-1#TRPBF 38611 32-Lead (5mm × 5mm) Plastic QFN –40ºC ～ 125ºC さらに広い動作温度範囲で規定されるデバイスについては、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。* 温度グレードは出荷時のコンテナのラベルで識別されます。 非標準の鉛仕上げ製品の詳細については、弊社または弊社代理店にお問い合わせください。 無鉛仕上げの製品マーキングの詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/leadfree/をご覧ください。 テープアンドリールの仕様の詳細については、http://www.linear-tech.co.jp/tapeandreel/をご覧ください。 半田付けのプロファイルについては、http://www.linear-tech.co.jp/docs/Packaging/Linear_Technology_Surface_Mount_Products.pdfをご覧ください。 38611fa 2 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 電気的特性 l は規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TJ = 25 C の値 （Note 3）。注記がない限り、VCC = 5V、 VRUN1,2 = 5V、VFREQ = 5V、VCLKIN = 0V、VFB = 0.6V、fOSC = 0.6MHz。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS VIN VCC IQ VIN Range VCC Voltage Range Input Voltage Supply Current Normal Operation Shutdown Mode UVLO VCC = 5V VRUN RUN Input Threshold IRUN VUVLO RUN Input Pull-Up Current Undervoltage Lockout Threshold ISS tSS(INTERNAL) VFB Soft-Start Pin Output Current Internal Soft-Start Time Regulated Feedback Voltage VRUN Rising VRUN Hysteresis VRUN1,2 = 2.4V VCC Rising VCC Hysteresis VSS = 0V l Regulated Feedback Voltage Line Dependence ILIM Pin Output Current VFB(UV) PGOOD/VFB Undervoltage Threshold VPGOOD(ON) IPGOOD(OFF) tPGOOD エラーアンプ IFB IOUT PGOOD Pull-Down Resistance PGOOD Leakage Current PGOOD Delay AV(OL) SR f0dB 差動アンプ AV VOS f0dB IOUT(SINK) IOUT(SOURCE) VSNSOUT(MAX) 電流検出アンプ VISENSE(MAX) Open-Loop Voltage Gain Slew Rate COMP Unity-Gain Bandwidth PGOOD/VFB Overvoltage Threshold –40°C to 85°C –40°C to 125°C 3.0V < VCC < 5.5V VILIM = 0.8V 18 6 1.95 l 595.5 594 19 650 530 VPGOOD = 5V VPGOOD High to Low Maximum Differential Current Sense Voltage (VISNSP-VISNSN) Voltage Gain Input Common Mode Range 645 660 540 555 15 –100 UNITS 24 5.5 V V 50 mA µA mA 2.45 3.0 604.5 606 0.2 22 670 550 60 2 l 1.007 –2 mV mV mV mV Ω µA µs nA mA mA dB V/µs MHz 0.993 2 40 100 500 4 V/V mV MHz µA µA V 50 mV 1 18.5 –0.3 V mV µA V mV µA ms mV mV %/V µA 100 1 5 75 45 40 (Note 4) (Note 4) VVSNSN = 0V VVSNSN = 0V (Note 4) DIFFOUT = 1.2V DIFFOUT = 1.2V 100 2.5 1.5 600 600 0.05 20 MAX 30 VFB = 600mV Sourcing Sinking Differential Amplifier Voltage Gain Input Referred Offset DA Unity-Gain Crossover Frequency Maximum Sinking Current Maximum Sourcing Current Maximum Output Voltage 2.25 250 1.5 l VFB Falling VFB Rising VFB Falling VFB Rising FB Pin Input Current COMP Pin Output Current TYP 3 3 VRUN1,2 = 5V VRUN1,2 = 0V VCC < VUVLO ∆ VFB/ ∆ VCC ILIMIT パワーグッド VFB(OV) AV(ISENSE) VCM(ISENSE) MIN l VCC – 0.5 V/V V 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 3 LTC3861-1 電気的特性 l は規定動作接合部温度範囲の規格値を意味する。それ以外は TJ = 25 C の値 （Note 3）。注記がない限り、VCC = 5V、 VRUN1,2 = 5V、VFREQ = 5V、VCLKIN = 0V、VFB = 0.6V、fOSC = 0.6MHz。 SYMBOL PARAMETER CONDITIONS SENSE Pin Input Current IISENSE VOS Current Sense Input Referred Offset 発振器およびフェーズロック・ループ fOSC Oscillator Frequency MIN VCM = 1.5V –40ºC ～ 125ºC FREQ Pin Output Current CLKIN Pulse Width High CLKIN Pulse Width Low CLKIN Pull-Up Resistance CLKIN Input Threshold VFREQ FREQ Input Threshold VOL(CLKOUT) VOH(CLKOUT) θ2-θ1 CLKOUT Low Output Voltage CLKOUT High Output Voltage Channel 1-to-Channel 2 Phase Relationship θCLKOUT-θ1 CLKOUT-to-Channel 1 Phase Relationship PWM/PWMEN 出力 PWM PWM Output High Voltage PWM Output Low Voltage PWM Output Current in Hi-Z State PWM Maximum Duty Cycle PWMEN PWMEN Output High Voltage l –1.25 l l 360 540 ILOAD = 500µA ILOAD = –500µA TJ = TA + (PD • 34°C/W) 1.25 nA mV 440 660 kHz kHz 0.25 21.5 13 1.2 2 kHz kHz MHz MHz MHz MHz MHz µA ns ns kΩ V V 1.5 2.5 0.2 VCC – 0.2 180 180 120 60 90 240 V V V V Deg Deg Deg Deg Deg Deg 400 600 3 18.5 100 100 l 20 4.5 0.5 ±5 l （ILOAD = 1mA） Note 2：TJ は周囲温度 TA および電力損失 PD から次式に従って計算される。 UNITS 200 600 1 ±1.45 ±2.1 VCLKIN Falling VCLKIN Rising VCLKIN = 0V VFREQ Falling VFREQ Rising ILOAD = –500µA ILOAD = 500µA VPHSMD = 0V VPHSMD = Float VPHSMD = VCC VPHSMD = 0V VPHSMD = Float VPHSMD = VCC Note 1：絶対最大定格に記載された値を超えるストレスはデバイスに永続的損傷を与える可 能性がある。また、長期にわたって絶対最大定格条件に曝すと、デバイスの信頼性と寿命に 悪影響を与える恐れがある。 MAX 100 VCLKIN = 0V VFREQ = 0V VFREQ = 5V VCLKIN = 5V RFREQ < 24.9k RFREQ = 36.5k RFREQ = 48.7k RFREQ = 64.9k RFREQ = 88.7k Maximum Frequency Minimum Frequency VFREQ > 0.8V VCLKIN = 0V to 5V VCLKIN = 0V to 5V IFREQ tCLKIN(HI) tCLKIN(LO) RCLKIN VCLKIN TYP 91.5 l 4.5 V V µA % V 作接合部温度範囲での仕様は、設計、特性評価および統計学的なプロセス・コントロールと の相関で確認されている。LTC3861-1Iは–40°C ～ 125°Cの全動作接合部温度範囲で動作する ことが保証されている。これらの仕様を満たす最大周囲温度は、基板レイアウト、パッケージ の定格熱抵抗および他の環境要因と関連した特定の動作条件によって決まる。 Note 4：設計により保証されている。 Note 3：LTC3861-1はTJ が TA にほぼ等しいパルス負荷条件でテストされる。LTC3861-1Eは、 0°C ～ 85°Cの接合部温度で性能仕様に適合することが保証されている。–40°C ～ 125°Cの動 38611fa 4 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 標準的性能特性 負荷ステップ・トランジェント応答 （2フェーズ、D12S1R845A パワー ブロックを使用） 負荷ステップ・トランジェント応答 （2フェーズ、LTC4449を使用） 負荷ステップ・トランジェント応答 （1フェーズ、LTC4449を使用） ILOAD 20A/DIV IL 10A/DIV ILOAD 20A/DIV IL1 10A/DIV IL2 10A/DIV VOUT 50mV/DIV AC-COUPLED VOUT 50mV/DIV AC-COUPLED VOUT 50mV/DIV AC-COUPLED 38611 G02 38611 G01 VIN = 12V VOUT = 1.2V 20µs/DIV ILOAD STEP = 3A TO 18A TO 3A fSW = 300kHz VIN = 12V VOUT = 1.2V 負荷ステップ・トランジェント応答 （3フェーズ、FDMF6707B DrMOSを 使用） 38611 G03 40µs/DIV ILOAD STEP = 0A TO 20A TO 0A fSW = 300kHz VIN = 12V VOUT = 1.2V 負荷ステップ・トランジェント応答 （4フェーズ、TDA21220 DrMOSを 使用） IL1 10A/DIV 入力ステップ・トランジェント応答 （2フェーズ、LTC4449を使用） VIN 10V/DIV ILOAD 40A/DIV IL1 10A/DIV IL2 10A/DIV IL3 10A/DIV IL2 10A/DIV VOUT 50mV/DIV AC-COUPLED VOUT 100mV/DIV AC-COUPLED VOUT 50mV/DIV AC-COUPLED 38611 G04 VIN = 12V VOUT = 1V 効率と負荷電流 効率と負荷電流 100 95 85 EFFICIENCY (%) EFFICIENCY (%) 90 80 75 70 65 VIN = 12V VOUT = 1.2V 2-PHASE, LTC4449 fSW = 300kHz 60 55 50 0 10 20 30 20µs/DIV VIN = 7V TO 14V IN 20µs ILOAD = 20A VOUT = 1.2V fSW = 300kHz 40µs/DIV ILOAD STEP = 40A TO 80A TO 40A fSW = 500kHz EXTERNAL CLOCK 40 50 LOAD CURRENT (A) 60 70 38611 G07 96 94 92 90 88 86 84 82 80 78 76 74 72 70 帰還電圧 VFB と温度 601.00 VIN = 12V, VOUT = 1V 4-PHASE TDA21220 DrMOS fSW = 500kHz EXTERNAL CLOCK 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 LOAD CURRENT (A) 38611 G08 REGULATED VFB VOLTAGE (V) VIN = 12V VOUT = 1.2V 38611 G06 38611 G05 50µs/DIV ILOAD STEP = 0A TO 30A TO 0A fSW = 500kHz EXTERNAL CLOCK 50µs/DIV ILOAD STEP = 4A TO 20A TO 4A fSW = 400kHz 600.75 600.50 600.25 600.00 599.75 599.50 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 38611 G09 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 5 LTC3861-1 標準的性能特性 起動応答 （2フェーズ、LTC4449を使用） REGULATED VFB VOLTAGE (V) 安定化されたVFB と電源電圧 604 VRUN 5V/DIV 602 IL1 10A/DIV IL1 10A/DIV IL2 10A/DIV IL3 10A/DIV IL2 10A/DIV 600 VOUT 1V/DIV 598 596 3 4 5 SUPPLY VOLTAGE (V) INTERNAL SOFT-START VIN = 12V VOUT = 1.2V 6 起動応答 （3フェーズ、FDMF6707B DrMOSを 使用） VOUT 500mV/DIV INTERNAL SOFT-START 38611 G11 500µs/DIV RLOAD 50mΩ VIN = 12V VOUT = 1V 38611 G12 500µs/DIV RLOAD = 30mΩ fSW = 500kHz 38611 G10 ソフトスタート起動応答 （2フェーズ、D12S1R845A パワー ブロックを使用） 同時トラッキング （1フェーズ、 FDMF6707B DrMOSを使用） 比例トラッキング （1フェーズ、 FDMF6707B DrMOSを使用） 3.3V TRACKING SIGNAL 3.3V TRACKING SIGNAL VOUT 500mV/DIV VOUT 500mV/DIV VOUT 200mV/DIV 38611 G14 38611 G13 VIN = 12V VOUT = 1.2V 5ms/DIV 0.1µF CAPACITOR ON TRACK/SS1 fSW = 400kHz 300mV にプリバイアスされた 出力での起動応答（1フェーズ、 FDMF6707B DrMOSを使用） VIN = 12V VOUT = 1.8V IL 10A/DIV PWM 2V/DIV PWM 2V/DIV VOUT 500mV/DIV VOUT 500mV/DIV 2ms/DIV fSW = 500kHz EXTERNAL CLOCK 短絡での起動（1フェーズ、 FDMF6707B DrMOSを使用） PWM 2V/DIV VOUT 500mV/DIV TRACK/SS 500mV/DIV IL 20A/DIV 38611 G16 200µs/DIV fSW = 500kHz EXTERNAL CLOCK VIN = 12V VOUT = 1.8V 最初の 7サイクルが非同期の起動 （1フェーズ、FDMF6707B DrMOS を使用） IL 10A/DIV VIN = 12V VOUT = 1.8V 38611 G15 2ms/DIV fSW = 500kHz EXTERNAL CLOCK 38611 G17 VIN = 12V VOUT = 1.8V 5µs/DIV 300mV PREBIASED OUTPUT fSW = 500kHz EXTERNAL CLOCK 38611 G18 VIN = 12V VOUT = 1.8V 10ms/DIV fSW = 500kHz EXTERNAL CLOCK 38611fa 6 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 標準的性能特性 128サイクルの過電流カウンタ （1フェーズ、FDMF6707B DrMOSを 使用） PWM 2V/DIV TRACK/SS 200mV/DIV 1.7 1.5 1.3 1.1 0.9 0.7 0.5 0.3 0.1 ILIM ピンの電流と温度 0 40 20 80 60 RFREQ (kΩ) 100 FREQ PIN CURRENT (µA) 20.2 20.0 19.8 19.6 19.4 50 100 TEMPERATURE (°C) 150 20.0 19.8 19.6 19.4 375 370 0 50 100 TEMPERATURE (°C) TEMPERATURE (°C) 605 600 595 590 580 –50 –25 150 150 38611 G25 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 38611 G24 シャットダウン時静止電流と温度 34 VIN = 6V VCC = 5V RUN1 = RUN2 = 5V 33 20 18 16 14 10 –50 –25 0 38611 G23 VIN = 6V VCC = 5V 32 31 30 29 12 100 38611 G21 585 19.0 –50 QUIESCENT CURRENT (mA) 380 150 610 静止電流と温度 385 100 600kHz にプリセットされた周波数と 温度 20.2 38611 G22 390 50 0 38611 G20 615 22 50 10 20.4 24 ILIM = 800mV 15 620 395 0 20 20.6 400kHz にプリセットされた 周波数と温度 365 –50 25 TEMPERATURE (°C) SHUTDOWN CURRENT (µA) 0 30 5 –50 120 19.2 19.2 –50 ILIM = 1.2V 35 FREQピンの電流と温度 20.4 ILIM PIN CURRENT (µA) 1.9 OSCILLATOR FREQUENCY (kHz) VIN = 12V VOUT = 1.8V CURRENT SENSE VOLTAGE (mV) 38611 G19 50µs/DIV fSW = 500kHz EXTERNAL CLOCK 2.1 OSCILLATOR FREQUENCY (MHz) IL 20A/DIV OSCILLATOR FREQUENCY (kHz) 40 2.3 VOUT 500mV/DIV 20.6 過電流しきい値と温度 発振器周波数とRFREQ 2.5 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 38611 G26 28 –50 –25 0 25 50 75 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 38611 G27 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 7 LTC3861-1 標準的性能特性 RUN のしきい値と温度 2.25 35 2.20 30 25 20 15 10 RISING 2.0 2.15 2.10 2.05 2.00 FALLING 0 1 2 3 4 SUPPLY VOLTAGE (V) 5 6 1.90 –50 –25 38611 G28 0 25 50 100 125 150 TEMPERATURE (°C) 38611 G29 1.4 0 50 100 TEMPERATURE (°C) 150 38611 G30 TRACK/SSのプルアップ電流と温度 0.5 3.0 0 2.9 TRACK/SS PIN CURRENT (µA) TRACK/SS PIN CURRENT (µA) 1.6 1.0 –50 75 TRACK/SS の電流とTRACK/SS の 電圧 –0.5 –1.0 –1.5 –2.0 –2.5 –3.0 1.8 1.2 1.95 5 0 RUN のプルアップ電流と温度 2.2 RUN PIN CURRENT (µA) 40 RUN PIN VOLTAGE (V) SHUTDOWN CURRENT (µA) シャットダウン時静止電流と 電源電圧 2.8 2.7 2.6 2.5 2.4 2.3 0 2 3 4 1 TRACK/SS PIN VOLTAGE (V) 5 2.2 –50 38611 G31 0 50 100 TEMPERATURE (°C) 150 38611 G32 38611fa 8 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 ピン機能 VCC（ピン1） ：デバイスの電源電圧。このピンは、0.1µF ∼ 1µF のセラミック・コンデンサを使ってデバイスの近くでGNDにバ イパスします。 されます。CLKIN が L の場合、FREQピンのロジック状態に よって内部の600kHzまたは1MHzのプリセット周波数が選択 されます。 FB1（ピン2）、FB2（ピン8） ：エラーアンプの反転入力。FB1ま たはFB2のいずれかを抵抗分割器を介してVSNSOUTに接 続することで、VOUT のリモート検出を行うことができます。抵 抗分割器の下側はデバイスのSGNDピンに接続します。もう 片方のFBは （使用する場合は）通常、抵抗分割器を介して2 つめのVOUT に接続され、これもまた、デバイスのSGNDピン で終端されます。 CLKOUT（ ピ ン12） ：マルチフェーズ・システムで 複 数 の LTC3861-1デバイスをデイジーチェーン接続するのに使用す るデジタル出力。PHSMDピンの電圧により、CH1とCH2の間 および CH1とCLKOUTの間の位相関係が制御されます。両 方のRUNピンが L にドライブされると、CLKOUTピンはアク ティブにVCC にクランプされます。 COMP1（ピン3）、COMP2（ピン7） ：エラーアンプの出力。PWM のデューティ・サイクルはこの制御電圧に従って増加します。 LTC3861-1のエラーアンプは出力インピーダンスが低い真のオ ペアンプです。したがって、2 個のアクティブなエラーアンプの出 力を直接相互接続することはできません。マルチフェーズ動作 の場合、エラーアンプのFBピンをVCC に接続するとアンプの 出力がスリーステートになります。こうすると、すべてのCOMP ピンを相互接続して1つのチャネルをマスタとして使用し、他の すべてのチャネルをスレーブとして使用することにより、マルチ フェーズ動作を行うことができます。RUNピンが L のとき、そ れぞれのCOMPピンがアクティブにグランドにプルダウンされ ます。 VSNSOUT （ピン4） ：差動アンプの出力。 抵抗分割器と補償ネッ トワークを使ってFB1またはFB2に接続し、VOUT のリモート 検出を行います。 VSNSN（ピン5）: 差動検出アンプの反転入力。このピンは出力 負荷の検出グランドに接続します。 VSNSP（ピン6）: 差動検出アンプの非反転入力。このピンは出 力負荷のVOUT に接続します。 FREQ（ピン10） ：周波数の設定 / 選択ピン。このピンは20µAの 電流をソースします。CLKINが H またはフロート状態の場合、 このピンとSGNDの間の抵抗によってスイッチング周波数が 設定されます。CLKIN が L の場合、このピンのロジック状態 によって内部の600kHzまたは1MHzのプリセット周波数が選 択されます。 CLKIN （ピン11） ：外部クロックの同期入力。250kHz∼2.25MHz の外部クロックが与えられていると、スイッチング周波数はこ のクロックに同期します。CLKINは、50kの内部抵抗によって VCC まで引き上げられています。閉ループ動作では、CLKIN の入力波形の立ち上がりエッジがPWM1の立ち上がりエッジ に揃います。CLKIN が H またはフロート状態の場合、FREQ ピンからSGND への抵抗によってスイッチング周波数が設定 PHSMD（ピン13） ：フェーズ・モード・ピン。PHSMDピンの電 圧により、CH1のPWM 信 号 の 立ち上 がりとCH2のPWM 信号の立ち上がりの位相関係、および CH1のPWM 信号と CLKOUTの間の位相関係が設定されます。このピンをフロー ト状態にするか、 またはVCCとSGNDのどちらかに接続すると、 CH1、CH2、および CLKOUTの間の位相関係が変化します。 ISNS1N（ピン21）、ISNS2N（ピン20） ：電流検出アンプの （−） 入力。電流検出アンプの （−）入力は通常、それぞれインダク タのVOUT 側に接続します。 ISNS1P（ピン22）、ISNS2P（ピン19） ：電流検出アンプの （＋） 入力。電流検出アンプの （＋）入力は通常、インダクタの並列 RC 検出回路の中間点に接続するか、または、ディスクリート の検出抵抗を使用している場合にはインダクタと検出抵抗の 間のノードに接続します。 ILIM1（ピン23）、ILIM2（ピン18） ：電流コンパレータの検出電圧 制限の選択ピン。このピンからSGNDに抵抗を接続します。こ のピンは20µAをソースします。 これによって生じる電圧により、 過電流保護のしきい値が設定されます。 RUN1（ピン24）、RUN2（ピン17） ：実行制御入力。どちらかの RUNピンの電圧が 2.25Vを超えると、デバイスがオンします。 ただし、これらのピンのどちらかを2Vより低くすると、デバイス は該当するチャネルをシャットダウンします。これらのピンには 1.5µAのプルアップ電流源が備わっています。 PWM1（ピン25）、PWM2（ピン16） ： （トップ） ゲート信号の出力。 この 信 号は、外 部 のゲート・ドライバまたはドライバ内 蔵 MOSFETのPWM入力またはトップ・ゲート入力に供給されます。 これはスリーステート互換出力です。 PWMEN1（ピン26）、PWMEN2（ピン15） ：スリーステート互換 でないドライバ用のイネーブル・ピン。 このピンはVCC へのオー プンドレインの内部プルアップを備えています。SGND への外 付け抵抗が必要です。このピンは、対応するPWMピンが高イ ンピーダンスのとき L になります。 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 38611fa 9 LTC3861-1 ピン機能 PGOOD1（ピン27）、PGOOD2（ピン14） ：各チャネルのパワーグッド・ インジケータの出力。オープンドレインのロジック出力で、どち らかのチャネルの出力が 10%のレギュレーション範囲から 外れると、30µsの内部パワーバッド・マスク・タイマ時間が経過 してからSGNDに引き下げられます。 IAVG（ピン28） ：平均電流出力ピン。このピンからグランドに接 続されたコンデンサに、複数の出力をマスタスレーブ構成で 並列接続したときのマスタの瞬間的な平均電流に比例する電 圧が保持されます。電流分担モードの場合、マスタのフェーズ のみが内部抵抗を介してこの平均レベルを定める情報を提供 します。個別に動作するように構成されたチャネルではIAVG ピンは意味をなさないので、コントローラが個別の出力をドラ イブする場合には、このピンをSGNDに接続します。 SGND（ピン29、露出パッドのピン33） ：信号グランド。ピン29 とピン33は内部で電気的に接続されています。露出パッドは 定格熱性能を得るためPCBグランドに半田付けする必要が あります。ソフトスタート、小信号、および補償用の部品はすべ てSGNDにリターンします。 CONFIG（ピン30） ：ライン・フィードフォワード構成ピン。このピ ンにより、様々なVINとスイッチング周波数に対して高精度の変 調器利得を実現するように乗算器を構成することができます。 このピンはVCCまたはSGNDに接続することができます。 フロー ト状態の場合、このピンは内部抵抗によってSGNDに引き下 げられます。 VINSNS（ピン31） ：VIN 検出ピン。ライン・フィードフォワード補 償を行うため、VIN 電源に接続します。VIN が変化するとPWM コンパレータへの入力が直ちに変調され、パルス幅が反比例 するように変化することにより、帰還ループがバイパスされ、優 れたトランジェント入力レギュレーションが得られます。このピ ンにローパス・フィルタを外付けして、 ノイズの多い信号がルー プ利得に影響しないようにすることができます。 TRACK/SS1（ピン32）、TRACK/SS2（ピン9） ：ソフトスタート入 力とトラッキング入力の組み合わせ。ソフトスタート動作の場合、 このピンからグランドにコンデンサを接続すると、電源の出力 での電圧ランプが制御されます。2.5μAの内部電流源によっ てコンデンサが充電されることにより、エラーアンプのリファ レンス側の入力が制御されます。 トラッキング動作の場合、こ の入力により、補助出力による主出力のトラッキングが起動し ます。この動作は、主出力から補助エラーアンプのトラック・ピ ン間に接続された抵抗分割器によって設定される比に従っ て行われます。起動時に両方の出力を同時トラッキングする 場合、補助出力から補助 VSNSPピンに接続したものと同じ値 の抵抗分割器を使って、主出力から補助トラック入力の間を 接続します。このピンは1.2Vに内部クランプされており、マス タスレーブ構成での過電流イベントの情報のやり取りに使用 されます。 38611fa 10 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 機能ブロック図 1 4 6 5 VCC VSNSOUT 29 30 24 SGND CONFIG VCC VSNSP 32 2 RUN2 27 1.5µA DA VSNSN 14 PGOOD1 PGOOD2 100k 100k PGOOD VCC 1.5µA BG/BIAS 3 17 RUN1 VFB1 VCC COMP1 VFB2 SD/UVLO REF TRACK/SS1 + FB1 – + OC1 OC2 + EA1 OV1 OV2 PWM1 PWMEN1 NOC1 9 8 7 + REF TRACK/SS2 + FB2 LOGIC PWMEN2 – VFB1 ILIM1 VFB2 ILIM2 COMP2 MASTER/SLAVE/ INDEPENDENT 21 ISNS1P ISNS1N 20 ISNS2P ISNS2N 26 16 15 31 20µA + x18.5 – OC1 VCC NOC1 20µA S 19 VINSNS RAMP/SLOPE/ FEEDFORWARD VCC S 22 PWM2 NOC2 + EA2 25 + VCC x18.5 20µA – OC2 PLL/VCO NOC2 IAVG 28 ILIM2 18 ILIM1 23 FREQ PHSMD CLKOUT CLKIN 10 13 12 11 38611 BD 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 11 LTC3861-1 動作（「機能図」を参照） メイン制御アーキテクチャ LTC3861-1は、DC/DC降圧アプリケーション用の2チャネル/2 フェーズ、固定周波数、電圧モード・コントローラです。このデ バイスは、1 線スリーステートPWMインタフェースを使用する 外部のドライバ内蔵 MOSFET やパワーブロック、または外部 のドライバとNチャネルMOSFETを用いた同期スイッチング・ アーキテクチャで使用するように設計されています。このコン トローラは、検出抵抗またはインダクタのDCRによる損失の ない電流検出を使って、フェーズ間の電流バランスを保ち、過 電流保護を行うことができます。250kHz ∼ 2.25MHzの動作 周波数を選択可能です。実効スイッチング周波数を倍増する ため、最大 6 個のコントローラを並列接続することにより、マ ルチフェーズ動作を3、4、6、または12フェーズまで拡張するこ とができます。1フェーズまたは3フェーズでの動作の場合、2 番目または4 番目のチャネルを独立した出力として使用するこ とができます。 差動アンプの出力は、抵抗分割器を介してエラーアンプの反 転入力 （FB）に接続されます。リモート検出差動アンプの出力 （VSNSOUT）は、出力コンデンサの両端で検出される差動電圧 （VSNSP–VSNSN）に等しい信号を、ローカル・グランド （SGND） を基準にした電圧に変換して供給します。このため、グランドと ローカル・グランドの電位差に関係なく、負荷での高精度の電 圧検出を行うことができます。 メインの 電 圧 モード制 御ル ープでは、エラーアンプ 出力 （COMP）がコンバータのデューティ・サイクルを直接制御して、 FBピンを定常状態で0.6Vにドライブします。出力負荷電流が 動的に変化すると、出力電圧が影響を受けます。出力が安定 化電圧を下回ると、COMP が上昇してデューティ・サイクルが 増加します。出力が安定化電圧を上回ると、COMPは低下して デューティ・サイクルは減少します。出力が安定化電圧に近づ くに従って、COMPは降圧変換比を表す定常値に安定します。 通常動作時には、PWMラッチがクロック・サイクルの開始時に H にセットされます （COMP > 0.5Vを想定）。ライン・フィード フォワード補償されたPWMランプが COMP 電圧を超えると、 コンパレータがトリップしてPWMラッチをリセットします。出 力での過電圧の場合のように、クロック・サイクルの開始時に COMP が 0.5Vより低いと、PWMピンが全サイクルの間 L に保たれます。PWMピンが H になると、最小オン時間が約 20nsになり、最小オフ時間がスイッチング周期の約 1/12にな ります。 電流分担 LTC3861-1はマルチフェーズ動作用に補助の電流分担ルー プも備えています。インダクタ電流はサイクルごとにサンプリン グされます。マスタの電流検出アンプの出力はIAVG ピンで平 均化されます。IAVG からGNDに接続された小容量のコンデ ンサ （標準 100pF）に、マスタの瞬間的な平均電流に相当す る電圧が蓄えられます。各フェーズで、その電流とマスタの電 流の差が積分されます。各フェーズ内で積分回路の出力がシ ステムのエラーアンプ電圧（COMP） に均等に加算され、その フェーズのデューティ・サイクルが調整されて電流が均等化さ れます。複数のデバイスをデイジーチェーン接続する場合、 IAVG ピンを相互接続する必要があります。フェーズを個別に 動作させる場合、IAVG ピンはグランドに接続します。3フェー ズ・システムでの電流分担のトランジェント負荷ステップを図1 に示します。 IL1 (L= 0.47µH) 10A/DIV IL2 (L= 0.25µH) 10A/DIV IL3 (L= 0.47µH) 10A/DIV VOUT 100mV/DIV AC-COUPLED 38611 F01 VIN = 12V VOUT = 1V 50µs/DIV ILOAD STEP = 0A TO 30A TO 0A fSW = 500kHz EXTERNAL CLOCK 図 1. 不整合インダクタの負荷ステップ・トランジェント応答 （3フェーズ、FDMF6707B DrMOSを使用） 過電流保護 電流検出アンプの出力は、出力が短絡した場合にフォルト保 護を行う過電流 （OC） コンパレータにも接続されています。連 続する128クロック・サイクルの間にOCフォルトが検出され ると、このコントローラはPWM出力をスリーステートにし、ソ フトスタート・コンデンサをリセットし、32768クロック・サイクル 待機してから再起動を試みます。連続する128クロック・サイク ルのカウンタには、7サイクルのヒステリシス範囲があり、７サ イクルの後、カウンタがリセットされます。LTC3861-1は、負の 38611fa 12 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 動作（「機能図」を参照） OCフォルト状態の間ボトムMOSFETのターンオンを防ぐこと により、負のOC（NOC）保護も行います。この状態では、ボトム MOSFET が 8サイクルごとに20nsの間オンするので、ドライバ IC がトップサイド・ゲート・ドライブ・コンデンサを再充電するこ とができます。負のOCしきい値は正のOCしきい値の–3/4に 等しくなります。これらのしきい値の設定のガイドラインについ ては 「アプリケーション情報」 のセクションを参照してください。 優れたトランジェント応答 LTC3861-1のエラーアンプは真のオペアンプです。つまり、帯 域幅が広く、DC 利得が大きく、オフセットが小さく、出力イン ピーダンスが小さいオペアンプです。これらのエラーアンプの 帯域幅が高いスイッチング周波数および小さな値のインダクタ と組み合わさると、制御ループの非常に高いクロスオーバー 周波数に対して補償ネットワークを最適化でき、優れたトラン ジェント応答が得られます。600mVの内部リファレンスにより、 外付けのレベルシフト・アンプなしで、600mVの低い安定化出 力電圧が得られます。 ライン・フィードフォワード補償 LTC3861-1は、入力電圧の変化を補償するためにデューティ・ サイクルを瞬時に調整するフィードフォワード補正手法を使 用して優れた入力トランジェント応答を実現し、出力のオー バーシュートとアンダーシュートを大幅に低減します。さらに、 DCループ利得が入力電圧に依存しなくなるという利点があり ます。図 2は、入力にどのように大きなトランジェント・ステップ が生じても出力電圧にほとんど影響しないことを示しています。 リモート検出用の差動アンプ LTC3861-1には、差動出力検出用に低オフセット、ユニティゲ イン、広帯域幅の差動アンプが搭載されています。出力電圧 精度は、全体の誤差から基板上の配線による誤差をなくすこ とによって大幅に改善されます。 LTC3861-1の差動アンプは、標準の出力スルーレートが 45V/µs、帯域幅が 40MHz、入力換算オフセットが 2mV 以下で、 標準の最大出力電圧が VCC 1Vです。このアンプはユニティ ゲインになるように構成されています。つまり、VSNSPとVSNSN の間の差動電圧が SGNDを基準にしたVSNSOUT に変換され ます。 RUNピンを使用したシャットダウン制御 LTC3861-1の2つのチャネルは、RUN1ピンとRUN2ピンを使っ て個別にイネーブルすることができます。両方のRUNピンが L にドライブされると、内部リファレンスと発振器を含むす べての内部回路が完全にシャットダウンします。RUNピンが L のとき、それぞれのCOMPピンがアクティブにグランドに プルダウンされます。COMPピンを相互接続するときのマルチ フェーズ動作では、すべてのRUNピンがイネーブルされるま でCOMPは L に保たれます。これにより、すべてのチャネル の起動を同期させることができます。各 RUNピンには1.5μA のプルアップ電流源が備わっています。RUNピンはVCC まで 高インピーダンスに保たれます。 低電圧ロックアウト IL1 10A/DIV 電源が安全な入力電圧レベルを下回る電圧で動作しないよ うに、VCC が低電圧ロックアウト （UVLO） しきい値 （下降時 2.9V、上昇時 3V） より下のときにはどちらのチャネルもディ スエーブルされます。RUNピンが H にドライブされると、 LTC3861-1はリファレンスを起動してVCC が UVLOしきい 値を上回る時点を検出し、対応するチャネルをイネーブルし ます。 IL2 10A/DIV 過電圧保護 VIN 10V/DIV VOUT 50mV/DIV AC-COUPLED 38611 F02 20µs/DIV VIN = 7V TO 14V IN 20µs ILOAD = 20A VOUT = 1.2V fSW = 300kHz 図 2. 出力電圧が設定されたレギュレーション値より10% 以上高く なる （この結果、VFB 電圧が 0.66V 以上になる） と、LTC3861-1 はPWM出力を L に強制することにより、ボトムMOSFETを オンにして出力を放電します。出力がレギュレーション範囲内 に戻ると通常動作が再開されます。ただし、VOUT からボトム・ パワー MOSFETを介してPGNDまで流れる逆電流が正の 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 13 LTC3861-1 動作（「機能図」を参照） OCしきい値の3/4を上回ると、NOCコンパレータがトリップ してボトム・パワー MOSFETをオフし、破壊されないようにし ます。これは、OVしきい値より高いプリチャージ負荷状態で LTC3861-1 が起動しようとする場合に生じる可能性がありま す。この結果、逆電流の値によってNOCコンパレータのしきい 値がトリップするまで、ボトム・スイッチがオン状態になります。 非同期の起動とプリバイアスされた出力負荷 LTC3861-1は、強制連続モード動作に切り替わる前に7サ イクルの非同期動作を伴って起動します。PWM出力は起動 するまでスリーステート状態になります。コントローラは、過 電流状態またはプリバイアス状態でなく、かつCOMPピンの 電圧が 500mVより高いか、またはTRACK/SSピンの電圧が 580mVより高いと、7 非同期サイクルを開始します。7 非同期 サイクルの間、COMP が 0.5Vより高いと、クロック・サイクルの 開始時にPWMラッチが H に設定されることにより、PWM出 力がスリーステートからVCC に遷移します。PWMのランプ電 圧がCOMP電圧を超えると、 ラッチがリセットされることにより、 PWM出力が VCC からスリーステートに遷移してから直ちにス リーステートからグランドへの20nsのパルスが生じます。7サイ クルの非同期動作モードは、起動時とフォルト状態からの再 起動時にもイネーブルされます。すべてのTRACK/SSを相互 接続するマルチフェーズ動作では、1つのチャネルで過電流状 態が生じると、ソフトスタート・コンデンサが放電されます。こ れにより、 32768サイクル後、 非同期動作モードのすべてのチャ ネルの再起動が同期します。 LTC3861-1は、出力コンデンサを放電することなく、プリバイ アスされた出力まで安全に起動することができます。プリバイ アス状態は、FBピンの電圧が TRACK/SSの電圧または内部 ソフトスタート電圧より高くなると生じます。プリバイアス状態 により、COMPピンが L のままに強制され、PWM出力がス リーステートになります。TRACK/SSの電圧または内部ソフト スタート電圧が FBピンの電圧と580mVのどちらか低い方よ りも高くなると、プリバイアス状態は解除されます。出力のプ リバイアスが OVしきい値より高くなると、PWM出力が L に なり、出力をレギュレーション範囲に戻します。 内部ソフトスタート デフォルトでは、各チャネルの出力電圧の起動は、通常、内部 ソフトスタート・ランプによって制御されます。この内部ソフトス タート・ランプはエラーアンプの非反転入力です。FBピンは、 エラーアンプの3つの非反転入力 （そのチャネルの内部ソフト スタート・ランプ、TRACK/SSピン、または600mVの内部リファ レンス） のうちの最も低い値に安定化されます。ランプ電圧が 約 2msの間に0V から0.6Vまで上昇すると、出力電圧はプリ バイアスされた値から最終的な設定値までスムーズに上昇し ます。 TRACK/SSピンを使用したソフトスタートおよびトラッキング TRACK/SSピンに10nFより大きなコンデンサを外付けして、 対応するチャネルのソフトスタート・ランプ時間を内部設定さ れたデフォルト値より長くすることができます。TRACK/SSピン はエラーアンプの非反転入力であり、前のセクションで説明し た内部ランプと同じ動作をします。2.5µAの内部電流源がこの コンデンサを充電し、TRACK/SSピンに電圧ランプを発生し ます。TRACK/SSピンは内部で1.2Vにクランプされています。 TRACK/SSピンの電圧が0Vから0.6Vまで上昇するに従って、 出力電圧は次式で表される時間で0V から最終値までスムー ズに上昇します。 CSS µF • 0.6V seconds 2.5µA あるいは、TRACK/SSピンを使ってVOUT の立ち上がりが別 の電源の電圧をトラッキングするようにもできます。このため には、通常、別の電源からグランドに接続された外付け分圧 器をTRACK/SSピンに接続する必要があります （「アプリケー ション情報」 のセクションを参照）。内部ソフトスタート・ランプ より遅い別の電源のトラッキングのみを行うことができます。 TRACK/SSピンはオープンドレインのNMOSプルダウン・トラ ンジスタも備えています。 このトランジスタは、 チャネルがシャッ のと トダウン状態（RUN = 0VまたはVCC < UVLOしきい値） きまたはOCフォルト状態の間、オンしてTRACK/SS 電圧をリ セットします。 マルチフェーズ動作では、1 個のマスタ・エラーアンプを使って PWMコンパレータのすべてを制御します。使用しないエラー アンプのFBピンは、これらのアンプ出力をスリーステートに するためにVCC に接続し、COMPピンは相互接続します。FB 38611fa 14 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 動作（「機能図」を参照） ピンをVCC に接続すると、そのチャネルのTRACK/SSピンの 2.5µAの内部電流源がディスエーブルされます。ソフトスター トの終了をスレーブ・フェーズが検出して非同期モード動作を 同期化できるように、TRACK/SSピンも相互接続します。 周波数の選択とフェーズロック・ループ （PLL） スイッチング周波数の選択は、効率、トランジェント応答、部 品サイズの間のトレードオフになります。高周波動作では、イ ンダクタと出力コンデンサのサイズが小さくなり、制御ループ の最大実効帯域幅が広がります。ただし、遷移損失とスイッチ ング損失が増加することにより、効率は一般に低下します。 LTC3861-1のスイッチング周波数は、外付け抵抗を使って周 波数を直線的に設定する、外部クロックに同期させる、または 単に2つの固定周波数（400kHzおよび 600kHz）の1つを選 択する、という3つの方法で設定することができます。これらの モードの特長を表 1に示します。 表 1. 周波数の選択 CLKINピン FREQピン 周波数 クロック入力 RFREQ をGNDに接続 250kHz ～ 2.25MHz “H”またはフロート RFREQ をGNDに接続 250kHz ～ 2.25MHz “L” “L” 400kHz “L” “H” 600kHz LTC3861-1を外部クロックに同期させるための外付けPLLフィ ルタは不要です。CLKINピンに外部クロック信号を与えると、 内部フィルタを備えたPLL が自動的にイネーブルされます。 固定周波数動作には、高精度な動作周波数のためのインダク タとコンデンサの値を選択可能なこと、帰還ループも同様に 厳密に規定可能なことなど、多くの利点があります。回路に生 じるノイズは常に既知の周波数になります。 マルチフェーズのアプリケーションでの CLKOUTピンと PHSMDピンの使用 LTC3861-1にはCLKOUTピンとPHSMDピンが備わっており、 マルチフェーズのアプリケーションで複数のLTC3861-1デバ イスをデイジーチェーン接続することができます。CLKOUTピ ンのクロック出力信号を使用し、3、4、6、または12フェーズの 電源ソリューションの追加のデバイスを同期させて単一の高 電流出力を供給するか、または同じ入力電源から複数の出力 を供給することもできます。 PHSMDピンを使用し、表2に要約したように、 チャネル1とチャ ネル2の間の位相関係およびチャネル1とCLKOUTの間の 位相関係を調整します。位相は、PWM1の立ち上がりエッジ として規定したゼロ度を基準として割り出されています。マル チフェーズのアプリケーションの構成方法については 「アプリ ケーション情報」 を参照してください。 表 2. 位相の選択 PHSMDピン CH-1 - CH-2 間の位相 CH-1 - CLKOUT 間の位相 フロート 180° 90° “L” 180° 60° “H” 120° 240° マルチフェーズのアプリケーションでの LTC3861-1 のエラー アンプの使用 エラーアンプは出力インピーダンスが小さいので、LTC3861-1 を使ったマルチフェーズのアプリケーションでは、スレーブの エラーアンプをすべてディスエーブルし、1 個のエラーアンプを マスタとして使用します。フェーズ2 ∼ n（最大 12） をスレーブと して動作させ、チャネル1のエラーアンプ （位相 = 0 ） をマスタ として使用することができます。スレーブのエラーアンプをディ スエーブルするには、スレーブのFBピンをVCC に接続します。 これにより、アンプの出力段がスリーステートになります。した がって、すべての位相でPWM出力を生成するには、すべての COMPピンを相互接続します。 「ソフトスタート」 のセクション で説明したように、すべてのTRACK/SSピンも一緒に短絡し ます。様々なマルチフェーズ構成の回路図については、 「アプリ ケーション情報」 の 「マルチフェーズ動作」 のセクションを参照 してください。 マルチフェーズ動作の原理と利点 マルチフェーズ動作には、従来の1フェーズ電源と比較してい くつかの利点があります。 n 出力電流能力が大きい n トランジェント応答が改善される n 部品サイズが小型化される n 実効動作効率が向上する マルチフェーズ動作では電力段を並列接続するので、得られ る出力電流の値は1 個の同等の出力段を使用した場合のn 倍になります。ここで、nはフェーズ数です。 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 15 LTC3861-1 動作（「機能図」を参照） PolyPhase 動作の主な利点は、入力コンデンサと出力コンデン サのリップル電流がキャンセルされること、クロック遅延が小 さいことにより負荷ステップ応答が高速なこと、および位相間 の電流分担によりインダクタとMOSFETの熱ストレスが軽減 されることです。これらの利点により、小さなサイズや数の少 ない部品を使用することができます。 PWMEN出力にはVCC へのオープンドレインのプルアップが 備わっているので、適切な外付けプルダウン抵抗が必要にな ります。このピンは、スリーステート互換のPWM 入力がない MOSFETドライバのイネーブル・ピンをドライブするためのも のです。PWMENはPWM が高インピーダンスのときだけ L になり、PWMのその他の状態では H になります。 パワーグッド・インジケータ・ピン （PGOOD1、PGOOD2） ライン・フィードフォワード利得 各 PGOODピンは内部プルダウン・デバイスのオープンドレイ ンに接続されています。このプルダウン・デバイスは、対応す るFBピンの電圧が PGOODレギュレーション範囲 （ 7.5% でレギュレーション状態になり、 10%でレギュレーション状 態でなくなる） を外れたときにPGOODピンを L に引き下げ ます。PGOODピンは、対応するRUNピンが L のとき、また はUVLOの間も L に引き下げられます。 LTC3861-1の標準的な回路の場合、帰還ループは、ライン・ フィードフォワード回路、変調器、外付けインダクタ、出力コン デンサ、補償ネットワークを備えた帰還アンプで構成されま す。これらの部品すべてがループ動作に影響を与えるので、 ループ補償の観点から考慮する必要があります。変調器は PWM 発生器、外付け出力MOSFETドライバおよび外付け MOSFET自体で構成されます。変調器の利得は、入力電圧 に従って直線的に変化します。ライン・フィードフォワード回路 はこの利得の変化を補償し、入力電圧に関係なく、エラーア ンプの出力からインダクタ入力への利得を一定にします。帰還 ループの観点からは、ライン・フィードフォワード回路と変調 器の組み合わせはCOMP からインダクタ入力への線形電圧 伝達関数のように見え、12V/Vにほぼ等しい利得があります。 FBピンの電圧が 10%のレギュレーション範囲内に入ると、 内部のPGOOD MOSFETがオフし、通常、ピンが外付け抵抗に よってプルアップされます。FBピンがフォルト状態から回復しつ つあるとき （安定化直前の通常の出力電圧への起動時など）、 PGOODピンはさらに30μsの間 L に留まります。これにより、 出力電圧が定常状態のレギュレーションに達することができ、 重負荷が可能になることによってUVLO 状態が再びトリガさ れることを防止します。 マルチフェーズのアプリケーションでは、片方のFBピンとエ ラーアンプがすべてのフェーズの制御に使用されます。使用し ないエラーアンプのFBピンは、 （これらのアンプをスリーステー トにするため）VCC に接続されているので、これらのアンプの PGOOD出力をアサートすることができます。フォルト状態を 誤って通知しないように、使用しないエラーアンプのPGOOD 出力は開放のままにする必要があります。マスタ制御エラーア ンプのPGOOD出力のみをフォルト・モニタに接続します。 PWMピンとPWMENピン PWMピンはスリーステート互換出力であり、大きな容量性負 荷にならないMOSFETドライバ、DrMOS、パワーブロックな どをドライブするように設計されています。高インピーダンス 状態のときには、外付け抵抗分割器を使って電圧をレールの 中間に設定することができます。 LTC3861-1は、広いVINとスイッチング周波数の範囲を備え ています。広いVINとスイッチング周波数の範囲に渡って一定 のライン・フィードフォワード利得を維持するため、CONFIG ピンを使って内部乗算器の最適な動作範囲を選択します。 CONFIGはスリーステートのピンであり、 SGNDに接続するか、 VCC に接続するか、またはフロート状態にすることができます。 このピンを外部でフロート状態にすることは、内部にステアリ ング抵抗が備えられているので有効な選択です。VINとスイッ チング周波数に基づく選択範囲を表 3に示します。 表 3.ライン・フィードフォワード範囲の選択 CONFIGピン VIN GND（または） フロート < 14V VCC > 14V 38611fa 16 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 アプリケーション情報 「動作」 のセクションの表 1に、周波数設定のモードを選択す LTC3861-1はFBピンを0.6Vに安定化します。図3に示すように、 るためのCLKINピンとFREQピンの接続方法が示されてい ます。動作周波数は次式で与えられます。 FBピンは外付け抵抗分割器を介してVOUTまたはVSNSOUT（リ モート出力検出用） に接続されます。抵抗分割器で設定される 周波数 = (RFREQ － 17kΩ) • 29Hz/Ω 出力電圧は、次式に従って求められます。 動作周波数とRFREQ を図 4に示します。 R VOUT = 0.6V • 1 + B RA 出力電圧の設定 COMP LTC3861-1 VOUT FB RA RB 2.5 2.3 OSCILLATOR FREQUENCY (MHz) 制御信号経路へのスイッチング・ノイズの結合を最小限に抑 えるため、出力抵抗分割器と補償部品はFBピンのできるだ け近くに配置するようにします。 2.1 1.9 1.7 1.5 1.3 1.1 0.9 0.7 0.5 0.3 0.1 COUT 0 20 40 SGND 80 60 RFREQ (kΩ) 100 120 38611 F04 図 4. 発振器周波数とRFREQ 38611 F03 DIVIDER AND COMPENSATION COMPONENTS PLACED NEAR FB, SGND AND COMP PINS 周波数同期 図 3. 出力分圧器と補償部品の配置 差動アンプによる出力電圧検出 LTC3861-1には、内部発振器（PWM1の立ち上がりエッジ） を 250kHz ∼ 2.25MHzの外部クロックに同期可能にするフェー ズロック・ループ （PLL） が備わっています。 リモート検出用の差動アンプを使うときは、VSNSP のPCBト レースとVSNSN のPCBトレースが出力コンデンサの端子また は基板上のリモート検出ポイントまで互いに並行になるように 注意して配線する必要があります。 また、 これらの敏感なトレー スは回路内のどの高速スイッチング・ノードからも離します。理 想的には、これらは低インピーダンスのグランド・プレーンに よってシールドし、信号品質を維持します。 LTC3861-1にはPLL 全体が内蔵されているので、CLKINピン にCMOSレベルのクロック信号を与えるだけで周波数同期が 可能になります。ただし、同期入力周波数に近い自走周波数 に設定するには、FREQ からGNDに抵抗を接続する必要があ ります。 1個のLTC3861-1を使って2つの出力電圧を安定化するときは、 VOUT2 の負端子をSGNDにケルビン接続し、差動アンプを使っ てVOUT1 をリモート検出します。これにより、両方のチャネルの 出力電圧精度を最大限に高めます。 インダクタ値はスイッチング周波数と関係があり、 「動作」 のセ クションで説明したトレードオフに基づいて選択します。イン ダクタの値は次式を使って求めることができます。 インダクタの選択と電流制限の設定 ⎛V ⎞ L = ⎜ OUT ⎟ • Δ f I ⎝ L⎠ 動作周波数の設定 LTC3861-1は2つの固定周波数のうちの1つにハードワイヤ 接続で設定することができます。250kHz ∼ 2.25MHzの任意 の周波数に直線的に設定するか、または外部クロックに同期 させます。 ⎛ V ⎞ • ⎜1− OUT ⎟ VIN ⎠ ⎝ 大きな値のΔIL を選択するほどLを小さくできますが、コア損 失が大きくなります （そして、与えられた出力容量やESRに対 する出力電圧リップルが大きくなります）。リップル電流の設定 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 17 LTC3861-1 アプリケーション情報 の妥当な出発点は最大出力電流の30%です。つまり、次のよ うになります。 ΔIL = 0.3 • IOUT インダクタの飽和電流定格は、過渡状態のときのピーク・イン ダクタ電流よりも大きくする必要があります。IOUT が最大定格 負荷電流であるとすると、最大過渡電流 IMAX は、通常、以下 のようにIOUTよりある程度（たとえば 60%）大きい値を選択し ます。 IMAX = 1.6 • IOUT 最小飽和電流定格は、検出抵抗やインダクタのDCRの製造 によるばらつきや温度変化に対してマージンを持たせて設定 します。適正な値は次のようになります。 ISAT = 2.2 • IOUT 設定される電流制限は、インダクタが決して飽和しないように 十分小さい値であると同時に過渡状態のときに電流が増加 できるように十分大きい値でなければならず、DCRの変動に 対するマージンを持たせる必要があります。 たとえば、 インダクタのコアの選択 Lの値が求まったら、インダクタの種類を選択する必要があり ます。高効率コンバータは低価格の鉄粉コアに見られるコア 損失は一般に許容できないので、もっと高価なフェライトまた はモリパーマロイのコアを使用せざるを得ません。また、インダ クタンスが大きくなるに従ってコア損失は減少します。残念な がら、インダクタンスを大きくするにはワイヤの巻数を増やす必 要があり、インダクタンスを大きくすると銅損が増加します。 フェライトを使った設計ではコア損失が非常に小さくなるの で、スイッチング周波数が高い場合に適しています。ただし、こ れらのコア材は 「ハードに」飽和するので、最大電流能力を超 えるとインダクタンスが急激に低下します。コアを飽和させな いでください。 CIN の選択 ISAT = 2.2 • IOUT そして IMAX = 1.6 • IOUT の場合、 適正なILIMIT は次のようになります。 ILIMIT = 1.8 • IOUT 連続する128クロック・サイクルの間、検出されたインダクタ電 流が電流制限を超える場合、デバイスはPWM出力をスリー ステートにし、 ソフトスタート・タイマをリセットして32768スイッ チング・サイクル待機してから出力をレギュレーション状態に 戻そうとします。 この電流制限は、ILIM ピンからSGND への抵抗を使って設定 されます。ILIM ピンは20µAをソースして電流制限に相当する 電圧を生成します。電流検出回路の電圧利得は18.5、ゼロ電 流レベルは500mVなので、電流制限抵抗は次式を使って設 定します。 RILIM = マルチフェーズのアプリケーションでは1 個のLTC3861-1に対 して電流制限抵抗を1 本だけ使用します。ILIM2 ピンはVCC に 接続します。こうすると、内部ロジックにより、チャネル2にチャ ネル1と同じ電流制限レベルが使用されます。LTC3861-1に スレーブがあり独立している場合、どちらのILIM ピンも適正な 電圧に個別に設定する必要があります。 18.5 •ILIMIT–PHASE • RSENSE + 0.5V 20µA LTC3861-1の回路の入力バイパス・コンデンサはどちらの チャネルにも共通です。入力バイパス・コンデンサは、トップ MOSFET がオンしたときの電源電圧の低下を小さく保つため にESR が十分小さくなければならず、RMS 電流能力が入力の リップル電流に十分に耐えなければならず、さらに、入力電源 が差分を補うことが可能になるまで入力電圧を維持するのに 十分大きな容量でなければなりません。一般に、最初の2つ のパラメータの条件を満たすコンデンサ （特に非セラミック・タ イプ） は、容量に依存する垂下を限度内に抑えるのに必要な 容量よりはるかに大きな容量を備えています。 入力コンデンサの電圧定格は最大入力電圧の少なくとも1.4 倍にします。ESRに起因する電力損失は、コンデンサ自体の I2R 損失としてだけでなくバッテリの全体的な効率にも生じま す。携帯アプリケーションでは、入力コンデンサは、メーカの 仕様の範囲内の最大バッテリ電流を維持するために十分な 電荷を蓄える必要があります。 マルチフェーズのアーキテクチャと入力ネットワーク （バッテ リ/ヒューズ/コンデンサ）を流れるワーストケースのRMS 電 流へのこのアーキテクチャの影響によって、入力コンデンサの RMS 電流要件は簡単になります。ワーストケースのRMS 電流 38611fa 18 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 アプリケーション情報 はコントローラが片方だけ動作しているときに生じることが分 ります。最大 RMS 電流要件を求めるには、 （VOUT） （IOUT）の 積が最大になる方のコントローラを使用する必要があります。 他方の位相非同調コントローラから流れ出す出力電流を増 やすと、実際には入力のRMSリップル電流がこの最大値から 減少します。位相非同調方式では、1フェーズの電源ソリュー ションと比較すると、入力コンデンサのRMSリップル電流が 一般に30% ∼ 70%ほど減少します。 連続モードでは、トップＮチャネルMOSFETのソース電流は、 デューティ・サイクルがほぼ VOUT/VIN の方形波になります。コ ンデンサの最大 RMS 電流は次式で与えられます。 IRMS ≈ IOUT(MAX ) シリーズのコンデンサ、またはパナソニックのWAシリーズや Cornell DubilierのSPVシリーズのアルミ電解コンデンサを数 個の高性能セラミック・コンデンサと並列に接続して使用する ことによって、低 ESRと大きなバルク容量を実現する効果的 な手段が得られます。 COUT の選択 COUT は主に電圧リップルと負荷ステップ・トランジェントを最 小限に抑えるために必要なESRに基づいて選択します。出力 リップル ∆VOUT はほぼ次式のように制限されます。 ⎛ ⎞ 1 ΔVOUT ≤ ΔIL ⎜ ESR + 8 • fSW • COUT ⎟⎠ ⎝ VOUT ( VIN – VOUT ) VIN ここで、∆IL はインダクタ・リップル電流です。 この式はVIN ＝2VOUT のときに最大値になります。ここで、 IRMS ＝IOUT/2です。設計ではこの単純なワーストケース条件 がよく使用されます。条件を大きく振っても値は改善されない からです。両方のコントローラが動作しているときは、入力コン デンサを流れる電流パルスがインターリーブするので総 RMS 電流が減少します。このため、ワーストケースのコントローラ について上式で計算した入力容量の要件は、デュアル・コント ローラの設計にとって十分です。 コンデンサ・メーカのリップル電流定格は多くの場合わずか 2000 時間の寿命に対して規定されていることに注意してくだ さい。このため、コンデンサをさらにディレーティングすること、 つまり要求条件よりも高い温度定格のコンデンサを選択する ことを推奨します。設計でのサイズまたは高さの要件を満たす ため、数個のコンデンサを並列に接続することもできます。疑 問点については、必ずメーカに問い合わせてください。 セラミック・コンデンサ、タンタル・コンデンサ、OS-CONコンデ ンサ、さらにスイッチャ定格の電解コンデンサを入力コンデン サに使用できますが、それぞれ短所があります。セラミック・コ ンデンサは容量の電圧係数が大きく、可聴圧電効果が生じ ることがあります。タンタル・コンデンサはサージに対する定格 が定められている必要があります。OS-CONコンデンサはイン ダクタンスが大きくケースのサイズが大きくなるので表面実装 が制約されます。また電解コンデンサはESR が大きく、ドライ アウトする可能性があるため複数個使用する必要があります。 三洋電機のOS-CON SVP、SVPDシリーズ、POSCAP TQC ∆IL は次式を使って計算することができます。 ΔIL = VOUT ⎛ VOUT ⎞ 1– L • fSW ⎜⎝ VIN ⎟⎠ ∆IL は入力電圧に従って増加するので、出力リップル電圧は 最大入力電圧で最も高くなります。一般に、ESRの要件が満 たされれば、その容量はフィルタリングに対して十分であり、 必要なRMS 電流定格を備えています。 三洋電機、パナソニック、Cornell Dubilierなどのメーカの高性 能スルーホール・コンデンサを検討する必要があります。三洋 電機製 OS-CON 半導体電解コンデンサは、ESRとサイズの積 が良い値を示します。OS-CONコンデンサと並列にセラミック・ コンデンサを追加して、リード・インダクタンスの影響を相殺す ることを推奨します。 表面実装のアプリケーションでは、アプリケーションのESRま たはトランジェント電流処理の要件を満たすため、複数のコ ンデンサの並列接続が必要になることがあります。アルミ電 解コンデンサと乾式タンタル・コンデンサの両方とも表面実装 パッケージで供給されています。新型の特殊ポリマー表面実 装コンデンサもESRは非常に小さいのですが、単位体積あた りの容量密度ははるかに低くなります。タンタル・コンデンサの 場合、スイッチング電源に使用するためのサージ試験が実施 されていることが不可欠です。優れた出力コンデンサの選択 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 19 LTC3861-1 アプリケーション情報 肢としては、三洋電機のPOSCAP TPD、TPE、TPFシリーズ、 KemetのT520、T530および A700シリーズ、NEC/トーキンの NeoCapacitor、パナソニックのSPシリーズのコンデンサなどが あります。その他のコンデンサとしては、ニチコンのPLシリー ズ、そしてSpragueの595Dシリーズがあります。その他の特長 についてはメーカにお問い合わせください。 電流検出 図 5に示すように、LTC3861-1は効率を最大にするため、イン ダクタのＤＣＲを流れる電流を検出するように設計されていま す。インダクタのＤＣＲは銅の小さな値のＤＣ巻線抵抗であ り、このアプリケーションに適したほとんどのインダクタでは 0.3mΩ ∼ 1mΩです。フィルタのRC 時定数を正確にインダクタ のL/DCR 時定数に等しくなるように選択すると、外付けコン デンサ両端の電圧降下がインダクタのDCR 両端の電圧降下 に等しくなります。外付けのフィルタ部品を適切な大きさにす るため、メーカのデータシートを調べて、インダクタのDCRに 関する仕様を確認してください。インダクタのDCRは、良質な RLCメーターを使って測定することもできます。 インダクタのDCRの温度係数は3900ppm/ Cなので、TC が小 さいコンデンサを使用することを想定すると、TC が等しく符号 が逆（負） のフィルタ抵抗を使用することにより、フィルタの時 定数の1 次補償が可能です。つまり、温度の上昇に従ってイ VIN 12V VINSNS 5V LTC3861-1 VCC VLOGIC BOOST TG VCC LTC4449 IN TS PWM GND ISNSN ISNSP CF GND SENSE RESISTOR PLUS PARASITIC INDUCTANCE L RS BG ESL VOUT CF • 2RF ≤ ESL/RS POLE-ZERO CANCELLATION RF RF 38611 F05a FILTER COMPONENTS PLACED NEAR SENSE PINS （5a）電流検出に抵抗を使用 VIN 12V VINSNS 5V LTC3861-1 VCC PWM GND ISNSN ISNSP VLOGIC BOOST TG VCC LTC4449 TS IN GND INDUCTOR L DCR VOUT BG R1* C1* 38611 F05b R1 • C1 = L *PLACE R1 NEAR INDUCTOR DCR PLACE C1 NEAR ISNSP, ISNSN PINS （5b）電流検出にインダクタを使用 図 5. 電流検出の 2つの異なる方法 38611fa 20 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 アプリケーション情報 ンダクタのDCR が増加し、L/DCR 時定数が減少します。フィ ルタのRC 時定数をL/DCR 時定数に一致させることが望まし いので、温度の上昇に従ってフィルタのRC 時定数を減少さ せることも望ましいことです。一般に、インダクタンスのTCは 小さな負の値です。 ISNSPピンとISNSNピンは電流コンパレータの入力です。電 流コンパレータの同相範囲は–0.3V ∼ VCC − 0.5Vです。連続 した直線的動作はこの範囲で行われ、0.6V（エラーアンプのリ ファレンス入力）∼ VCC − 0.5Vの出力電圧を可能にします。最 大出力電圧は、出力リップルと出力のオーバーシュートを考慮 してVCCより低い値です。最大差動電流検出入力 （VISNSP − VISNSN） は50mVです。 電流コンパレータへの入力は高インピーダンスなので、DCR による正確な検出が可能です。ただし、通常動作時にこれら のピンをフロート状態にしないように注意してください。 検出ラインに共通するフィルタ部品はLTC3861-1の近くに配 置し、検出ラインは電流検出素子の下のケルビン接続点まで 互いに近づけて配線します （図 6を参照）。他の場所で電流を 検出すると、寄生インダクタンスと容量が電流検出素子に実 質的に追加され、検出端子の情報が劣化して、設定された電 流制限を予測不可能にすることがあります。小さな値（<5mΩ） の検出抵抗を使用する場合、CF の信号がインダクタを流れる 電流に類似していることを確認し、RF を小さくして主スイッチ のターンオンに伴う大きなステップをすべて除去します。DCR による検出を使用する場合（図 5b）、検出抵抗 R1をスイッチン グ・ノードの近くに配置して、敏感な小信号ノードへノイズが 結合するのを防ぎます。コンデンサC1をデバイスのピンの近く に配置します。 マルチフェーズ動作 LTC3861-1をシングル出力、マルチフェーズのアプリケーショ ンで使用する場合、スレーブのエラーアンプはそのFBピン をVCC に接続することによってディスエーブルする必要があり ます。デバイスごとに1 本の抵抗をSGNDに接続するだけで、 すべての電流制限を同じ値に設定します。ILIM2 はVCC に接 続します。これらの接続を表 4に示します。マルチフェーズの アプリケーションでは、全てのCOMPピン、RUNピン、および TRACK/SSピンを相互接続する必要があります。 表 4．マルチフェーズの構成 CH1 CH2 FB1 マスタ スレーブ オン スレーブ スレーブ スレーブ 追加の出力 FB2 ILIM1 ILIM2 オフ GNDに （FB＝VCC） 抵抗を接続 VCC オフ オフ GNDに （FB＝VCC）（FB＝VCC） 抵抗を接続 VCC オフ （FB＝VCC） オン GNDに GNDに 抵抗を接続 抵抗を接続 大きな電流を必要とする出力負荷の場合、複数のLTC3861-1 をデイジーチェーン接続し、位相をシフトして動作させ、入 力と出力の電圧リップルを増大させることなく出力電流を大 きくすることができます。CLKINピンにより、LTC3861-1を別 のLTC3861-1のCLKOUT 信号に同期させることができます。 CLKOUT 信号を次段のLTC3861-1のCLKINピンに接続し、シ ステム全体の周波数と位相の両方を合わせることができます。 PHSMDピンをVCC に接続する、SGNDに接続する、またはフ ロート状態にすると、CLKIN-CLKOUT 間の位相差がそれぞれ 240 、60 、または90 になり、CH1-CH2 間の位相差がそれぞれ 120 、180 、または180 になります。3、4、6、または12フェーズで の動作に必要なPHSMDの接続を図7に示します。合計12フェー ズをデイジーチェーン接続し、互いに位相をシフトして同時に 動作させることができます。 TO SENSE FILTER, NEXT TO THE CONTROLLER COUT INDUCTOR OR RSENSE 38611 F06 図 6. インダクタまたは検出抵抗を使った検出ラインの配置 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 21 LTC3861-1 アプリケーション情報 VCC FB1 0, 120 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 VCC +240 VCC 240, 60 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD TRACK/SS2 FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1 FB1 FB2 0, 180 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 VCC +90 90, 270 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 38611 F07b 38611 F07a 図 7a．3フェーズ動作 VCC FB1 図 7b．4フェーズ動作 VCC 0, 180 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 +60 VCC 60, 240 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 +60 120, 300 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 38611 F07c 図 7c.6フェーズ動作 FB1 VCC VCC 0, 180 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 VCC +60 VCC 210, 30 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 +60 60, 240 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 VCC +60 VCC 270, 90 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 120, 300 LTC3861-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 +60 +90 330, 150 LTC3861-1-1 CLKIN CLKOUT PHSMD FB1 FB2 ILIM2 COMP1 ILIM1 COMP2 IAVG TRACK/SS1,2 38611 F07d 図 7d.12フェーズ動作 図 7. 3、4、6、または 12フェーズでの動作に必要な PHSMD の接続 22 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 38611fa LTC3861-1 アプリケーション情報 マルチフェーズの電源では、入力と出力のどちらのコンデンサ のリップル電流の量も大幅に減少します。RMS 入力リップル 電流は使用される位相数で除算され、実効リップル周波数は 乗算されます （入力電圧が、使用される位相数 出力電圧よ り大きいと仮定）。出力リップルの振幅も使用される位相数に よって減少します。図 8にこの原理を示します。 1 段の設計におけるワーストケースのRMSリップル電流は、出 力電圧の2 倍の入力電圧でピークに達します。2 段の設計に おけるワーストケースのRMSリップル電流では、入力電圧の 1/4と3/4のピーク出力が生じます。RMS電流を計算する場合、 各段の電流が均衡している限り、より大きな実効デューティ・ ファクタが得られ、ピーク電流レベルが分割されます。1 段のス イッチング・レギュレータのRMS 電流の計算方法の詳細説明 については、リニアテクノロジーの 「アプリケーションノート19」 を参照してください。図 9と図 10は、追加のフェーズを使用す ることによって入力電流と出力電流を減少させる方法を示し ています。2フェーズのコンバータでは、入力電流のピークが 半分に減少して周波数が 2 倍になります。このように、入力コ ンデンサの要件は理論的に1/4に低減されます。さらに多くの 位相数を使用したコンデンサの節約の可能性を想像してみて ください。 SINGLE PHASE SW1 V DUAL PHASE SW1 V SW2 V ICIN IL1 ICOUT IL2 ICIN ICOUT 38611 F08 RIPPLE 図 8. 1フェーズと2フェーズの電流波形 1.0 0.6 0.8 1 PHASE 0.7 DIC(P-P) VO/L RMS INPUT RIPPLE CURRENT DC LOAD CURRENT 0.9 0.6 0.5 0.4 0.3 0.2 2 PHASE 0.1 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 DUTY FACTOR (VOUT/VIN) 0.8 0.5 0.4 0.3 0.2 2 PHASE 0.1 0 0.9 38611 F09 図 9. 正規化された出力リップル電流とデュー ティ・ファクタ[IRMS″ 0.3 （DIC（PP））] 1 PHASE 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 DUTY FACTOR (VOUT/VIN) 0.8 0.9 38611 F10 図 10. 正規化されたRMS 入力リップル電流と 1 出力段および 2 出力段のデューティ・ファクタ 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 23 LTC3861-1 アプリケーション情報 出力の電流分担 デュアル・チャネル動作のILIMとEAの設定を表 5に示します。 複数のLTC3861-1をデイジーチェーン接続して共通負荷をド ライブする場合、最適な性能と効率を実現するためには出力 の正確な電流分担を行うことが不可欠です。正確な電流分 担を行わない場合、一方の段が他方の段より大きな電流を 供給していると、2つの段の温度に差が出てくるので、スイッ チのRDS（ON）が大きくなって効率が低下し、RMSリップル が増加する可能性があります。複数のLTC3861-1のCOMP ピンとIAVG ピンを相互接続すると、IAVG ループによって各 LTC3861-1 から供給される出力電流の値がアクティブに均衡 します。複数のLTC3861-1のSGNDピンは同じポイントにケル ビン接続して、電流分担を最適にする必要があります。 表 5.デュアル・チャネルの設定 デュアル・チャネル動作 LTC3861-1は、 チャネル間の相互干渉やジッタを生じることなく、 2つの個別の電源出力を制御することができます。以下の推奨 項目により、このモードの動作で最高性能を実現できます。 n n 各チャネルの出力を、差動検出アンプを使って検出します。 次いで、SGNDピン、露出パッドおよびすべてのローカルの 小信号 GNDを各チャネルの出力の負端子にケルビン接続 します。これにより、他方のチャネルに悪影響を与えること なく、各チャネルの最高のレギュレーションが得られます。 内部ロジックを使って動作モードが決定されるので、値が 同じ場合でも、デュアル・チャネル動作の各チャネルに個別 の電流制限抵抗を使用します。 CH1 CH2 EA1 EA2 独立 独立 オン オン ILIM1 ILIM2 GNDに GNDに 抵抗を接続 抵抗を接続 トラッキングとソフトスタート （TRACK/SSピン） 電源出力の起動はそのチャネルのTRACK/SSピンの電圧 によって 制 御されます。LTC3861-1は、FBピンの 電 圧 を TRACK/SSピンと600mVの内部リファレンスのうちの低い方 の電圧に安定化します。したがって、TRACK/SSピンを使って 外部ソフトスタート機能を設定するか、または起動時に出力 電源が別の電源をトラッキングすることができます。 外部ソフトスタートは、TRACK/SSピンからSGNDにコンデン サを接続することによってイネーブルされます。2.5µAの内部 電流源によってコンデンサが充電され、TRACK/SSピンに直 線的な電圧ランプが生じることにより、出力電源電圧がプリバ イアスされた値から最終的な安定化された値までスムーズに 上昇します。総ソフトスタート時間はほぼ次のようになります。 t SS (milliseconds) = CSS µF • 600mV 2.5µA あるいは、起動時にTRACK/SSピンを使って別の電源をトラッ キングすることもできます。 38611fa 24 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 アプリケーション情報 たとえば、図 11はTRACK/SS2ピンの電圧によって制御され るVOUT2 の立ち上がりを示します。図 12aと図 12bで定性的 に示しているように、通常、このピンを使ってVOUT2 の立ち上 がりが VOUT1 の立ち上がりをトラッキングすることができます。 TRACK/SS2ピンの電圧が 0.6Vの内部リファレンスより低い と、LTC3861-1はFB2の電圧を0.6VではなくTRACK/SS2ピ ンの電圧に安定化します。VOUT2 の立ち上がりは次のように、 抵抗分割器によって設定された比率に従ってVOUT1 の立ち 上がりを比例トラッキングすることができます （図 12b）。 VOUT1 R + R TRACKB R2A = • TRACKA R2B + R2A VOUT 2 R TRACKA 同時トラッキング （起動時 VOUT1 = VOUT2） の場合、 R2A = RTRACKA R2B = RTRACKB VOUT2 が 0V から最終値まで上昇するランプ時間は次のよう になります。 t SS2 = t SS1 • 同時トラッキングの場合、 t SS2 = t SS1 • VOUT 2F VOUT1F ここで、VOUT1FとVOUT2F はそれぞれ VOUT1とVOUT2 の安定 化された最終値です。 トラッキングにTRACK/SS2ピンを使用 する場合、VOUT1 は常にVOUT2より大きくします。トラッキン グ機能が不要な場合、TRACK/SS2ピンはグランドに接続さ れたコンデンサに接続することができます。これによって最終 的な安定化出力電圧までのランプ時間が設定されます。内部 ソフトスタート・ランプより遅い別の電源のトラッキングのみを 行うことができます。トラッキングの終了時には、レギュレー ションの精度に影響を与えないように、またデバイスが CCM モードになるように、TRACK/SSピンが 620mVより高く なる必要があります。 VOUT2 VOUT1 LTC3861-1 R1B FB1 RTRACKB 0.6 R TRACKA + R TRACKB • VOUT1F R TRACKA R2B FB2 R2A R1A TRACK/SS2 RTRACKA 38611 F11 図 11. TRACK/SSピンを使用 VOUT1 VOUT2 OUTPUT VOLTAGE OUTPUT VOLTAGE VOUT1 VOUT2 38611 F12b TIME TIME (12a) Coincident Tracking (12b) Ratiometric Tracking 図 12. 出力電圧トラッキングの 2つの異なるモード 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 38611fa 25 LTC3861-1 アプリケーション情報 帰還ループ補償 LTC3861-1は、マルチフェーズのアプリケーションでフェーズ 間の優れた電流分担を行う補助の専用電流分担ループを備 えた電圧モード・コントローラです。電流分担ループは内部で 補償されます。 ESR が大きいバルク・コンデンサを使用する場合など、アプリ ケーションによっては、電圧制御ループに対してタイプ 2の補 償で十分かもしれませんが、最適なトランジェント応答を得る にはセラミック･コンデンサを伴うタイプ3の補償を推奨します。 図 13を参照すると、エラーアンプが VOUT の出力電圧を検出 しています。 エラーアンプの正入力は600mVの内部リファレンスに接続 されており、負入力はFBピンに接続されています。出力は COMPに接続されており、さらにライン・フィードフォワード回 路に接続され、ここからPWM 発生器に送られます。オーバー シュートの回復時間を短くするため、COMPピンの最大電位 は内部でクランプされています。 トランスコンダクタンス （gm） アンプを使用する多くのレギュレー タとは異なり、LTC3861-1は、FBピンを仮想グランドとする反 転加算アンプ・トポロジーを使用して設計されています。これに より、外付け部品によって帰還利得を厳密に制御できます。こ れは単純なgm アンプでは不可能です。さらに、電圧帰還アン プの場合、ポールとゼロの位置を柔軟に選択できます。特に、 タイプ 3の補償を使用することができるので、LCポール周波 数で位相ブーストが得られ、制御ループの位相マージンが大 幅に改善されます。 外付けインダクタ/出力コンデンサの組み合わせにより、ループ 動作への影響がさらに大きくなります。これらの部品により、出 力に2次のLCロールオフが生じ、180 の位相シフトを伴います。 このロールオフによってPWM 波形がフィルタされ、必要なDC 出力電圧が得られますが、この位相シフトによって帰還ループ の安定性の課題が生じるので、周波数補償を行う必要があり ます。周波数が高くなると、出力コンデンサのリアクタンスがそ のESRに近づき、コンデンサによるロールオフが止まり、傾き が –20dB/decade、位相シフトが 90 になります。 タイプ 3のアンプを図 13に示します。このアンプの伝達関数は 次式で与えられます。 – (1+ sC1R2)[1+ s(R1+ R3)C3] VCOMP = VOUT sR1(C1+ C2) ⎡⎣1+ s(C1//C2)R2⎤⎦ (1+ sC3R3) R3 – FB VREF C1 + 0 COMP –1 GAIN +1 –1 PHASE (DEG) R2 C3 GAIN (dB) C2 VOUT R1 LTC3861-1の標準的な回路の場合、帰還ループは、ライン・ フィードフォワード回路、変調器、外付けインダクタ、出力コン デンサ、補償ネットワークを備えた帰還アンプで構成されます。 これらの部品すべてがループ動作に影響を与えるので、ルー プ補償の観点から考慮する必要があります。変調器はPWM 発生器、出力MOSFETドライバおよび外付けMOSFET自体 で構成されます。変調器の利得は、入力電圧に従って直線的 に変化します。ライン・フィードフォワード回路はこの利得の 変化を補償し、入力電圧に関係なく、エラーアンプの出力か らインダクタ入力への利得を一定にします。帰還ループの観 点からは、ライン・フィードフォワード回路と変調器の組み合 わせは、COMP からインダクタ入力への線形電圧伝達関数の ように見えます。標準的なループ補償周波数ではAC 動作に 問題はなく、スイッチング周波数の1/2で大きな位相シフトが 生じます。 FREQ –90 PHASE –180 BOOST –270 –380 38611 F13 図 13. タイプ 3 のアンプの補償 38611fa 26 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 アプリケーション情報 エラーアンプのRCネットワークとフィードフォワード部品 R3 および C3によって2つのポールとゼロの対が生じ、システムの ユニティゲイン周波数 fC での位相ブーストが得られます。理論 的には、ゼロとポールはfC の周囲に対称に配置され、ゼロと ポールの間の開きはfC で必要な位相ブーストが得られるよう に調整されます。ただし、実際には、クロスオーバー周波数が LCのダブルポール周波数よりはるかに高い場合、この周波数 補償の手法では通常、ユニティゲイン帯域幅内に位相の減少 箇所が生じるので、条件付き安定性に関する問題がいくらか 生じます。 条件付き安定性が問題になる場合、エラーアンプのゼロを低 い周波数に移動して位相が減少しすぎないようにします。次式 を使って帰還補償部品の値を計算することができます。 fSW = Switching frequency 1 fLC = 2π LCOUT fESR = 1 2π RESR COUT 以下のように選択します。 f fC = Crossover frequency = SW 10 1 fZ1(ERR) = fLC = 2πR2C1 fC 1 fZ2(RES) = = 5 2π (R1+ R3) C3 1 2πR2(C1// C2) 1 fP2(RES ) = 5fC = 2πR3C3 fP1(ERR) = fESR = 周波数 fC での必要なエラーアンプの利得は以下のようになり ます。 2 2 ⎛ f ⎞ ⎛ f ⎞ A ≈ 40 log 1+ ⎜ C ⎟ – 20 log 1+ ⎜ C ⎟ – 20 log ( AMOD ) ⎝ fLC ⎠ ⎝ fESR ⎠ ⎛ fLC ⎞ ⎛ fP2(RES) fP2(RES) – fZ 2(RES) ⎞ + ⎟ ⎜ 1+ f ⎟⎠ ⎜ 1+ f fZ2(RES) ⎠ R2 ⎝ C C ⎝ ≈ 20 log • f ⎛ ⎞ R1 ⎛ ⎞ fC fLC P2(RES) ⎟ ⎜⎝ 1+ f + f – f ⎟⎠ ⎜⎝ 1+ f ESR ESR LC C ⎠ ここで、AMODは変調器およびラインのフィードフォワード利 得で、次のようになります。 A MOD ≈ VIN(MAX) • DCMAX VRAMP ≈ 12V/ V ここで、DCMAX は最大デューティ・サイクル、VRAMP はライン・ フィードフォワード補償されたPWMランプ電圧です。 抵抗 R1の値とポールおよびゼロの位置が決まると、R2、C1、 C2、R3、C3の各値は前の式から求めることができます。 スイッチング電源の帰還ループの補償は複雑な作業になり ます。このデータシートに示すアプリケーションには標準値が 示されており、示された電源部品用に最適化されています。類 似した電源部品も使用できますが、主要な電源部品の1つで も値を大きく変更すると、性能が大幅に低下する可能性があ ります。安定性は回路基板のレイアウトにも左右されます。計 算された部品の値を検証するため、新しい回路設計はすべて プロトタイプを作成して安定性をテストします。 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 27 LTC3861-1 アプリケーション情報 インダクタ LTC3861-1の標準的な回路のインダクタは、特定のリップル 電流と飽和電流になるように選択します。入力電圧範囲と出 力電圧が与えられると、インダクタ値と動作周波数によって リップル電流が直ちに決まります。降圧モードのインダクタの リップル電流は次のようになります。 ΔIL = VOUT ⎛ VOUT ⎞ 1– ( f)(L) ⎜⎝ VIN ⎟⎠ リップル電流が小さくなると、インダクタのコア損失、出力コン デンサのESR 損失、および出力電圧リップルが減少します。こ のように、周波数が低くリップル電流が小さい場合に最も高 効率の動作が得られます。ただし、これを達成するには大きな インダクタが必要になります。 妥当な出発点として、IO（MAX）の20% ∼ 40%のリップル電流 を選択します。VIN が最大のときに最大リップル電流が生じる ことに注意してください。リップル電流が規定された最大値を 超えないようにするには、次式に従って降圧モードのインダク タを選択する必要があります。 L≥ VOUT ⎛ VOUT ⎞ ⎜ 1– ⎟ f ΔIL(MAX ) ⎝ VIN(MAX ) ⎠ パワー MOSFET の選択 LTC3861-1は、1チャネルに少なくとも2個の外付けNチャネル・ パワー MOSFETを必要とします。 トップ （メイン） スイッチ用に 1 個、ボトム （同期） スイッチ用に1 個または複数個必要です。 選択されたすべてのMOSFETの個数、種類およびオン抵抗 は、MOSFET が使用される実際の場所 （メインまたは同期） とともに降圧比を考慮に入れます。出力電圧が入力電圧の 1/3より小さいアプリケーションのトップ MOSFETには、はる かに小型で入力容量の小さなMOSFETを使用します。VIN >>VOUT のアプリケーションでは、 トップ MOSFETのオン抵抗 は、300kHzを超える動作周波数での入力容量に比べて、全 体の効率に対して通常重要ではありません。MOSFETメーカ は、スイッチング・レギュレータのアプリケーションのメイン・ス イッチ用に、オン抵抗が適度に低く、入力容量を大幅に下げ た専用デバイスを設計しています。 パワー MOSFETの選択基準には、オン抵抗 RDS（ON）、入力 容量、ブレークダウン電圧、最大出力電流などがあります。 効率を最大にするには、オン抵抗 RDS（ON）と入力容量を最 小限に抑えます。RDS（ON）を小さくすると導通損失が最小限 に抑えられ、入力容量を小さくするとスイッチング損失と遷移 損失が最小限に抑えられます。MOSFETの入力容量は複数 の構成要素が組み合わされたものですが、ほとんどのデータ シートに含まれている標準的ゲート電荷曲線（図 14） から得ら れます。 この曲線は、コモンソースの電流源負荷段のゲートに一定の 入力電流を強制し、時間に対してゲート電圧をプロットして作 成されたものです。最初の傾斜した部分は、ゲート-ソース間 およびゲート-ドレイン間容量の影響によるものです。曲線の 平坦な部分はドレインが電流源負荷両端の電圧を下げるの に伴うドレインゲート間容量のミラー乗算効果の結果です。 上側の傾斜した部分は、ドレイン-ゲート間蓄積容量とゲートソース間容量によるものです。ミラー電荷（曲線が平坦なa か らbまでの水平軸のクーロン値の増加分） は特定のVDSドレ VIN VGS MILLER EFFECT a V b + QIN CMILLER = (QB – QA)/VDS VGS + – VDS – 38611 F14 図 14. ゲート電荷特性 38611fa 28 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 アプリケーション情報 イン電圧に対して規定されていますが、曲線で規定されてい るVDS 値に対するアプリケーションのVDS の比を掛けること により、異なったVDS 電圧に対して補正することができます。 CMILLER 項を推定する方法として、メーカのデータシートでa 点からb 点までのゲート電荷の変化を求め、規定されている VDS 電圧で割ります。CMILLER はトップ MOSFETの遷移損失 項を決める最重要選択基準ですが、MOSFETのデータシー トで直接規定されてはいません。CRSSとCOS は規定されてい ることがありますが、これらのパラメータの定義は記載されて いません。 コントローラが 連 続 モードで 動 作しているとき、トップ MOSFETとボトムMOSFETのデューティ・サイクルは、以下の 式で与えられます。 Main Switch Duty Cycle = VOUT VIN Synchronous Switch Duty Cycle = VIN – VOUT VIN 最大出力電流でのメインMOSFETと同期 MOSFETの電力損 失は以下の式で与えられます。 VOUT (I )2 (1+ δ)RDS(ON) + VIN MAX I VIN2 MAX (RDR )(CMILLER ) • 2 ⎡ 1 1 ⎤ + ⎢ ⎥ ( f) ⎢⎣ VCC – VTH(IL) VTH(IL) ⎥⎦ V −V PSYNC = IN OUT (IMAX )2(1+ δ)RDS(0N) VIN PMAIN = ここで、δ はRDS（ON）の温度依存性、RDR はトップ・ドライバの 実効抵抗、VIN はドレイン電位および特定のアプリケーション のドレイン電位の変化です。VTH（IL）はパワーMOSFETのデー タシートの規定ドレイン電流で規定されている標準ゲートし きい値電圧です。CMILLERは、MOSFETのデータシートのゲー ト電荷曲線と前に説明した手法を使って計算した容量です。 MOSFETの （1＋δ） の項は、一般に、正規化されたRDS（ON） と温度の関係を示す曲線から得られます。δの標準値は、使用 される個々のMOSFETに応じて0.005/ C ∼ 0.01/ Cの範囲に なります。 複数のMOSFETを並列に接続してRDS（ON）を小さくし、必 要に応じて電流および熱の要件を満たすことができます。 LTC4449などの適切なドライバで、遷移時間を大幅に延ばす ことなく大きなゲート容量をドライブすることができます。実 際、ゲート電荷量が非常に少ないMOSFETをドライブすると きには、小さなゲート抵抗（5Ω 以下） を追加することによって ドライバを減速させることが、高速遷移に起因するノイズや EMIを低減するのに有効な場合があります。 MOSFETドライバの選択 LTC3861-1のスリーステートPWM出力またはLTC3861-1の PWM/PWMEN出力と互換性のあるインタフェースを備えた ゲート・ドライバ IC、DrMOSおよびパワーブロックを使用でき ます。 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 29 LTC3861-1 アプリケーション情報 効率に関する検討事項 設計例 スイッチング・レギュレータの効率は、出力電力を入力電力で 割った値に等しくなります。個々の損失を解析して、効率を制 限する要素がどれであり、また何が変化すれば最も効率が改 善されるかを判断できる場合がよくあります。パーセント表示 での効率は、次式で表すことができます。 設 計 例として、VIN ＝12V、VOUT ＝1.2V、ILOAD ＝60A、 fSWITCH ＝300kHzの2フェーズのアプリケーションについて 考えてみます。LTC3861-1のVCC 電源用に5Vの補助電源が 使えると仮定します。 % 効率 = 100% – (L1 + L2 + L3 + ...) ここで、L1、L2などは入力電力に対するパーセント値で表し た個々の損失です。 システム内の電力を消費するすべての要素で損失が発生しま すが、LTC3861-1のアプリケーションでの損失のほとんどは、 通常、1）I2R 損失、2）トップサイドMOSFETの遷移損失、3） ゲート・ドライブ電流の3つの要因によるものです。 1. I2R 損失は主にMOSFET、インダクタ、PCB 配線、および入 出力コンデンサのESRのDC 抵抗で生じます。各 MOSFET はサイクルの一部でしかオンにならないので、MOSFETの オン抵抗は実質的にサイクルがオンになる割合を掛けた 値になります。したがって、降圧比が大きなアプリケーショ ンでは、ボトムMOSFETのRDS（ON）をトップ MOSFETより 大幅に小さくします。PCBのパワーパスのレイアウトに注意 を払ってこの抵抗を最小限に抑えることが非常に重要で す。2フェーズ、1.2V出力、60Aのシステムの場合、出力に 1mΩのPCB 抵抗があると効率が 5% 低下します。 2. 遷移損失はトップサイドMOSFETのみに生じますが、12V 入力のアプリケーションでは損失の非常に大きな要因にな ります。これらは、ドライブ抵抗が非常に小さいドライバを 選択することとQG、RG および CRSS が小さいMOSFETを 選択することにより、最小限に抑えることができます。 3. ゲート・ドライブ電流は、 トップ MOSFETとボトムMOSFET のゲート電荷の総量に動作周波数を掛けた値に等しくなり ます。ただし、多くのドライバは、入力電圧を低いゲート・ド ライブ電圧まで下げるためにリニア・レギュレータを採用し ています。これにより、ゲート損失がこの降圧比に比例して 減少します。高周波数のアプリケーションでは、リニア・レ ギュレータの代わりに、ゲート・ドライブにユーザーが供給 する補助レールを使用すると十分な効果が得られる場合 があります。 その他の損失の要因には、ドライバに起因する非重複時間の 間のボディー・ダイオードまたはショットキ・ダイオードの導通、 インダクタのコア損失などがあります。 25%のリップルを仮定して、インダクタンス値を選択します。各 チャネルが負荷に平均 30Aを供給する結果、次のように7.7A のピーク・トゥ・ピーク・リップルが生じます。 ⎛ V ⎞ VOUT • ⎜1 – OUT ⎟ VIN ⎠ ⎝ ΔIL = f •L 1フェーズあたり470nHのインダクタによって7.7Aのピーク・ トゥ・ピーク・リップルが生じます。WÜRTHの744355147シリー ズから、DCR が標準 0.67mΩの0.47µHのインダクタを選択し ます。300kHz 動作にするには、CLKINをフロート状態にし、 FREQ からSGNDに28kΩを接続します。1フェーズあたりの ILIMIT を54Aに設定することにより、 トランジェント状態に対し てかなりの余裕を残しながらインダクタの飽和に対しても十分 に保護します。これは次式に相当します。 RILIM = 18.5 • 54A • 0.67mΩ + 0.53V = 58.5kΩ 20µA 59kΩを選択します。 DCRによる検出のためのフィルタ・ネットワークでは、 R＝2.87k とC＝220nFを選択してインダクタのL/DCR 時定数に整合さ せることができます。 ループのクロスオーバー周波数は45kHzなので、優れたトラ ンジェント性能を実現しながらコンバータのスイッチング周波 数を十分に下回ります。出力コンデンサには330µF、9mΩの6 個のPOSCAPと4 個の100µFセラミック・コンデンサを選択し て過酷なトランジェント状態でも電源のレギュレーションを維 持し、出力電圧リップルを最小限に抑えます。 以下の補償値（図 13） は経験的に決めました。 R1 = 10k R2 = 5.9k R3 = 280Ω C1 = 4.7nF C2 = 100pF C3 = 3.3nF 38611fa 30 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 アプリケーション情報 出力電圧を1.2Vに等しくするには次のようにします。 RFB1 = 10k、RFB2 = 10k 電力段にはLTC4449ゲート・ドライバと外付けMOSFETを選 択します。Fairchild、Infineon、VishayなどのDrMOSを使用す ることもできます。 プリント回路基板のレイアウトのチェックリスト プリント回路基板をレイアウトするときは、以下のチェックリス トを使ってコンバータが正しく動作するようにします。 1. LTC3861-1のSGNDピンとデバイス周囲のすべての小 信号部品との接続はシステムの電源グランドから絶縁し ます。VCC、ISNSP - ISNSN 間などに付 加するすべての デカップリング・コンデンサはデバイスに近づけて配置し ます。マルチフェーズ動作では、SGNDは入力コンデンサ のボトム端子に近い主グランド・ノードにケルビン接続 します。デュアル・チャネル動作では、SGNDはチャネル2の 出力コンデンサのボトム端子にケルビン接続し、 リモート検 出用差動アンプを使ってチャネル1をリモート検出します。 2. 小信号部品は基板上の高周波数のスイッチング・ノードか ら離して配置します。LTC3861-1は、出力電圧、インダクタ 電流、ロジックレベルPWM出力のリモート検出機能を備え ているので、デバイスを電力段から絶縁することができます。 3. 電圧と電流のリモート検出用PCBトレースは回路内の高 周波スイッチング・ノードから離し、理想的にはグランド・プ レーンでシールドします。VSNSPとVSNSN、ISNSPとISNSN の各ペアは、互いに最小の間隔で並行に配線します。DCR を使って検出する場合、上側の抵抗（図 5bのR1） をスイッ チング・ノードの近くに配置します。 4. 入力コンデンサはできるだけパワー MOSFETの近くに配 置します。入力コンデンサの正端子からMOSFETを経由し て入力コンデンサの負端子に戻るループもできるだけ短く します。 5. ディスクリートのドライバとMOSFETを使用する場合、ドレ イン-ソース間電圧をデバイスの端子で個別に直接測定 することによってMOSFETに加わる電圧をチェックします。 MOSFETの最大電圧定格を超えることがある誘導性のリ ンギングに注意してください。このリンギングを防止できず、 デバイスの最大定格を超える場合には、より高い定格電圧 のMOSFETを選択します。 6. LTC3861-1の複数のデバイスをカスケード接続する場合、 CLKOUTピンの容量性負荷を最小限に抑えて、位相誤差 が最小になるようにします。LTC3861-1のすべてのデバイス のグランドは同じポイントにケルビン接続します。 このポイン トは、通常、マスタを含むデバイスのSGNDです。 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 31 LTC3861-1 標準的応用例 Delta の 45A パワーブロックを使用した2フェーズ 1.2V/45Aコンバータ、fSW = 400kHz 100pF VIN 7V TO 14V CIN 180µF VCC 5V 1.69k 10k 150pF 10k 1.5nF VOUT VCC COUT2 : SANYO 2R5TPE330M9 COUT1 : MURATA GRM32ER60J107ME20 RUN1 0.22µF VCC SS1 VINSNS CONFIG IAVG PGOOD1 PWMEN1 PWM1 110Ω 100k 1µF SS1 FB1 COMP1 VSNSP VSNSN VSNSOUT COMP2 FB2 LTC3861-1 RUN1 ILIM1 SGND ISNS1P ISNS1N ISNS2N ISNS2P SGND ILIM2 RUN2 SS2 FREQ CLKIN CLKOUT PHSMD PGOOD2 PWMEN2 PWM2 6.8nF VCC 49.9k 22µF 16V 22µF 16V 22µF 16V 22µF 16V VCC RUN1 SS1 +CS1 VIN 0.22µF VIN1 TEMP1 –CS1 D12S1R845A GND VOUT1 PWM1 GND +7V PWM2 VOUT2 VIN2 GND +CS2 –CS2 TEMP2 4.7µF VOUT 1.2V/ 45A COUT1 COUT2 100µF × 4 330µF× 6 6.3V 2.5V 30.9k 38611 TA02 38611fa 32 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 標準的応用例 ディスクリートのゲート・ドライバとMOSFETを使用した1.5V/30A および 1.2V/30コンバータ、 fSW = 300kHz VIN VIN 7V TO 14V VCC VCC 5V 499Ω 30.1k 3.92k 1µF 20k VOUT1 FB1 COMP1 VSNSP VSNSN VSNSOUT 2.2nF 20k 100pF 499Ω 3.57k 2.2nF LTC3861-1 COMP2 FB2 0.047µF 27.4k VCC BSC050NE2LS ×2 M2 BSC010NE2LS ×2 L1 0.47µH 2.87k VOUT1 1.5V/ 30A COUT1 COUT2 100µF × 2 330µF × 3 6.3V 2.5V 0.22µF 0.22µF 59k VIN VCC 100k M1 0.22µF RUN2 20k CIN2 22µF × 2 59k RUN1 ILIM1 SGND ISNS1P ISNS1N ISNS2N ISNS2P SGND ILIM2 RUN2 SS2 FREQ CLKIN CLKOUT PHSMD PGOOD2 PWMEN2 PWM2 VOUT2 100k D1 RUN1 2.2nF 100pF 4.7µF VCC SS1 VINSNS CONFIG IAVG PGOOD1 PWMEN1 PWM1 2.2nF VCC 0.1µF CIN1 180µF IN LTC4449 GND VLOGIC TG VCC TS BOOST BG 4.7µF COUT2, COUT4 : SANYO 2R5TPE330M9 COUT1, COUT3 : MURATA GRM32ER60J107ME20 L1, L2 : WÜRTH ELEKTRONIK 744355147 INPUT RIPPLE CURRENT AT THE INPUT CAPACITOR = 1.2A RMS OUTPUT RIPPLE CURRENT AT THE OUTPUT CAPACITOR = 1.8A RMS D2 IN LTC4449 GND VLOGIC TG VCC TS BOOST BG 0.22µF CIN3 22µF × 2 2.87k M3 BSC050NE2LS ×2 M4 BSC010NE2LS ×2 L2 0.47µH VOUT2 1.2V/ 30A COUT4 COUT3 100µF × 2 330µF × 3 6.3V 2.5V 38611 TA03 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 33 LTC3861-1 標準的応用例 DrMOSを使用した4フェーズ 1V/100Aコンバータ、fSW = 500kHz SS1 VIN 7V TO 14V 20k 5.62k VOUT LTC3861-1 SS2 FREQ CLKIN CLKOUT PHSMD PGOOD2 PWMEN2 PWM2 RUN1 ILIM1 SGND ISNS1P ISNS1N ISNS2N ISNS2P SGND ILIM2 RUN2 SS1 CLKIN 500kHz EXTERNAL SYNC INPUT VCC RUN1 VSNSOUT COMP2 FB2 VCC 0.22µF CIN2 22µF × 2 10k 16V 100k FB1 COMP1 VSNSP VSNSN 470pF 30.1k VCC 1µF 3.3nF VIN VCC SS1 VINSNS CONFIG IAVG PGOOD1 PWMEN1 PWM1 280Ω 100pF 0.1µF CIN1 180µF VCC 5V 3.3nF IAVG1 1Ω 2.2µF 16V 53.6k VCC VIN RUN1 VIN VIN SS1 LTC3861-1 RUN1 ILIM1 SGND ISNS1P ISNS1N ISNS2N ISNS2P SGND ILIM2 RUN2 SS2 FREQ CLKIN CLKOUT PHSMD PGOOD2 PWMEN2 PWM2 VCC FB1 COMP1 VSNSP VSNSN VSNSOUT COMP2 FB2 34k COUT2 : SANYO 2R5TPE330M9 COUT1 : MURATA GRM32ER60J107ME20 L1, L2, L3, L4 : WÜRTH ELEKTRONIK 744355147 53.6k VCC VIN 0.22µF BOOT PHASE V TDA21220 COUT1 100µF × 8 6.3V COUT2 330µF ×8 2.5V 2.87k IN DISB VSWH PWM VDRV PGND VCIN SMOD CGND L2 0.47µH 10k 2.2µF 16V 0.22µF CIN4 22µF × 2 10k 16V 1Ω 2.2µF 16V RUN1 SS1 0.22µF 0.22µF CIN3 22µF × 2 10k 16V VCC RUN1 VCC SS1 VINSNS CONFIG IAVG PGOOD1 PWMEN1 PWM1 VCC 2.87k 10k 2.2µF 16V VCC 34k 100pF 1µF L1 0.47µH IN VSWH DISB PWM PGND VDRV VCIN SMOD CGND VOUT 1V/ 100A 1Ω 2.2µF 16V VCC 5V BOOT PHASE V TDA21220 BOOT PHASE TDA21220 VIN VSWH DISB PWM PGND VDRV VCIN SMOD CGND L3 0.47µH 2.87k 10k 2.2µF 16V 0.22µF 0.22µF 0.22µF CIN5 22µF × 2 10k 16V VCC 1Ω 2.2µF 16V 2.2µF 16V BOOT PHASE V TDA21220 2.87k IN VSWH DISB PWM PGND VDRV VCIN SMOD CGND L4 0.47µH 10k 38611 TA04 38611fa 34 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 標準的応用例 デュアル出力コンバータ：DrMOSを使用した3フェーズおよび 1フェーズ、500kHz の外部クロックに同期 SS1 VIN 7V TO 14V VCC 5V 280Ω 20k 3.3nF 30.1k 100k VOUT1 LTC3861-1 VSNSOUT COMP2 FB2 RUN1 ILIM1 SGND ISNS1P ISNS1N ISNS2N ISNS2P SGND ILIM2 RUN2 SS2 FREQ CLKIN CLKOUT PHSMD PGOOD2 PWMEN2 PWM2 VCC SS1 CLKIN 500kHz EXTERNAL SYNC INPUT VCC RUN1 FB1 COMP1 VSNSP VSNSN 150pF CIN2 22µF × 2 10k 16V VCC 1µF 3.48k 0.22µF VIN VCC SS1 VINSNS CONFIG IAVG PGOOD1 PWMEN1 PWM1 3.3nF 100pF 0.1µF CIN1 180µF 1Ω 2.2µF 16V 53.6k VCC CIN3 22µF × 2 10k 16V VCC VCC SS1 VINSNS CONFIG IAVG PGOOD1 PWMEN1 PWM1 VOUT2 FB1 COMP1 VSNSP VSNSN VSNSOUT 3.3nF 280Ω 100pF 2.1k 1.5nF LTC3861-1 COMP2 FB2 RUN1 ILIM1 SGND ISNS1P ISNS1N ISNS2N ISNS2P SGND ILIM2 RUN2 SS2 FREQ CLKIN CLKOUT PHSMD PGOOD2 PWMEN2 PWM2 10k RUN1 VIN 53.6k RUN2 4.99k 0.1µF 34k 100k VCC 2.2µF 16V CIN4 22µF × 2 10k 16V VCC 53.6k 0.22µF BOOT PHASE V FDMF6707B IN VSWH DISB PWM PGND VDRV VCIN SMOD CGND COUT1 100µF × 6 6.3V COUT2 330µF ×6 2.5V 2.87k L2 0.47µH 10k 0.22µF VIN VIN SS1 0.22µF 0.22µF VIN RUN1 34k VCC 2.87k VOUT1 1V/ 75A 100pF 1µF L1 0.47µH 10k 2.2µF 16V 1Ω 2.2µF 16V VCC 5V BOOT PHASE FDMF6707B VIN VSWH DISB PWM PGND VDRV VCIN SMOD CGND 1Ω 2.2µF 16V 2.2µF 16V BOOT PHASE FDMF6707B VIN VSWH DISB PWM PGND VDRV VCIN SMOD CGND VCC 1Ω 2.2µF 16V 2.2µF 16V COUT2, COUT4 : SANYO 2R5TPE330M9 COUT1, COUT3 : MURATA GRM32ER60J107ME20 L1, L2, L3, L4 : WÜRTH ELEKTRONIK 744355147 2.87k 10k 0.22µF 0.22µF 0.22µF CIN5 22µF × 2 10k 16V L3 0.47µH BOOT PHASE FDMF6707B VIN VSWH DISB PWM PGND VDRV VCIN SMOD CGND 10k 2.87k L4 0.47µH VOUT2 1.8V/ 25A COUT3 100µF × 2 6.3V COUT4 330µF ×3 2.5V 38611 TA05 38611fa 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 35 LTC3861-1 パッケージ 最新のパッケージ図面については、http://www.linear-tech.co.jp/designtools/packaging/を参照してください。 UH Package 32-Lead Plastic QFN (5mm × 5mm) (Reference LTC DWG # 05-08-1693 Rev D) 0.70 ±0.05 5.50 ±0.05 4.10 ±0.05 3.50 REF (4 SIDES) 3.45 ±0.05 3.45 ±0.05 パッケージの外形 0.25 ±0.05 0.50 BSC 推奨半田レイアウト 半田付けされない領域には半田マスクを使用する 5.00 ±0.10 (4 SIDES) ピン 1 のノッチ R=0.30( 標準） または 0.35 ｘ 45 の面取り 底面図 - 露出パッド 0.75 ±0.05 R = 0.05 TYP 0.00 – 0.05 R = 0.115 TYP 31 32 0.40 ±0.10 ピン 1 の トップ・マーキング （NOTE 6 を参照） 1 2 3.50 REF (4-SIDES) 3.45 ±0.10 3.45 ±0.10 (UH32) QFN 0406 REV D 0.200 REF NOTE： 1. 図は JEDEC パッケージ外形 MO-220 のバリエーション WHHD-(X) にするよう提案されている （承認予定） 。 2. 図は実寸とは異なる 3. 全ての寸法はミリメートル 4. パッケージ底面の露出パッドの寸法にはモールドのバリを含まない。 モールドのバリは （もしあれば） 各サイドで 0.20mm を超えないこと 5. 露出パッドは半田メッキとする 6. 網掛けの部分はパッケージの上面と底面のピン 1 の位置の参考に過ぎない 0.25 ±0.05 0.50 BSC 38611fa 36 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LTC3861-1 改訂履歴 REV 日付 A 6/13 概要 図、グラフ、表を修正。文章を明確化。 ページ番号 2、27、32、33、 34 38611fa リニアテクノロジー・コーポレーションがここで提供する情報は正確かつ信頼できるものと考えておりますが、その使用に関する責務は 一切負いません。また、ここに記載された回路結線と既存特許とのいかなる関連についても一切関知いたしません。なお、日本語の資料は あくまでも参考資料です。訂正、変更、改版に追従していない場合があります。 最終的な確認は必ず最新の英語版データシートでお願いいたします。 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 37 LTC3861-1 標準的応用例 ディスクリートのゲート・ドライバとMOSFETを使用した2フェーズ 1.2V/60Aコンバータ、fSW = 300kHz VCC CIN1 180µF VCC 5V 13k 20k 220pF 20k 1µF SS1 1nF VOUT VCC 4.7µF 100k D1 RUN1 FB1 COMP1 VSNSP VSNSN VSNSOUT COMP2 FB2 LTC3861-1 M1 BSC050NE2LS ×2 M2 BSC010NE2LS ×2 L1 0.47µH VOUT 1.2V/ 60A COUT1 COUT2 100µF × 4 330µF × 6 6.3V 2.5V 2.87k 0.22µF 0.22µF VCC VIN VCC 28.7k 4.7µF COUT2 : SANYO 2R5TPE330M9 COUT1 : MURATA GRM32ER60J107ME20 L1, L2 : WÜRTH ELEKTRONIK 744355147 CIN2 22µF × 2 59k RUN1 ILIM1 SGND ISNS1P ISNS1N ISNS2N ISNS2P SGND ILIM2 RUN2 RUN1 SS1 IN LTC4449 GND VLOGIC TG VCC TS BOOST BG 0.22µF VCC SS1 VINSNS CONFIG IAVG PGOOD1 PWMEN1 PWM1 221Ω VCC SS2 FREQ CLKIN CLKOUT PHSMD PGOOD2 PWMEN2 PWM2 1nF VIN 100pF VIN 7V TO 14V D2 IN LTC4449 GND VLOGIC TG VCC TS BOOST BG 0.22µF CIN3 22µF × 2 2.87k M3 BSC050NE2LS ×2 M4 BSC010NE2LS ×2 L2 0.47µH 38611 TA06 関連製品 製品番号 LTC3880/ LTC3880-1 LTC3855 LTC3856 LTC3838 LTC3839 LTC3860 LTC3869/ LTC3869-2 LTC3866 LTC4449 LTC4442/ LTC4442-1 LTC3861 説明 注釈 デジタル・パワーシステム・マネージメント機能付き、 VIN：最大 24V、0.5V ≤ VOUT ≤ 5.5V、アナログ制御ループ、 EEPROMおよび16ビットADC 付きI2C/PMBusインタフェース デュアル出力PolyPhase 降圧 DC/DCコントローラ 差動アンプおよび DCRによる温度補償機能付き、デュアル出力、4.5V≤ VIN ≤ 38V、0.8V ≤ VOUT ≤ 12V、 PLL 固定周波数：250kHz ∼ 770kHz 2フェーズ同期整流式降圧 DC/DCコントローラ 差動アンプおよび DCRによる温度補償機能付き、シングル出力、4.5V ≤ VIN ≤ 38V、0.8V ≤ VOUT ≤ 5V、 2フェーズ同期整流式降圧 DC/DCコントローラ PLL 固定周波数：250kHz ∼ 770kHz 差動アンプおよびオン時間制御機能付き、デュアル出力、 4.5V ≤ VIN ≤ 38V、0.8V ≤ VOUT ≤ 5.5V、PLL、 2フェーズ同期整流式降圧 DC/DCコントローラ スイッチング周波数：最大 2MHz 差動アンプおよびオン時間制御機能付き、シングル出力、 4.5V ≤ VIN ≤ 38V、0.8V ≤ VOUT ≤ 5.5V、PLL、 2フェーズ同期整流式降圧 DC/DCコントローラ スイッチング周波数：最大 2MHz 差動アンプおよびスリーステート出力ドライブ付き、デュアル、 パワーブロック、DrMOSデバイスまたは外付けMOSFETで マルチフェーズ同期整流式降圧 DC/DCコントローラ 動作、3V ≤ VIN ≤ 24V、tON（MIN）= 20ns 高精度電流分担機能付き、デュアル出力、 4V ≤ VIN ≤ 38V、VOUT3：最大 12.5V、 PLL 固定周波数：250kHz ∼ 750kHz 2フェーズ同期整流式降圧 DC/DCコントローラ ミリボルト以下のDCRによる検出機能付き、シングル出力、 4.75V ≤ VIN ≤ 38V、0.6V≤ VOUT ≤ 3.5V、 高電力、電流モード・コントローラ 固定周波数：250kHz ∼ 770kHz 高速同期整流式 NチャネルMOSFETドライバ VIN：最大38V、 4V ≤ VCC ≤ 6.5V、 適応型シュートスルー保護、 2mm 3mm DFN-8 パッケージ 高速同期整流式 NチャネルMOSFETドライバ VIN：最大 38V、6V ≤ VCC ≤ 9V、適応型シュートスルー保護、 MSOP-8 パッケージ 2 個の差動アンプおよびスリーステート出力ドライブ付き、 パワーブロック、DrMOSデバイスまたは外付けMOSFETで デュアル、マルチフェーズ同期整流式降圧 DC/DCコントローラ 動作、3V ≤ VIN ≤ 24V、tON（MIN）= 20ns 38611fa 38 リニアテクノロジー株式会社 〒102-0094 東京都千代田区紀尾井町3-6紀尾井町パークビル8F 詳細：www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 TEL 03-5226-7291 ● FAX 03-5226-0268 ● www.linear-tech.co.jp/LTC3861-1 LT 0613 REV A • PRINTED IN JAPAN LINEAR TECHNOLOGY CORPORATION 2012